CN103944848B - 基于线性调频的水声抗多普勒多载波调制解调方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于线性调频的水声抗多普勒多载波调制解调方法，包括以下步骤：步骤1、调制发射端多载波；步骤2、估计多普勒频移因子；步骤3、接收端的解调。本发明还公开了一种基于线性调频的水声抗多普勒多载波调制解调方法的调制解调装置，包括：相互连接的发射装置和接收装置。具有抗多普勒能力强、适用性广、实现方法的多样性、成本低、容易实现和效率高等优点。

Description

基于线性调频的水声抗多普勒多载波调制解调方法和装置

技术领域

本发明涉及一种水声通信技术，特别涉及一种基于线性调频导频的水声抗多普勒多载波调制解调方法和装置。

背景技术

随着人类对资源需求的急速增长，了解、开发和利用海洋资源成为维持人类进一步发展的重要途径。海洋蕴藏着丰富的资源，是地球的蓝宝石，而海洋开发与水声通信技术有着密切的关联。陆地通信技术的日渐成熟，为海洋通信技术提供了技术保障与支持。随着各国对海洋研究与探索力度的加大，水声通信技术有了长足的发展和进步，成为国内外科学家研究的热点。

但是，海洋通信依靠声信号传输信息，海洋的复杂环境如海水的密度、温度、深度、含盐度等在很大程度上影响了声信号的损耗。跟无线陆地信道不同，海洋水声信道是一个相对复杂的时空变化信道：低速，环境复杂，带宽窄，多途效应显著，尤其是多普勒效应严重影响着通信的质量。多普勒效应对信号的影响是载波频率的偏移和时间宽度的压扩，其频偏Δf可以表示为：

式中f_c为载波频率，V_声为声速，v为收发平台相对运动速度，θ为运动速度与信号传输方向的夹角。如表1所示，是浅海水声信道和陆地GSM无线电信号的特性比较表格：

参数	GSM900信道	浅海水声信道
			载波频率	900MHz	5KHz-50KHz
信道带宽	200KHz	10KHz
			波速	3×108m/s	1500m/s
发射、接收端相对移动速度	50km/h	10km/h
			多普勒因子	4.6×10-8	1.85×10-3

表1

从表1可以看出，水声信道的带宽比无线电信道的带宽小得多，同时由于 水声信道载波的速度远小于陆地无线电信道的电磁波速度，导致水声通信的多径时延和多普勒因子都与陆地无线电信道相差了多个数量级。另外水底环境的复杂性也加大了多普勒频偏问题。为了解决带宽问题，需要研究一种高效的通信模式，例如陆上的正交频分复用技术(OFDM)，但由于水声信道中的多普勒频偏问题更为严重，所以不能把陆上成熟的通信模式原封不动的移至水声通信中，必须加以改进或者提出更适合水声通信的方法。

目前，水声通信很大一部分是采用改进的OFDM通信模式。OFDM作为一种高效的多载波通信模式，有效的对抗了多途信道的时延扩展，能很好的解决水声信道带宽资源紧缺的问题，但是当通信系统存在较大多普勒频偏的情况下，OFDM系统中子载波的正交性会遭到破坏，形成严重的子载波间干扰(ICI)。故需解决多普勒频移问题，最常用的改进方法就是进行多普勒频移的估计和补偿。传统的多普勒估计方法有自相关函数(ACF，Auto-correlation Function)法，电平通过率（LCR，Level Crossing Rate）法，包络协方差（COV，Covariance）法以及直接法。其中广泛使用的直接法是对OFDM信号帧的首尾分别加入识别信息，然后根据识别信息估计出接收信号的长度，而发射一帧信号的长度是固定的，通过对比可求得多普勒因子，根据多普勒因子最后通过时域插值对帧信号中每个子载波进行多普勒补偿。这些经典的方法都存在着不足。多载波系统发送的信号包络不恒定，同时OFDM系统中，使用了自动增益控制(AGC，Auto Gain Control)模块进行信号功率自动控制，对接收信号的电平功率进行了处理，从而使信号的包络做了相应调整，故不宜采用需要用到信号包络的LCR和COV算法。而自相关函数(ACF)法通过计算信道估计的自相关函数来估计多普勒因子，计算复杂度高。而对OFDM信号添加识别信息对多普勒频移进行直接的估计，浪费了很多传送功率，降低了资料的传输率，且在接收端的处理上也有一定的复杂度。

本发明针对现有技术存在的不足，采用以线性调频信号为辅助导频的方法，提出了一种基于线性调频导频的水声抗多普勒多载波调制解调方法和装置，既能提高多普勒因子估算的精度和效率，又不会降低信号的传输速率，克服了现有提出的调制方法存在的不足，很好地解决了水声通信中多普勒频移严重影响通信质量这个问题。

发明内容

本发明的首要目的在于克服现有技术的缺点与不足，提供一种基于线性调频导频的水声抗多普勒多载波调制解调方法，该方法在发送端添加独立的辅助导频，辅助导频为线性调频信号（LFM），与发送信号一起被发射，在接收端对接收的信号进行Wigner-Hough变换。导频信号经过Wigner-Hough变换在变换平面上聚集成一个峰值点，由峰值点对应的坐标即确定了接收的导频信号的中心频率和调频斜率，通过与发送端线性调频导频信号的中心频率和调频斜率对比即可估计出多普勒因子。本发明具有速率高、多普勒抗性强的特点。由于本发明利用了独立的辅助导频作多普勒频移估算，只需根据导频的信息即可得出多普勒因子，比传统方法更为准确，同时省去了帧首尾的识别信息，使传输效率最大化。

本发明的另一目的在于克服现有技术的缺点与不足，提供一种实现基于线性调频导频的水声抗多普勒多载波调制解调方法的装置，该装置克服了现有多普勒估计方法在估计精度、传输效率以及算法复杂度方面存在的不足。

本发明的首要目的通过下述技术方案实现：一种基于线性调频导频的水声抗多普勒多载波调制解调方法，该方法的信源所产生的信息bit流经过星座映射得到相应的相位数据流，然后进行串并转换和载波调制，将N个星座映射数据流调制到对应的N个正交的线性调频信号（LFM）子载波中，再和导频信号一起经发送端发射出去，导频信号也采用线性调频信号。由于信道中存在多普勒效应，在接收端接对接收的信号进行Wigner-Hough变换以估计多普勒因子并进行多普勒频移补偿，再解调并经星座逆映射恢复成二进制bit数据流。该方法包括以下步骤：

（1）发射端多载波调制；

根据信道的特征，将可利用的带宽均匀或非均匀地分成N个相互正交的线性调频（LFM）子载波，每个子载波表示为：

C_n(t)=A_αexp[j(2πf_nt+kπt²+φ_n)](n=1,2...N), （公式2）

其中，f_n为线性调频子载波的中心频率且f_n=n/T（T为OFDM信号的符号长度T_symbol），k(取k>0)为线性调频子载波的调频斜率，φ_n为初始相位。选取的这组线性调频子载波的调频斜率一致，中心频率间隔2π/T。容易证明：

（公式3）

从公式2中可看出选取的线性调频子载波是相互正交的。把要调制的比特 数据按相位调制方式进行星座映射，将调制后的数据分成x组，每组包含N个相位数据，每一组数据记为符号D_xn，其中x代表符号数，n=1,2,…N。把一个符号内的数据分别调制到线性调频子载波C₁(t)～C_N(t)上,从C₁(t)～C_N(t)共N个载波，恰好对应一个符号的数据流，即D_x1调制到C₁(t)，D_x2调制到C₂(t)，依次类推，D_xN调制到C_N(t)，由于子载波是并行存在的，所以此时有N个同步的载波调制系统，构成OFDM通信系统，最后把调制好的N个载波相加，得到符号载波S(t)：

（公式4）

其中，T_s<t<T_s+T，T_s为符号的开始时间，T为一个符号的时长， 表示要发送的数据，当d_i=1时表示时长等于T的矩形信号，d_i=0则表示幅度为0的矩形波，F[·]表示调制映射方式，本发明采用相位调制，A_αexp[j(2πf_n(t-T_s)+kπ(t-T_s)²+φ_n)]表示频率为中心频率为f_n，调频斜率为k(k>0)，初始相位为φ_n的第n个子载波。

（2）多普勒频移因子估计方法；

为了估计多普勒频移因子，在发射端添加独立的辅助导频，辅助导频同样采用线性调频信号：

C₀(t)=A₀exp[j(2πf₀t+k₀πt²+φ₀)], （公式5）

辅助导频的中心频率f₀不等于子载波的中心频率f_n，且满足f₁<f₂<...<f_N<f₀调频斜率k₀不等于子载波的调频斜率k，k₀的选取与k保持较远差距，φ₀为初始相位。将辅助导频和符号载波在发送端同时发送，并且整个通信过程中一直保持辅助导频的持续发送。则发送符号为：

导频载波的发射维持在整个通信的过程，导频载波的时长为整个通信时间，则接收端接收的每一个符号中都含有导频载波。

水声通信系统中，多普勒频偏如公式1所示，则信道最大多普勒频移因子为:

其中，V_max为收发端的最大相对速度，在实际通信环境中，V_max<V_声，故Δ_max<1。 线性调频子载波中心频率的选定由载波可用频率范围B和信道的最大多普勒频移因子确定，经过频移后的载波频率仍在频率范围B内：

f₁·(1-Δ_max)>f_L，

(f_N+kT)(1+Δ_max)<f_H，

(f₀+k₀T)(1+Δ_max)<f_H, （公式8）

且f₁<f₂<...<f_N<f₀成立，则对于任意的多普勒频移因子Δ，有：

f_n(1-Δ)<f₀(1-Δ)(n=1,2...N)，

f₁(1+kT)(1+Δ)<f₂(1+kT)(1+Δ)<...<f_N(1+kT)(1+Δ), （公式9）

上述的基于辅助导频的多载波水声抗多普勒调制方法，采用相位调制，在接收端进行与上述调制方法相对应的解调方法。解调之前先进行多普勒频移因子的估计。本发明的基于线性调频导频的水声抗多普勒多载波调制解调方法中，采用发送端辅助导频和接收端辅助导频的中心频率和调频斜率对比来估计多普勒频移因子，接收端辅助导频的中心频率和调频斜率经过Wigner-Hough变换可获得。

单个线性调频信号（LFM）（中心频率为f_x0，调频斜率为g₀）经过Wigner-Hough变换后在WHT平面的(f_x0,g₀)处积分最大，形成尖峰，偏离(f_x0,g₀)时，积分值迅速减小，那么通过求(f,g)平面上最大峰值对应的坐标值即可得到(f_x0,g₀)，如图2所示的WHT。发送符号R_s(t)在发送端发射经过信道在接收端得到接收符号R_v(t)，信道中存在多径时延、衰落和多普勒效应：

其中，Δ为多普勒频移因子，对接收符号R_v(t)进行Wigner-Hough变换（WHT变换），将信号从时间域映射到参数域(f,k)：

（公式11）

接收符号R_v(t)经过Wigner-Hough变换后如图3所示。接收符号R_v(t)包含N个线性调频子载波信息和一导频载波信息，经过Wigner-Hough变换后将在WHT平面形成N+1个尖峰。其中N个线性调频子载波经过WHT变换后形成的N个尖峰依次排列于直线k=k_R附近，这N个尖峰所对应的坐标值依次为(f_1R,K_1R),(f_2R,K_2R),...(f_NR,K_NR)，(f_iR,k_iR)对应接收端第i个子载波的中心频率 和调频斜率；接收端导频载波经过WHT变换后形成一个距离直线k=k_R较远的独立尖峰，其对应的坐标值为(f_0R,k_0R)，即接收端导频载波的中心频率和调频斜率。因此，根据公式6和公式10，基于辅助导频的Wigner-Hough变换估计多普勒频偏因子的方法为：

（公式12）

故 （公式13）

根据公式13可知，由收发导频载波的中心频率估计信道的多普勒频移因子Δ，即或由收发导频载波的调频斜率估计信道的多普勒频移因子Δ，即为了提高估计的精度，本发明通过采取对Δ_f和Δ_k加权获得多普勒频移因子α的估计方法，即

α=Δ=w₁Δ_f+w₂Δ_k, （公式14）

并且可根据最小均方误差准则（MMSE）确定最优的权值w₁、w₂。

（3）接收端解调；

公式12、13、14确定了基于Wigner-Hough变换的辅助导频估计多普勒频移因子的方法。获得多普勒频移因子α之后，对各线性调频子载波分别进行去多普勒处理。由于各个子载波受到的多普勒因子都等于导频载波受到的多普勒因子α，因而能对符号载波进行多普勒补偿还原载波。利用滤波器对各载波进行滤波，得到若干个子载波信号，对分离得到的所有子载波进行去多普勒计算：

（公式15）

（公式16）

公式15是消除了多普勒频移的各个线性调频子载波的调频斜率与发送端各子载波的调频斜率k在误差允许范围内基本匹配。公式16是消除了多普勒频移的各个线性调频子载波的中心频率由于多普勒频移的估计存在一定误差，但相对载波中心频率间隔是非常小的，所以可通过查找原载波中与估计结果最接近的那个频率，然后将二者配对。

（公式17）

式中为去多普勒后得到的子载波的中心频率，f_n为发射端的各个子载波的中心频率，f_dm是配对后的载波的中心频率；对每一个去多普勒后的载波分别与发送端每个子载波的中心频率f_n进行比较，查找与之频率最接近的那个子载波，当找到频率最接近的和f_n时，就将这两个频率配对，认为是发射f_n时收到的载波，通过这种方法将去多普勒后的载波与相应的原载波的中心频率配对。最后将（）与发射端各载波相匹配，辨别出各子载波，还原出发射载波。

对配对后的各子载波进行与编码端相对应的相位映射解调，即反编码映射，得到原始信息，即发送的信息。

本发明的另一目的通过下述技术方案实现：一种实现基于线性调频导频的水声抗多普勒多载波调制解调方法的装置，包括：发射装置和接收装置。图6为本发明装置的硬件电路图。所述装置包括六大模块：控制处理单元（DSP/ARM）、Chirp信号发生器、相加器、模数转化器(A/D)和数模转换器（D/A），双向水声换能器组成。控制处理单元（DSP/ARM）负责整个系统的信号处理，包括载波调制解调、Wigner-Hough变换、多普勒频移因子计算等，同时协调其它单元之间的工作，可选用快速的高性能芯片，如TI的DSP芯片TMS320C2812或嵌入式芯片ARM9。Chirp信号发生器产生相互正交的线性调频子载波和导频载波。相加器选用载波相加电路完成，同时包括载波的同步和放大。A/D和D/A模块选用一般的ADC芯片即可，但要求转换速度大于100KHz。

所述发射装置如图7所示，包括编码映射单元、串并转换单元、载波相加单元、多声纳发射单元、若干chirp信号发生器和若干载波调制单元。原始比特数据流直接输入编码映射单元，得到编码映射后的星座图，由编码映射单元输出到串并转换单元，串并转换单元将串行数据流转换为N个并行的数据流；串并转换单元与载波调制单元相连，将N个数据分别调制到N个线性调频子载波上，这些功能由控制处理单元（DSP/ARM）模块通过信号处理实现。最后各子载波通过载波相加单元，将N个子载波相加，组成一个符号载波，这部分的功能由相加器模块实现。载波调制单元最后连接多声纳发射单元，同时另一个线性调频载波（chirp）发生器也连接多声纳发生器，产生导频声波，符号载波和导频声波经多声纳发射单元转换为声波发射出去，这部分的功能由双向水声换能器模块实现。

所述接收装置如图9所示，包括声纳接收装置、Wigner-Hough变换器、重 采样单元、频率配对单元、载波解调单元、并串转换单元和编码解码单元。其中声纳接收装置的功能由双向水声换能器模块完成，声纳接收装置同时接收所有子载波和导频信号，并转换为电信号，与Wigner-Hough变换器连接。Wigner-Hough变换器对接收信号进行Wigner-Hough变换，读取导频载波和各线性调频子载波的中心频率和调频斜率；多普勒因子计算单元与Wigner-Hough变换器连接，将Wigner-Hough变换得到的数据转化为多普勒因子；重采样单元与多普勒因子计算单元连接，对接收信号进行重采样以实现多普勒补偿；频率配对单元将重采样后的信号作频率配对后，输出到载波解调单元进行解调，得到N个并行数据流；接着将结果输入并串转换单元和编码解码单元，得到发送信息，这些功能均由控制处理单元（DSP/ARM）完成。最后，输出解调信息。

本发明相对于现有技术具有如下的优点及效果：

1、抗多普勒能力强、适用性广。本发明的载波和导频载波都采用线性调频（LFM）信号。LFM信号是宽带非平稳信号，在兼顾通信速率的前提下，有效的抑制了通信信道对载波信号深度衰落的影响；同时，LFM信号较正弦信号具有较大的多普勒容限，具有较强的抗多普勒效应的能力；宽带信号的高处理增益使得相较于窄带系统更加适合于复杂的低信噪比环境进行工作。本发明的核心步骤是通过对导频载波的中心频率和调频斜率变化估算出多普勒因子，由于导频载波不携带任何信息，不易受其它载波干扰，能最直接的反应出信道中的多普勒频偏，适用于多种信道。

2、实现方法的多样性。由于导频与其它负责传输信号的子载波相互独立，所以子载波的调制方式并不影响导频信号对多普勒因子的估算。本发明虽然采用了相位调制，但是在不干扰导频载波的情况下，子载波的调制方式还可以是幅度调制、频率调制等其他调制方式，也就是说本发明的实现方法具有多样性。

3、成本低，容易实现。基于辅助频率的水声抗多普勒调制解调装置结构简单，只需简单的电路和算法就可实现，部分电路可采用传统调制方法的电路，成本低。

4、效率高。本发明采用相同调频斜率，不同中心频率，频带相互重叠的正交线性调频信号为载波，提高了频带的利用率，对频带资源十分紧缺的水声通信非常有利。而且本发明采用辅助导频的Wigner-Hough变换估计多普勒频移因子，Wigner-Hough变换有成熟的算法，通过Wigner-Hough变换聚集的尖峰获取接收端导频的中心频率和调频斜率准确快速，效率高。

附图说明

图1为基于线性调频导频的调制解调通信系统框图。

图2为单一调频信号的WHT（Wigner-Hough变换）。

图3为接收信号R_v(t)的WHT（Wigner-Hough变换）。

图4为发射端原理图。

图5为发射端载波频率图。

图6为收发端的硬件电路图。

图7为发射端的结构框图。

图8为接收端原理图。

图9为接收端的结构框图。

图10为发射调制流程图。

图11为接收解调流程图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。

实施例

如图1所示，信源所产生的信息bit流经过星座映射得到相应的相位数据流，然后进行串并转换和载波调制，将N个星座映射数据流调制到对应的N个正交的线性调频信号（LFM）子载波中，再和导频信号一起经发送端发射出去，导频信号也采用线性调频（LFM）信号。由于信道中存在多普勒效应，在接收端对接收的信号进行Wigner-Hough变换以估计多普勒因子并进行多普勒频移补偿，再解调并经星座逆映射恢复成二进制bit数据流。具体实施方式如下：

本装置发射原理如图4所示，R_d为要发送的信息。将R_d编码映射并进行串并转换后，分别调制到除导频C₀(t)外的所有线性调频子载波C₁(t)～C_N(t)上，组成符号信号s(t)，再与导频信号C₀(t)组成发送符号R_S(t)同时发射。

如图5所示，为发射端的载波频率图。发射前未受到多普勒频移的影响，所以各符号中的子载波频率f₁'～f_N'保持一致，且各符号发送时导频载波f₀'也一样。

如图6所示，为收发端的硬件电路图，本发明装置包括控制处理单元（DSP/ARM）、Chirp信号发生器、相加器、模数转化器(A/D)和数模转换器（D/A）， 双向水声换能器组成。控制处理单元负责整个系统的信号处理，包括载波调制、Wigner-Hough变换、多普勒频移因子计算，同时协调其它单元之间的工作，可选用快速的高性能芯片，如TI的DSP芯片TMS320C2812或嵌入式芯片ARM9。相加器选用载波相加电路完成，同时包括载波的同步和放大。A/D和D/A模块选用一般的ADC芯片即可，但要求转换速度大于100KHz。

如图7所示，为本实施方式中的发射装置结构框图，包括：编码映射单元701，串并转换单元702，若干载波调制单元703，载波相加单元704，若干chirp信号发生器705，多声纳发射单元706。发射过程如下：原始比特数据流直接输入编码映射单元701，得到编码映射后的星座图，由编码映射单元701输出到串并转换单元702，702单元将串行数据流转换为N个并行的数据流。接着串并转换单元702与载波调制单元703相连，将N个数据分别调制到N个线性调频子载波上，然后通过载波相加单元704将N个子载波相加，组成一个符号载波。最后连接多声纳发射单元706，将信号转换为声波发出，同时另一个载波发生器705也连接多声纳发生器706，产生导频声波。

本装置接收原理如图8所示。R_v(t)为接收端接收到信号，包括符号信号和导频信号，即多普勒频移后的符号信号与多普勒频移后的导频信号。对接收信号R_v(t)进行Wigner-Hough变换，根据Wigner-Hough变换中接收端导频信号的中心频率和调频斜率估算出多普勒因子α，然后根据α对R_s(t)进行去多普勒频移（多普勒补偿），并与发射端已知的子载波中心频率和调频斜率进行匹对，还原出未受多普勒频移时的符号信号。最后对符号信号进行反调制，得出发射端发送信息R_d。

图3为接收端接收信号的Wigner-Hough变换。各线性调频子载波和导致载波在Wigner-Hough变换平面(f,k)会聚成N+1个尖峰。易获取频移后导频载波的中心频率和调频斜率，进而进行多普勒频移因子的估算。

如图9所示，是接收装置框图，包括：声纳接收装置901，Wigner-Hough变换器902，重采样单元903，中心频率、调频斜率配对单元904，载波解调单元905，并串转换单元906，编码解码单元907。接收过程如下：声纳接收装置901同时接收所有子载波和导频信号，并转换为电信号，与Wigner-Hough变换器902连接。信号经Wigner-Hough变换器得到导频信号的中心频率和调频斜率，用来估计多普勒频移因子。重采样单元903与Wigner-Hough变换器902连接，并将902得到的数据转化为多普勒因子，对接收信号进行重采样。中心频率、调频斜率配对单元904将重采样后的信号作信息匹配后，输出到载波解调单元 905进行解调，得到N个并行数据流。接着将结果输入并串转换单元906和编码解码单元907，得到发送信息。

调制步骤：

步骤一，如图10所示，将通信载波划分成若干个线性调频子载波。划分方式和子载波的数量需结合信道的最大多普勒因子和采用的调制方式作综合考虑。

步骤二，将数据流进行调制映射，得到星座图。本发明采用相位调制。根据子载波的划分情况把映射后的相位数据流分成多个符号，如调制后若得到相位数据流(s₁,s₂,s₃,s₄,s₅,s₆,s₇,s₈,s₉,s₁₀)，要调制到C₁～C₅这5个载波上，则需要分成两个符号。

步骤三，把一个符号内的数据同时调制到各自的符号载波上。所有子载波同时调制完成后，由控制处理单元将各子载波和导频载波一同送到相加器，将所有子载波组成符号载波，最后换能器同时发送符号载波和导频载波。至此调制完成。

解调步骤：

步骤一、接收端步骤如图11所示。换能器负责接收声波信号，当有载波到达时，换能器将接收信息传输到控制处理单元，进行Wigner-Hough变换，获取导频的中心频率和调频斜率。导频载波没有携带调制信息，因此能以导频高效估算信道的多普勒频移因子。

步骤二、获取导频的中心频率和调频斜率后，与发射前导频的中心频率和调频斜率进行对比，就可以计算出符号载波的多普勒因子，然后对各子载波进行分离，最后进行去多普勒计算。

步骤三、进行多普勒补偿之后，对去多普勒的各子载波与发射前的各子载波进行配对，控制处理单元就会根据配对后的结果对子载波进行常规解调。将得到储存并输出，至此解调过程完成。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.基于线性调频的水声抗多普勒多载波调制解调方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1、调制发射端多载波；

步骤2、估计多普勒频移因子；

步骤3、接收端的解调；

多普勒效应对信号的影响是载波频率的偏移和时间宽度的压扩，其频偏Δf表示为：

式中f_c为载波频率，V_声为声速，v为收发平台相对运动速度，θ为运动速度与信号传输方向的夹角；

所述步骤1包括以下步骤：

步骤1-1、根据信道的特征，将可利用的带宽均匀或非均匀地分成N个相互正交的线性调频子载波，每个子载波表示为：

C_n(t)＝A_αexp[j(2πf_nt+kπt²+φ_n)]， (公式2)

其中，n＝1,2...N，f_n为线性调频子载波的中心频率且f_n＝n/T，其中，T为OFDM信号的符号长度T_symbol，k的取值范围为：k>0，k为线性调频子载波的调频斜率，φ_n为初始相位；选取的这组线性调频子载波的调频斜率一致，中心频率间隔2π/T，得到：

把要调制的比特数据按相位调制方式进行星座映射；

步骤1-2、将调制后的数据分成x组，每组包含N个相位数据，每一组数据记为符号D_xn，其中，x代表符号数，n＝1,2,…N；把一个符号内的数据分别调制到线性调频子载波C₁(t)～C_N(t)上,从C₁(t)～C_N(t)共N个载波，恰好对应一个符号的数据流，即D_x1调制到C₁(t)，D_x2调制到C₂(t)，依次类推，直到D_xN调制到C_N(t)，使N个同步的载波调制系统构成OFDM通信系统；

步骤1-3、把调制好的N个载波相加，得到符号载波S(t)：

其中，T_s<t<T_s+T，T_s为符号的开始时间，T为一个符号的时长，表示要发送的数据，当d_i＝1时表示时长等于T的矩形信号，d_i＝0则表示幅度为0的矩形波，F[·]表示调制映射方式，采用相位调制，A_αexp[j(2πf_n(t-T_s)+kπ(t-T_s)²+φ_n)]表示中心频率为f_n，调频斜率为k，k的取值范围为：k>0，初始相位为φ_n的第n个子载波。

2.根据权利要求1所述的基于线性调频的水声抗多普勒多载波调制解调方法，其特征在于，所述步骤2中，所述估计多普勒频移因子的方法为：在发射端添加独立的辅助导频，所述辅助导频同样采用线性调频信号：

C₀(t)＝A₀exp[j(2πf₀t+k₀πt²+φ₀)], (公式5)

辅助导频的中心频率f₀不等于子载波的中心频率f_n，且满足：

f₁<f₂<...<f_N<f₀，

调频斜率k₀不等于子载波的调频斜率k，k₀的选取与k保持较远差距，φ₀为初始相位，将辅助导频和符号载波在发送端同时发送，并且整个通信过程中一直保持辅助导频的持续发送，则发送符号为：

导频载波的发射维持在整个通信的过程，导频载波的时长为整个通信时间，则接收端接收的每一个符号中都含有导频载波；

水声通信系统中，根据计算多普勒频偏的公式1，得到信道最大多普勒频移因子：

其中，V_max为收发端的最大相对速度，在实际通信环境中，V_max<V_声，故Δ_max<1，线性调频子载波中心频率的选定由载波可用频率范围B和信道的最大多普勒频移因子确定，经过频移后的载波频率仍在频率范围B内：

f₁·(1-Δ_max)>f_L，

(f_N+kT)(1+Δ_max)<f_H，

(f₀+k₀T)(1+Δ_max)<f_H, (公式8)

且f₁<f₂<...<f_N<f₀成立，则对于任意的多普勒频移因子Δ，有：

f_n(1-Δ)<f₀(1-Δ) (n＝1,2...N)，

f₁(1+kT)(1+Δ)<f₂(1+kT)(1+Δ)<...<f_N(1+kT)(1+Δ), (公式9)

单个线性调频信号(LFM)其中，中心频率为f_x0，调频斜率为g₀，经过Wigner-Hough变换后在WHT平面的(f_x0,g₀)处积分最大，形成尖峰，偏离(f_x0,g₀)时，积分值迅速减小，通过求(f,g)平面上最大峰值对应的坐标值即可得到(f_x0,g₀)，发送符号R_s(t)在发送端发射经过信道在接收端得到接收符号R_v(t)，信道中存在多径时延、衰落和多普勒效应：

其中，Δ为多普勒频移因子，对接收符号R_v(t)进行Wigner-Hough变换，将信号从时间域映射到参数域(f,k)：

接收符号R_v(t)经过Wigner-Hough变换后，接收符号R_v(t)包含N个线性调频子载波信息和一导频载波信息，经过Wigner-Hough变换后将在WHT平面形成N+1个尖峰；其中，N个线性调频子载波经过WHT变换后形成的N个尖峰依次排列于直线k＝k_R附近，这N个尖峰所对应的坐标值依次为：(f_1R,K_1R),(f_2R,K_2R),...(f_NR,K_NR)，(f_iR,k_iR)对应接收端第i个子载波的中心频率和调频斜率；接收端导频载波经过WHT变换后形成一个距离直线k＝k_R较远的独立尖峰，其对应的坐标值为(f_0R,k_0R)，即接收端导频载波的中心频率和调频斜率；根据公式6和公式10，基于辅助导频的Wigner-Hough变换估计多普勒频偏因子的方法为：

得到：

根据公式13可知，由收发导频载波的中心频率估计信道的多普勒频移因子Δ，即或由收发导频载波的调频斜率估计信道的多普勒频移因子Δ，即：采取对Δ_f和Δ_k加权获得多普勒频移因子α的估计方法，即：

α＝Δ＝w₁Δ_f+w₂Δ_k, (公式14)

并且根据最小均方误差准则确定最优的权值w₁、w₂。

3.根据权利要求1所述的基于线性调频的水声抗多普勒多载波调制解调方法，其特征在于，所述步骤3包括以下步骤：

步骤3-1、获得多普勒频移因子α之后，对各线性调频子载波分别进行去多普勒处理；利用滤波器对各载波进行滤波，得到若干个子载波信号，对分离得到的所有子载波进行去多普勒计算：

公式15是消除了多普勒频移的各个线性调频子载波的调频斜率与发送端各子载波的调频斜率k在误差允许范围内基本匹配；公式16是消除了多普勒频移的各个线性调频子载波的中心频率由于多普勒频移的估计存在一定误差，但相对载波中心频率间隔是非常小的，所以可通过查找原载波中与估计结果最接近的那个频率，然后将二者配对；

式中，为去多普勒后得到的子载波的中心频率，f_n为发射端的各个子载波的中心频率，f_dm是配对后的载波的中心频率；对每一个去多普勒后的载波分别与发送端每个子载波的中心频率f_n进行比较，查找与之频率最接近的那个子载波，当找到频率最接近的和f_n时，就将这两个频率配对，认为是发射f_n时收到的载波，通过这种方法将去多普勒后的载波与相应的原载波的中心频率配对；

步骤3-2、将与发射端各载波相匹配，辨别出各子载波，还原出发射载波；对配对后的各子载波进行与编码端相对应的相位映射解调，即反编码映射，得到原始信息。

4.一种实现权利要求1所述的基于线性调频的水声抗多普勒多载波调制解调方法的调制解调装置，其特征在于，包括：相互连接的发射装置和接收装置；

所述发射装置包括编码映射单元、串并转换单元、载波相加单元、多声纳发射单元、若干chirp信号发生器和若干载波调制单元；原始比特数据流直接输入编码映射单元，得到编码映射后的星座图，由编码映射单元输出到串并转换单元，串并转换单元将串行数据流转换为N个并行的数据流；串并转换单元与载波调制单元相连，将N个数据分别调制到N个线性调频子载波上；最后各子载波通过载波相加单元，将N个子载波相加，组成一个符号载波；载波调制单元最后连接多声纳发射单元，同时另一个线性调频载波发生器也连接多声纳发生器，产生导频声波，符号载波和导频声波经多声纳发射单元转换为声波发射出去；

所述接收装置包括声纳接收装置、Wigner-Hough变换器、重采样单元、频率配对单元、载波解调单元、并串转换单元和编码解码单元；其中声纳接收装置的功能由双向水声换能器模块完成，声纳接收装置同时接收所有子载波和导频信号，并转换为电信号，与Wigner-Hough变换器连接；Wigner-Hough变换器对接收信号进行Wigner-Hough变换，读取导频载波和各线性调频子载波的中心频率和调频斜率；多普勒因子计算单元与Wigner-Hough变换器连接，将进行Wigner-Hough变换得到的数据转化为多普勒因子；重采样单元与多普勒因子计算单元连接，对接收信号进行重采样以实现多普勒补偿；频率配对单元将重采样后的信号作频率配对后，输出到载波解调单元进行解调，得到N个并行数据流；将结果输入并串转换单元和编码解码单元，得到发送信息，并输出解调信息。