CN101605000B - 具有强抗多途能力的移动水声通信信号处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种具有强抗多途能力的移动水声通信信号处理方法，其中包括发射机处理方法和接收机处理方法两部分，发射机处理方法包括纠错编码、数据打包、数字插值、基带成形滤波、上变频调制等操作；接收机处理方法包括数字滤波、帧同步判断、初步多普勒频移补偿、下变频解调、位同步判断、细微多普勒频移补偿、数字均衡、纠错解码等操作。本发明将同步判断、多普勒频移补偿、多途效应补偿等技术进行交织处理，保证系统能够在强多普勒频移环境下，实现信号的精确同步，并对强多普勒频移效应进行实时估计与补偿，所采用的盲均衡方法可以对水声信道时变多途效应进行有效跟踪补偿，从而大大提高了水声通信系统的整体稳定性和误码率性能，使其具有在移动中可靠通信的能力。

Description

具有强抗多途能力的移动水声通信信号处理方法

技术领域

本发明属于水声通信领域，特别是一种具有强抗多途能力的移动水声通信信号处理方法。

背景技术

水声通信是借助声波实现水下数据传输的技术手段，与无线电通信和有线通信相比，水声通信是一种更为复杂的通信方式，这种复杂性是由水声信道的某些固有特性决定的：1)声波在水中传播时会发生界面反射和声线弯曲，引起多途效应，造成严重的码间干扰；2)由于声波在海水中的传播速度较慢(约1500米/秒)，收、发双方相对运动会引起的强烈多普勒频移效应，严重恶化接收机的载频跟踪和相位符号同步，导致误码率的增大；3)水声信道的时变、空变随机特性，带来水声信道参数的剧烈起伏，造成通信系统稳定性的下降。

为了提高水声通信的可靠性，目前所采用的水声通信信号处理方法如图1所示。发射方将原始数字信息进行纠错编码后，按照规定的数据包格式，添加同步头和结束标志，完成数据打包，然后对打包后的基带数字信号进行基带成形和上变频调制，得到所需要的调制信号，送入水声信道进行传播；声波信号在水声信道传播的过程中，由于会受到上述固有特性的影响，接收方得到的信号将发生很大的畸变，为保证接收质量，接收方在完成一般的解调、解包、纠错解码工作之外，还需要完成精确的信号同步、多普勒频移补偿和多途效应补偿等操作，从而对畸变信号进行恢复，提高正确接收的概率。

目前水声通信进行同步的方法有：1)利用线性调频信号(LFM)或m序列作同步头，接收时对其作相关处理，从而取出脉冲到达时刻，完成同步，这种方法计算简单，但只适用于低多普勒频移场合；2)利用LFM信号在某一适当分数阶Fourier变换域中表现为冲激函数的特性完成同步，这种方法可用于强多普勒频移场合，但需进行大量的运算，给实现带来困难。

目前对水声信道多普勒频移效应进行补偿的方法有：1)利用数字锁相环机制对多普勒频移造成的相位偏差进行补偿，但这种方法同样只适用于多普勒频移较小的情况，2)采用抽样频率试探方法，按照不同的抽样频率采集信号，分别作解调、解码处理，并从中选择最优的结果，这种方法会增大接收方软、硬件的复杂度，同时精确度也较低。

目前对水声信道多途效应进行补偿的方法有：1)增加码元的持续时间，减少码间干扰，但这会带来通信速率的下降；2)利用扩频、跳频通信技术，这会占用大量的频带资源，同时也会引起传输速率的下降；3)利用带有训练序列的自适应均衡方法，对水声信道多途效应造成的频率选择性衰落进行补偿，这种方法不会影响信号的传输速率，但是由于在传送有效序列之前必须发送一定数量的训练序列，因此会造成通信系统实时性的下降。

由上述可知，现有的水声通信信号处理方法一般只适用于低多普勒频移场合，对于多普勒频移效应强烈的移动水声通信环境，会出现同步精度低、载波跟踪困难、均衡难以收敛等问题，同时还会造成运算量的大幅增加，给实现带来难度。

发明内容

本发明的目的是提出了一种将同步、多普勒频移补偿、多途效应补偿等技术进行了综合考虑和交织处理，表现出更好的整体性能和可实现性，使整个系统具有在强多普勒频移环境下实现可靠水声通信的具有强抗多途能力的移动水声通信信号处理方法。

为了实现上述目的，本发明包括发射机处理方法和接收机处理方法两部分，其中发射机处理方法包括纠错编码、数据打包、基带信号生成、上变频调制、LFM信号生成和通信帧信号生成操作，具体步骤是：

1)LFM信号生成产生周期性线性调频信号s₁(n)；

2)对需要发送的数字信息s₂(n)进行纠错编码，得到编码后的数据s₃(n)；

3)对s₃(n)打包，添加同步头和结束标志，并按照QPSK的相位关系，生成基带数字信息s₄(n)；

4)对s₄(n)进行上变频调制，得到数字调制信号s₅(n)；

5)按照约定好的通信数据帧结构，将数字调制信号s₅(n)与周期性线性调频信号s₁(n)进行组合，形成完整的数字发送信号s₆(n)；

接收机处理方法包括数字滤波、下变频解调、同步判断(帧同步判断、位同步判断)、多普勒频移补偿(初步多普勒频移补偿、细微多普勒频移补偿)、数字均衡、数据解包和纠错解码操作，具体步骤是：

1)对100KHz采样的接收信号s′₆(n)，进行滤波，分离11KHz～12KHz的周期性线性调频信号s′₁(n)和12.25KHz～14.75KHz的数字调制信号s′₅(n)；

2)利用周期性线性调频信号s′₁(n)进行帧同步判断，并对数字调制信号s′₅(n)进行初步多普勒频移补偿，得到补偿后的信号

3)对补偿后的信号

进行下变频解调，得到基带同相分量I_out(n)和正交分量Q_out(n)；

4)利用基带同相分量I_out(n)和正交分量Q_out(n)中的m序列同步头，进行位同步判断，确定最佳的接收采样位置pos_b；

5)以最佳的接收采样位置pos_b为起点，对基带同相分量I_out(n)、正交分量Q_out(n)进行细微多普勒频移补偿和数字均衡，去除多途效应，恢复出数字信息s′₄(n)；

6)对数字信息s′₄(n)进行解包，去掉同步头和结束标志，并按照QPSK的相位关系，恢复出信号序列s′₃(n)；

7)对信号序列s′₃(n)进行纠错解码，即得到发射机发送的数字信息s′₂(n)。

所述发射机处理方法的目的在于将要发送的数字信息，按照规定的数据包格式和通信协议，生成适合于水声信道传播的模拟通信信号。其中纠错编码是为原始数字信息添加冗余信息，使其具备一定的纠错能力；数据打包是为发送信息添加同步头和结束标志，便于接收机判断通信何时开始与结束；基带信号生成是为了减少基带信号间的码间干扰；上变频调制是将信号由基带搬移到频带，生成数字调制信号；LFM信号生成是产生周期性线性调频信号，帮助接收机进行同步判断和多普勒频移补偿；通信帧生成是按照规定的通信帧结构，对信号进行组装，形成用于发送的模拟通信信号。

所述接收机处理方法的目的在于对接收到的畸变通信信号进行处理，去除外界环境噪声、多普勒频移效应、多途效应等干扰因素所造成的恶劣影响，恢复出信源发送的数字信息。其中数字滤波是为了去除带外噪声；下变频解调是将信号由频带恢复到基带；同步判断是确定通信信号的开始位置和最佳接收位置，从而提高整个接收过程的处理效果；多普勒频移补偿是克服多普勒频移效应所造成的相位随机起伏，提高系统的误码率性能；数字均衡是为了克服水声信道多途效应所造成的严重码间干扰；解包是去除同步头和结束标志等辅助信息；纠错解码是对接收到的错误信息进行纠错，进一步提高系统的误码率性能。其中，接收机的信号同步采用了双重判断机制，由帧同步判断和位同步判断两步组成，其中帧同步的目的是完成粗略同步，判断当前是否有信号到来，从而启动整个接收过程，帧同步借助线性调频(LFM)信号匹配滤波后具有峰值输出的特点来实现，当匹配滤波器输出的峰值超过门限时，即说明此时有信号到来；位同步的目的是完成精确同步，确定最佳接收位置，以减少码间干扰。

如上所述，位同步可以利用m序列自相关法完成，但其只适用于低多普勒频移的场合，为了能够在强多普勒频移场合下，利用计算简单的m序列自相关法完成位同步，接收机的多普勒频移补偿同样采用了双重机制。在位同步之前首先利用周期性LFM信号对多普勒频移效应引起的数据帧展宽压缩比Δ进行估计，然后利用新的采样频率对接收信号重采样，实现对强多普勒频移效应的初步补偿，降低其强度，以保证利用m序列自相关法完成精确位同步的可靠性；位同步之后，再利用锁相环机制对多普勒频移进行细微补偿，由于此时初步补偿已经将多普勒频移的强度降低到锁相环能够处理的范围之内，借助锁相环机制计算简单、跟踪性能好的特点，能够完成对多普勒频移的有效补偿。

本发明锁相环机制可以内嵌在数字均衡器之中，在实现对多普勒频移细微补偿的同时，利用不需要训练序列的盲均衡方法对多途效应进行补偿，这样既可以减少信号处理的复杂性，同时锁相环、盲均衡器的配合使用，还增加了整个方法的自适应能力，实现对参数时变水声信道的跟踪。

与以往的方法相比，本发明将同步判断、多普勒频移补偿、多途效应补偿等技术进行了综合设计和交织处理，并对发射机、接收机信号处理方法进行了相应改进，在不带来软、硬件复杂度大幅增大的前提下，实现了强多普勒频移场合下的精确信号同步和有效多普勒频移补偿；所采用带有锁相机制的抗扰动盲均衡方法，能够在不降低通信速率的前提下，对时变水声信道多途效应进行跟踪补偿，具有更好的实时性和更强的稳定性。

本发明利用四相移相键控(QPSK)通信模式，通过计算机仿真和实地湖泊试验，对本发明性能进行了检验。图3给出了在没有多普勒频移的计算机仿真环境中，本方法处理前后的QPSK相位图，此时信噪比为15dB，根据水声信道的特征，人为加入了多途效应，可见多途效应使得QPSK通信信号的相位图变的十分混乱，造成误码率性能的急剧下降(39.2％)，而经过本方法处理后，相位图十分清晰，误码率可达0％；在船速约为8节的情况下，进行湖泊环境试验，处理前后的相位图如图4所示，可见在移动环境下，本发明仍能够正确解调信号，纠错解码前的误码率为0.04375％，通过加入一定的纠错编码，实现了无误码传输，这些都证明了本发明在移动水声通信系统中的实用性。

附图说明

图1为现有水声通信信号处理方法流程图。

图2为本发明的流程图。

图3为本发明在计算机仿真环境下的信号处理效果图。

(a)-未处理的相位图、(b)-处理后的相位图。

图4是本发明在湖泊试验环境下的信号处理效果图。

(a)-未处理的相位图、(b)-处理后的相位图。

图5为本发明的数据包结构图。

图6为本发明发射方上变频调制的信号处理流程图。

图7为本发明的通信帧结构图。

图8为本发明在湖泊环境下周期性线性调频信号匹配滤波后的波形图。

图9为本发明初步多普勒频移补偿方法的信号处理流程图。

图10为本发明接收方下变频解调的信号处理流程图。

图11为本发明在湖泊环境下，位同步判断效果图。

图12为本发明带有锁相机制的双模式归一化修正常模盲均衡结构图。

图13为本发明NMCMA/DD/PLL盲均衡方法与传统MCMA方法的收敛性能比较图

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步详细说明。

本实施例的目的是：利用四相移相键控(QPSK)通信信号，在具有强多普勒频移效应和强多途效应的水声信道中，实现可靠的移动通信，通信信号占用带宽12.25KHz～14.75KHz，码元速率为2000Baud，传输速率可达4Kbit/s。为实现此目的，本发明对现有水声通信系统的发射机、接收机信号处理方法进行了相应改进(图2)。

本实施例的发射机处理方法流程是：1)产生周期性线性调频信号s₁(n)；2)对需要发送的数字信息s₂(n)进行纠错编码，得到编码后的数据s₃(n)；3)对s₃(n)打包，添加同步头和结束标志，并按照QPSK的相位关系，生成基带数字信息s₄(n)；4)对s₄(n)进行上变频调制，得到数字调制信号s₅(n)；5)按照规定好的通信数据帧结构，将s₅(n)与周期性线性调频信号s₁(n)进行组合，形成完整的数字发送信号s₆(n)；

本实施例所述的周期线性调频(LFM)信号s₁(n)由多个时间间隔T_w＝100ms的LFM信号组成，主要完成以下工作：1)便于接收端进行帧同步判断，确定当前有通信信号到达，从而启动整个接收过程；2)对收、发双方相对运动所造成的强多普勒频移效应进行初步补偿。单个线性调频信号s_{1_s}(n)的时域表达式如公式(1)所示，其频率在信号持续时间T_p内，由f₁线性变化到f₂，其中f₀＝(f₁+f₂)/2是中心载波频率，μ＝(f₂-f₁)/T_p为调频斜率，本实施例中的T_p取5ms，f₁取11KHz，f₂取12KHz。

本实施例所述的纠错编码利用常规的卷积码来实现，原始信息s₂(n)经过编码后，输出信息s₃(n)。

本实施例所述的打包过程即为s₃(n)添加同步头和结束标志，并按照QPSK的相位关系，生成基带数字信号s₄(n)＝I(n)+Q(n)·j，其中I(n)、Q(n)分别是QPSK信号的同相分量和正交分量。整个数据包的结构如图5所示，同步头由I(n)、Q(n)上的15位m序列组成，利用m序列具有单峰值自相关函数的特性，帮助接收端完成位同步判断，以确定最佳采样接收位置pos_b；结束标志由I(n)、Q(n)上的16位全1码组成，通知接收方结束本次通信。

本实施例所述的上变频调制信号处理流程如图6所示。包括数字插值、基带成形滤波，混频三个步骤。数字插值将2000Baud的基带数字信号s₄(n)变为以100KHz采样的数字输出信号，从而保证数模转换后输出模拟信号的质量。基带成形滤波用数字升余弦成形滤波器完成，如公式(2)所示，其作用是减小最佳接收位置pos_b上的码间干扰，并将通信信号限制在一定带宽之内，其中T_m代表码元周期0.5ms(对应码元速率2000Baud)，T_s代表抽样周期10us(对应抽样频率f_s＝100KHz)，α为升余弦频谱宽度比。

$h\left(n\right)=\frac{\sin \mathrm{\πn}{T}_s/T_m}{\mathrm{\πn}{T}_s/T_m}\·\frac{\cos \mathrm{\πn}{T}_s/T_m}{1-4{\mathrm{\α}}^2{\left(\mathrm{\πn}{T}_s\right)}^2/T_m^2}---\left(2\right)$

基带成形后的信号

送入混频器与两路正交载波(载频f_c＝13.5KHz)相乘并相加，即得到数字调制信号s₅(n)，如公式(3)所示。

$s_5\left(n\right)=\stackrel{\‾}{I}\left(n\right)\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}n{T}_s\right)+\stackrel{\‾}{Q}\left(n\right)\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}n{T}_s\right)---\left(3\right)$

本实施例所述的通信帧结构如图7所示，将周期性线性调频信号s₁(n)与数字调制信号s₅(n)按照图7所示的时间关系进行叠加，并以100KHz的采样频率进行数模转换，即得到模拟水声通信信号s₆(t)。

模拟水声通信信号s₆(t)送入水声信道进行传播，由于会受到多途效应、多普勒频移效应、环境噪声等多种因素的影响，接收端得到的信号s′₆(t)将发生很大的畸变。

本实施例的接收机处理方法流程是：1)对100KHz采样的接收信号s′₆(n)，进行滤波，分离11KHz～12KHz的周期性线性调频信号s′₁(n)和12.25KHz～14.75KHz的数字调制信号s′₅(n)；2)利用s′₁(n)进行帧同步判断，并对s′₅(n)进行初步多普勒频移补偿，得到补偿后的信号

3)对进行下变频解调，得到基带同相分量I_out(n)和正交分量Q_out(n)；4)利用I_out(n)和Q_out(n)中的m序列同步头，进行位同步判断，确定最佳的接收采样位置pos_b；5)以pos_b为起点，对I_out(n)、Q_out(n)进行细微多普勒频移补偿和数字均衡，去除多途效应，恢复出数字信息s′₄(n)；6)对s′₄(n)进行解包，去掉同步头和结束标志，并按照QPSK的相位关系，恢复出信号序列s′₃(n)(如图5所示)；7)对s′₃(n)进行纠错解码，即得到发射机发送的数字信息s′₂(n)。

本实施例所述的帧同步判断借助线性调频(LFM)信号s_{1_s}(n)匹配滤波后具有峰值输出的特点来实现。由公式(1)，可得线性调频信号匹配滤波器s_{1_m}(n)的表达式如公式(4)所示，LFM信号经过匹配滤波器后，输出信号s_o(n)如公式(5)所示，其中Sa(·)为抽样函数，因此s_o(n)呈现出峰值特性。

$s_o\left(n\right)=s_{1\_s}\left(n\right)*s_{1\_m}\left(n\right)=\mathrm{Sa}(\frac{{\mathrm{\μT}}_p}{2}\·{\mathrm{nT}}_s)\cos [2\mathrm{\π}\·(f_0\·{\mathrm{nT}}_s-\mathrm{\μ}\·{\left({\mathrm{nT}}_s\right)}^2/2)]---\left(5\right)$

接收方将输入的周期性线性调频信号信号s′₁(n)与s_{1_m}(n)进行匹配滤波和峰值检测，当判断出峰值超过设定门限时，即说明当前有信号到来，启动整个接收过程，完成帧同步判断。在湖泊环境实验中，s′₁(n)匹配滤波后的波形如图8所示，可见其由多个峰值组成。

本实施例所述的初步多普勒频移补偿通过实时重采样完成。由于多普勒频移会在时域上造成展宽或压缩，将长度为T_l的数据帧变为T_l/(1+Δ)，Δ为多普勒频移效应引起的数据帧展宽压缩比，因此，接收方在帧同步的基础上，将图8相邻LFM匹配滤波后的峰值间隔T_iw(i＝1，2，3......)与理想间隔T_w(100ms)按照公式(6)进行计算，即可估算出此时的Δ，然后按照新的抽样频率f′_s＝(1+Δ)f_s对s′₅(n)进行重采样(f_s是期望的采样频率100KHz)，即得到初步多普勒频移补偿后的100KHz抽样信号

这种方法能够估算出应采用的抽样频率f′_s，较传统的抽样频率试探法，具有更好的准确性和实时性，整个初步多普勒频移补偿方法的处理流程如图9所示。

Δ_i＝T_w/T_iw-1，i＝1，2，3...      (6)

本实施例所述的下变频解调与常规方法相同，包括混频和低通滤波两个步骤组成，信号处理流程如图10所示，分同相处理支路I和正交处理支路Q组成。由公式(3)可以推导得到，I路的输出I_out(n)＝I′(n)cosφ(n)-Q′(n)sinφ(n)，Q路的输出Q_out(n)＝Q′(n)cosφ(n)+I′(n)sinφ(n)，可见，此时的输出已不是原先发送的I(n)、Q(n)，由于多途效应和环境噪声等因素影响，I(n)、Q(n)畸变为I′(n)、Q′(n)，此外，时变载波相位偏差φ(n)也会对信号接收产生影响。

由于初步多普勒频移补偿已经大大降低了多普勒频移效应的强度，因此本实施例所述的位同步判断可用计算简单的m序列自相关法实现。将理想的15位m序列m(n)与I_out(n)、Q_out(n)中的15位m序列同步头(如图5所示)分别进行相关运算，得到输出值R_I(n)和R_Q(n)，如公式(7)所示，为了克服未知时变载波相位偏差φ(n)的影响，对R_I(n)和R_Q(n)进行平方和运算，即得到m序列自相关函数r(n)的平方值R_out(n)。利用r(n)具有单峰值的特点，对R_out(n)进行峰值检测，当发现有较大峰值时，说明此时同步头刚好接收完毕，此峰值位置即为最佳开始接收位置pos_b，从而完成精确的位同步判断。在湖泊实验中，得到R_out(n)的曲线如图11所示，可见其有明显的单峰值，能够准确的确定pos_b。

$\left\{\begin{array}{c}{R}_I\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{14}{\mathrm{\Σ}}}\{m(n+k)\cos \mathrm{\φ}\left(n\right)-m(n+k)\sin \mathrm{\φ}\left(n\right)\}\·m\left(k\right)=r\left(n\right)\cos \mathrm{\φ}\left(n\right)-r\left(n\right)\sin \left(\mathrm{\φ}\right)\\ R_Q\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{14}{\mathrm{\Σ}}}\{m(n+k)\cos \mathrm{\φ}\left(n\right)+m(n+k)\sin \mathrm{\φ}\left(n\right)\}\·m\left(k\right)=r\left(n\right)\cos \mathrm{\φ}\left(n\right)+r\left(n\right)\sin \mathrm{\φ}\left(n\right)\\ R_{\mathrm{out}}\left(n\right)=R_I{\left(n\right)}^2+R_Q{\left(n\right)}^2=2r{\left(n\right)}^2\end{array}\right.---\left(7\right)$

接收方完成位同步判断后，以pos_b为起点，按照码元速率2000Baud对I_out(n)、Q_out(n)进行抽样，并将信号s_e(n)＝I_out(n)+Q_out(n)·j送入盲均衡器进行处理，根据上述I_out(n)和Q_out(n)的表达式，信号s_e(n)可以写成公式(8)的形式。

s_e(n)＝I_out(n)+Q_out(n)·j＝[I′(n)+Q′(n)·j]e^jφ(n)

＝[I(n)+Q(n)·j]*h(n)·e^jφ(n)＝s₄(n)*h(n)·e^jφ(n)      (8)

其中h(n)是反映水声信道多途效应的基带等效冲激响应，φ(n)是剩余多普勒频移效应所造成的时变载波相位偏差，可见这时信号已经发生了较大畸变，为了能够正确地恢复出所需要的信号s₄(n)＝[I(n)+Q(n)·j]，可以将s_e(n)通过一个滤波器W(n)，并与一个复数e^-jσ(n)相乘，由公式(8)，可以得到输出y(n)有公式(9)的表达形式，由此可见如果W(n)和σ(n)能够满足公式(10)的关系，则输出y(n)即是需要的信号s₄(n)。

y(n)＝s_e(n)*W(n)·e^-jσ(n)＝s₄(n)*h(n)*W(n)·e^{j[φ(n)-σ(n)]}(9)

$\left\{\begin{array}{c}W\left(n\right)*h\left(n\right)=\mathrm{\δ}\left(n\right)\\ \mathrm{\σ}\left(n\right)=\mathrm{\φ}\left(n\right)\end{array}\right.---\left(10\right)$

为了满足公式(10)，接收机可以根据输入s_e(n)，采用一定的均衡方法，对W(n)和σ(n)进行迭代调整，本实施例所述的数字均衡采用了带有锁相机制的双模式归一化修正常模盲均衡方法NMCMA/DD/PLL(normalizedmodified constant modulus algorithm based on decision-directedscheme with the phase-locked loop)来实现，其均衡器结构如图12所示。与公式(11)所示的传统修正常模盲均衡方法(MCMA)的代价函数J_MCMA(n)不同，归一化修正常模盲均衡方法NMCMA根据最小抖动原则，将均衡滤波器系数W(n)变化量的Euclid范数作为代价函数，在公式(12)的约束条件限制下，通过最小化公式(13)来调节均衡滤波器的权系数W(k)，同时借助锁相环原理，对相位σ(n)进行调整，实现对多普勒频移的细微补偿，使得带有锁相机制的NMCMA方法具有更好的自适应性和抗干扰能力，实现对参数时变水声信道的良好跟踪。

$\left\{\begin{array}{c}{J}_{\mathrm{MCMA}}\left(n\right)=E\left[{(y_R^2\left(n\right)-R_R)}^2\right]+E\left[{(y_I^2\left(n\right)-R_I)}^2\right]\\ R_R=E\left\{{\left|\mathrm{Re}\right[s_4^{\′}\left(n\right)\left]\right|}^4\right\}/E\left\{{\left|\mathrm{Re}\right[s_4^{\′}\left(n\right)\left]\right|}^2\right\}\\ R_I=E\left\{{\left|\mathrm{Im}\right[s_4^{\′}\left(n\right)\left]\right|}^4\right\}E/\left\{{\left|\mathrm{Im}\right[s_4^{\′}\left(n\right)\left]\right|}^2\right\}\end{array}\right.---\left(11\right)$

$\mathrm{\ϵ}\left(n\right)=\{\±\sqrt{R_R}\±j\·\sqrt{R_I}\}-W^H(n+1)S_e\left(n\right)\·e^{-\mathrm{j\σ}\left(n\right)}=0---\left(12\right)$

J_NMCMA(n)＝||W(n+1)-W(n)||²＝||δW(n+1)||²           (13)

根据上述思路，经过推导，可以得到NMCMA/DD/PLL均衡方法的迭代公式如(14)～(16)所示：

$\left\{\begin{array}{c}y\left(n\right)=W^H\left(n\right)S_e\left(n\right)\·e^{-\mathrm{j\θ}\left(n\right)}\\ D_e\left(n\right)=|y\left(n\right)-s_4^{\′}\left(n\right)|\end{array}\right.---\left(14\right)$

$\left\{\begin{array}{c}W(n+1)-W\left(n\right)=-\mathrm{\μ}{S}_e\left(n\right)\·e^{-\mathrm{j\θ}\left(n\right)}\·{[e_R^{^}\left(n\right)+j\·e_I^{^}\left(n\right)]}^{*}/{\left|\right|S_e\left(n\right)\left|\right|}^2\\ \mathrm{\θ}(n+1)=2\mathrm{\θ}\left(n\right)-\mathrm{\θ}(n-1)+1.1\mathrm{Kf}\·\mathrm{Im}[y\left(n\right)\·e_p^{*}\left(n\right)]-\mathrm{Kf}\·\mathrm{Im}[y(n-1)\·e_p^{*}(n-1)]\end{array}\right.---\left(15\right)$

其中S_e(n)＝[s_e(n)，s_e(n-1)...s_e(n-N+1)]^T是输入向量；W(n)＝[w₀(n)，w₁(n)...w_N-1(n)]^T是长度为N的均衡滤波器，用来补偿多途效应；θ(n)是锁相环输出相位，用来对φ(n)进行跟踪；s′₄(n)是n时刻关于均衡滤波器输出y(n)的判决值，即恢复出的数字信息；D_e(n)为判决误差。e_p(n)是用来调整锁相环输出相位θ(n)的误差信号，是用来调整均衡滤波器W(n)权系数的误差信号，R_R和R₁分别是基于判决序列s′₄(n)实部和虚部的一个常数。

为了提高整个盲均衡方法抗多途效应的能力，本实施例采用了双模式调整机制，如公式(16)所示，误差信号根据不同的均衡阶段，具有不同的表达形式。当均衡刚开始时，由于此时W(n)和σ(n)距离公式(10)的要求差距较大，判决误差D_e(n)的数值较大(D_e(n)＞M₀)，这时用归一化修正常模方法对W(n)进行更新调整，以加快盲均衡的收敛速度，误差信号具有公式(16.b)的表达形式；随着均衡迭代次数的增加，W(n)和σ(n)逐渐接近于公式(10)的要求，D_e(n)也趋于变小，当均衡收敛到一定程度，即D_e(n)≤M₀时，则切换到抗多途能力更强的判决导引DD方法对W(k)进行迭代，具有公式(16.c)的表达形式，从而进一步提高整个均衡方法的效果。

NMCMA/DD/PLL方法与传统修正常模盲均衡方法(MCMA)的剩余均方误差(MSE)收敛曲线如图13所示，可见，双模式调整机制的引入使得NMCMA/DD/PLL具有更强的抗多途能力，同时归一化机制和锁相环机制相互配合，使得整个盲均衡方法具有更好的稳定性和抗外界干扰的能力。

由于盲均衡可以很好的去除多途效应，因此恢复出的s′₄(n)，除了含有少量的误码之外，接近于发射机发送的s₄(n)，利用s′₄(n)中信息序列s′₃(n)(如图5所示)，按照维特比译码方式进行纠错解码，以修正误码，即可得到发射机发送的数字信息s₂(n)，完成整个通信过程。

图3和图4的试验结果表明，水声通信受多途效应和多普勒频移效应的影响很大，导致水声通信质量的急剧下降，甚至无法正常通信。本发明提出的具有强抗多途能力的移动水声通信信号处理方法，将同步、多普勒频移补偿、多途效应补偿等技术进行了综合考虑和交织处理，在不带来软、硬件复杂度大幅增大的前提下，能够实现对强烈多普勒频移和多途效应的跟踪补偿，具有更好的实时性、稳定性及可实现性，试验证明，本发明可以保证移动水声通信的可靠进行，效果较好。

本说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。

Claims (7)

1.一种具有强抗多途能力的移动水声通信信号处理方法，包括发射机处理方法和接收机处理方法两部分，其中发射机处理方法包括纠错编码、数据打包、基带信号生成、上变频调制、LFM信号生成和通信帧信号生成操作，具体步骤是：

1)产生周期性线性调频信号s₁(n)；

2)对需要发送的数字信息s₂(n)进行纠错编码，得到编码后的数据s₃(n)；

3)对数据s₃(n)打包，添加同步头和结束标志，并按照QPSK的相位关系，生成基带数字信息s₄(n)；

4)对基带数字信息s₄(n)进行上变频调制，得到数字调制信号s₅(n)；

5)按照约定好的通信数据帧结构，将数字调制信号s₅(n)与周期性线性调频信号s₁(n)进行组合，形成完整的数字发送信号s₆(n)；

接收机处理方法包括数字滤波、下变频解调、帧同步判断、位同步判断、初步多普勒频移补偿、细微多普勒频移补偿、数字均衡、数据解包和纠错解码操作，具体步骤是：

1)对100KHz采样的接收信号s′₆(n)，进行滤波，分离11KHz～12KHz的周期性线性调频信号s′₁(n)和12.25KHz～14.75KHz的数字调制信号s′₅(n)；

2)利用周期性线性调频信号s′₁(n)进行帧同步判断，并对数字调制信号s′₅(n)进行初步多普勒频移补偿，得到补偿后的信号

3)对补偿后的信号

进行下变频解调，得到基带同相分量I_out(n)和正交分量Q_out(n)；

4)利用基带同相分量I_out(n)和正交分量Q_out(n)中的m序列同步头，进行位同步判断，确定最佳的接收采样位置pos_b；

5)以最佳的接收采样位置pos_b为起点，对基带同相分量I_out(n)、正交分量Q_out(n)进行细微多普勒频移补偿和数字均衡，去除多途效应，恢复出数字信息s′₄(n)；

6)对数字信息s′₄(n)进行解包，去掉同步头和结束标志，并按照QPSK的相位关系，恢复出信号序列s′₃(n)；

7)对信号序列s′₃(n)进行纠错解码，即得到发射机发送的数字信息s′₂(n)。

2.如权利要求1所述的具有强抗多途能力的移动水声通信信号处理方法，其特征在于：周期性线性调频(LFM)信号s₁(n)由多个时间间隔T_w100ms的LFM信号组成，周期性线性调频(LFM)信号s₁(n)完成以下工作：

1)接收端进行帧同步判断，确定当前有通信信号到达，从而启动整个接收过程；

2)对收、发双方相对运动所造成的强多普勒频移效应进行初步补偿；

单个线性调频信号s_{1_s}(n)的时域表达式如下公式：

公式中其频率在信号持续时间T_p内，由频率f₁线性变化到频率f₂，其中f₀＝(f₁+f₂)/2是中心载波频率，μ＝(f₂-f₁)/T_p为调频斜率，T_s代表抽样周期10us。

3.如权利要求2所述的具有强抗多途能力的移动水声通信信号处理方法，其特征在于：周期性线性调频(LFM)信号持续时间T_p取5ms，频率f₁取11KHz，频率f₂取12KHz。

4.如权利要求2所述的具有强抗多途能力的移动水声通信信号处理方法，其特征在于：强多普勒频移效应初步补偿利用周期性线性调频(LFM)信号完成数据帧展宽压缩比Δ的估计，并按照计算后的抽样频率对原始信号进行重采样来实现。

5.如权利要求1所述的具有强抗多途能力的移动水声通信信号处理方法，其特征在于：数据打包过程中同步头由同相分量I(n)、正交分量Q(n)上的15位m序列组成，利用m序列具有单峰值自相关函数的特性，帮助接收端完成位同步判断，以确定最佳采样接收位置pos_b；结束标志由I(n)、Q(n)上的16位全1码组成，通知接收方结束本次通信。

6.如权利要求1所述的具有强抗多途能力的移动水声通信信号处理方法，其特征在于：上变频调制流程包括数字插值、基带成形滤波，混频三个步骤，数字插值将2000Baud的基带数字信号s₄(n)变为以100KHz采样的数字输出信号，从而保证数模转换后输出模拟信号的质量，基带成形滤波用数字升余弦成形滤波器完成，如以下公式：

$h\left(n\right)=\frac{\sin \mathrm{\πn}{T}_s/T_m}{\mathrm{\πn}{T}_s/T_m}\·\frac{\cos \mathrm{\α\πn}{T}_s/T_m}{1-{4\mathrm{\α}}^2{\left({\mathrm{\πnT}}_s\right)}^2/T_m^2}$

其作用是减小最佳接收位置pos_b上的码间干扰，并将通信信号限制在一定带宽之内，式中T_m代表码元周期0.5ms，T_s代表抽样周期10us，α为升余弦频谱宽度比。

7.如权利要求1所述的具有强抗多途能力的移动水声通信信号处理方法，其特征在于：数字均衡采用了带有锁相机制的双模式归一化修正常模盲均衡方法来实现，归一化修正常模盲均衡方法根据最小抖动原则，将均衡滤波器系数W(n)变化量的Euclid范数作为代价函数，在以下公式的约束条件限制下，

$\mathrm{\ϵ}\left(n\right)=\{\±\sqrt{R_R}\±j\·\sqrt{R_I}\}-W^H(n+1)S_e\left(n\right)\·e^{-\mathrm{j\σ}\left(n\right)}=0$

通过最小化公式

J_NMCMA(n)＝||W(n+1)-W(n)||²＝||δW(n+1)||²

来调节均衡滤波器的权系数W(k)，同时借助锁相环原理，对相位σ(n)进行调整，实现对多普勒频移的细微补偿，并利用双模式机制，当归一化修正常模盲均衡方法收敛到一定程度时，切换到抗多途能力更强的判决导引DD方法，以提高整个均衡方法的性能。

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