EP0767996A1 - Procede d'estimation d'une erreur de phase residuelle sur les echantillons d'un signal numerique demodule, et procede de correction correspondant - Google Patents

Procede d'estimation d'une erreur de phase residuelle sur les echantillons d'un signal numerique demodule, et procede de correction correspondant

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EP0767996A1
EP0767996A1 EP95924350A EP95924350A EP0767996A1 EP 0767996 A1 EP0767996 A1 EP 0767996A1 EP 95924350 A EP95924350 A EP 95924350A EP 95924350 A EP95924350 A EP 95924350A EP 0767996 A1 EP0767996 A1 EP 0767996A1
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EP
European Patent Office
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samples
phase error
residual phase
estimation
phase shift
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP95924350A
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German (de)
English (en)
Inventor
Pierre Combelles
Jean-Christophe Rault
Damien Castelain
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Telediffusion de France ets Public de Diffusion
Orange SA
Original Assignee
Telediffusion de France ets Public de Diffusion
France Telecom SA
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Filing date
Publication date
Application filed by Telediffusion de France ets Public de Diffusion, France Telecom SA filed Critical Telediffusion de France ets Public de Diffusion
Publication of EP0767996A1 publication Critical patent/EP0767996A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
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    • H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
    • H04L2027/0063—Elements of loops
    • H04L2027/0065—Frequency error detectors

Definitions

  • the field of the invention is that of the reception of digital signals, and in particular, but not exclusively, of signals transmitted using a plurality of carrier frequencies transmitted simultaneously.
  • the invention applies in particular to receivers of signals transmitted according to the technique of frequency division multiplexing (in English: Frequency Division Multiplex (FDM)), and for example to receivers of the COFDM system (Coded Orthogonal Frequency Division
  • FDM Frequency Division Multiplex
  • COFDM system Coded Orthogonal Frequency Division
  • receiving a digital signal essentially consists in demodulating a transmitted signal, using a local frequency transposition oscillator, then in recovering after filtering and sampling the digital values in phase and in quadrature.
  • Channel decoding of these digital values is then carried out, according to the coding method used on transmission. If the transmission uses several carriers, an intermediate operation to recover the symbol assigned to each carrier is carried out, by selective filtering or by the application of an adequate mathematical transformation.
  • CAF automatic frequency control
  • channel decoding generally implements soft decision decoding techniques, such as the Viterbi method. These techniques generally make it possible to reconstruct the source data sequence, even if some demodulated values are false.
  • Yet another objective of the invention is to provide such a method, making it possible to limit the source decoding processing, in particular as regards the correction of errors.
  • a method for estimating a residual phase error on the data samples of a demodulated digital signal comprising the following steps: - hard decision of the value of each of said samples, by association with each of said samples of the data element most likely, among a constellation of data elements forming a modulation alphabet; determining a phase shift between each of said samples and its associated data item; - estimation of information representative of said residual phase error, from the phase shift corresponding to at least two samples (typically: 50 samples).
  • the invention makes it possible to determine the phase shift undergone by each demodulated sample, due to the slight shifts of the local oscillator (phase noise), by a "raw” analysis of these samples, before the decoding proper. This allows on the one hand to compensate for this phase noise (which the estimation of the response of the transmission channel does not allow), and on the other hand to act on the local oscillator.
  • said estimation step comprises a first step of weighting said phase shifts, as a function of a confidence coefficient associated with each of said samples, delivered by a channel estimator module (channel response and / or power of the noise).
  • the confidence coefficient is, for example, the squared module of the channel estimate used for the demodulation of the sample.
  • said estimation step also includes a second step of weighting said phase shifts, as a function of information representative of the overall noise power, delivered by a noise spectrum evaluation module.
  • said step estimation includes a step of calculating the equation
  • ⁇ 11 TM is said information representative of the residual phase error
  • ⁇ 2 is the overall noise power
  • C k is the offset determined for carrier k
  • p k is the confidence coefficient associated with the carrier k (corresponding substantially to the signal / noise ratio).
  • said phase shift is assimilated to its imaginary part, its real part being systematically fixed equal to 1.
  • said estimation step comprises a correction step, consisting in substantially accentuating said residual phase error, the accentuation increasing with said phase error.
  • the aim of this correction step is to compensate for the underestimates of the phase shift which appear when this shift is large.
  • said estimate preferably takes into account at least two samples corresponding to different carriers.
  • said estimation step comprises a third weighting step, consisting in granting a confidence substantially inversely proportional to the distance of the data element considered from the center of the constellation.
  • the further the data element is from the center the smaller the phase difference which separates it from its neighbor, which can lead, in the most unfavorable situations, to harsh false decisions, and therefore to false estimates of the phase shift.
  • a simplified weighting method can consist in taking into account only symbols close to the center of the constellation.
  • the estimation of the residual error according to the invention can be used in numerous ways, within the reception chain, and in particular for at least one of the operations belonging to the group comprising: - correction of the effect of said residual phase error on said samples; - - control of a local oscillator for demodulation of the received signal; correction of the demodulated signals in phase and in quadrature corresponding to the received signal; - control of soft decision processing on the value of said samples.
  • the invention applies to a method for correcting the effect of a residual phase error on the data samples of a demodulated digital signal, comprising the following steps: - obtaining information ⁇ 11111 representative of said residual phase error, by the method of estimating a residual phase error according to the method described above; and rotation of said samples of e * J cesl ⁇ m , delivering corrected samples.
  • said obtaining and rotation steps are repeated at least once on said corrected samples, so as to optimize the correction.
  • FIG. 1 is a simplified block diagram of a receiver implementing the method of the invention
  • FIG. 2 illustrates the states that the symbols of a 16-state modulation can take, and the effect of the phase shift
  • - Figure 3 shows, in the form of a simplified flowchart, the estimation method of the invention, as implemented in Figure 1
  • FIG. 4 presents an example of a function f of weighting as a function of the power of the noise, implemented in the method of FIG. 3
  • FIG. 5 illustrates an example of a function g for correcting the effect of strong phase shifts
  • FIG. 6 illustrates a method for correcting a residual phase error, implementing the method of FIG. 3, and implemented in the receiver of FIG. 1.
  • the invention applies to the detection, in particular in view of its correction, of a residual phase error appearing during the demodulation of a digital signal, whether this signal is transmitted according to a single or multi-carrier technique , whatever the types of modulation (for example MDP4, MDP8, 16QAM, 64QAM, ...) and of demodulation (differential or coherent) implemented.
  • modulation for example MDP4, MDP8, 16QAM, 64QAM, Certainly and of demodulation (differential or coherent) implemented.
  • the first principle is the distribution of the information to be transmitted over a large number of carriers (for example 512 or 1024, over a band of 8
  • the second principle of the COFDM system consists in correlating by a coding process consecutive information elements and in transmitting them to points distant from the time-frequency domain (technique of interleaving in time and in frequency). The remoteness of these points is chosen so as to ensure the statistical independence of the disturbances that they are likely to undergo during transmission.
  • the coding used is for example of the convolutional type. It is advantageously associated with a decoding implementing an algorithm of
  • the convolutional coder delivers complex values C k belonging to a modulation alphabet.
  • the choice of the alphabet specifies the type of modulation used.
  • the alphabet used is ⁇ 1 + i, 1 - i, -1 + i, -1 - i ⁇ .
  • MDP4 modulation with 4 phase states
  • Many other types of modulation can be used, such as MDP8, 16QAM, 64QAM modulations or trellis coding modulations according to the Ungerboeck method.
  • Each carrier of each symbol is modulated by one of these complex values C k , k representing the index of the carrier.
  • the channel decoder is supplied by metrics determined from the following corrected samples Z k :
  • Z k Y k H k is with associated confidence corresponding substantially to:
  • FIG. 1 is a simplified block diagram of a receiver implementing the method of the invention.
  • the received signal 11 is firstly transposed into baseband, by the multiplier 12 controlled by the local oscillator 13, which delivers the transposition frequency f 0 . Then the transposed signal is filtered by a low-pass filter 14, and converted into a digital signal by a sampler 15. Then, a module 16 for generating the components in phase and in quadrature delivers the channels
  • the channels I and Q are subjected to an FFT transformation 18, which delivers the samples 19 corresponding to each carrier Y k .
  • This figure 2 illustrates the 16 states 21 j to 21 16 that the symbols of a 16-state modulation (16QAM for example) can take in the space of complexes defined by the two axes 22 j and 22 Q.
  • the symbols received do not always correspond exactly to these original symbols 21 d to 21 16 .
  • phase noise can cause a rotation of a phase shift angle ⁇ for all the carriers, which is not corrected by the estimation of the channel H k is .
  • the noisy samples received Z k 23 j to 23 16 undergo a rotation of ⁇ , or, in other words, are multiplied by e JC .
  • the element 24, belonging to the cloud 23 2 corresponds to the symbol 21 x .
  • the original symbol 21 l5 which it will be assimilated in the case of conventional methods. Sensitivity to the phenomenon increases with the size of the alphabet.
  • the receiver (figure 1) includes an additional module
  • this module 114 for estimating the residual error 115 ⁇ , fed by the hard decisions Z k .
  • the method implemented by this module is described below, in relation to FIG. 3.
  • this module 114 takes into account a confidence coefficient 119 p k 2 , delivered by the module 110 for estimating the channel, and information ⁇ k 2 of overall noise power delivered by a conventional module
  • the residual error ⁇ 115 can be used in several ways, simultaneously or not.
  • the decoding of channel 125 is carried out on samples 126 not subject, or only slightly, to the residual phase error. As will be seen later, the treatment can be repeated, to further limit the effect of this residual phase error.
  • the channel 125 decoding takes account of the ratio 126
  • FIG. 3 presents, in the form of a simplified flowchart, the estimation method of the invention, as implemented in module 114.
  • This method comprises first a step 31 of hard decision, consisting in associating to the sample Z k the value P k of the most probable modulation alphabet used, that is to say, with reference to Figure 2, the nearest value 21 j . Then, we determine (32) the phase shift ⁇ k between the sample
  • phase shift can be limited to its imaginary part, which amounts to determining:
  • an average is produced (34) over several phase shifts corresponding to distinct carriers of the same symbol (case of a multicarrier signal) and / or to several successive symbols over time, in order to obtain the information representative of the residual error.
  • the correction step 33 can comprise four sub-steps, which can be implemented or not independently depending on the needs, the type of signal, the level of disturbance of the channel, the application (reception in mobiles for example ), etc.
  • the processing can therefore include a first sub-step 36 of weighting as a function of a confidence coefficient ⁇ k delivered by the channel estimator. Indeed, it is desirable to attach greater importance to the values for which the channel is not too disturbed.
  • This step 39 may for example consist in associating with the offset ⁇ the value g ( ⁇ ), the function g increasing the high offsets (in absolute value).
  • FIG. 5 illustrates such a function g, in the case of a 64QAM modulation. It can be seen that a calculated phase shift of 5 ° is associated with the value 7.5 °.
  • the invention makes it possible to correct the phase shift calculated according to this method.
  • Such a correction method is illustrated in FIG. 6.
  • the residual phase error ⁇ is firstly calculated (61), according to the method of FIG. 3, then a correction rotation 62 is carried out corresponding to the hard decisions. This amounts to multiplying the values Z k by e " J f .
  • this processing can be repeated (63) at least once, ⁇ being smaller the second time, there appear fewer errors on the decisions hard. As a result, the estimate will be better.
  • the correction steps can be adapted to each iteration.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

L'invention concerne un procédé d'estimation d'une erreur de phase résiduelle sur les échantillons (Zk) de données d'un signal numérique démodulé, comprenant les étapes suivantes: décision dure (31) de la valeur de chacun desdits échantillons, par association à chacun desdits échantillons de l'élément de données le plus probable, parmi une constellation d'éléments de données formant un alphabet de modulation; détermination (32) d'un décalage de phase entre chacun desdits échantillons et son élément de données associé; estimation (33, 34) d'une information représentative de ladite erreur de phase résiduelle, à partir du décalage de phase correspondant à au moins deux échantillons.

Description

1
Procédé d'estimation d'une erreur de phase résiduelle sur les échantillons d'un signal numérique démodulé, et procédé de correction correspondant.
Le domaine de l'invention est celui de la réception de signaux numériques, et notamment, mais non exclusivement, de signaux transmis à l'aide d'une pluralité de fréquences porteuses émises simultanément.
En d'autres termes, l'invention s'applique en particulier aux récepteurs de signaux transmis selon la technique du multiplexage par répartition en fréquence (en anglais : Frequency Division Multiplex (FDM)), et par exemple aux récepteurs du système COFDM (Coded Orthogonal Frequency Division
Multiplex (multiplexage de fréquences orthogonales codées)), mis en oeuvre notamment dans le cadre du projet européen Eurêka 147 "DAB" (Digital Audio Broadcasting (diffusion audionumérique)).
De façon classique, la réception d'un signal numérique consiste essentiellement à démoduler un signal transmis, à l'aide d'un oscillateur local de transposition de fréquence, puis à récupérer après filtrage et échantillonnage des valeurs numériques en phase et en quadrature. On effectue ensuite un décodage canal de ces valeurs numériques, en fonction du procédé de codage utilisé à l'émission. Si la transmission met en oeuvre plusieurs porteuses, une opération intermédiaire de récupération du symbole affecté à chaque porteuse est réalisée, par filtrage sélectif ou par l'application d'une transformation mathématique adéquate.
On connaît de nombreux moyens de contrôle de la fréquence d'oscillation de l'oscillateur local, et notamment les dispositifs de contrôle automatique de fréquence (CAF). Un exemple de CAF, applicable aux signaux multiporteuses est par exemple décrit dans la demande de brevet française FR
93 02198, aux noms des mêmes déposants.
Toutefois, de légères variations de fréquences peuvent apparaître dans l'oscillateur local, que ne peuvent combattre les techniques de CAF. Ces variations, appelées bruit de phase, se traduisent entre autres par un léger décalage de phase sur les échantillons à décoder. Ainsi que cela apparaîtra plus précisément par la suite, ce décalage de phase n'est pas pris en compte par les démodulateurs. Les échantillons fournis aux décodeurs de canal peuvent donc ne pas correspondre aux valeurs émises, et, par conséquent, perturber le décodage de canal. Pour limiter ce problème, le décodage de canal met en général en oeuvre des techniques de décodage à décision douce, telles que la méthode de Viterbi. Ces techniques permettent en général de reconstituer la séquence de données source, même si quelques valeurs démodulées sont fausses.
Toutefois, dans certaines situations, le décodage de canal peut se trouver perturbé. C'est par exemple le cas si une série importante de valeurs fausses est reçue, du fait d'un bruit de phase trop élevé. Par ailleurs, plus le risque d'erreur dû au bruit de phase est élevé, plus le décodage de cariai doit mettre en oeuvre des traitements complexes, donc coûteux, tant sur le plan du matériel que sur celui du temps de traitement. L'invention a notamment pour objectif de pallier ces différents inconvénients de l'état de la technique.
- Plus précisément, un objectif essentiel de l'invention est de fournir un procédé d'estimation de l'erreur de phase sur les échantillons d'un signal numérique, après leur démodulation. Un autre objectif de l'invention est également de fournir un tel procédé, permettant de limiter, voire de supprimer, le bruit de phase induit par l'oscillateur local.
Encore un autre objectif de l'invention est de fournir un tel procédé, permettant de limiter les traitements de décodage source, notamment en ce qui concerne la correction des erreurs.
Ces objectifs, ainsi que d'autres qui apparaîtront par la suite, sont atteints selon l'invention à l'aide d'un procédé d'estimation d'une erreur de phase résiduelle sur les échantillons de données d'un signal numérique démodulé, comprenant les étapes suivantes : - décision dure de la valeur de chacun desdits échantillons, par association à chacun desdits échantillons de l'élément de données le plus probable, parmi une constellation d'éléments de données formant un alphabet de modulation ; détermination d'un décalage de phase entre chacun desdits échantillons et son élément de données associé ; - estimation d'une information représentative de ladite erreur de phase résiduelle, à partir du décalage de phase correspondant à au moins deux échantillons (typiquement : 50 échantillons).
En d'autres termes, l'invention permet de déterminer le décalage de phase subi par chaque échantillon démodulé, du fait des légers décalages de l'oscillateur local (bruit de phase), par une analyse "brute" de ces échantillons, avant le décodage proprement dit. Cela permet d'une part de compenser ce bruit de phase (ce que ne permet pas l'estimation de la réponse du canal de transmission), et d'autre part d'agir sur l'oscillateur local.
De façon avantageuse, ladite étape d'estimation comprend une première étape de pondération desdits décalages de phase, en fonction d'un coefficient de confiance associé à chacun desdits échantillons, délivré par un module estimateur de canal (réponse du canal et/ou puissance du bruit).
Ainsi, moins l'échantillon considéré a été perturbé lors de la transmission, plus la confiance accordée à l'estimation est grande. Le coefficient de confiance est par exemple le module au carré de l'estimation du canal utilisée pour la démodulation de l'échantillon.
Préférentiellement, ladite étape d'estimation comprend également une seconde étape de pondération desdits décalages de phase, en fonction d'une information représentative de la puissance de bruit globale, délivré par un module d'évaluation du spectre de bruit.
Cela permet d'augmenter sensiblement la valeur de l'estimation du décalage de phase, lorsque le niveau de bruit est important, de façon à compenser le fait que des erreurs sur les décisions dures induisent des estimations de décalage de phase ayant un signe erroné, et, en conséquence, une valeur absolue de l'erreur de phase résiduelle estimée trop faible.
Selon un mode de réalisation avantageux de l'invention, ladite étape d'estimation comprend une étape de calcul de l'équation
où : ∞11™ est ladite information représentative de l'erreur de phase résiduelle ; σ2 est la puissance de bruit globale ; f est une fonction croissante et telle que f(0) = 1 ; Ck est le décalage déterminé pour la porteuse k ; pk est le coefficient de confiance associé à la porteuse k (correspondant sensiblement au rapport signal/bruit). Préférentiellement, de façon notamment à limiter les calculs dans ladite étape de détermination d'un décalage de phase, ledit décalage de phase est assimilé à sa partie imaginaire, sa partie réelle étant systématiquement fixée égale à 1.
On vérifie en effet aisément que seule cette partie imaginaire est réellement significative, la partie réelle exacte étant toujours proche de 1.
De façon avantageuse, ladite étape d'estimation comprend une étape de correction, consistant à sensiblement accentuer ladite erreur de phase résiduelle, l'accentuation étant croissante avec ladite erreur de phase.
Cette étape de correction a pour but de compenser les sous-estimations du décalage de phase qui apparaissent lorsque ce décalage est important.
Dans le cas où l'invention s'applique à un signal constitué d'une pluralité de porteuses émises simultanément, ladite estimation prend préférentiellement en compte au moins deux échantillons correspondant à des porteuses différentes. Comme on le verra par la suite, l'invention est particulièrement adaptée aux signaux de ce type, et par exemple aux signaux COFDM. De façon préférentielle, ladite étape d'estimation comprend une troisième étape de pondération, consistant à accorder une confiance sensiblement inversement proportionnelle à l'éloignement de l'élément de données considéré par rapport au centre de la constellation. En effet, plus l'élément de données est éloigné du centre, plus la différence de phase qui le sépare de son voisin est faible, ce qui peut conduire, dans les situations les plus défavorables, à de fausses décisions dures, et donc à de fausses estimations du déphasage. En revanche, à proximité du centre de la constellation, ce risque est beaucoup plus limité. Un mode de pondération simplifié peut consister à ne prendre en compte que des symboles proches du centre de la constellation.
L'estimation de l'erreur résiduelle selon l'invention peut être utilisé de nombreuses manières, à l'intérieur de la chaîne de réception, et en particulier pour au moins une des opérations appartenant au groupe comprenant : - correction de l'effet de ladite erreur de phase résiduelle sur lesdits échantillons ; - - contrôle d'un oscillateur local de démodulation du signal reçu ; correction des signaux démodulés en phase et en quadrature correspondant au signal reçu ; - contrôle de traitements de décision douce sur la valeur desdits échantillons. Ainsi, en particulier, l'invention s'applique à un procédé de correction de l'effet d'une erreur de phase résiduelle sur les échantillons de données d'un signal numérique démodulé, comprenant les étapes suivantes : - obtention d'une information ζ∞11111 représentative de ladite erreur de phase résiduelle, par le procédé d'estimation d'une erreur de phase résiduelle selon le procédé décrit précédemment ; et rotation desdits échantillons de e *Jceslιm, délivrant des échantillons corrigés. Avantageusement, lesdites étapes d'obtention et de rotation sont répétées au moins une fois sur lesdits échantillons corrigés, de façon à optimiser la correction.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description suivante de plusieurs modes de réalisation de l'invention, donnés à titre d'exemples illustratifs et non limitatifs, et des dessins annexés dans lesquels : la figure 1 est un schéma synoptique simplifié d'un récepteur mettant en oeuvre le procédé de l'invention ; la figure 2 illustre les états que peuvent prendre les symboles d'une modulation à 16 états, et l'effet du décalage de phase ; - la figure 3 présente, sous la forme d'un organigramme simplifié, le procédé d'estimation de l'invention, tel que mis en oeuvre dans la figure 1 ; la figure 4 présente un exemple d'une fonction f de pondération en fonction de la puissance du bruit, mise en oeuvre dans le procédé de la figure 3 ; la figure 5 illustre un exemple d'une fonction g de correction de l'effet des forts déphasages ; la figure 6 illustre un procédé de correction d'une erreur de phase résiduelle, mettant en oeuvre le procédé de la figure 3, et mis en oeuvre dans le récepteur de la figure 1.
Comme indiqué précédemment, l'invention s'applique à la détection, notamment en vu de sa correction, d'une erreur de phase résiduelle apparaissant lors de la démodulation d'un signal numérique, que ce signal soit transmis selon une technique monoporteuse ou multiporteuse, quels que soient les types de modulation (par exemple MDP4, MDP8, 16QAM, 64QAM,...) et de démodulation (différentielle ou cohérente) mis en oeuvre.
Le mode de réalisation préférentiel décrit par la suite s'applique au système COFDM. L'homme du métier saura aisément en déduire l'application à d'autres systèmes. On rappelle rapidement que le système COFDM, décrit en particulier dans le brevet français FR-86 09622 déposé le 2 juillet 1986 et dans le document "Principes de modulation et de codage canal en radiodiffusion numérique vers les mobiles" (M. Alard et R. Lassalle ; Revue de l'U.E.R, n° 224, août 1987, pp. 168-190), repose notamment sur la combinaison de deux principes essentiels.
Le premier principe est la répartition de l'information à transmettre sur un grand nombre de porteuses (par exemple 512 ou 1024, sur une bande de 8
MHz) modulées chacune à un faible débit, afin de réduire l'effet de sélectivité du canal de transmission.
Le second principe du système COFDM consiste à corréler par un procédé de codage des éléments d'information consécutifs et à les transmettre en des points distants du domaine temps-fréquence (technique de l'entrelacement en temps et en fréquence). L'éloignement de ces points est choisi de façon à assurer l'indépendance statistique des perturbations qu'ils risquent de subir lors de la transmission.
Le codage employé est par exemple de type convolutif. Il est avantageusement associé à un décodage mettant en oeuvre un algorithme de
Viterbi en décision douce.
- Plus précisément, le codeur convolutif délivre des valeurs complexes Ck appartenant à un alphabet de modulation. Le choix de l'alphabet spécifie le type de modulation utilisé. Par exemple, pour une modulation à 4 états de phase (MDP4), l'alphabet utilisé est {1 + i, 1 - i, -1 + i, -1 - i}. De nombreux autres types de modulation peuvent être utilisés, tels que les modulations MDP8, 16QAM, 64QAM ou les modulations par codage en treillis selon la méthode d'Ungerboeck.
Chaque porteuse de chaque symbole est modulée par l'une de ces valeurs complexes Ck, k représentant l'indice de la porteuse.
On sait que le canal de transmission induit des distorsions, qui correspondent à une multiplication de chaque valeur Ck par un complexe Hk, représentant la réponse du canal pour la k porteuse. Par ailleurs, il apparaît toujours du bruit lors de la transmission, qui s'ajoute au signal transmis. Si l'on désigne par Nk le bruit affectant la porteuse k, la valeur complexe modulant cette porteuse à la réception peut s'écrire : Yk = Hk.Ck + Nk Plusieurs méthodes d'estimation de Hk sont connues, qui délivrent une valeur estimée Hkest. Par exemple, dans le cas de la démodulation différentielle, on détermine au rang j (où j représente la dimension temporelle) un estimateur simplifié du canal déduit du rang j-1 :
Hj,kest = Yj,k/Cj,k Nk est une variable gaussienne aléatoire, dont la variance σ (la puissance de bruit) peut varier d'une porteuse à l'autre, du fait des interférences. Cette variance est déterminée de façon connue, par un module d'estimation du bruit. Ainsi, le décodeur de canal est alimenté par des métriques déterminées à partir des échantillons corrigées Zk suivants :
Zk = Yk Hkest avec une confiance associée correspondant sensiblement à :
2 m «r.|2
La figure 1 est un schéma synoptique simplifié d'un récepteur mettant en oeuvre le procédé de l'invention.
Le signal reçu 11 est tout d'abord transposé en bande de base, par le multiplieur 12 contrôlé par l'oscillateur local 13, qui délivre la fréquence de transposition f0. Puis le signal transposé est filtré par un filtre passe-bas 14, et converti en un signal numérique par un échantillonneur 15. Ensuite, un module 16 de génération des composantes en phase et en quadrature délivre les voies
17j et 17Q.
Dans le cas du COFDM, les voies I et Q sont soumises à une transformation F.F.T. 18, qui délivre les échantillons 19 correspondant à chaque porteuse Yk. Un module 110 d'estimation de la réponse du canal fournit l'estimation 111 du canal, H^1, qui divise (112) les échantillons 19, pour 9 délivrer les décisions brutes 113 sur la valeur complexe de l'échantillon reçu, soit sensiblement Zk = Ck +
Les éléments décrits jusqu'ici sont classiques d'une chaîne de démodulation COFDM. Ensuite, selon les techniques connues, les échantillons bruités 113 sont directement soumises à un module 125 de décodage de canal.
Pourtant, ces échantillons peuvent être perturbées par un décalage de phase résiduel, ainsi que cela est illustré par la figure 2.
Cette figure 2 illustre les 16 états 21j à 2116 que peuvent prendre les symboles d'une modulation à 16 états (16QAM par exemple) dans l'espace des complexes défini par les deux axes 22j et 22Q.
Dans la pratique, les symboles reçus ne correspondent pas toujours exactement à ces symboles originaux 21j à 2116. En effet, de légères variations de fréquence de l'oscillateur local 13, appelées bruit de phase, peuvent provoquer une rotation d'un angle de déphasage ζ pour toutes les porteuses, qui n'est pas corrigée par l'estimation du canal Hk est.
Dans ce cas les échantillons reçus bruités Zk 23j à 2316 (représentés par des nuages de façon à symboliser le bruit) subissent une rotation de ζ, ou, en d'autres termes, sont multipliés par eJC .
On constate aisément sur cette figure 2 qu'une telle situation peut conduire à des erreurs de démodulation. Ainsi, par exemple, l'élément 24, appartenant au nuage 232, correspond au symbole 21x. Pourtant, il est plus proche du symbole original 21l5 auquel il sera assimilé dans le cas des méthodes classiques. La sensibilité au phénomène augmente avec la taille de l'alphabet.
L'invention permet d'éviter de telles erreurs de décodage. Pour cela, le récepteur (figure 1) comprend un module supplémentaire
114 d'estimation de l'erreur résiduelle 115 ζ , alimenté par les décisions dures Zk. Le procédé mis en oeuvre par ce module est décrit par la suite, en relation avec la figure 3. Avantageusement, ce module 114 tient compte d'un coefficient de confiance 119 pk 2, délivré par le module 110 d'estimation du canal, et d'une information σk 2 de puissance globale de bruit délivré par un module classique
121 d'estimation du bruit. L'erreur résiduelle ζ 115 peut être utilisée de plusieurs façons, simultanément ou non.
Notamment, il est possible de corriger l'erreur résiduelle sur les échantillons bruts 113, en les multipliant (122) par e'K 123 , après les avoir soumis à un retard 124 compensant le temps de calcul du module 114. Il s'agit d'une caractéristique essentielle de l'invention.
Ainsi, le décodage de canal 125 est effectué sur des échantillons 126 non soumis, ou faiblement, à l'erreur de phase résiduelle. Comme on le verra par la suite, le traitement peut être réitéré, pour limiter encore l'effet de cette erreur de phase résiduelle.
Avantageusement, le décodage canal 125 tient compte du rapport 126
2 2 σ k P k
Par ailleurs, l'erreur résiduelle peut servir à agir sur la démodulation des symboles suivants, après un filtrage passe-bas 116. Cela peut être fait selon deux manières alternatives : en agissant directement (117) sur l'oscillateur local 13 de façon à corriger le décalage de phase ; ou en multipliant (118) les voies en quadrature 17r et 17Q par dφ. La figure 3 présente, sous la forme d'un organigramme simplifié, le procédé d'estimation de l'invention, tel que mis en oeuvre dans le module 114.
Ce procédé comprend tout d'abord une étape 31 de décision dure, consistant à associer à l'échantillon Zk la valeur Pk la plus probable de l'alphabet de modulation utilisé, c'est-à-dire, en référence à la figure 2, la valeur 21j la plus proche. Ensuite, on détermine (32) le décalage de phase ζk entre l'échantillon
Zk et la valeur associée Pk, à savoir :
c _ z*pl
II Pour simplifier les calculs, le décalage de phase peut être limité à sa partie imaginaire, ce qui revient à déterminer :
Re(Pk).Im(Zk) - Re(Zk).Im(Pk)
Après une étape 33 facultative d'optimisation et de correction, détaillée par la suite, on réalise (34) une moyenne sur plusieurs décalages de phase correspondant à des porteuses distinctes d'un même symbole (cas d'un signal multiporteuse) et/ou à plusieurs symboles successifs dans le temps, pour obtenir l'information 35 représentative de l'erreur résiduelle.
L'étape 33 de correction peut comprendre quatre sous-étapes, qui peuvent être mis en oeuvre ou non indépendamment en fonction des besoins, du type du signal, du niveau de perturbation du canal, de l'application (réception dans les mobiles par exemple), etc..
. Le traitement peut donc comprendre une première sous-étape 36 de pondération en fonction d'un coefficient de confiance ρk délivré par l'estimateur de canal. En effet, il est souhaitable d'attacher une plus grande importance aux valeurs pour lesquels le canal n'est pas trop perturbé.
Une seconde sous-étape 37 de pondération consiste à tenir compte de la puissance du bruit σk 2, fournie par un module d'estimation du spectre de bruit. Cette pondération consiste à pondérer par p2 k = | Hk 12/σ2
Par ailleurs, ainsi qu'on le constate aisément sur la figure 2, les symboles proches du centre de la constellation sont moins sujet à une erreur de décision que les symboles éloignés, à déphasage égal. En conséquence, une étape d'optimisation 38 complémentaire consiste à accorder une confiance supérieure à ces symboles proches du centre. Un mode de réalisation simple de cette pondération peut être de ne prendre en compte que les symboles proche du centre. Enfin, de même que le bruit, les forts déphasages introduisent des erreurs dans les décisions dures et donc des sous-estimations du déphasage. Cela peut être compensé, après moyennage 34, par une étape 39 de correction de biais.
Cette étape 39 peut par exemple consister à associer au décalage ζ la valeur g(ζ), la fonction g augmentant les décalages élevés (en valeur absolue).
La figure 5 illustre une telle fonction g, dans le cas d'une modulation 64QAM. On constate qu'un déphasage calculé de 5° se voit associé à la valeur 7,5°.
On peut également tenir compte du bruit global σ , en multipliant le décalage de phase calculé par une fonction f croissante et telle que f(0) = 1. La figure 4 présente un exemple d'une telle fonction, variant linéairement de 1 à 1,5 quand σk 2 varie de 0 à σk 2 maχ.
Cela a pour effet d'augmenter la valeur de ζk quand le bruit est important, et donc de compenser le fait que des erreurs sur les décisions dures (dues au bruit) entraîne l'apparition de décalages estimés ayant un signe opposé au décalage réel, et donc une réduction de la valeur moyenne.
- Dans la pratique, on peut donc calculer directement la valeur suivante :
Comme indiqué précédemment, l'invention permet de corriger le décalage de phase calculé selon cette méthode. Un tel procédé de correction est illustré en figure 6.
On calcule (61) tout d'abord l'erreur de phase résiduelle ζ, selon le procédé de la figure 3, puis on effectue une rotation de correction 62 correspondante aux décisions dures. Cela revient à multiplier les valeurs Zk par e"Jf. Avantageusement, ce traitement peut être réitéré (63) au moins une fois, ζ étant plus petit la seconde fois, il apparaît moins d'erreurs sur les décisions dures. En conséquence, l'estimation sera meilleure.
Dans ce cas, les étapes de correction peuvent être adaptées à chaque itération. En particulier, lors d'une seconde passe, il sera préférable de prendre en compte toutes les porteuses (suppression de l'étape 38) de façon à limiter l'effet du bruit.

Claims

14REVENDICATIONS
1. Procédé d'estimation d'une erreur de phase résiduelle sur les échantillons (Zk) de données d'un signal numérique démodulé, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes : - décision dure (31) de la valeur de chacun desdits échantillons, par association à chacun desdits échantillons de l'élément de données le plus probable, parmi une constellation d'éléments de données formant un alphabet de modulation ; détermination (32) d'un décalage de phase entre chacun desdits échantillons et son élément de données associé ; estimation (33, 34) d'une information représentative de ladite erreur de phase résiduelle, à partir du décalage de phase correspondant à au moins deux échantillons.
2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite étape d'estimation (33) comprend une première étape de pondération (36) desdits décalages de phase, en fonction d'un coefficient de confiance associé à chacun desdits échantillons, délivré par un module estimateur de canal.
3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que ladite étape d'estimation (33) comprend une étape de calcul de l'équation :
r eesstamm
où : ζ∞t"11 est ladite information représentative de l'erreur de phase résiduelle ; σ est la puissance de bruit globale ; f est une fonction croissante et telle que f(0) = 1 ; ζk est le décalage déterminé pour la porteuse k ; pk est le coefficient de confiance associé à la porteuse k.
4. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que, dans ladite étape de détermination (32) d'un décalage de phase, ledit décalage de phase est assimilé à sa partie imaginaire, sa partie réelle étant systématiquement fixée égale à 1.
5. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que ladite étape d'estimation (33) comprend une étape de correction (37), consistant à sensiblement accentuer ladite erreur de phase résiduelle, l'accentuation étant croissante avec ladite erreur de phase.
6. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce qu'il est mis en oeuvre sur un signal constitué d'une pluralité de porteuses émises simultanément, et en ce que ladite estimation prend en compte au moins deux échantillons correspondant à des porteuses différentes.
7. Procédé selon la revendication 6, caractérisé en ce que ladite étape d'estimation (33) comprend une troisième étape de pondération (38), consistant à accorder une confiance sensiblement inversement proportionnelle à l'éloignement de l'élément de données considéré par rapport au centre de la constellation.
8. Application du procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 7 à au moins une des opérations appartenant au groupe comprenant : - correction de l'effet de ladite erreur de phase résiduelle sur lesdits échantillons ; contrôle d'un oscillateur local de démodulation du signal reçu ; correction des signaux démodulés en phase et en quadrature correspondant au signal reçu ; - contrôle de traitements de décision douce sur la valeur desdits échantillons.
9. Procédé de correction de l'effet d'une erreur de phase résiduelle sur les échantillons de données d'un signal numérique démodulé, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes : - obtention (61) d'une information ζ∞11™ représentative de ladite erreur de phase résiduelle, par le procédé d'estimation d'une erreur de phase résiduelle selon l'une quelconque des revendications 1 à 7 ; rotation (62) desdits échantillons de e "JCestιm, délivrant des échantillons corrigés.
10. Procédé selon la revendication 9, caractérisé en ce que lesdites étapes d'obtention (61) et de rotation (62) sont répétées (63) au moins une fois sur lesdits échantillons corrigés.
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Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FI961164A (fi) * 1996-03-13 1997-09-14 Nokia Technology Gmbh Menetelmä kanavavirheiden korjaamiseksi digitaalisessa tietoliikennejärjestelmässä
JP3348210B2 (ja) * 1996-04-08 2002-11-20 株式会社ケンウッド 復調器
JPH1051418A (ja) * 1996-08-06 1998-02-20 Mitsubishi Electric Corp ディジタル受信装置
JP3666162B2 (ja) * 1997-01-31 2005-06-29 三菱電機株式会社 ディジタル放送受信機
EP0869645A3 (fr) * 1997-03-31 2001-05-16 Victor Company Of Japan, Ltd. Correction de phase et d'amplitude dans un récepteur
JPH1117760A (ja) * 1997-06-24 1999-01-22 Sony Corp 受信装置及び送受信装置並びに通信方法
FR2768278B1 (fr) 1997-09-11 1999-11-26 France Telecom Procede d'estimation d'un decalage de phase parasite lors de la reception d'un signal multiporteuse, et recepteur correspondant
DE19742670B4 (de) * 1997-09-26 2011-08-11 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Verfahren, Empfänger und Mehrträger-QAM-System zur Demodulation eines analogen Mehrträger-QAM-Signals
EP0984596A1 (fr) * 1998-09-03 2000-03-08 Sony International (Europe) GmbH Système à modulation par déplacement de phase (PSK) et circuit de compensation de décalage temporel
US6310926B1 (en) 1998-09-25 2001-10-30 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Adjustment of the sampling frequency in a multicarrier receiver
CA2346714C (fr) * 1999-04-22 2007-07-10 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Recepteur de communication par paquets ofdm
JP3675670B2 (ja) * 1999-05-27 2005-07-27 パイオニア株式会社 受信装置
EP1162803A1 (fr) 2000-06-05 2001-12-12 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Dispositif et procédé de poursuite en fréquence pour un récepteur d'un système de communication porteuses multiples
US6928120B1 (en) 2000-09-25 2005-08-09 Cingular Wireless Ii, Llc Methods and apparatus for use in reducing residual phase error in OFDM communication signals
EP1313280A1 (fr) * 2001-11-14 2003-05-21 Alcatel Procédé de correction d'erreurs de phase dans un signal reçu et recepteur associé
EP1313279A1 (fr) * 2001-11-14 2003-05-21 Alcatel Procédé de correction de décalages de phase dans un signal et récepteur correspondant
US20030128660A1 (en) * 2002-01-09 2003-07-10 Atsushi Ito OFDM communications apparatus, OFDM communications method, and OFDM communications program
FR2871633A1 (fr) * 2004-06-10 2005-12-16 France Telecom Procede de reduction du bruit de phase lors de la reception d'un signal ofdm, recepteur, programme et support
US8780838B2 (en) * 2011-11-18 2014-07-15 Vixs Systems, Inc. Carrier tracking without pilots

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0366160A1 (fr) * 1986-01-18 1990-05-02 Hewlett-Packard Limited Analyseur non intrusif des distorsions introduites par le canal de transmission
DE3787581T2 (de) * 1986-07-09 1994-04-28 Nippon Electric Co Demodulator für 8-stufige Phasenumtastung.
DE3854505T2 (de) * 1987-06-23 1996-02-22 Nippon Electric Co Phasengesteuerte Demodulationseinrichtung zur digitalen Kommunikation.
FR2621188B1 (fr) * 1987-09-25 1989-12-29 Labo Electronique Physique Circuit de recuperation de l'onde porteuse de systemes de transmissions numeriques

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See references of WO9600472A1 *

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