FR3112915A1 - Procédé d’estimation d’un signal interférent, procédé d’atténuation d’un signal interférent contenu dans un signal réceptionné et système de réception - Google Patents
Procédé d’estimation d’un signal interférent, procédé d’atténuation d’un signal interférent contenu dans un signal réceptionné et système de réception Download PDFInfo
- Publication number
- FR3112915A1 FR3112915A1 FR2007690A FR2007690A FR3112915A1 FR 3112915 A1 FR3112915 A1 FR 3112915A1 FR 2007690 A FR2007690 A FR 2007690A FR 2007690 A FR2007690 A FR 2007690A FR 3112915 A1 FR3112915 A1 FR 3112915A1
- Authority
- FR
- France
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- coding block
- interfering signal
- received
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 title claims abstract description 140
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 60
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 6
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims description 4
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 9
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 description 2
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 2
- WIUGDTDEQHIWAS-UHFFFAOYSA-N sodium;[3-[[3-[(2-bromoacetyl)amino]phenoxy]-hydroxyphosphoryl]oxy-5-(5-methyl-2,4-dioxopyrimidin-1-yl)oxolan-2-yl]methyl [3-[(2-bromoacetyl)amino]phenyl] hydrogen phosphate Chemical compound [Na+].O=C1NC(=O)C(C)=CN1C1OC(COP(O)(=O)OC=2C=C(NC(=O)CBr)C=CC=2)C(OP(O)(=O)OC=2C=C(NC(=O)CBr)C=CC=2)C1 WIUGDTDEQHIWAS-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 1
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 230000000116 mitigating effect Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03159—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the frequency domain
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
- H04B1/1027—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B17/00—Monitoring; Testing
- H04B17/20—Monitoring; Testing of receivers
- H04B17/29—Performance testing
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
L’invention concerne un procédé d’estimation d’un signal interférent d’un signal réceptionné par un système de réception, ledit signal réceptionné comprenant ledit signal interférent et un signal de données modulé, le signal réceptionné comprenant un bloc de codage précédent et un bloc de codage courant, chaque bloc de codage comprenant un nombre N d’échantillons, ledit procédé comprenant les étapes suivantes :- estimer (120) la fréquence θ0(n) du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant en fonction de la fréquence θ0 (n-1) du signal interférent contenu dans le bloc de codage précédent et du nombre N d’échantillons du bloc courant, et- estimer (134) l’amplitude et la phase du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant à partir de la fréquence θ0(n) du signal interférent estimée. L’invention concerne également un procédé d’atténuation d’un signal interférent contenu dans un signal réceptionné et système de réception. Figure à publier avec l’abrégé : Figure 5
Description
Domaine technique de l’invention
La présente invention se rapporte au domaine de la radiodiffusion numérique via les ondes hertziennes par voie terrestre ou par satellite.
En particulier, l’invention concerne la réception d’un signal de radio numérique, un signal de télévision numérique, un signal de radio analogique, un signal des communications numériques (4G, 5G).
Plus particulièrement, l’invention concerne la réception d’un signal En particulier, l’invention concerne la réception d’un signal numérique modulé par des procédés de modulation tels que les procédés de modulation selon les normes DAB ou DAB+ (de l’anglais « Digital Audio Broadcasting ») utilisés pour la radiodiffusion numérique terrestre, ou selon les normes DVBT ou ISDBT (de l’anglais « integrated Services Digital Broadcasting ») utilisés pour la télédiffusion numérique terrestre ou selon la norme TDMB (de l’anglais « Terrestrial Digital Multimedia Broadcasting »).
L’invention trouve, entre autres, des applications dans des systèmes mettant en œuvre des techniques de modulation de type OFDM (« Orthogonal Frequency Division Multiplex »), OFDMA (« Orthogonal Frequency Division Multiple Access »), C-OFDM (Coded – Orthogonal Frequency Division Multiplex), MC-CDMA (« Multi-Carrier Coded Division Multiple Access »), IFDMA (« Interleaved Frequency Division Multiple Access »), LP-OFDM (« Linear Precoded Orthogonal Frequency Division Multiplex »).
Lors de la transmission des signaux numériques, des signaux interférents peuvent s’ajouter au signal numérique émis. Ces signaux interférents dégradent la qualité du son et/ou des images réceptionnés. Ce phénomène de dégradation peut être particulièrement gênant pour l’utilisateur lorsque la puissance du signal réceptionné est faible.
Présentation de l’invention
Le but de la présente invention est de proposer un nouveau procédé permettant d’estimer le signal interférent contenus dans le signal de données réceptionné et de l’annuler au moins partiellement afin d’amélioré la qualité du son et /ou des images réceptionnés.
La présente invention a pour objet un procédé d’estimation d’un signal interférent (SI) d’un signal réceptionné par un système de réception, ledit signal réceptionné comprenant ledit signal interférent et un signal de données modulé, le signal réceptionné comprenant au moins un bloc de codage précédent et un bloc de codage courant, le bloc de codage précédent el le bloc de codage courant comprenant un nombre N d’échantillons, chaque échantillon est identifié par un indice allant de 0 à N-1, ledit procédé comprenant les étapes suivantes :
- estimer la fréquence θ0(n) du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant en fonction de la fréquence θ0(n-1) du signal interférent contenu dans le bloc de codage précédent et du nombre N d’échantillons du bloc courant, et
- estimer l’amplitude et la phase du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant à partir de la fréquence θ0(n) du signal interférent estimée.
Avantageusement, ce procédé est simple à mettre en œuvre. Il requiert de faible puissance de calcul. Il améliore considérablement la qualité des signaux numériques réceptionnés en particulier lorsque ces signaux ont été modulés selon les normes DAB, DAB+ et DVBT ou ISDBT.
Avantageusement, ce procédé présente une haute précision dans l’estimation de la fréquence du signal interférent.
Avantageusement, ce procédé permet de suivre la fréquence du signal interférent même lorsque cette fréquence varie dans le temps (par exemple lorsque la puce électronique devient chaude).
Avantageusement, ce procédé n’occasionne pas de dégradation significative du signal de données même lorsqu’aucun signal interférent n’est présent ou même dans le cas où le signal interférent est beaucoup plus fort que le signal de données.
Préférentiellement, l’étape d’estimation de la fréquence θn(n) du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant comporte les étapes suivantes pour le bloc de codage courant:
- fixer une première fréquence θ1(n) du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant en fonction de la fréquence θ0(n-1) du signal interférent contenu dans le bloc de codage précédent, la première fréquence θ1(n) étant égale à la fréquence θ0(n-1) du signal interférent du bloc de codage précédent, additionnée d’une première valeur δ1, la première valeur δ1est inférieure à 1/N, préférentiellement inférieure à 1/2N ;
- fixer une deuxième fréquence θ2(n) du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant en fonction de la fréquence θ0(n-1) du signal interférent contenu dans le bloc de codage précédent, la deuxième fréquence θ2(n) étant différente de la première fréquence θ1(n) , la deuxième fréquence θ2(n) étant égale à la fréquence θ0(n-1) du signal interférent du bloc de codage précédent, soustraite d’une deuxième valeur δ2, la deuxième valeur δ2est inférieure à 1/N, préférentiellement inférieure à 1/2N;
- calculer la fréquence θ0(n) du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant en fonction de la première fréquence θ1(n) et de la deuxième fréquence θ2(n).
Préférentiellement, l’étape de calcul de la fréquence θ0(n) comporte les étapes suivantes :
- calculer la partie imaginaire d’un premier produit en fonction de la transformée de Fourrier du signal réceptionné à la première fréquence,
- calculer la partie imaginaire d’un deuxième produit en fonction de la transformée de Fourrier du signal réceptionné à la deuxième fréquence; et dans lequel la fréquence θ0(n) est fonction de la partie imaginaire du premier produit et de la partie imaginaire du deuxième produit.
Préférentiellement, le premier produit est le produit de la transformée de Fourrier du signal réceptionné à la première fréquence, et du conjugué complexe de la dérivée de la transformée de Fourrier du signal réceptionné à la première fréquence, et dans lequel le deuxième produit est le produit de la transformée de Fourrier du signal réceptionné à la deuxième fréquence, et du conjugué complexe de la dérivée de la transformée de Fourrier du signal réceptionné à la deuxième fréquence.
Préférentiellement, le procédé comporte en outre une sous-étape (132) au cours de laquelle la fréquence θ0(n) du signal interférent calculée est moyennée par un facteur d’oubli à partir de la relation:
dans laquelle :
- λ est un facteur d’oubli compris entre 0 et 1, et
- la fréquence complexe est considéré comme la valeur estimée de la fréquence réelle .
Préférentiellement, la première valeur δ1est déterminée par la relation suivante :
Préférentiellement, ladite deuxième valeur δ2est déterminée par la relation suivante :
Préférentiellement, le procédé comporte une étape initiale de réception d’un premier bloc de codage comportant des échantillons, et dans lequel le procédé comporte une étape d’estimation de la fréquence θ0(1) du signal interférent contenu dans le premier bloc de codage réceptionné, ladite étape d’estimation comportant les sous-étapes suivantes :
- calculer la transformation Fourier des échantillons du premier bloc de codage,
- déterminer les modules de ladite transformation Fourier des échantillons du premier bloc de codage,
- déterminer l’indice du module ayant une valeur maximale parmi les modules calculées, et
- considérer que l’indice déterminé est fonction de la fréquence θ0(1) du signal interférent du premier bloc de codage.
- estimer la fréquence θ0(n) du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant en fonction de la fréquence θ0(n-1) du signal interférent contenu dans le bloc de codage précédent et du nombre N d’échantillons du bloc courant, et
- estimer l’amplitude et la phase du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant à partir de la fréquence θ0(n) du signal interférent estimée.
Avantageusement, ce procédé est simple à mettre en œuvre. Il requiert de faible puissance de calcul. Il améliore considérablement la qualité des signaux numériques réceptionnés en particulier lorsque ces signaux ont été modulés selon les normes DAB, DAB+ et DVBT ou ISDBT.
Avantageusement, ce procédé présente une haute précision dans l’estimation de la fréquence du signal interférent.
Avantageusement, ce procédé permet de suivre la fréquence du signal interférent même lorsque cette fréquence varie dans le temps (par exemple lorsque la puce électronique devient chaude).
Avantageusement, ce procédé n’occasionne pas de dégradation significative du signal de données même lorsqu’aucun signal interférent n’est présent ou même dans le cas où le signal interférent est beaucoup plus fort que le signal de données.
Préférentiellement, l’étape d’estimation de la fréquence θn(n) du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant comporte les étapes suivantes pour le bloc de codage courant:
- fixer une première fréquence θ1(n) du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant en fonction de la fréquence θ0(n-1) du signal interférent contenu dans le bloc de codage précédent, la première fréquence θ1(n) étant égale à la fréquence θ0(n-1) du signal interférent du bloc de codage précédent, additionnée d’une première valeur δ1, la première valeur δ1est inférieure à 1/N, préférentiellement inférieure à 1/2N ;
- fixer une deuxième fréquence θ2(n) du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant en fonction de la fréquence θ0(n-1) du signal interférent contenu dans le bloc de codage précédent, la deuxième fréquence θ2(n) étant différente de la première fréquence θ1(n) , la deuxième fréquence θ2(n) étant égale à la fréquence θ0(n-1) du signal interférent du bloc de codage précédent, soustraite d’une deuxième valeur δ2, la deuxième valeur δ2est inférieure à 1/N, préférentiellement inférieure à 1/2N;
- calculer la fréquence θ0(n) du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant en fonction de la première fréquence θ1(n) et de la deuxième fréquence θ2(n).
Préférentiellement, l’étape de calcul de la fréquence θ0(n) comporte les étapes suivantes :
- calculer la partie imaginaire d’un premier produit en fonction de la transformée de Fourrier du signal réceptionné à la première fréquence,
- calculer la partie imaginaire d’un deuxième produit en fonction de la transformée de Fourrier du signal réceptionné à la deuxième fréquence; et dans lequel la fréquence θ0(n) est fonction de la partie imaginaire du premier produit et de la partie imaginaire du deuxième produit.
Préférentiellement, le premier produit est le produit de la transformée de Fourrier du signal réceptionné à la première fréquence, et du conjugué complexe de la dérivée de la transformée de Fourrier du signal réceptionné à la première fréquence, et dans lequel le deuxième produit est le produit de la transformée de Fourrier du signal réceptionné à la deuxième fréquence, et du conjugué complexe de la dérivée de la transformée de Fourrier du signal réceptionné à la deuxième fréquence.
Préférentiellement, le procédé comporte en outre une sous-étape (132) au cours de laquelle la fréquence θ0(n) du signal interférent calculée est moyennée par un facteur d’oubli à partir de la relation:
- λ est un facteur d’oubli compris entre 0 et 1, et
- la fréquence complexe
Préférentiellement, la première valeur δ1est déterminée par la relation suivante :
- calculer la transformation Fourier des échantillons du premier bloc de codage,
- déterminer les modules de ladite transformation Fourier des échantillons du premier bloc de codage,
- déterminer l’indice du module ayant une valeur maximale parmi les modules calculées, et
- considérer que l’indice déterminé est fonction de la fréquence θ0(1) du signal interférent du premier bloc de codage.
Préférentiellement, l’étape d’estimation de l’amplitude et de la phase du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant comporte une étape de calcul d’un nombre complexe représentant l’amplitude et la phase du signal interférent.
La présente invention a pour objet un procédé d’atténuation d’un signal interférent contenu dans un signal réceptionné,ledit procédé comportant une estimation d’un signal interférent contenu dans ledit signal réceptionné conforme aux caractéristiques mentionnées ci-dessus, ledit procédé comprenant en outre les étapes suivantes :
- générer un signal sinusoïdal opposées à ledit signal interférent estimé,
- additionner le signal sinusoïdal généré au signal réceptionné.
L’invention a également pour objet un système de réception d’un signal pour un réseau de communication, ledit signal réceptionné étant composé d’un signal interférent et d’un signal de données ; le signal interférent ayant une fréquence, une amplitude et une phase ; le signal de données étant modulé, , le signal réceptionné comprenant au moins un bloc de codage précédent et un bloc de codage courant, le bloc de codage précédent et le bloc de codage courant comprenant un nombre N d’échantillons ; chaque échantillon est identifié par un indice allant de 0 à N-1, ledit système de réception comprenant :
- un dispositif de réception propre à réceptionner le signal, et
- un dispositif d’estimation et d’atténuation du signal interférent comportant :
- une unité d’estimation de la fréquence apte à estimer la fréquence θn(n) du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant en fonction de la fréquence θn(n-1) du signal interférent contenu dans le bloc de codage précédent et du nombre N d’échantillons,
- une unité d’estimation de l’amplitude et la phase du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant à partir de la fréquence θn(n) du signal interférent estimée,
- un générateur apte à générer un signal sinusoïdal opposées audit signal interférent (SI) estimé,
- un additionneur propre à additionner le signal sinusoïdal généré au signal réceptionné.
Préférentiellement, le signal réceptionné est un signal analogique, ledit système de réception comportant :
- un dispositif de conversion propre à convertir un signal analogique en un signal numérique, le dispositif de conversion étant connecté à une entrée du dispositif d’estimation et d’atténuation.
Préférentiellement, le système de réception comporte :
- un dispositif de calcul connecté à une sortie du dispositif d’estimation et d’atténuation, l’unité de calcul étant propre à calculer la transformée de Fourrier du signal délivré par le dispositif d’estimation et d’atténuation, et
- un décodeur connecté à l’unité de calcul, le décodeur étant apte à décoder le signal délivré par l’unité de calcul.
- générer un signal sinusoïdal opposées à ledit signal interférent estimé,
- additionner le signal sinusoïdal généré au signal réceptionné.
L’invention a également pour objet un système de réception d’un signal pour un réseau de communication, ledit signal réceptionné étant composé d’un signal interférent et d’un signal de données ; le signal interférent ayant une fréquence, une amplitude et une phase ; le signal de données étant modulé, , le signal réceptionné comprenant au moins un bloc de codage précédent et un bloc de codage courant, le bloc de codage précédent et le bloc de codage courant comprenant un nombre N d’échantillons ; chaque échantillon est identifié par un indice allant de 0 à N-1, ledit système de réception comprenant :
- un dispositif de réception propre à réceptionner le signal, et
- un dispositif d’estimation et d’atténuation du signal interférent comportant :
- une unité d’estimation de la fréquence apte à estimer la fréquence θn(n) du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant en fonction de la fréquence θn(n-1) du signal interférent contenu dans le bloc de codage précédent et du nombre N d’échantillons,
- une unité d’estimation de l’amplitude et la phase du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant à partir de la fréquence θn(n) du signal interférent estimée,
- un générateur apte à générer un signal sinusoïdal opposées audit signal interférent (SI) estimé,
- un additionneur propre à additionner le signal sinusoïdal généré au signal réceptionné.
Préférentiellement, le signal réceptionné est un signal analogique, ledit système de réception comportant :
- un dispositif de conversion propre à convertir un signal analogique en un signal numérique, le dispositif de conversion étant connecté à une entrée du dispositif d’estimation et d’atténuation.
Préférentiellement, le système de réception comporte :
- un dispositif de calcul connecté à une sortie du dispositif d’estimation et d’atténuation, l’unité de calcul étant propre à calculer la transformée de Fourrier du signal délivré par le dispositif d’estimation et d’atténuation, et
- un décodeur connecté à l’unité de calcul, le décodeur étant apte à décoder le signal délivré par l’unité de calcul.
Brève description des figures
Description détaillée de l’invention
La présente invention repose sur plusieurs approximations explicitées ci-dessous.
On réalise une première approximation selon laquelle le signal interférent présente la forme d’une sinusoïde complexe. Ainsi, il est considéré que le signal réceptionné présente la forme suivante :
(1)
dans laquelle :
t est le temps sous forme discrète
y(t) est le signal réceptionné,
est le signal sinusoïdal interférent (SI) sous forme complexe,
est la fréquence du signal interférent,
est un scalaire complexe représentant l’amplitude et la phase du signal interférent,
est le signal de données transmis. Le signal w(t) est un signal de données numériques modulé selon un procédé tel que, par exemple, un procédé de multiplexage orthogonal par répartition en fréquence et en codage généralement appelé procédé OFDM. Préférentiellement, le signal w(t) est modulé selon les normes DAB, DAB+, DVBT ou ISDBT qui sont également basé sur un procédé OFDM.
N est nombre d’échantillons (c’est-à-dire de sous-porteuses) dans un bloc de blocage du signal de données transmis
Pour estimer le signal interférent SI, on utilise la fonction de coût du signal réceptionné et du signal interférent :
(2)
On réalise une première approximation selon laquelle le signal interférent présente la forme d’une sinusoïde complexe. Ainsi, il est considéré que le signal réceptionné présente la forme suivante :
dans laquelle :
t est le temps sous forme discrète
y(t) est le signal réceptionné,
N est nombre d’échantillons (c’est-à-dire de sous-porteuses) dans un bloc de blocage du signal de données transmis
Pour estimer le signal interférent SI, on utilise la fonction de coût
Il existe une fréquence du signal interférent pour laquelle la fonction de coût présente sa valeur minimale.
(3)
La fonction K(θ) est le produit de la transformée de Fourrier du signal réceptionné, multiplié par le conjugué complexe de la dérivée de la transformée de Fourrier du signal réceptionné en fonction de la fréquence.
On définit une fonction F(θ) égale à la partie imaginaire de cette fonction K(θ).
On réalise une deuxième approximation selon laquelle le signal interférent est dominant. En conséquence, dans le bloc de codage courant, la fonction F(θ(n)) a deux propriétés :
- La fonction F(θ(n)) est nulle pour la fréquence θ0de la sinusoïde interférente de l’équation (1), c’est-à-dire F(θ0)=0.
- La fonction F(θ) est considérée comme étant une droite pour des fréquences proches de la fréquence θ0.
La fonction F(θ) a été représentée sur la figure 1 au voisinage de θ0. Pour définir cette droite au voisinage de θ0, on choisit une première fréquence θ1et une deuxième fréquence θ2proches de la fréquence θ0.
La fonction K(θ) est le produit de la transformée de Fourrier du signal réceptionné, multiplié par le conjugué complexe de la dérivée de la transformée de Fourrier du signal réceptionné en fonction de la fréquence.
On définit une fonction F(θ) égale à la partie imaginaire de cette fonction K(θ).
- La fonction F(θ(n)) est nulle pour la fréquence θ0de la sinusoïde interférente de l’équation (1), c’est-à-dire F(θ0)=0.
- La fonction F(θ) est considérée comme étant une droite pour des fréquences proches de la fréquence θ0.
La fonction F(θ) a été représentée sur la figure 1 au voisinage de θ0. Pour définir cette droite au voisinage de θ0, on choisit une première fréquence θ1et une deuxième fréquence θ2proches de la fréquence θ0.
On appliquera un processus adaptatif pour mettre à jour l’estimation de la fréquence θ0(ainsi que θ1et θ2) à chaque symbole OFDM reçu, i.e. n=1,2,…
On choisit de définir la première fréquence θ1(n) par rapport à la fréquence θ0(n-1) du signal interférent du bloc de codage précédent. Et, on réalise une troisième approximation selon laquelle la première fréquence θ1(n) est égale à la fréquence θ0(n-1) du signal interférent du bloc de codage précédent, additionnée d’une première valeur δ1.
(5)
La première valeur δ1est, par exemple, égale à .La valeur de δ1est dans le voisinage de la fréquence θ0. De préférence, la première valeur δ1est déterminée par la relation suivante :
(6)
dans laquelle N est le nombre d’échantillons dans le signal de données w(t). Par exemple, lorsque le signal de données est modulé selon la norme DAB, le nombre N est égal à 2048.
De la même façon, on définit la deuxième fréquence θ2(n) comme étant égale à la fréquence θ0(n-1) du signal interférent du bloc de codage précédent, soustrait d’une deuxième valeur δ2.
La deuxième valeur δ2est, par exemple, égale à .De préférence, la deuxième valeur δ2est déterminée par la relation suivante :
(8)
En variante, la première valeur δ1et la deuxième valeur δ2peuvent être différentes l’une de l’autre. Comme la fonction F(θ(n)) est une droite, elle présente la forme :
y = αx +b (9)
La droite (9) passe par les fréquences θ0(n), θ1(n) et θ2(n). En introduisant les valeurs des fréquences θ0(n), θ1(n) et θ2(n) définies par les équations (5) à (8) dans l’équation (9), on obtient la relation suivante :
dans laquelle le symbole est une multiplication.
Cette relation permet de définir la fréquence θo(n) du signal interférent du bloc de codage courant n en fonction de la fréquence du signal interférent du bloc de codage précédent n-1.
La première valeur δ1est, par exemple, égale à
dans laquelle N est le nombre d’échantillons dans le signal de données w(t). Par exemple, lorsque le signal de données est modulé selon la norme DAB, le nombre N est égal à 2048.
De la même façon, on définit la deuxième fréquence θ2(n) comme étant égale à la fréquence θ0(n-1) du signal interférent du bloc de codage précédent, soustrait d’une deuxième valeur δ2.
En variante, la première valeur δ1et la deuxième valeur δ2peuvent être différentes l’une de l’autre. Comme la fonction F(θ(n)) est une droite, elle présente la forme :
y = αx +b (9)
La droite (9) passe par les fréquences θ0(n), θ1(n) et θ2(n). En introduisant les valeurs des fréquences θ0(n), θ1(n) et θ2(n) définies par les équations (5) à (8) dans l’équation (9), on obtient la relation suivante :
Cette relation permet de définir la fréquence θo(n) du signal interférent du bloc de codage courant n en fonction de la fréquence du signal interférent du bloc de codage précédent n-1.
Avantageusement, l’estimation de la fréquence θ0(n) peut être améliorée en utilisant par exemple un facteur d’oubli selon la formule ci-dessous :
dans laquelle
le symbole est une multiplication,
λ est un facteur d’oubli compris entre 0 et 1, et
la fréquence complexe est considéré égale à la fréquence réelle .
Cette méthode permet d’estimer le signal interférent dans un bloc de codage courant à partir de la fréquence du signal interférent dans le bloc de codage précédent. Le procédé d’estimation décrit ci-après en liaison avec la figure 4 propose un exemple d’une méthode pour estimer la fréquence θn(0) du signal interférent du premier bloc de codage.
le symbole
λ est un facteur d’oubli compris entre 0 et 1, et
la fréquence complexe
Cette méthode permet d’estimer le signal interférent dans un bloc de codage courant à partir de la fréquence du signal interférent dans le bloc de codage précédent. Le procédé d’estimation décrit ci-après en liaison avec la figure 4 propose un exemple d’une méthode pour estimer la fréquence θn(0) du signal interférent du premier bloc de codage.
Il existe un nombre complexe du signal interférent pour laquelle la fonction de coût présente sa valeur minimale.
En résolvant cette équation, on obtient :
Avec k variant de 0 à N-1,
et dans laquelle
est un nombre complexe représentant l’amplitude et la phase du signal interférent,
N est le nombre d’échantillons,
θn(n) est la fréquence du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant.
yk(n) sont les valeurs des échantillons du signal réceptionné.
Comme la fréquence θn(n) du signal interférent a été estimée par la méthode décrite précédemment et que les valeurs yk(n) des échantillons du signal réceptionné sont connus, le nombre complexe peut être calculé. Son module représente l’amplitude du signal interférent.
et dans laquelle
N est le nombre d’échantillons,
θn(n) est la fréquence du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant.
yk(n) sont les valeurs des échantillons du signal réceptionné.
Comme la fréquence θn(n) du signal interférent a été estimée par la méthode décrite précédemment et que les valeurs yk(n) des échantillons du signal réceptionné sont connus, le nombre complexe
En référence à la figure 2, un exemple d’un mode de réalisation d’un système de réception 2 selon l’invention est représenté. Sur cet exemple un système de réception 2 du type de ceux utilisés pour réceptionner des signaux modulés selon les normes DAB/ DAB+ et TDMB. Ce système de réception 2 comporte un dispositif 4 de réception et de conversion du signal, un dispositif 6 de démodulation du signal en bande de base connecté au dispositif de réception 4, et un dispositif de décodage 8 connecté au dispositif de démodulation 6.
Le dispositif 4 de réception et de conversion comporte une antenne 10, un dispositif 12 de réception du tuner de signal connecté à l’antenne 10, et un convertisseur 14 analogique numérique connecté au dispositif de réception du tuner de signal.
Le dispositif 6 de démodulation du signal en bande de base comporte :
- un dispositif 16 d’estimation et d’atténuation du signal parasite qui sera décrit en détail ci-après,
- un dispositif 18 de suppression du préfixe cyclique connecté au dispositif 16 d’estimation et d’atténuation du signal parasite,
- un dispositif de calcul 20 propre à calculer la transformée de Fourrier du signal délivré par le dispositif de suppression du préfixe cyclique,
- un dispositif 22 d’estimation d’un éventuel décalage en fréquence et de correction de celui-ci, connecté au dispositif de calcul 20,
- un dispositif 24 d’estimation d’un éventuel décalage de période d’échantillonnage connecté au dispositif 22 d’estimation et de correction,
- un dispositif 26 de décodage différentiel connecté au dispositif 24 d’estimation et de correction.
Le dispositif 6 de démodulation du signal en bande de base comporte :
- un dispositif 16 d’estimation et d’atténuation du signal parasite qui sera décrit en détail ci-après,
- un dispositif 18 de suppression du préfixe cyclique connecté au dispositif 16 d’estimation et d’atténuation du signal parasite,
- un dispositif de calcul 20 propre à calculer la transformée de Fourrier du signal délivré par le dispositif de suppression du préfixe cyclique,
- un dispositif 22 d’estimation d’un éventuel décalage en fréquence et de correction de celui-ci, connecté au dispositif de calcul 20,
- un dispositif 24 d’estimation d’un éventuel décalage de période d’échantillonnage connecté au dispositif 22 d’estimation et de correction,
- un dispositif 26 de décodage différentiel connecté au dispositif 24 d’estimation et de correction.
Le dispositif de décodage 8 comprend un décodeur de canaux 28 ou un décodeur de correction d’erreur directe (en anglais FEC « Foward Error Correction »), par exemple de type « Viterbi » ou « Viterbi & Reed Solomon ». Le dispositif de décodage 8 comprend également un décodeur audio 30.
Le système de réception est mise en œuvre de façon classique et ne sera pas décrit en détail. Seul le dispositif d’estimation et d’atténuation 16 et son mode de fonctionnement sont décrit en détail.
En référence à la figure 3, le dispositif 16 d’estimation et d’atténuation comprend :
- une entrée 32 propre à recevoir le signal réceptionné sous forme numérique Y(n),
- une unité d’estimation 33 du signal interférent connectée à l’entrée 32,
- un générateur 38 connecté en entrée et en sortie à l’unité d’estimation 33,
- un additionneur 40 connecté à l’entrée 32 et au générateur 38, et
- une sortie 42 reliée électriquement à l’additionneur 40.
L’unité d’estimation 33 est propre à estimer le signal interférent contenu dans le signal réceptionné. A cet effet, l’unité d’estimation 33 comporte une unité 34 d’estimation de la fréquence du signal interférent, connectée à l’entrée 32, et une unité 36 d’estimation de l’amplitude et de la phase du signal interférent connectée à l’entrée 32 et à l’unité 34 d’estimation de la fréquence.
- une entrée 32 propre à recevoir le signal réceptionné sous forme numérique Y(n),
- une unité d’estimation 33 du signal interférent connectée à l’entrée 32,
- un générateur 38 connecté en entrée et en sortie à l’unité d’estimation 33,
- un additionneur 40 connecté à l’entrée 32 et au générateur 38, et
- une sortie 42 reliée électriquement à l’additionneur 40.
L’unité d’estimation 33 est propre à estimer le signal interférent contenu dans le signal réceptionné. A cet effet, l’unité d’estimation 33 comporte une unité 34 d’estimation de la fréquence du signal interférent, connectée à l’entrée 32, et une unité 36 d’estimation de l’amplitude et de la phase du signal interférent connectée à l’entrée 32 et à l’unité 34 d’estimation de la fréquence.
L’unité 34 d’estimation de la fréquence est apte à estimer la fréquence θ0(n) du signal interférent contenu dans le premier bloc de codage. L’unité 34 d’estimation est également apte à estimer la fréquence θ0(n) du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant.
L’unité 36 est apte à estimer l’amplitude et la phase du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant à partir de la fréquence θn(n) du signal interférent estimée.
Le dispositif 16 d’estimation et d’atténuation du signal interférent est propre à mettre en œuvre un procédé d’atténuation d’un signal interférent contenu dans le signal réceptionné.
En référence à la figure 4, le procédé d’atténuation débute par une étape 100 de réception par l’unité d’estimation 34 d’un premier bloc de codage provenant de l’entrée 32. Le premier bloc de codage comporte des échantillons. Le symbole de codage, de la forme y en grasy(0), du signal réceptionné dans le premier bloc de codage est, par exemple, de la forme :
y(0)=
dans lequel chaque échantillon présente la forme Le vecteury(0) comportent N échantillons. Chaque échantillon est identifié par un indice allant de 0 à N-1. Les indices sont aussi appelées lignes ou en anglais « index ».
y(0)=
dans lequel chaque échantillon présente la forme
Le procédé comporte ensuite une étape 102 d’estimation de la fréquence θ0(0) du signal interférent du premier bloc de codage réceptionné. A cet effet, le procédé comporte une sous-étape 103 au cours de laquelle le dispositif de calcul 20 calcule la transformation de Fourrier discrète des échantillons du premier bloc de codage.
Au cours d’une étape 104 au cours de laquelle l’unité 34 d’estimation de la fréquence détermine les modules de la transformation du Fourier discrète des échantillons du premier bloc de codage. Cette détermination peut, par exemple, être obtenue à partir du calcul de la transformation du Fourier discrète des échantillons reçus :
pour k=0,1, …, N-1
Y(0)=
puis, le calcul du module des nombres complexes pour k=0,…,N-1
|Y(0)|= .
Dans la présente demande de brevet, si z est un nombre complexe, il s’exprime sous la forme :
où c’est la partie réelle et la partie imaginaire. Le module du nombre complexe z est calculé comme :
Au cours d’une sous-étape 106, le module ayant une valeur maximale est déterminé parmi les modules calculés au cours de la sous-étape 104.
Au cours d’une sous-étape 108, on détermine l’indice du module ayant la valeur maximale. La fréquence θn(0) du signal interférent du premier bloc de codage est fonction de de l’indice déterminé. En particulier, la fréquence θn(0) du signal interférent est égale à l’indice déterminé divisé par le nombre N d’échantillons. Par exemple, la valeur | est le module ayant la valeur maximale. L’indice du bloc des N échantillons dont le module est maximal, nous donnera la fréquence initiale (θ0(0)) du signal interfèrent. Pour notre exemple, θ0(0) = 4/N en fréquence normalisée. La fréquence θ0(0) du signal interférent est transmise de l’unité d’estimation 34 de la fréquence à l’unité d’estimation 36 de l’amplitude et de la phase.
Au cours d’une étape 104 au cours de laquelle l’unité 34 d’estimation de la fréquence détermine les modules de la transformation du Fourier discrète des échantillons du premier bloc de codage. Cette détermination peut, par exemple, être obtenue à partir du calcul de la transformation du Fourier discrète des échantillons reçus :
Y(0)=
puis, le calcul du module des nombres complexes
|Y(0)|=
Dans la présente demande de brevet, si z est un nombre complexe, il s’exprime sous la forme :
Au cours d’une sous-étape 106, le module ayant une valeur maximale est déterminé parmi les modules calculés au cours de la sous-étape 104.
Au cours d’une sous-étape 108, on détermine l’indice du module ayant la valeur maximale. La fréquence θn(0) du signal interférent du premier bloc de codage est fonction de de l’indice déterminé. En particulier, la fréquence θn(0) du signal interférent est égale à l’indice déterminé divisé par le nombre N d’échantillons. Par exemple, la valeur |
Au cours d’une étape 110, l’unité d’estimation 36 de l’amplitude et de la phase réceptionne le premier bloc de codage provenant de l’entrée 32. L’unité d’estimation 36 de l’amplitude et de la phase estime l’amplitude et de la phase du signal interférent contenu dans ce premier bloc de codage. A cet effet, l’unité d’estimation 36 calcule la formule suivante :
dans laquelle
est un nombre complexe représentant l’amplitude et la phase du signal interférent contenu dans le premier bloc de codage,
N est le nombre d’échantillons,
θ0(0) est la fréquence du signal interférent contenu dans le premier bloc de codage,
yk(n) sont les échantillons du premier bloc de codage du signal réceptionné.
Puis, la fréquence θ0(0) et le nombre complexe sont transmis au générateur 38.
N est le nombre d’échantillons,
θ0(0) est la fréquence du signal interférent contenu dans le premier bloc de codage,
yk(n) sont les échantillons du premier bloc de codage du signal réceptionné.
Puis, la fréquence θ0(0) et le nombre complexe
Au cours d’une étape 112, le générateur 38 génère un signal sinusoïdal SI’ opposé au signal interférent à partir de la fréquence θ0(0) et du nombre complexe réceptionnés de l’unité d’estimation 36. Le générateur 38 transmet ce signal sinusoïdal SI’ opposé à l’additionneur 40. Le signal sinusoïdal SI’ présente par exemple une phase et une fréquence opposées à la phase estimée et respectivement la fréquence estimée. De préférence, le signal sinusoïdal SI’ présente également une amplitude opposée à l’amplitude estimée.
Au cours d’une étape 114, le générateur 38 transmet la fréquence θ0(0) à l’unité d’estimation 34 de la fréquence. Cette fréquence θ0(0) est utilisée comme fréquence du signal interférent du bloc de codage précédent pour l’estimation de la fréquence du signal interférent du deuxième bloc de codage.
Au cours d’une étape 116, l’additionneur 40 additionne le signal réceptionné dans le premier bloc de codage, au signal sinusoïdal opposé généré par le générateur 38. Le signal interférent contenu dans le signal réceptionné est ainsi atténué. Il peut même être supprimé lorsque l’unité d’estimation 33 a estimé une valeur exacte du signal interférent.
Le procédé peut également comporter une étape 117 au cours de laquelle le signal délivré par l’additionneur est normalisé pour éviter la dégradation du décodage des canaux.
Lors de la réception des blocs de codage suivants, le procédé d’estimation met en œuvre les étapes du diagramme illustré sur la figure 6.
Au cours d’une étape 118, l’unité d’estimation 33 réceptionne un bloc de codage courant du signal réceptionné. Le bloc de codage courant provenant de l’entrée 32.
Au cours d’une étape 120, mise en œuvre par l’unité 34 d’estimation de la fréquence, la fréquence θn(n) du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant est estimée en fonction de la fréquence θn(n-1) du signal interférent contenu dans le bloc de codage précédent et du nombre N d’échantillons. Ainsi, lors de la réception du deuxième bloc de codage y(1), le bloc de codage précédent est le premier bloc de codage y(0). Le bloc de codage courant est le deuxième bloc de codage y(1).
L’étape 120 comporte une sous-étape 122 de fixation d’une première fréquence θ1(n) du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant. La première fréquence θ1(n) est définie en fonction de la fréquence θ0(n-1) du signal interférent contenu dans le bloc de codage précédent. La première fréquence θ1(n) est, par exemple, égale à la fréquence θ0(n-1) du signal interférent du bloc de codage précédent, additionnée d’une première valeur δ1, la première valeur δ1est inférieure à 1/N, préférentiellement inférieure à 1/2N .
L’étape 120 comporte une sous-étape 122 de fixation d’une première fréquence θ1(n) du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant. La première fréquence θ1(n) est définie en fonction de la fréquence θ0(n-1) du signal interférent contenu dans le bloc de codage précédent. La première fréquence θ1(n) est, par exemple, égale à la fréquence θ0(n-1) du signal interférent du bloc de codage précédent, additionnée d’une première valeur δ1, la première valeur δ1est inférieure à 1/N, préférentiellement inférieure à 1/2N .
Avantageusement, la première valeur δ1est déterminée par la relation suivante :
Au cours d’une sous-étape 124, l’unité 34 d’estimation de la fréquence calcule la fonction F( (n)) selon la formule ci-dessous, pour le bloc de codage courant,
La fonction F( (n)) est la partie imaginaire du produit de la transformée de Fourrier du signal réceptionné à la première fréquence, multiplié par le conjugué complexe de la dérivée de la transformée de Fourrier du signal réceptionné à la première fréquence. Le signal y(t) est le signal réceptionné.
Au cours d’une sous-étape 126, une deuxième fréquence θ2(n) est fixée. Cette deuxième fréquence θ2(n) est contenue dans le bloc de codage courant. Elle est fixée en fonction de la fréquence θ0(n-1) du signal interférent contenu dans le bloc de codage précédent. La deuxième fréquence θ2(n) est différente de la première fréquence θ1(n). La deuxième fréquence θ2(n) est par exemple égale à la fréquence θ0(n-1) du signal interférent du bloc de codage précédent, additionnée d’une deuxième valeur δ2, la deuxième valeur δ2est inférieure à 1/N, préférentiellement inférieure à 1/2N. La deuxième valeur δ2est par exemple égale à la première valeur δ1.
Au cours d’une sous étape 128, la fonction F( (n)) est calculée pour le bloc de codage courant selon la formule suivante :
La fonction F( (n)) est la partie imaginaire du produit de la transformée de Fourrier du signal réceptionné à la deuxième fréquence, multiplié par le conjugué complexe de la dérivée de la transformée de Fourrier du signal réceptionné à la deuxième fréquence.
La fonction F(
Au cours d’une sous-étape 126, une deuxième fréquence θ2(n) est fixée. Cette deuxième fréquence θ2(n) est contenue dans le bloc de codage courant. Elle est fixée en fonction de la fréquence θ0(n-1) du signal interférent contenu dans le bloc de codage précédent. La deuxième fréquence θ2(n) est différente de la première fréquence θ1(n). La deuxième fréquence θ2(n) est par exemple égale à la fréquence θ0(n-1) du signal interférent du bloc de codage précédent, additionnée d’une deuxième valeur δ2, la deuxième valeur δ2est inférieure à 1/N, préférentiellement inférieure à 1/2N. La deuxième valeur δ2est par exemple égale à la première valeur δ1.
Au cours d’une sous étape 128, la fonction F(
La fonction F(
Enfin, au cours d’une sous étape 130, la fréquence θ0(n) du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant est calculé par l’unité d’estimation 34, à partir de la relation suivante :
dans laquelle le symbole est une multiplication.
Avantageusement, l’étape d’estimation de la fréquence du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant peut comprendre une sous- étape 132 d’application d’un facteur d’oubli à la fréquence calculée au cours de la sous étape 130. Cette étape peut, par exemple comprendre le calcul de la relation ci-dessous :
Avantageusement, l’étape d’estimation de la fréquence du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant peut comprendre une sous- étape 132 d’application d’un facteur d’oubli à la fréquence
- λ est un facteur d’oubli compris entre 0 et 1, et
- la fréquence complexe
Lorsque l’étape 120 est achevée, l’unité d’estimation 33 transmet la fréquence du signal interférent à l’unité 36 d’estimation de l’amplitude et de la phase.
Au cours d’une étape 134, l’unité 36 d’estimation de l’amplitude et de la phase réceptionne le bloc de codage courant provenant de l’entrée 32 et estime l’amplitude et de la phase du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant. A cet effet, l’unité d’estimation 36 calcule la formule suivante :
dans laquelle
est un nombre complexe représentant l’amplitude et la phase du signal interférent,
N est le nombre d’échantillons,
θ0(n) est la fréquence du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant,
yk(n) sont les échantillons du bloc de codage courant du signal réceptionné.
Puis, la fréquence θ0(n) et le nombre complexe sont transmis au générateur 38.
N est le nombre d’échantillons,
θ0(n) est la fréquence du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant,
yk(n) sont les échantillons du bloc de codage courant du signal réceptionné.
Puis, la fréquence θ0(n) et le nombre complexe
Les étapes 112 à 117 sont ensuite mises en œuvre pour le boc de codage courant par le générateur 38 et l’additionneur 40. Ces étapes ont été décrites en référence à la figure 4 et ne seront pas décrites à nouveau.
L’invention concerne également un procédé d’estimation du signal interférent contenu dans un signal réceptionné. Ce procédé d’estimation est mis en œuvre par l’unité d’estimation 33.
Ce procédé comporte les étapes 100, 104, 106, 108 et 110 illustrées sur la figure 4 et les étapes 118, 122, 124, 126, 128, 130, 132 et 134 illustrées sur la figure 5. Ces étapes ne seront pas décrites à nouveau en détail.
Le procédé selon l’invention a été testé avec un signal de données modulé selon la norme DAB. Un signal d’interférence et un bruit blanc Gaussien ont été ajoutés à ce signal de données. La figure 6 représente la dégradation des performances en fonction du rapport de la puissance du signal interférent sur la puissance du signal de données. Sur ce graphe, la courbe 200 représente la dégradation de performance du signal lorsque le procédé d’estimation et d’atténuation n’est pas mise en œuvre. La courbe 210 représente la dégradation de performance du signal lorsque le procédé d’estimation et d’atténuation est mise en œuvre.
Comme on peut le voir sur cette figure, il n’y a pratiquement aucune dégradation de performance lors de la mise en œuvre du procédé d’estimation et d’atténuation selon la présente invention, et cela même lorsque la puissance du signal interférent présente 13 décibels de plus que la puissance du signal de données. Lorsque le procédé selon l’invention n’est pas mise en œuvre (courbe 200), la dégradation du signal de données est visible même lorsque le signal interférent est dix fois plus faible que le signal de données. Lorsque le signal interférent présente la même puissance que le signal de données, la performance est dégradée d’environ 10 décibels (Cf. courbe 200).
Claims (13)
- Procédé d’estimation d’un signal interférent (SI) d’un signal réceptionné par un système de réception, ledit signal réceptionné comprenant ledit signal interférent et un signal de données modulé, le signal réceptionné comprenant au moins un bloc de codage précédent et un bloc de codage courant, le bloc de codage précédent el le bloc de codage courant comprenant un nombre N d’échantillons, chaque échantillon est identifié par un indice allant de 0 à N-1, ledit procédé comprenant les étapes suivantes :
- estimer (120) la fréquence θ0(n) du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant en fonction de la fréquence θ0(n-1) du signal interférent contenu dans le bloc de codage précédent et du nombre N d’échantillons du bloc courant, et
- estimer (110,134) l’amplitude et la phase du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant à partir de la fréquence θ0(n) du signal interférent estimée. - Procédé d’estimation selon la revendication 1, dans lequel l’étape d’estimation (110) de la fréquence θn(n) du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant comporte les étapes suivantes pour le bloc de codage courant:
- fixer (122) une première fréquence θ1(n) du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant en fonction de la fréquence θ0(n-1) du signal interférent contenu dans le bloc de codage précédent, la première fréquence θ1(n) étant égale à la fréquence θ0(n-1) du signal interférent du bloc de codage précédent, additionnée d’une première valeur δ1, la première valeur δ1est inférieure à 1/N, préférentiellement inférieure à 1/2N ;
- fixer (126) une deuxième fréquence θ2(n) du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant en fonction de la fréquence θ0(n-1) du signal interférent contenu dans le bloc de codage précédent, la deuxième fréquence θ2(n) étant différente de la première fréquence θ1(n) , la deuxième fréquence θ2(n) étant égale à la fréquence θ0(n-1) du signal interférent du bloc de codage précédent, soustraite d’une deuxième valeur δ2, la deuxième valeur δ2est inférieure à 1/N, préférentiellement inférieure à 1/2N;
- calculer (130) la fréquence θ0(n) du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant en fonction de la première fréquence θ1(n) et de la deuxième fréquence θ2(n). - Procédé d’estimation selon la revendication 2, dans lequel l’étape de calcul (130) de la fréquence θ0(n) comporte les étapes suivantes :
- calculer (124) la partie imaginaire d’un premier produit (
- calculer (128) la partie imaginaire d’un deuxième produit ( - Procédé d’estimation selon la revendication 3, dans lequel le premier produit (
- Procédé d’estimation selon l’une quelconque des revendications 2 à 4, qui comporte en outre une sous-étape (132) au cours de laquelle la fréquence θ0(n) du signal interférent calculée est moyennée par un facteur d’oubli à partir de la relation:
- λ est un facteur d’oubli compris entre 0 et 1, et
- la fréquence complexe - Procédé d’estimation selon l’une quelconque des revendications 2 à 4, dans lequel ladite première valeur δ1est déterminée par la relation suivante :
- Procédé d’estimation selon l’une quelconque des revendications 2 à 6, dans lequel ladite deuxième valeur δ2est déterminée par la relation suivante :
- Procédé d’estimation selon l’une quelconque des revendications 1 à 7, qui comporte une étape initiale de réception (100) d’un premier bloc de codage comportant des échantillons, et dans lequel le procédé comporte une étape d’estimation (102) de la fréquence θ0(1) du signal interférent contenu dans le premier bloc de codage réceptionné, ladite étape d’estimation comportant les sous-étapes suivantes :
- calculer (103) la transformation Fourier des échantillons du premier bloc de codage,
- déterminer (104) les modules de ladite transformation Fourier des échantillons du premier bloc de codage,
- déterminer (106) l’indice du module ayant une valeur maximale parmi les modules calculées, et
- considérer (108) que l’indice déterminé est fonction de la fréquence θ0(1) du signal interférent du premier bloc de codage. - Procédé d’estimation selon l’une quelconque des revendications 1 à 7, dans lequel l’étape d’estimation (110, 134) de l’amplitude et de la phase du signal interférent contenu dans le bloc de codage courant comporte une étape de calcul d’un nombre complexe (
- Procédé d’atténuation d’un signal interférent (SI) d’un signal réceptionné, ledit procédé comportant une estimation d’un signal interférent (SI) contenu dans ledit signal réceptionné selon l’une quelconque des revendications 1 à 8, ledit procédé comprenant en outre les étapes suivantes :
- générer (112) un signal sinusoïdal (SI’) opposées à ledit signal interférent (SI) estimé,
- additionner (116) le signal sinusoïdal (SI’) généré au signal réceptionné. - Système de réception (2) d’un signal pour un réseau de communication, ledit signal réceptionné étant composé d’un signal interférent (SI) et d’un signal de données ; le signal interférent ayant une fréquence, une amplitude et une phase ; le signal de données étant modulé, , le signal réceptionné comprenant au moins un bloc de codage précédent et un bloc de codage courant, le bloc de codage précédent et le bloc de codage courant comprenant un nombre N d’échantillons ; chaque échantillon est identifié par un indice allant de 0 à N-1, ledit système de réception comprenant :
- un dispositif de réception (4) propre à réceptionner le signal, et
- un dispositif (16) d’estimation et d’atténuation du signal interférent (SI) comportant :
- une unité (34) d’estimation de la fréquence apte à estimer la fréquence θn(n) du signal interférent (SI) contenu dans le bloc de codage courant en fonction de la fréquence θn(n-1) du signal interférent contenu dans le bloc de codage précédent et du nombre N d’échantillons,
- une unité (36) d’estimation de l’amplitude et la phase du signal interférent (SI) contenu dans le bloc de codage courant à partir de la fréquence θn(n) du signal interférent estimée,
- un générateur (38) apte à générer un signal sinusoïdal (SI’) opposées audit signal interférent (SI) estimé,
- un additionneur (40) propre à additionner le signal sinusoïdal (SI’) généré au signal réceptionné. - Système de réception selon la revendication 11, dans lequel le signal réceptionné est un signal analogique, ledit système de réception comportant :
- un dispositif de conversion (14) propre à convertir un signal analogique en un signal numérique, le dispositif de conversion (14) étant connecté à une entrée (32) du dispositif d’estimation et d’atténuation (16). - Système de réception selon la revendication 11 ou 12, dans lequel ledit système de réception comporte :
- un dispositif de calcul (20) connecté à une sortie du dispositif d’estimation et d’atténuation (16), l’unité de calcul (20) étant propre à calculer la transformée de Fourrier du signal délivré par le dispositif d’estimation et d’atténuation, et
- un décodeur (28, 30) connecté à l’unité de calcul, le décodeur étant apte à décoder le signal délivré par l’unité de calcul.
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR2007690A FR3112915B1 (fr) | 2020-07-22 | 2020-07-22 | Procédé d’estimation d’un signal interférent, procédé d’atténuation d’un signal interférent contenu dans un signal réceptionné et système de réception |
| US17/381,548 US11546203B2 (en) | 2020-07-22 | 2021-07-21 | Method for estimation of an interfering signal, method for attenuation of an interfering signal contained in a received signal, and receiving system |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR2007690 | 2020-07-22 | ||
| FR2007690A FR3112915B1 (fr) | 2020-07-22 | 2020-07-22 | Procédé d’estimation d’un signal interférent, procédé d’atténuation d’un signal interférent contenu dans un signal réceptionné et système de réception |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR3112915A1 true FR3112915A1 (fr) | 2022-01-28 |
| FR3112915B1 FR3112915B1 (fr) | 2022-07-22 |
Family
ID=73013627
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR2007690A Active FR3112915B1 (fr) | 2020-07-22 | 2020-07-22 | Procédé d’estimation d’un signal interférent, procédé d’atténuation d’un signal interférent contenu dans un signal réceptionné et système de réception |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US11546203B2 (fr) |
| FR (1) | FR3112915B1 (fr) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP4050295A1 (fr) * | 2021-02-26 | 2022-08-31 | Ovh | Bloc d'eau doté d'ailettes creuses |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20100177857A1 (en) * | 2007-05-25 | 2010-07-15 | Nokia Corporation | Interference in communication devices |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6084919A (en) * | 1998-01-30 | 2000-07-04 | Motorola, Inc. | Communication unit having spectral adaptability |
| US6047025A (en) * | 1998-02-13 | 2000-04-04 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for equallization in an asymmetric digital aubscriber line communications system |
| US8718199B2 (en) * | 2010-08-31 | 2014-05-06 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Frequency-domain multi-stage group detection for alleviating inter-symbol interference |
-
2020
- 2020-07-22 FR FR2007690A patent/FR3112915B1/fr active Active
-
2021
- 2021-07-21 US US17/381,548 patent/US11546203B2/en active Active
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20100177857A1 (en) * | 2007-05-25 | 2010-07-15 | Nokia Corporation | Interference in communication devices |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| ABDULLAH K ET AL: "An Interference Cancellation Algorithm for Fourier-based and wavelet-based OFDM systems", ADVANCED TECHNOLOGIES FOR COMMUNICATIONS, 2008. ATC 2008. INTERNATIONAL CONFERENCE ON, IEEE, PISCATAWAY, NJ, USA, 6 October 2008 (2008-10-06), pages 211 - 215, XP031411223, ISBN: 978-1-4244-2680-5 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR3112915B1 (fr) | 2022-07-22 |
| US20220029873A1 (en) | 2022-01-27 |
| US11546203B2 (en) | 2023-01-03 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0950306B1 (fr) | Procede et dispositif de mise en forme d'un bruit d'ecretage d'une modulation multiporteuse | |
| EP0709980B1 (fr) | Sychronisation de fréquence pour système MDFO | |
| FR2798542A1 (fr) | Recepteur a multiplexage par repartition en frequences orthogonales avec estimation iterative de canal et procede correspondant | |
| EP0616453B1 (fr) | Récepteur de signaux modulés en sauts de phase et différentiellement codés | |
| EP0802656A2 (fr) | Signal numérique à blocs de référence multiples pour l'estimation de canal, procédés d'estimation de canal et récepteurs correspondants | |
| EP1810470B1 (fr) | Procede de reception d'un signal multiporteuse mettant en oeuvre au moins deux estimations d'un canal de propagation et dispositif de reception correspondant | |
| EP2499796A1 (fr) | Procédé pour émettre des données numériques pre-egalisées, et base émettrice mettant en oeuvre un tel procédé | |
| EP0767996A1 (fr) | Procede d'estimation d'une erreur de phase residuelle sur les echantillons d'un signal numerique demodule, et procede de correction correspondant | |
| EP3391605B1 (fr) | Précompensation d'interférence induite par une modulation ofdm/oqam à une cadence supérieure à nyquist | |
| EP1987645B1 (fr) | Procede d'emission avec allocation optimale de puissance emise pour emetteur multi porteuses | |
| EP0549445B1 (fr) | Procédé de transmission de signaux de référence dans un système de transmission de données sur plusieurs porteuses | |
| EP1661348A2 (fr) | Procede et dispositif pour ameliorer l'estimation d'un canal de propagation d'un signal multiporteuse | |
| FR3112915A1 (fr) | Procédé d’estimation d’un signal interférent, procédé d’atténuation d’un signal interférent contenu dans un signal réceptionné et système de réception | |
| EP0735712B1 (fr) | Récepteur avec rémodulation pour signaux à modulation multiporteuse | |
| FR2835136A1 (fr) | Demodulateur cofdm a positionnement optimal de fenetre d'analyse fft | |
| EP1603264A1 (fr) | Procédé et dispositif de réception d'un signal ayant subi un précodage linéaire et un codage de canal | |
| EP1105975A1 (fr) | Recepteur en rateau iteratif et procede de reception correspondant | |
| EP2070211B1 (fr) | Procede d'emission a etalement avec allocation de puissance par utilisateur et par symbole | |
| EP1129538A1 (fr) | Dispositif et procede de reception a au moins deux voies de reception, et utilisation correspondante | |
| FR2859055A1 (fr) | Procede et dispositif de traitement des defauts d'appariement entre deux voies en quadrature d'une chaine d'une reception adaptee par exemple a la reception d'un signal module selon une modulation du type ofdm | |
| EP3840233A1 (fr) | Circuit de détection d'enveloppe et récepteur incorporant ce circuit | |
| EP1438815B1 (fr) | Annuleur d interferences entre symboles | |
| WO2014128176A2 (fr) | Procedes et dispositifs de transmission et de reception d'un signal multiporteuse reduisant le rapport puissance crête à puissance moyenne, programme et signal correspondants | |
| EP1478146A1 (fr) | Réception de deux signaux décorrélés transmis sur un unique canal | |
| WO2007090995A2 (fr) | Procede de reception d' un signal mettant en oeuvre une estimation d' un canal de propagation, dispositif de reception et produit programme d' ordinateur corres pondants |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PLFP | Fee payment |
Year of fee payment: 2 |
|
| PLSC | Publication of the preliminary search report |
Effective date: 20220128 |
|
| PLFP | Fee payment |
Year of fee payment: 3 |
|
| PLFP | Fee payment |
Year of fee payment: 4 |
|
| PLFP | Fee payment |
Year of fee payment: 5 |