NO301919B1 - Fremgangsmåte for styring av frekvensen i en koherent radiomottager samt apparat for utförelse av fremgangsmåten - Google Patents

Description

TEKNISK OMRÅDE

Den foreliggende oppfinnelse omfatter en fremgangsmåte for styring av frekvensen i en koherent radiomottager som via en kanal som utsettes for interferenser, motttar signalsekvenser som innbefatter i det minsste en synkroniseringssekvens og minst en datasekvens, nærmere bestemt en fremgangsmåte av den art som fremgår av den innledende del av det vedføyde patentkrav 1 .

Oppfinnelsen vedrører også et apparat for utførelse av fremgangsmåten, av den art som er angitt i den innledende del av vedlagte patentkrav 7.

BAKGRUNNSTEKNIKK

I forbindelse med mange radiotransmisjonssystemer, f.eks. tids-delte såkalte TDMA-systerner, er det av viktighet at sender og mottager er godt synkronisert. Det er av største betydning at den lokale frekvensgenerator i mottageren blir låst meget nøyaktig i forhold til senderfrekvensen, spesielt i tilfellet av koherente transmisjonssystemer. Et arrangement for et apparat for et slikt radiotransmisjons-system er omtalt i artikkelen:Radio Test Performance of a Narrowband System" av Sjernvall, Hedberg og Ekemark, publisert i IEEE Vehicular Tech. Tampa, Florida, USA, Juni 1987.

Frekvensfeilen i en mottager hvor mottagerfrekvensen er innstilt i det minste på en grov måte, blir estimert i en frekvensfeil-kalkuleringsinnretning, og en styreprosessor genererer et korreksjonssignal for hver ny oversendt signalsekvens i henhold til størrelsen av den korreksjon som blir oppnådd under den foregående signalsekvens og i henhold til den estimerte frekvensfeil. Korreksjonssignalet blir sendt til en styrbar lokalisolator, i henhold til nevnte artikkel en såkalt frekvenssyntetiserer, som er konstruert for å generere miksesignaler hvis frekvenser blir korrigert avhengig av styreprosessorsignalet. Dette signal er digitalt, og i praksis blir det omformet til analog form i en digital/analog-omformer før det blir sendt til lokaloscillatoren. Følgelig vil antallet av trinn som oscillatorutfrekvensen skal justeres i, være avhengig av antallet av binære biter som omformeren er istand til å omforme. Når der benyttes en forholdsvis liten og enkel omformer, vil enten det maksimale frekvenssving fra lokaloscillatoren være lite, eller frekvenstrinnene vil være forholdsvis store.

Det overførte signal kan utsettes for interferens i system-er av nevnte art. Denne interferens eller forstyrrelse kan f.eks. ta form av et tilføyet støysignal, eller ta form av en multippel-baneutbredelse på grunn av repetert refleksjon av signalet mot bygninger, fjell etc. Dette er ofte tilfellet i forbindelse med mobilradioutsendelser, slik dette er omtalt i en artikkel publisert i det norske tekniske tidsskrift Telektronikk nr. 1, 1987 av Torleiv Maseng og Odd Trandem: "Adaptive digital phase modulation". Artikkel-en omtaler en koherent mottager som har innlemmet i seg en utjevner i form av en adaptiv Viterbi-analysator. Det utsendte signal omfatter periodisk gjenkommende signalsekvenser som innbefatter en synkroniseringssekvens og en datasekvens, slik dette er omtalt tidligere. Signalene blir frekvensmikset og omformet i en analog/digital-omformer på den tidligere omtalte måte, og lagret i et lager. Nevnte Viterbi-analysator blir tilpasset de aktuelle senderkarak-teristikker for kanalen ved hjelp av synkroniseringssekvensen, idet disse karakteristikker blir bestemt primært ved hjelp av nevnte multippel-baneutbredelse. Datasekvensen blir analysert i nevnte Viterbi-analysator for det formål å ekstrahere innholdet av det opprinnelig utsendte signal.

I en artikkel i IEEE/IEICE Global Communications Conference, Tokyo, November 15-18, 1987 av Franz Edbauer: "Coded 8-

DPSK Modulation with Differentially Coherent Detection - An Efficient Modulation Scheme for Fading Channels" er det omtalt radiomottager utstyrt med en Viterbi-analysator. Denne analysator bidrar til styring av frekvensen av et mottatt signal. I henhold til denne artikkel blir Viterbi-analysatoren innstilt permanent, og kan ikke innrettes eller tilpasses for å håndtere variasjoner f.eks. i kanalbetingelser.

En mer detaljert beskrivelse av Viterbi-algoritmen som benyttes i Viterbi-analysatoren, er gitt av Richard E. Blahut: "Theory and practice of error control codes", kapittel 12, Addison-Wesley 1983.

REDEGJØRELSE FOR OPPFINNELSEN

Det er i den artikkel som er publisert i tidsskriftet Telektronikk, nevnt at under signalutsendelse vil det kunne finne sted et lite avvik i frekvensen, noe som blir manifi-sert i form av en suksessiv faseskift av mottagerbitene. Når denne faseskiftning er liten, er det ikke behov for noen kompensasjon. Når faseskiftet når en gitt verdi, foreligger der imidlertid fare for at en beslutningsfeil kan finne sted i Viterbi-analysatoren når der utføres analyse av datasekvensen. Den foreliggende oppfinnelse er basert på det konsept å utnytte de tilstander som finner sted ved Viterbi-analysen, for å utføre en justering av fasen for det signal som skal benyttes for analysen i Viterbi-analysatoren. I denne forbindelse blir der benyttet en preliminær beslutning med hensyn til uttrukne data, tatt fra bane-lageret i Viterbi-analysatoren med en gitt tidsforsinkelse. De ekstraherte eller uttrukne verdier blir sammenlignet med det signal som skal Viterbi-analyseres, for derved å oppnå den tidligere angitte fasejustering. Oppfinnelsen omfatter forøvrig de karakteriserende trekk som er definert i de vedføyde fremgangsmåtekrav 1-6, og de vedlagte anordningskrav 7 og 8.

KORT OMTALE AV TEGNINGSFIGURENE

En eksemplifisert utførelsesform for oppfinnelsen vil nå bli beskrevet under henvisning til de vedføyde tegnings-figurer 1-7. Figur 1 er et skjematisk blokkdiagram som anskueliggjør en radiomottager. Figur 2 er et diagram som illustrerer formatet for signalsekvenser i et tidsdelt transmisjonssystem. Figur 3 illustrerer et komplekst nummerisk koordinatsystem med signalmodulasjon. Figur 4 er et diagram som illustrerer tidsforskjøvne bitsekvenser. Figur 5 er et skjematisk blokkdiagram over radiomottageren ifølge oppfinnelsen. Figur 6 anskueliggjør et komplekst nummerisk koordinatsystem med signalpunkter. Figur 7 er et diagram som illustrerer et ytterligere signalsekvensformat.

BESKRIVELSE AV FORETRUKNE UTFØRELSESFORMER

Figur 1 illustrerer skjematisk en radiomottager som er innrettet til bruk sammen med et system som inkorporerer tidsdelt transmisjon av informasjon i digitalform. Et mottagersignal S blir mikset ned på kjent måte i et mottagertrinn 1 som innbefatter et lavfrekvens- og mellomfre-kvenstrinn. Mottagertrinnet 1 mottar et høyfrekvens- og et mellomfrekvenssignal fra en lokal oscillator 2, f.eks. en frekvenssyntetisator. Det blandede signal, basisbåndsig- naiet, blir omformet i en analog/digital-omformer og lagret i et lager i en buffer 3. Fra bufferen blir et signal sendt til en blokk 4 som innbefatter en utjevner og organer for beregning av frekvensfeil. Dette frekvensfeil-beregningsor-gan kan omfatte en beregningsenhet hvor frekvensfeilen beregnes på basis av de suksessivt endrede fase-posisjoner for det mottatte signal i relasjon til forventet eller antisipert fase-posisjoner for nevnte signal. Data som relaterer seg til frekvensfeilen, blir overtført til en styreprosessor 5, som beregner et styresignal for korriger-ing av lokaloscillatorfrekvensen. Dette styresignal er digitalt, og blir omformet i A/D-omformer 6, før det blir sendt til lokaloscillatporen 2. Det blandede signal som er generert i oscillatoren, blir endret i små inkrementer, på grunn av det forhold at D/A-omformeren 2 omformer bare et begrenset antall av biter. Dette resulterer i en overflødig frekvensfeil, som kan forårsake feil i det overførte signal. Slike frekvensfeil kan også finne sted i mottagere hvori frekvensen blir styrt mer nøyaktig.

Blokken 4 produserer et utgangssignal Sl som svarer til det mottatte signal S. Signalet S1 blir sendt til en blokk 7 som innbefatter en kanaldekoder og en taledekoder, samt organer for omforming av det dekodete signal S1 til et analogt talesignal. Talesignalet blir sendt til en høyt-taler 8.

Radiomottagere av den art som kort er omtalt ovenfor, kan være innlemmet i et system som innbefatter tidsdelt signal-transmisjon. Systemet omfatter tidsdelingskanaler som i antall utgjør N, slik dette fremgår av figur 2. Hver bruker er tillagt en gitt spalte n under hvilken en signalfrekvens blir overført. Hver signalsekvens innbefatter en synkroni-ser ingssekvens SO og datasekvens DO som inneholder den infomasjon som skal føres videre. Signalene i signal-sekvensene som er relevante i tilfellet av den foreliggende oppfinnelse, er koherente, og et eksempel på et slik koherent signal er illustrert på figur 3. Dette signal er representert ved vektoren VO i et komplekst nummerisk koordinatsystem med den reelle akse betegnet som I, og den komplekse akse betegnet som Q. En overført "1" svarer til fase-rotasjon gjennom en fjerdedel av en omdreining i en positiv henseende, mens en overført "0" svarer til en fase-rotasjon gjennom en fjerdedel av en omdreining i negativ henseende mellom punktene A, B, C og D. Vektoren VO kan uttrykkes på vanlig måte, ved hjelp av sin reelle og imaginære del, eller ved hjelp av koordinater hva angår vektorens lengde, og vinkelen i forhold til positive I-akse.

Hver utsendt "1" og "0" tar opp et gitt tidsintervall i signalsekvensen, den såkalte bittid. Figur 4 illustrerer skjematisk et signalskjema hvor T betegner tid, og tO betegner bittid. Som nevnt tidligere, kan det utsendte signal nå mottageren via en direkte bane mellom senderen og mottageren og via en eller flere ruter eller baner langs hvilke signalet blir reflektert fra fjell, bygninger, etc. De reflekterte signaler vandrer en lenger vei enn det direkte signal, noe som resulterer i tidsforskyvning t1 mellom direkte og reflekterte signaler. Tidsforskyvningen t1 kan strekke seg over flere bittider, og bevirke inter-symbol interferense hos det mottatte signal S i henhold til fig. 1 . Jo kortere bittid, jo flere bittider vil bli rommet i tidsforskyvningen, og jo mer alvorlig vil den intersym-bolske interferens være.

Slik det er nevnt tidligere, vil mottageren ifølge utførel-sesformen på figur 1 innbefatte en utjevner. Det innkommende blandede og digitaliserte signal blir behandlet i utjevneren for derved å kunne muliggjøre ekstrahering av innholdet i det opprinnelig transmitterte signal. I tilfellet av en mottager ifølge oppfinnelsen konstruert i henhold til figur 5, vil utjevneren på en i og for seg kjent måte omfatte en adaptiv Viterbi-analysator 10 som i henhold til oppfinnelsen blir brukt til å styre frekvensen av det signal som kommer inn i Viterbi-analysatoren. Bruken av en Viterbi-analysator som en adaptiv utjevner, er omtalt i den ovenfor omtalte artikkel som ble publisert i tidsskriftet Telektronikk, og vil summarisk bli omtalt i det følgende. Viterbi-analysatoren er forbundet med bufferen 3 vist på figur 1 via en multiplikator. Bufferen er også forbundet med en korrelatorkrets 12 som på sin side er forbundet med en filterkrets 13. Utgangen fra filterkretsen er forbundet med Viterbi-analysatoren. Viterbi-analysatoren er forsynt med et ønsket antall av tilstander M = 2m, hvor m = 2.3...

Viterbi-analysatoren er innrettet til de kanalbetingelser som er aktuelle under en signalsekvens. Som vist på figur 2, vil den mottatte signalsekvens innbefatte synkroniseringssekvensen SO, som blir mottatt av korrelatoren 12 fra bufferen 3. Den kjente synkroniseringssekvens blir lagret i korrelatoren, og korrelatoren sammenligner bit-mønsteret av den kjente synkroniseringssekvens med bølge-formen for den mottatte synkroniseringssekvens. Korrelatoren sender et signal F til filterkretsen 13, i hvilket der er bygget opp et filter for å svare til transmisjonsegen-skapene for kanalen under varigheten av den mottatte signalsekvens, såkalt kanalestimering. Viterbi-analysatoren 10 mottar datasekvensen DO fra bufferen 3, og ved hjelp av signalet G fra filterkretsen 13 skaffes der mulighet til å bestemme innholdet i datasekvensen DO ved utførelse av et stort antall av tradisjonelle Viterbi-beregninger. Dersom man f.eks. antar at et av signalpunktene i DO som blir mottatt av Viterbi-analysatoren 10, ligger i et punkt E1, fremgår dette av figur 6. Posisjonen for dette punkt beror blant annet på hvordan graden av nøyaktighet er med hensyn til synkronisering av sender og mottager. Etter en full analyse i Viterbi-analysatoren 10, blir det bestemt en endelig bitsekvens som overføres sammen med signalet S1 for omforming til et talesignal i henhold til figur 1 . I den hensikt å oppnå en bedre forståelse av oppfinnelsen, vil det være instruktivt å forestille seg at bitsekvensen blir

omformet til et signalpunkt E2.

Slik det er omtalt ovenfor, kan de mottatte biter bli underkastet en suksessiv faseforskyvning, som ved uheldige omstendigheter kan være så store at de gjør det høyst sannsynlig umulig at bitene kan refereres til noen av punktene A, B, C eller D på figur 3. Dette problem blir løst i henhold til den foreliggende oppfinnelse ved ut-nyttelse av tilstandene i Viterbi-analysatoren 10 for styring av et signalpunkt og styring av frekvensen i den mottatte signalsekvens med hjelp av dette beregnende signalpunkt. Denne frekvensstyring svarer til en suksessiv forskyvning av faseposisjonen for de mottatte signalpunkter.

Den endelige bitsekvens i henhold til ovenstående blir bestemt ved hjelp av et stort antall av beregningstrinn i bane-lageret for Viterbi-analysatoren 10. Antallet av beregningstinn svarer til lengden av det selekterte bane-lager. Disse beregninger tar det forholdsvis lang tid å utføre, det vil si mange bit-ganger, fordi et stort antall av biter skal mates inn i bane-lageret før beregningene kan avsluttes. Selv om bruken av posisjonen av signalpunktet E2 for frekvensstyreformål introduserer en forholdsvis lang tidsforsinkelse, vil bruken av dette signalpunkt likevel ligge innenfor den foreliggende oppfinnelsesområde. I henhold til en fordelakti utførelsesform for oppfinnelsen, vil der i kjølvannet av noen få beregningstrinn i bane-lageret, biter som svarer til tidsforsinkelsen TE bli ekstrahert fra Viterbi-analysatoren 10 for det formål å oppnå en forholdsvis liten tidsforsinkelse. Det antas i denne sammenheng at der foreligger m+1 ekstraherte biter, svarende til en tilstand, og en bit for den relevante overføring. Bitene blir ekstrahert ved hjelp av beregningskretsen 14 som oppnår filterverdiene i filterkretsen 13 via et signal H. De ekstraherte biter blir omformet til et signalpunkt E3 i henhold til figur 6, ved hjelp av filterverdiene. Signalpunktet E3 danner et estimat for de endelige posisjoner av signalpunktet i punktet E2, og den estimerte posisjon E3 skiller seg fra posisjonen for det mottatte signalpunkt E1 med en vinkel A<p3. Denne estimerte posisjon E3 blir sammenlignet med den mottate verdi E1 i en sammenligningskrets 15. Denne krets oppnår posisjonen for det estimerte signalpunkt E3 fra beregningskretsen 14, og også posisjonen for det mottatte signalpunkt E1 oppstrøms i forhold til inngangen til Viterbi-analysatoren 10. De verdier som har relasjon til posisjoen for signalpunktet El, blir forsinket i tidsintervallet TE i en forsinkelseskrets 16, for således å muliggjøre for disse verdier å sammenlignes med verdiene for det estimerte signalpunkt E3 som er forsinket i Viterbi-analysatoren 10. Slik det er omtalt ovenfor, blir signalpunkter ekstrahert sekvensielt fra datasekvensen DO, og de respektive mottatte og estimerte posisjoner for disse signalpunkter blir sammenlignet suksessivt i sammenligningskretsen 15. De verdier som således oppnås, svarer til vinkelen A<p3, og blir behandlet i en filter og integreringskrets 17 for å danne et vinkelforskyvningssignal V. Dette signalbehandlingstrinn blir utført i henhold til kjente tekniske styreteknikker og innbefatter lavpassfiltrering og integreringsprosesser, og kan også innbefatte prediksjoner av vinkelforskyvningssignalet V. Lavpassf iltrering utføres for det formål å redu-sere påvirkningen av raskt varierende interferens som f.eks. skyldes støy. Lavpassfiltrerte og integrerte verdier V blir ført videre til multiplikatoren 11, hvor der utføres kompleks multiplikasjon. Denne komplekse multiplikasjon svarer til en suksessiv forskyvning i vinklene hos signalpunktene. Dette resulterer i en justering med hensyn til frekvensen hos det signal som blir ført videre til Viterbi-analysatoren, nemlig datasekvensen DO. Den endelige verdi av V som er ført videre til multiplikatoren 11 ved komplettering av hele signalsekvensen SO, DO kan lagres og deretter benyttes ved beregning av en startverdi for frekvensstyringen i den neste ankommende signalsekvens i tidsluken for brukeren med nummeret n. Dersom signalpunktet E2 blir benyttet for beregning av vinkelforskyvningssignalet V, vil man oppnå en forholdsvis langsom frekvensstyring, og tidsintervallet TE svarer til den tid det tar å komplettere en Viterbi-analyse hos det mottatte signalpunkt E1 . Det skal forstås at ved det ovenfor omtalte eksempel, er signalpunktene blitt gitt i et komplekst taleplan med koordinatene IQ. Dette er markert på figur 5 ved sammen-slutning av kretsene med dobbelte signalbaner, en for hver koordinat. Signalpunktene, f.eks. signalpunktet E på figur 6, kan angis ved en radius R og en vinkel «=. Dersom signal-behandling blir utført med disse størrelser, vil en krets svarende til multiplikatoren 11 består av en addisjonskrets for addering av lavpassfiltrert og integrert verdi, svarende til vinkelforskyvningssignalet V, direkte til fase-posisjonene for signalene.

Den ovenfor omtalte utføreløsesform ifølge oppfinnelsen kan utnyttes ved transmisjon av signaler så sant en Viterbi-analysator kan benyttes. Eksempler på disse modulasjons-former som kan benyttes, innbefatter QAM-modulasjon, Qadrature Amplitude Modulation, eller GMSK-modulasjon, Gaussian Minimum Shift Keying.

GMSK-modulasjonen har en form som er beskrevet mer detaljert i Conference Proceedings Digital Cellular Radio conference, oktober 12-14, 1988, Hagen, Westfalien, FRG, i en artikkel av Ulrich Langewellpott: "Modulation, Coding and Performance".

Ovenfor er der beskrevet et arrangement for styring av fasen for et signal som ankommer ved en Viterbi-analysator. Oppfinnelsen vedrører også en frekvensstyreteknikk som kan anvendes ved hjelp av det foran omtalte arrangement. En foretrukken fremgangsmåte innbefatter følgende kjente trinn: Den mottatte signalsekvens S blir mikset ned med en kjent frekvens til et basisbåndsignal. Dette signal omformes i en analog/digital-omformer for dannelse av signalpunkter (I, Q), som deretter blir lagret. Det mottatte signal blir utsatt for interferens under signaltransmisjonsprosedyren, f.eks. på grunn av multippelbanefremadskridelse, og data-hastigheten er forholdsvis høy, noe som innebærer at intersymbolinterferens kan finne sted. Følgelig vil det mottatte signal bli utjevnet, noe som i tilfelle av fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen blir effektuert ved hjelp av en kjent Viterbin-algoritme. Denne algoritme blir innrettet i forhold til aktuelle kanalbetingelser på en kjent måte, ved hjelp av synkroniseringssekvensen SO. Den overførte datasekvens DO blir analysert i Viterbi-analysatoren ved hjelp av et forholdsvis stort antall av beregningstrinn bestemt av lengden av bane-lageret, for således å kunne trekke ut bitsekvensen fra datasekvensen. Fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen omfatter de følgende ytterligere trinn: Etter å ha utført et antall av beregningstrinn på det mottatte signalpunkt E1, blir der trukket ut en bitsekvens. Antallet av beregningstrinn er begrenset til lengden av bane-lageret, og bitsekvensen blir bestemt av den bane som selekteres i bane-lageret. Det uttrukne signalpunkt E3 blir beregnet, hvilket svarer til den uttrukne bitsekvens. Det uttrukne signalpunkt E3 blir forsinket med tidsintervallet TE i forhold til det mottatte signalpunkt E1, på grunn av det forhold at signalpunktene ankommer i en gitt rytmisk sekvens for Viterbi-analyse. Det mottatte signalpunkt E1 blir grenet ut før Viterbi-analysene, og de utgrenede signalpunkter E1 blir forsinket med tidsintervallet TE. Denne tilstand blir sammenlignet med tilstanden for det ekstraherte signalpunkt E3, og vinkelstørrelsen A<p3 svarende til faseforskjellen for signalpunktene, blir beregnet. En sekvens av vinkelstørrelser for påfølgende signalpunkter etter E1 blir beregnet på en lignende måte. Vinkelstørrels-ene blir behandlet ved hjelp av en prosess som innbefatter lavpassfiltrering og integrering, for derved å fremskaffe et forskyvningssignal, vinkelforskyvningssignalet V ved hjelp av hvilket vinkelen for de innkommende signalpunkter er forskjøvet før Viterbi-analysen.

I henhold til en foretrukken utførelsesform blir signalpunktet E1 utsatt for noen få beregningstrinn før ekstra-heringen av bitsekvensen. Dette resulterer i et kort tidsintervall TE og en forholdsvis rask frekvensstyring.

Et format for den oversendte signalsekvens med en synkroniseringssekvens SO og en etterfølgende datasekvens DO er beskrevet ovenfor under henvisning til figur 2. Ved dette format er synkroniseringssekvensen SO plassert i sentrum av signalsekvensen og omgitt på hver side av datasekvenser D1 og D2, slik dette fremgår av figur 7. En mottager i henhold til oppfinnelsen kan konstrueres slik at frekvensen for mottageren kan styres på følgende måte, når der utføres demodulasjon av sistnevnte signalsekvens.

Slik det er omtalt ovenfor, er Viterbi-analysatoren innrettet ved hjelp av synkroniseringssekvensen SO. Demodulasjon av D1 begynner ved punktet D11 og blir avsluttet ved D12. Demodulasjon av D2 vil deretter fortsette, idet man starter ved et punkt D21 og avslutter ved et punkt D22. Vinkler som svarer til A<p3for datasekvensen D1 blir i den forbindelse beregnet suksessivt, og vinklene blir filtrert og integrert på den foranstående beskrevne måte. Tilsvarende beregninger blir deretter utført med hensyn til datasekvensen D2, hvori den endelige verdi for vinkelforskyvningssignalet i Dl kan utgjøre startverdien for D2. Under behandlingen av en signalsekvens er det også mulig å tilpasse suksessivt filterkonstantene i filtrerings- og integreringskretsen 17. Denne tilpasning kan utføres i rekkefølge, ettersom antallet av analyserte signalpunkter øker, og verdien av vinkelforskyvningssignalet V blir endret. Slik det er angitt tidligere, vil den endelige verdi av vinkelforskyvningssignalet i D2 for den avsluttede vinkelsekvens kunne benyttes for beregnings av startverdien av vinkelforskyvningssignalet i den neste følgende signalsekvens. Med hensyn til filterkonstantene vil verdien av vinkelforskyvningssignalet V som oppnås for en signalsekvens, også kunne benyttes for tilpasning til filterkonstantene i den neste følgende signalsekvens. Det skal forstås at når den overførte signalsekvens har det format som er anskueliggjort på figur 7, er det nødvendig å lagre det mottatte signal i et lager, passende etter en A/D-omforming. Et signal med det format som er anskueliggjort på figur 2, trenger ikke å bli lagret.

I tilfellet av de ovenfor omtalte utførelsesformer har den overførte signalsekvens SO, DO blitt binærmodulert på en måte som er omtalt under henvisning til figur 3. Viterbi-analysatoren 10 som blir benyttet for demodulasjon av signalsekvensen, har to mulige overganger mellom de to tilstander, svarende til de to nivåer i den binære kode. Det er også mulig å anvende oppfinnelsen i de tilfeller da den overførte signalsekvens har en flerhet av modulasjonsnivåer, noe som ofte er tilfelle når signalet blir modulert i henhold til det tidligere omtalte QAM-modulasjonsprin-sipp. Viterbi-analysatoren som blir benyttet i dette tilfelle for demodulasjon og for å utføre frekvensstyringen i henhold til oppfinnelsen, har en flerhet av mulige overganger mellom tilstandene. Mer spesielt er antallet av overganger lik antallet av modulasjonsnivåer for den selekterte modulasjonsform.

Claims (8)

1 . Fremgangsmåte for styring av frekvensen i en koherent radiomottager som via en kanal som utsettes for interferenser, mottar signalsekvenser som innbefatter i det minsste en synkroniseringssekvens og minst en datasekvens, idet fremgangsmåten omfatter følgende signalbehandlingstrinn: å konvertere en mottatt signalsekvens til et basisbåndsignal, - A/D konvertering av basisbåndsignalet til signalpunkter i et signalplan som er påtenkt for analyse, å adaptere en Viterbi-algoritme med et ønsket antall av tilstander og et vei-lager av ønsket lengde til de aktuelle interferenser i kanalen ved hjelp av et adapteringssignal fra synkroniseringssekvensen, og å Viterbi-analysere de analysepåtenkte signalpunkter i datasekvensen individuelt, ved hjelp av et relativt stort antall av beregningsetapper for det formål å sluttelig bestemme bitsekvensen for signalpunktene, idet antallet av etapper svarer til lengden av vei-lageret,karakterisert vedat fremgangsmåten ytterligere innbefatter følgende signalbehandlingstrinn: å ekstrahere (14) fra hver av signalpunktene under Viterbi-analysen, med en forsinkelse svarende til et tidsintervall (TE), en bitsekvens som er blitt fremskaffet etter et ønsket antall av beregningetapper, samtidig som antallet er begrenset ved lengden av det selekterte vei-lager, å beregne (14) et ekstrahert signalpunkt (E3) svarende til den ekstraherte bitsekvens, å dele (16) det analysepåtenkte signalpunkt E1 svarende til det ekstraherte signalpunkt (E3), og å forsinke (16) signalpunktet (E1) med det nevnte tidsintervall (TE), - å sammenligne (15) det tidsforsinkede (TE) delte signalpunkt (E1 ) med det ekstraherte signalpunkt (E3), og å beregne en vinkelstørrelse (A<p3) svarende til faseforskjei- len hos de sammenlignede signalpunkter (E1, E3),

å beregne (17) tilsvarende vinkelstørrelser for de påfølgende signalpunkter i datasekvensen (DO),

å lavpassf iltrere (17) vinkelstørrelsene (Aq>3) med selekterte filterkonstanter, og å integrere vinkelstør-relsene for å danne et vinkelforskyvningssignal (V), og å vinkelforskyve (11) de analysepåtenkte signalpunkter suksessivt svarende til vinkelforskyvningssignalet (V) før delingen av signalpunktet og tidsforsinkelsen (TE).

2. Fremgangsmåte som angitt i krav 1,

karakterisert vedat den bitsekvens som ekstraheres i Viterbi-analysatoren (10) blir ekstrahert etter at der er utført noen få beregningstrinn i veilageret før endelig bestemmelse av bitsekvensen i signalpunktet (E1 ).

3. Fremgangsmåte som angitt i krav 1 eller 2,karakterisert vedat f ilterkonstantene blir endret suksessivt i avhengighet av antall av signalpunkter som er analysert under lavpassfiltreringen (17) for vinkelstørrelsen (A<p3).

4. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, 2 eller 3,karakterisert vedat ved komplettering av analysen av en signalsekvens (SO,DO) vil størrelsen av vinkelforskyvningssignalet (V) bli benyttet for beregning av startverdi av vinkelforskyvningssignalet ved analysen av den neste følgende signalsekvens.

5. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, 2, 3 eller 4,karakterisert vedat under lavpassf iltrer-ingen (17) for vinkelstørrelsene (A<p3) i en signalsekvens (SO, DO), vil filterkonstantene bli beregnet i avhengighet av verdien av vinkelforskyvningssignalet (V) for en foregående signalsekvens.

6. Fremgangsmåte som angitt i et av kravene 1 - 5, hvor signalsekvensen består i tidssekvens av en datasekvens , synkroniseringssekvensen og en ytterligere datasekvens, og hvor signalsekvensen er lagret før Viterbi-analysen,karakterisert vedat størrelsen av vinkelforskyvningssignalet (V) ved komplettering av analysen av den ene datasekvens (D1 ) omfatter startverdien av analysen for den annen datasekvens (D2).

7. Anordning for utførelse av fremgangsmåten ifølge krav 1, innbefattende en koherent dadiomottager som via en kanal som er utsatt for interferens, mottar signalsekvenser omfattende i det minste en synkroniseringssekvens og i det minste en datasekvens, idet anordningen omfatter: - et mottagertrinn for signalmottagelse og omforming av en mottatt signalsekvens til et basisbåndsignal, en A/D-omformer som er forbundet med mottagertrinnet og omformer basisbåndsignalet til signalpunkter som skal analyseres, en adaptiv Viterbi-analysator som er forbundet med A/D-omf ormeren, og til adapteringskretser, korrelasjonskrets (12), filterkrets (13)/samtidig som Viterbi-analysatoren omfatter et ønsket antall av tilstander og et vei-lager av ønsket lengde, og er innrettet til de aktuelle interferenser i kanalen med hjelp av et adapteringssignal som er avledet ved hjelp av adapteringskretser fra synkroniseringssekvensen, og i hvilken anordning den tilpassede Viterbi-analysator behandler de analyseforutsatte signalpunkter i datasekvensen ved hjelp av et forholdsvis stort antall av beregningsetapper, samtidig som antallet svarer til lengden av vei-lageret, og derved sluttelig bestemmer bitsekvensen for datasekvensen,karakterisert vedat anordningen ytterligere omfatter: - en beregningskrets (14) som er forbundet med vei-lageret hos Viterbi-analysatoren (10) og med adapteringskretsene (12, 13), og som fungerer for å ekstrahere fra vei-lageret en bitsekvens som tilhører et signalpunkt (E1), og som er blitt oppnådd etter at der er utført et ønsket antall av beregningsetapper svarende til en forsinkelse med et tidsintervall (TE), idet antallet av beregningstrinn er begrenset av lengden av vei-lageret,<p>g ytterligere fungerer operativt for å beregne et ekstrahert signalpunkt (E3) svarende til nevnte bitsekvens, ved hjelp av et signal (H) fra adapteringskretsene korrelatorkrets (12), filterkrets (13) , - en forsinkelseskrets (16) som er forbundet med inngangen til Viterbi-analysatoren, og som deler signalpunket (E1 ) for de analyseforutsatte signalpunkter som svarer det ekstraherte signalpunkt (E3) og forsinker signalpunktet (E1) med nevnte tidsintervall (TE),

en sammenligningskrets (15) som er forbundet med beregningskretsen (14) og forsinkelseskretsen (16), og som fungerer for å sammenligne det tidsforsinkede signalpunkt (E1 ) med det ekstraherte signalpunkt (E3) og beregne en vinkelstørrelse (A<p3) som svarer til faseforskjellen for de sammenlignede signalpunkter (E1, E3),

en filtrerings- og integreringskrets (17) som er forbundet med sammenligningskretsen (15), og som lavpassfil-trerer og integrerer den beregnede vinkelstørrelse (A<p3) med tilsvarende vinkelstørrelser av påfølgende analyseforutsatte signalpunkter til et vinkelforskyvningssignal (V), og

en vinkelforskyvningskrets (11) som er forbundet med filtrerings- og integreringskretsen (17) og med inngangen til Viterbi-analysatoren, og som fungererfor å vinkelforskyve (V) det analyseforutsatte signalpunkt (E1 ) før avgreningen av signalet til tidsforsinkelseskretsen (16).

8. Anordning som angitt i krav 7,

karakterisert vedat beregningskretsen (14) er konstruert for å trekke ut bitsekvensen fra vei-lageret før utførelse av noen få beregningsetapper i vei-lageret og før det sluttelig bestemmes bitsekvensen (Sl)