JPH03503831A - コヒーレント無線受信機の周波数制御方法及びその方法を実施する装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 コヒーレント無線受信機の周波数制御 方法及びその方法を実施する装置 技術分野 本発明は、妨害を受けるチャネルを介して、少なくとも−りの同期シーケンスと 、少なくとも一つのデータ・シーケンスとを含む信号シーケンスを受信するコヒ ーレント無線受信機の周波数を制御する方法に関し、前記方法は、次の信号処理 ステップ、即ち：受信した信号シーケンスをペース・バンドの信号に変換するス テップと、 前記ペース・バンドの信号を解析用の信号プランにおける信号点にＡ／Ｄ変換す るステップと、前記信号シーケンスからの適応信号を用いて所望の状態数と、所 望長のパス・メモリとを有するビタビ・アルビリズムを前記チャネルにおける優 勢な妨害に適用するステップと、 前記信号点のビット・シーケンスを最終的に決定するために比較的に多数の計算 ステップを用いて前記データ・７−ケンスにおける解析用の信号点をビタビ解析 するステップと 全備え、前記ステップの数は前記パス・メモリの長さ及び前記方法を実行する構 成に従属している。

背景技術 多くの無線送信システム、例えば、時分割されたいわゆるＴＤＭＡシステムでは 、送信機及び受信機がよく同期されていることが重要である。特に、コヒーレン ト送信システムの場合に、受信機の局部周波数発生器が送信機の周波数に非常に 正確に同期されていることが極めて重要である。このような無線送信システムの 装置の構成は、１９８７年米国フロリダ州タンパのＩ　ＥＩＪ車両技術から発行 されたスイエルンパル、ヘッドバーク及びニッケマーク（Ｓｊｅｒｎｖａｌｌ、 Ｈｅｄｂｅｒｇ　。

１ｉｋ、ｅｍａｒｋ）による論文「狭帯域システムの無線試験パフォーマンス（ Ｒａｄｉｏ　Ｔｅ５ｔ　Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ　ｏｆ　Ｎａｒｒｏｗｂａｎｄ ３ｙｓｂｅｍ）　Ｊに説明されている。

受信機の周波数が少なくとも粗に設定された受信機における周波数誤差は、周波 数誤差計算装置により検出される。また、制御デクセッサが前の信号シーケンス のときに得た補正値と、検出した周波数誤差とに従って新しい各送信信号７−ケ ンスの補正信号を発生する。この補正１号は、制御可能な局部発振器、前記論文 によるいわゆる周波数シンセサイザに送出される。

この周波数シンセサイザは混合信号を発生するように構築されており、その周波 数が制御プロセッサの信号に従って補正される。この信号はディジタルであシ、 実際ではディジタル・アナログ変換器によシアナログ形式に変換されて局部発振 器に送出される。従って、局部発振器の出力周波数を調整することができるステ ップ数は、この変換器が変換し得る２進のビット数に依存している。比較的に小 型かつ簡単な変換器を用いたときは、局部発振器の最大周波数変化範囲は狭いか 、又は周波数ステップ数が比較的に大きくなる。

前述の型式のシステムでは送信信号が妨害を受けることがある。これらの妨害又 は擾乱は、例えば雑音重畳１号の形式、又は建物、山岳等の反復反射を原因とす るマルチデル・パス伝搬の形式を取シ得る。これは、ノルウェー技術雑誌のテレ ク）ｏニジ１９８ア年第１号（Ｔｅｌｅｋｔｒｏｎｉｋｋ　Ｎｒ　１．１９８７ ）に発表されたドルライプ・マセンク（Ｔｏｒｌｅｔｖ　Ｍａｓｅｎｇ）及びオ ツド・トランデム（Ｏｄｄ　Ｔｒａｎｄｅｍ）の論文「適応ディジタル位相変ｔ ｉｉ　（ＡｄａｐＦ、ｔｖｅ　ｄｉｇｉｔａｌ　ｐｈａｓｅ　ｍｏｄｕｌａｂｉ ｏｎ）　Ｊに説明されている移動無線送信の場合に、しばしば発生する。

この論文は、等化器として適応ビタビ・アナライプ形式の等化器に関連するコヒ ーレント無線受信機を説明している。前述のように、送信信号も同様に同期シー ケンス及びデータ・シーケンスを含む周期的に発生する信号シーケンスを有する 。その信号は、アナログ・ディジタル変換器において前述の方法により周波数混 合されてメモリに記憶される。適応ビタビ・アナライプは同期シーケンスを用い てチャネルの主要な伝送特性に適応される。これらの伝送特性は主として前記マ ルチデル・パス伝搬により決定され、データ・７−ケンスが元の送信信号の内容 を抽出するために、適応ピタビ・アナライプによシ解析される。

１９８７年１１月１５日〜１７日、東京、Ｉ　ＥＥＥ　／ＩＥＩＣＥ世界通信会 議（ＩＥＥＶＩＥＩＣＥ　Ｇｌｏｂａｌ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａ−ｔｉｏｎ　Ｃｏ ｎｆｅｒｅｎｃｅ）において７ランツ・パウアー（Ｆｒａｎｚ　Ｂａｕｅｒ）に よる論文「符号化Ｆ３−　ＤＰＳＫ変調及び微分コヒーレント検出−フニーディ ング・チャネルの効果的な変調機構（Ｃｏｄｅｄ　８−ＤＰＳＫ　Ｍｏｄｕｌａ ｔｉｏｎｗｉｔｈ　ＤｉｆｅｒｅｎＬｉａｌｌｙ　Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ−Ａｎ　 ＥｆｆｉｃｉｅｎｔＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ　Ｓｃｈｅｍｅ　ｆｏｒ　Ｆａｄｉｎ ｇ　Ｃｈａｎｎｅｌｓ）Ｊは、ビタビ・アナライプを備えた無線受信機を説明し ている。

このビタビ・アナライプは受信信号の周波数制御するのに寄与している。この論 文によると、ピタビ・アナライザは固定的に設定され、例えばチャネル条件の変 動を覗シ扱うＪうに適応することはできない。

ピタビ・アナライザに適用されるビタビ・アルがリズムについての更に詳細な説 明は、１９８３年アデイソン・ウニスレー（Ａｄｄｉｓｏｎ−Ｗｅｓｌｅｙ）　 、リチャードーＥ−デラハット（Ｒｉｃｈａｒｄ　Ｅ　Ｂｌａｈｕｔ）による「 誤シ制御コードの理論及び実際（Ｔｈｅｏｒｙ　ａｎｄ　ｐｒａｃｔｉｃｅ　ｏ ｆ　ｅｒｒｏｒｃｏｎｔｒｏｌ　ｃｏｄｅｓ）Ｊ第１２章に記載されている。

発明の開示 技術雑誌テレクトロニヅクに発行された前記論文は、信号伝送中に小さな周波数 ドリフトが発生することがちシ、これが受信ビットの連続的な位相シフト形式に よシ表わされることを述べている。位相シフトｄｉ　Ｊ−さいときは、補正を必 要としない。しかし、位相シフトが所定値に達すると、データ・シーケンスを解 析する際にビタビ・アナライデムに判断誤シが発生する恐れがある。本発明は、 ビタビ解析において発生する状態を利用する考えに基づき、ビタビ・アナライザ によシ解析用の信号の位相を調整する。このために、所定の時間遅延によりビタ ビ・アナライプのパス・メモリから抽出したデータに基づく予備判断を用いる。

抽出した値は、前述の位相調整をするために、ビタビ解析する信号と比較される 。本発明はけ記する請求の範囲に特徴を記載した。

図面の簡単な説明 以下、本発明の一実施例を参照すると共に、第１図及び第７図を参照して、本発 明を更に詳細に説明しよう。即ち、 第１図は無線受信機のゾロツク図、 第２図は時分割送信システムにおける信号シーケンスの７オ・−マットを示す図 、 第３図は複素数座標系による信号変調を示す図、第４図は時間偏移されたビット ・７−ケンスを示す図、 第５図は本発明の無線受信機を示すブロック図、第６図は複素数座標系による信 号点を示す図、第７図は信号シーケンスの他のフォーマットを示す図である。

本発明を実施する最良の態様 第１図はディジタル形式の情報の時分割伝送により動作するシステム用の無線受 信機を概要的に示す。受信信号Ｓは公知の方法により、低周波及び中間周波数段 を有する受信機段１において混合される。受信機段１は、局部発振器２、例えば 周波数シンセサイザから高周波信号及び中間周波数信号を入力している。混合さ れた信号は、アナログ・ディジタル変換器によシペース・バンド信号に変換され てバッファ３内のメモリに記憶される。バッファから、等化器と、周波数誤差を 計算する手段とを含むゾロツク４へ信号が送出される。この周波数誤差を計算す る手段は、信号の予測位相位置に対する受信信号の位相位置の連続的な変化に基 づき、周波数誤差を計算する計算装置からなるものでよい。周波数誤差に関連す るデータは制御プロセッサ５に供給され、制御プロセッサ５は局部発振器の周波 数を補正するための制御信号を計算する。この制御信号はディジタル値であシ、 Ｄ／Ａ変換器６により変換されてから局部発振器２に送出される。局部発振器２ は単に限られたビット数によシ変換することになるので、Ｄ　／　Ａ変換器２が 発生する混合信号は、小さな増分によシ変化する。これは残留周波数誤差をもた らし、これが送信信号に誤差を発生させる原因となる。

このような周波数誤差は、更に正確な周波数制御機能を備えた受信機にも発生し 得る。

ブロック４は受信信号Ｓに対応する出力信号Ｓ１を発生する。出力信号Ｓ１はゾ ロツク７に送出され、これにはチャネル・デコーダ、音声デコーダ、及びデコー ドした信号８１１にアナログの音声信号に変換する手段が備えられている。音声 信号はラウドスピーカ８に送出される。

以上で簡単に説明した型式の無線受信機は、時分割信号伝送に関連したシステム に備えられてもよい。このシステムは第２図に示すように、Ｎ個の時分割チャネ ルを有する。各ユーザは信号周波数を伝送する期間で所定のタイム・スロットｎ が割り付けられる。各信号周波数は同期シーケンスＳＯと、転送すべき情報を有 するデータ・シーケンスＤＯとを含む。本発明の場合に関連する信号シーケンス における信号はコヒーレントであり、このようなコヒーレント信号の一例を第３ 図に示す。この信号は実数軸を１１複素軸をＱにより表わす複素数座標系におい てベクトルｖＯによシ表わされる。送信された−１１は位相回転が正方向の１７ ４回転に対応し、一方送信された°０１は位相回転が点Ａ、Ｂ、Ｃ及び０間で負 方向の１／４回転に対応する。ベクトルｖＯは正ＯＩ軸に対してその実数部及び 虚数部が通常の方法により、又はその長さ及びその角度に関する極座標により与 えられる。

送信された各１１″及びＷＯ″は信号シーケンス、いわゆるビット時間において 所定の時間間隔を取る。

第４図は信号図を概要的に示し、Ｔは時間を示し、し０はビット時間を示す。前 述のように、送信信号は送信機と受信機との間を直接路と、山岳、建物等の信号 反射による１以上の経路とを介して受信機に到達することができる。反射信号は 直接信号よりも長い経路全伝搬し、直接信号と反射信号との間に時間シフトｌが 発生する。時間シフトし１は数ビツト時間に遅し、第１図による受信信号Ｓの符 号量干渉の原因となる。ビット時間が短ければ、それだけ時間シフト内で適応さ れるピット数が多くなり、それだけ符号量干渉の影響が大きくなる。

前述のように、第１図の実施例における受信機は、等化器を備えている。混合さ れ、かつデイゾタル化された受信信号は、正確に元の送信信号の内容とすること ができるように、等化器によシ処理される。第５図に従って構築された本発明の 受信機の場合に、等化器は、公知の方法によシ、適応ビタピ・アナライプ１０を 備えている。適応ビタビ・アナライザ１０は、ビタピ・アナライプに入力される 信号の周波数を制御するように、本発明に従って用いられる。適応等化器として ビタビ・アナライザを用いることは、雑誌テクトロニクに発表された前記論文に 説明されており、以下、その概要を説明する。適用♂タビ・アナライプは乗算器 を介して第１図に示すバッファ３に接続されている。

このバッファは相関回路１２にも接続されておす、マた相関回路１２はビタビ・ アナライプに接続されている。フィルタ回路の出力はビタピ・アナライザに接続 されている。このビタピ・アナライプは所望数の条件Ｍｗａ２”を有する。ただ し、ｍ＝１．２．、、である。

ピタビ・アナライプは、以下の方法によシ、信号シーケンスにおいて優先するチ ャネル状態に適応される。

第２図により、受信信号のシーケンスには同期シーケンスＳＯが含まれておシ、 これを相関回路１２がバッファ３から受信する。公知の信号シーケンスは相関回 路に記憶され、相関回路は公知の信号シーケンスのビット・パターンと受信信号 シーケンスの波形とを比較する。相関回路はフィルタ回路１３に信号Ｆを送出呟 フィルタ回路１３におけるフィルタは受信信号シーケンス、いわゆるチャネル検 出の期間でチャネルの送信特性に対応するように構築されている。適用ビタビ・ アナライプ１０は、バッファ３からデータ・シーケンスＤＯを受信し、フィルタ 回路１３からの信号ｏ６用いて多量の伝統的なビタビ計算を実行することによシ データ・シーケンスＤＯの内容を判断することができる。例えば、適応ビタビ・ アナライプ１０が受信したＤＯにおける信号点のうちの一つが、第６図に示すよ うに、点Ｆ１に存在するものと仮定する。この点の位置は、何よシも送信機及び 受信機が同期している精度の度合いによる。適応ビタビ・アナライプ１０の完全 な解析に続き、最終的なビット・シーケンスの判断がある。このビット・シーケ ンスは、第１図に従って音声信号の変換を行なうために信号Ｓ１により送出され る。本発明をよく理解するために、ビット・シーケンスが信号点Ｅ２に変換され るものと仮定すると有益である。

前述のように、受信したビットは連続的な位相シフトを受けることがある。条件 が悪いときは、この位相シフトが大きく、ビットを第３図の点Ａ、Ｂ、Ｃ又はＤ のいずれかにする可能性は殆どない。この問題は、本発明に従い、適用ビタビ・ アナライプ１０の条件を用すて信号点を計算し、かつ計算した信号点を用いて受 信した信号シーケンスの周波数を制御することにより、解決される。この周波数 制御は、受信信号点の位相位置における連続的なシフトに対応する。

以上による最終的なビット・シーケンスは、適用ぎタビ・アナライザ１０のパス ・メモリにおける多数の計算ステップによシ決定される。計算ステップ数は選択 したパス・メモリの長さによる。これらの計算は、これらの計算を終了するまで に多数のビット’６パス・メモリに供給しなければならないので、実行するのに 比較的に長い時間、即ち多くのビット時間を必要とする。周波数制御のために信 号点Ｅ２の位置を用いることによシ比較的に長い時間遅延をもたらすとしても、 この信号点を用いることは本発明の範囲内にある。本発明の一実施例によれば、 パス・メモリにおけるいくつかの計算ステップに続いて、比較的に短い時間遅延 を得るために、時間遅延ＴＥに対応するビットが適用ビタビ・アナライプ１０か ら抽出される。このために、１状態に対応し、かつ関連する遷移に付き１ビツト の抽出されたｍ＋１ビツトが存在するものとする。このビットは計算回路１４に よシ抽出され、計算回路１４は信号Ｈからフィルタ回路１３のフィルタ直を得る 。

抽出されたビットは第６図に従い、フィルタ値を用いて信号点Ｅ３に変換される 。信号点Ｅ３は点Ｅ２における信号点の最終検出位置を形成し、検出された点Ｅ ３は角度Δφ３によシ受信信号点Ｅ１の位置と異なる。

比較回路１５により検出したこの位置Ｅ３は受信値Ｅ１と比較される。この比較 回路は、計算回路１４から検出した信号点Ｅ３の位置、及び適用ビタビ・アナラ イプ１０の入力より上流の受信した信号点Ｅ１の位置も入力している。信号点Ｅ １の位置に関連する値は、遅延回路１６により期間ＴＥだけ遅延されて、これら の値が適用ビタビ・アナライｆ１０により遅延され、検出信号点Ｅ３の値と比較 できるようにする。前述のように、信号点はデータ・シーケンスＤＯから逐次的 に抽出される。また、それぞれ受信し、検出したこれら信号点の位置は、比較回 路１５によシ連続的に比較される。このようにして得た、角度Δφ３に対応する 値は、フィルタ及び積分回路１７によシ処理されて角度シフト信号Ｖを形成する 。この信号処理ステップは、公知の技術制御方法に従って実行されるものであり 、低域通過のフィルタ処理及び積分処理を含み、更に角度シフト信号Ｖの検出を 含む。低域通過のフィルタ処理は、例えば雑音により急速に変動する妨害の影響 を低減するために実行される。低域通過のフィルタ処理をし、かつ積分処理をし た値Ｖは、マルチプレクサ１１に転送されて複素乗算が実行される。この複素乗 算は信号点の各角度が連続的にシフトすることに対応する。これはピタビ・アナ ライザに転送した信号の周波数に対してデータ・シーケンスＤｌｌ’ｉ調整する ものとなる。全信号シーケンスＳＱ、ＤＱが完了したときにマルチプレクサ１１ に転送′された■の最終値は、記憶され、その後は数りを有するユーザのタイム ・スロットによシ次に到達する信号シーケンスの周波数制御の開始値を計算する 際に、用いられる。角度シフト信号Ｖを計算するために信号点Ｅ２Ｔｈ用いると きは、相対的に遅い周波数制御となシ、期間ＴＥが受信信号点Ｅ１のビタビ解析 を完了するために必要な時間に対応している。

前記実施例では、信号点が座標工、Ｑを有する複素音声プランによシ与えられた ことに注意すべきである。

これを第５図に２本の信号線路（各座標について一つンによシ回路を接続して示 す。信号点、例えば第６図の信号点Ｅは、半径Ｒ及び角度φによシ与えられる。

これらの値により信号処理を行なうと舞は、マルチプレクサ１１に対応する回路 は、角度シフト信号Ｖに対応する低域通過のフィルタ処理をし、かつ積分した値 を直接、信号の位相位置に加算する加算回路からなる。

ビタビ・アナライプを用いることが可能ならば直ちに前述の本発明の実施例を信 号伝送に用いることができる。利用可能なこれらの変調例には、ＱＡＭ変調、直 角損＠変調、ＧＭ！Ｊ変調又はがウシャン最小シフト・キーイングが含まれる。

ＧＭＳＫ変調は１９８８年１０月１２へ・１４日、ドイツ連邦共和国ウエストフ ァーレンの八−ピンでのディジタル・セルラー無線会議の会議報告（Ｃｏｎｆｅ ｒｅｎｃｅＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ、　　　Ｄｉｇｉｔａｌ　　Ｃｅ１ｌｕ１． ａｒ　　Ｒａｄｉｏ　　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ）において、ウルリヒ・ラノゲペ ルポット（Ｌａｎｇｅｗｅｌｌ−ｐｏは）による論文「変調、符号化及びパフォ ーマンス」に詳細に説明されている。

以上、ビタビ・アナライプに入力される信号の位相を制御するための発明構成を 説明した。更に、本発明は、前述の構成に適用する周波数制御方法も含む。本発 明の方法には、次のステップ、即ち、受信した信号シーケンスＳが既知の周波数 と混合されてペース・バンド宿号を形成する。この信号はアナログ・ディジタル 変換器により信号点（１，Ｑ）に変換されて記憶される。受信信号は、例えばマ ルチグル・パス伝搬によシ信号伝送中に妨害を受け、またデータ速度が比較的に 高いので、符号量干渉が発生し易い。

従って、受信信号は等化される。これは、本発明の方法によれば、所望長のパス ・メモリ金倉む公知のピタビ・アルプリズムを用いて行なわれる。このアルゴリ ズムは、公知の方法により同期シーケンスｓＯを用い、漫勢なチャネル条件に適 応される。送信されたデータ・シーケンスＤＱｉｄ、ｆｉ斤亥データ・シーケン スのビット・シーケンスを抽出するように、ビタビ・アナライプによる、パス・ メモリの長さによシ決定された比較的に多数の計算ステップを介して解析する。

更に、本発明は次のステップを有する。

受信信号点Ｅ１の多数の計算ステップを実行した後、ビット・シーケンスが抽出 される。計算ステップ数はパス・メモリの長さによシ規制され、またビット・シ ーケンスはパス・メモリによシ選択されたパスによシ決定される。抽出されたビ ット・シーケンスに対応する抽出信号点Ｅ３が計算される。信号点はビタビ解析 のために所定のリズム・シーケンスによシ入力されることから、抽出信号点Ｅ３ は、受信信号点Ｅ１に関連して時間間隔ＴＥによう遅延される。受信信号点Ｅ　 １’はぎタビ解析の前に分岐され、分岐した信号点Ｅ１は時間間隔ＴＥだけ遅延 される。この状態は抽出した信号点Ｅ３の状態と比較され、信号点Ｅ３の位相差 に対応する角度Δφ３が計算される。Ｅｌに計算した後に同様の方法によシ、連 続する信号点についての一連の角度値が計算される。角度値は、低域通過のフィ ルタ処理及び積分処理を含む処理によシ処理されてシフト信号を形成し、角度シ フト信号Ｖによう、着信信号点の角度がビタビ解析の前に変位される。

好ましい一方法によれば、信号点Ｅ１は、ビット・シーケンスを抽出する前にい くつかの計算ステップに用いられる。その結果は、短い時間間隔ＴＥ及び比較的 に高速の周波数制御となる。

同期シーケンスＳＯ及びデータ・シーケンスＤＯを有する送信された信号シーケ ンスのフォーマットは、第２図を参照して既に述べた。この７オーマツトにおい て、同期シーケンスＳＯは、第７図に示すように、信号シーケンスの中心に位置 し、両側が直接信号Ｄ１及びＤｌにより取り囲まれている。本発明の受信機は、 当該受信機の周波数がこの信号シーケンスを復調する際に以下の方法により制御 されるように、構築されてもよい。

ビタビ・アナライプは、前述の方法によシ、同期７−ケンスＳＯを介して適応さ れる。Ｄｌの復調は点Ｄ１１から開始し２、点Ｄ１２で終了する。、Ｄｌに続く Ｄｌは、点Ｄ２１から開始し、点Ｄ２２で終了する。

データ・シーケンスＤ１の角度Δφ６に対応する角度は、連続的に計算され、か つ前述の方法によシろ波されて積分される。次いで、対応する計算をデータ・シ ーケンスＤ２について行ない、ＤＩにおける角度シフト信号の最終値がＤｌの開 始値を構成することができる。信号シーケンスの処理において、ろ波及び積分回 路１１におけるフィルタ定数を連続的に適応させることも可能で・ある。次いで 、この適応は、解析した信号点の数が増加し、角度シフト信号ＶＯ値が変更され ると、実行可能となる。前述のように、終結した信号シーケンスのＤｌにおける 最終的な角度シフト信号値を用い、次の信号シーケンスにおける角度シフト信号 の開始値を計算することができる。フィルタ定数については、信号シーケンスか ら得た角度シフト信号ＶＯ値を用い、次の信号シーケンスのフィルタ定数を適応 させることもできる。送信した信号シーケンスが第７図に示すフォーマットを有 するときは、Ａ／Ｄ変換の後に適当にメモリの受信信号を記憶することが必要な ことに注意すべきである。第２図に示すフォーマットを有する信号は記憶するこ とを必要としない。

前述の実施例において、送信した信号７−ケンスＳＱ、Ｄ’Ｑは第３図に関連し て説明したように、２進変調されていた。信号シーケンスを復調するために用い た適用ビタビ・アナライプ１０は、状態間で２進符号における２レベルに対応し た２通シ可能な遷移を有する。更に、本発明は、送信した信号シーケンスがいく つかの変調レベルを有するときに適用可能となる。

更に、本発明は、送信した信号シーケンスが前記ＱＡＭ変調により変調された場 合によく発生するいくつかの変調レベルを有するときに適用可能である。この場 合に、復調及び本発明の周波数制御に用いられるビタピ・アナライザは、状態間 でいくつか可能な遷移を有する。

特に、遷移数は選択した変調形式の変調レベル数に等しい。

国際調査報告 国際調査報告　　　ＰＣＴ／ＳＥ　９０１００００７

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．妨害を受けるチャネルを介して、少なくとも一つの同期シーケンスと、少な くとも一つのデータ・シーケンスとを含む信号シーヶンスを受信するコヒーレン ト無線受信機の周波数を制御するために、次の信号処理ステップ、即ち： −受信した信号シーケンスをベース・バンドの信号に交換するステップと、 −解析のために前記ベース・バンドの信号を信号プランにおける信号点にＡ／Ｄ 変換するステップと、−前記同期シーケンスからの適応信号を用いて所望の状態 数と、前記チャネルにおいて優勢な妨害に対して所望の長のパス・メモリとを有 するビタビ・アルゴリズムを適応させるステップと、 −前記信号点のビット・シーケンスを最終的に決定するために比較的に多数の計 算ステップを用いて、個々に前記データ・シーケンスにおける解析を意図する信 号点をビタビ解析をするステップとを備え、前記ステップの数が前記パス・メモ リの長さに依存している方法において、 前記方法は更に以下の処理ステップ、即ち、−時間間隔（ＴＥ）に対応する遅延 により、ビタビ解析中に各信号点から、所望数の計算ステップの後に獲得したビ ット・シーケンスを抽出すると共に、前記計算ステップが選択したパス・メモリ の長さにより規制されているステップと、 −前記抽出したビット・シーケンスに対応する抽出した信号点（Ｅ３）を計算す るステップと、−前記抽出した信号点（Ｅ３）に対応する前記解析用の信号点（ Ｅ１）を分割し、前記時間間隔ＴＥにより前記信号点（Ｅ１）を遅延するステッ プと、−前記時間間隔（ＴＥ）、分割した信号点（Ｅ１）を前記抽出した信号点 （Ｅ３）とを比較し、比較した信号点（Ｅ１、Ｅ３）の位相差に対応する角度値 （Δφ３）を計算するステップと、 −データ・シーケンス（ＤＯ）で連続する信号点について対応する角度値を計算 するステップと、−選択したフィルタ定数により前記角度値（Δφ３）を低域通 過のフィルタ処理をし、前記角度値を積分して角度シフト信号（Ｖ）を形成する ステップと、−前記角度シフト信号（Ｖ）に対応して連続的に前記解析用の信号 点を角度上で置換し、前記信号点及び前記時間間隔（ＴＥ）を分割するステップ とを含むことを特徴とする前記方法。 ２．請求項１記載の方法において、 前記ビタビ解析（１０）を抽出し、次いで前記パス・メモリにおける少数の計算 ステップを実行して、前記信号点（Ｅ１）のビット・シーケンスを最終的に決定 することを特徴とする前記方法。 ３．請求項１又は２記載の方法において、前記フィルタ定数は前記角度値（Δφ ３）の低域通過のフィルタ処理（１７）中に解析した信号点の数に従つて連続的 に変更されることを特徴とする前記方法。 ４．請求項１、２又は３記載の方法にないて、前記角度シフト信号（Ｖ）の値は 、信号シーケンス（ＳＵ、ＤＯ）の解析が完了したときに、次の信号シーケンス の解析における角度シフト信号の開始値を計算するために用いられることを特徴 とする前記方法。 ５．請求項１、２、３又は４記載の方法において、前記フイルタ定数は、前記信 号シーケンス（ＳＯ、ＤＯ）における前記角度値（Δφ３）の低域通過のフィル タ処理（１７）中に、前の信号シーケンスの角度シフト信号（Ｖ）の値に従つて 計算されることを特徴とする前記方法。 ６．前記信号シーケンスがタイム・シーケンスデータ・シーケンス、同期シーケ ンス及び他のデータ・シーケンスからなり、前記信号シーケンスを前記ビタビ解 析の前に記憶する請求項１、２、３、４又は５記載の方法において、前記角度シ フト信号（Ｖ）の値は一つのデータ・シーケンス（Ｄ１）の解析が完了した際に 他のデータ・シーケンス（Ｄ２）の解析の開始値を構成していることを特徴とす る前記方法。 ７．妨害を受けるチャネルを介して、少な（とも一つの同期シーケンスと、少な くとも一つのデータ・シーケンスとを含む信号シーケンスを受信するコヒーレン ト無線受信機を含み、 −信号を受信し、受信した信号シーケンスをベース・バンドの信号に変換する受 信機段と、 −前記受信機段に接続され、前記ベース・バンドの信号を解析のための信号点に 変換するアナログ・ディジタル変換器と、 −前記アナログ・ディジタル変換器に接続されると共に、複数の適応回路を有し 、更に所望数の状態と、所望長のパス・メモリとを有し、前記信号シーケンスか ら前記適応回路により導出した適応信号を用いて前記チャネルにおける優勢な干 渉に適応され、前記パス・メモリの長さに依存している比較的に大きな数の計算 ステツプにより前記データ・シーケンスにおける解析用の信号点を処理する適応 ビタビ・アナライザとを有する請求項１記載の方法を実施するための周波数を制 御する装置において、更に −前記ビタビ・アナライザ（１０）の前記パス・メモリと、前記適応回路（１２ 、１３）とに接続され、信号点（Ｅ１）に属し、かつ時間間隔（ＴＥ）の遅延に 対応する所望数の計算ステップを実行した後に得たビット・シーケンスを前記パ ス・メモリから抽出するように動作すると共に、前記計算ステップの数が前記パ ス・メモリの長さにより規制され、更に前記適応回路からの信号（Ｈ）を用いて 、前記ビット・シーケンスに対応する前記抽出した信号点（Ｅ３）を計算するよ うに動作する計算回路（１４）と、 −前記ビタビ・アナライザの入力に接続され、前記抽出した信号点（Ｅ３）に対 応する前記解析用の信号点の当該信号点（Ｅ１）を分割して、前記時間間隔（Ｔ Ｅ）により前記信号点（Ｅ１）を遅延する遅延回路（１６）と、 −前記計算回路（１４）と、前記遅延回路（１６）とに接続され、前記時間遅延 された信号点（Ｅ１）を前記抽出した信号点（Ｅ３）と比較し、比較した前記信 号点（Ｅ１、Ｅ３）の位相差に対応する角度値（Δφ３）を計算する比較回路図 （１５）と、 −前記比較回路図（１５）に接続され、角度シフト信号（Ｖ）に対応する連続的 な解析用の信号点の角度値により、計算された角度値（Δφ３）について低域通 過のフィルタ処理をし、かつ積分するろ波及び積分回路（１７）と、 −前記ろ波及び積分回路（１７）及び前記ビタビ・アナライザの入力に接続され 、角度上で前記解析用の信号点（Ｅ１）を偏移させ、前記信号を前記時間遅延回 路（１６）に分岐するように動作する角度シフト回路図（１１）とを備えている ことを特徴とする前記装置。 ８．請求項７記載の装置において、前記計算回路（１４）は、前記パス・メモリ における少数の計算ステップを実行した後、かつ前記データ・シーケンスの前記 ビット・シーケンス（Ｓ１）を最終的に決定する前に、前記パス・メモリから前 記ビット・シーケンスを抽出するように構築されていることを特徴とする前記装 置。