KR20170079127A - 주파수 편이 변조 신호의 수신 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 주파수 편이 변조 신호의 수신 방법 및 장치에 관한 기술로서, 보다 상세하게는 변조 지수 추정을 하지 않으면서도 수신 감도를 개선하도록 복수의 복소 차등 판별기의 출력값을 최대 우도 계열 추정(MLSE, Maximum Likelihood Sequence Estimation) 기법을 이용하여 주파수 편이 변조 신호(FSK, Frequency Shift Keying)를 복구하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
본 발명의 주파수 편이 변조 신호의 수신 장치는 FSK 수신 신호의 기저 대역 신호의 공액 복소수(Complex Conjugate)를 이용하는 복수의 차수를 가지는 복소 차등 판별기(Complex Differential Discriminator) 및 상기 복수의 차수를 가지는 복소 차등 판별기의 출력값에 최대 우도 계열 추정(MLSE, Maximum Likelihood Sequence Estimation) 기법을 적용하여 심볼을 복구하는 복구 회로를 포함한다.

Description

주파수 편이 변조 신호의 수신 방법 및 장치 {FREQUENCY SHIFT KEYING SIGNAL RECEIVING METHOD AND DEVICE}
본 발명은 주파수 편이 변조(FSK, Frequency Shift Keying) 신호의 수신 방법 및 장치에 관한 기술로서, 보다 상세하게는 주파수 편이 변조 신호의 수신 감도를 개선하도록 새롭게 제안된 차등 판별기(Differential Discriminator)의 구조를 채택한 주파수 편이 변조 신호를 복구하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
본 발명은 산업통상자원부 및 한국산업기술평가관리원의 산업핵심기술개발사업의 일환으로 수행한 연구로부터 도출된 것이다[과제관리번호:10052626, 과제명: BLE (Bluetooth Low-Energy) v4.2 지원 통신용 반도체 IP 및 위치 추적 SoC 개발].
디지털 무선 통신 시스템은 데이터 송신을 위하여 많은 종류의 변조 방식을 이용한다. 일반적으로 블루투스(Bluetooth), Wireless M-Bus 그리고 Wi-SUN 같은 통신 표준에서 가우시안 주파수 편이 변조(Gaussian Frequency Shift Keying)와 같은 변조 방식이 사용된다. 가우시안 주파수 편이 변조(Gaussian Frequency Shift Keying) 방식은 주파수 편이 변조(Frequency Shift Keying) 신호의 입력을 가우시안 필터(Gaussian Filter)에 먼저 통과시킨 것으로서, 주파수 편이 변조(Frequency Shift Keying) 신호의 스펙트럼은 주파수 변조 신호의 특성 상 매우 넓은 대역을 차지하므로, 가우시안 필터(Gaussian Filter)를 통과시켜서 출력 신호의 대역폭을 원하는 만큼 제한하게 된다. 가우시안 필터의 대역폭은 보통 BT product로 표현되며, 블루투스 클래식(Bluetooth Classic) 및 블루투스 스마트(Bluetooth Smart)의 경우, BT(BT product) = 0.5 인 값을 갖는 가우시안 필터를 사용하도록 표준에서 권고하고 있다.
또한, 가우시안 주파수 편이 변조(Gaussian Frequency Shift Keying) 신호의 복조에는 구현이 간단한 차등 판별기(Differential Discriminator)가 주로 많이 사용된다. 블루투스 스마트 응용 분야에서 수신 감도 개선이나 커버리지 확장을 위해서, 기존의 차등 판별 수신기의 개선이 요구되는 상황이며, 수신 감도 개선을 위한 방법으로 최대 우도 계열 추정(MLSE, Maximum Likelihood Sequence Estimation) 방식의 수신기가 많이 연구되고 있다. MLSE 방식의 수신기는 복잡도는 다소 높지만, 기존의 차등 판별기를 이용한 수신기에 비해서 4 dB 이상의 수신 감도 개선이 가능하다.
가우시안 주파수 편이 변조(GFSK: Gaussian Frequency Shift Keying) 신호에 대한 MLSE 방식의 수신기의 대표적인 방법으로는, Laurent이 제안한 분해 방식(Laurent's Decomposition)에 의해서 GFSK 신호를 펄스 폭 변조(Pulse Amplitude Modulation) 신호의 합으로 표현하고, 수신기는 펄스 폭 변조 신호들의 정합 필터(Matched Filter)들과 그 출력 값에 비터비 알고리즘(Viterbi Algorithm)을 적용하여 MLSE 결과를 얻는 수신 방식을 예로 들 수 있다. Laurent의 분해 방식에 의하면 임의의 위상 변조 신호를 변조 지수 h를 이용하여 표현할 수 있는데, MLSE 방식의 수신기에서는 변조 지수 h를 일정한 값으로 가정하고 신호를 처리하므로, 실제의 변조 지수 h가 미리 가정한 값과 차이가 크면 신호의 복원이 쉽지 않은 문제가 있다.
블루투스 클래식 표준에서 허용하는 변조 지수 변화량이 0.28 ~ 0.35 이고, 블루투스 스마트 표준에서 허용하는 변조 지수 변화량이 0.45 ~ 0.55인 것을 고려해 볼 때, 기존 방식의 GFSK MLSE 수신기에서는 정확한 변조 지수 추정(Modulation Index Estimation)이 반드시 필요하다고 할 수 있다.
이러한 주파수 편이 변조(FSK)의 MLSE 수신기를 간략히 구성한 선행기술의 일 예가 한국등록특허 제10-0544245호 "주파수 편이 변조된 심볼의 수신 및 복구 장치"에 기술되어 있다.
도 1은 상기 종래 기술의 주파수 편이 변조된 심볼의 수신 장치를 나타낸 것이다. 도 1의 수신 장치는 송신기로부터 가우시안 주파수 편이 변조(Gaussian Frequency Shift Keying) 신호를 검출하기 위한 안테나를 포함한다. 안테나에 의하여 검출된 수신 신호는 수신 신호를 다운 컨버팅하기 위한 주파수 다운 변환기(110)로 연결된다. 주파수 다운 변환기(110)는 원하는 채널을 선택적으로 튜닝하기 위하여 4차의 선택성 필터(120)에 연결된다.
상기 선행기술은 선택적으로 원하는 채널을 통과시키고, 원하지 않는 채널을 제거하기 위한 선택성 필터(120)를 포함한다. 선택성 및 인접 채널 제거를 개선하기 위하여, 선택성 필터(120)의 BT는 바람직하게는 송신기 필터 BT의 1/2 정도로 설계된다(즉, 송신기 필터 BT를 0.5라고 가정하였을 때 선택성 필터 BT=0.25). 선택성 필터의 대역폭이 지나치게 좁으면 심각한 ISI(심볼 간 간섭)를 야기하며, 나중에 심볼 복구 시 보상되어야 한다. 판별기(130, Discriminator)는 선택성 필터(120)에 연결되어, 수신된 심볼을 주파수 영역에서 시간 영역 심볼로 변환한다. 심볼 복구 프로세서(140)는 상기 판별기에 연결되어, 2-상태 최대 우도 계열 추정(MLSE) 기술을 통하여 상기 심볼을 복구한다.
이때 종래의 판별기(130)는 신호의 주파수가 중심 주파수로부터 벗어난 편차(deviation)에 비례하는 전압 신호를 생성하며, 기저 대역 신호라 하더라도 주파수 도메인에서 변이를 가지고 있는 주파수 도메인 신호를 시간 도메인 신호로 변환하는 기능을 가질 수 있다.
상기 선행기술에서도 선택성 필터(120), MLSE 기반의 심볼 복수 프로세서(140) 모두 변조 지수 h를 가정한 상태에서 설계가 용이하고, 변조 지수 h의 예측에 실패한 경우 성능 저하가 우려되는 문제점이 있다.
이처럼 기존의 GFSK-MLSE 신호 복원 방식은 블루투스 표준에서 규정하고 있는 변조 지수의 허용 변화량으로 인하여 성능 저하가 필연적으로 발생하는 문제점이 있다. 또한 채널 추정을 통하여 변조 지수를 파악하기가 쉽지 않은 점도 종래 기술의 문제점으로 알려져 있다.
한국등록특허 제10-0544245호 (등록일 2006.01.11)
본 발명은 주파수 편이 변조 신호의 수신 방법 및 장치에 관한 기술로서, 보다 상세하게는 수신기에서 변조 지수 추정을 하지 않으면서도 수신 감도를 개선하도록 복수의 복소 차등 판별기의 출력값을 최대 우도 계열 추정(MLSE, Maximum Likelihood Sequence Estimation) 기법을 이용하여 주파수 편이 변조 신호(FSK, Frequency Shift Keying)를 복구하는 방법 및 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명은 송신 신호의 변조 지수 변화에 강인한(robust) MLSE 기법의 수신 및 신호 복원 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명은 주파수 편이 변조된 채널을 통하여 송신된 수신 신호의 기저 대역 신호를 생성하고, 생성된 수신 신호의 기저 대역 신호의 공액 복소수를 이용하는 복수의 복소 차등 판별기의 출력값에 최대 우도 계열 추정(MLSE, Maximum Likelihood Sequence Estimation) 기법을 적용하여 심볼을 복구하는 장치 및 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명은 일반적인 가우시안 주파수 편이 변조 신호의 최대 우도 계열 추정 수신기의 구성에서 변조 지수 추정을 제거함으로써 구현의 복잡도를 낮추는 것을 목적으로 한다.
본 발명은 임의의 변조 지수를 가지는 가우시안 주파수 편이 변조(Gaussian Frequency Shift Keying) 신호에 최대 우도 계열 추정(MLSE, Maximum Likelihood Sequence Estimation) 기법을 적용하여 심볼을 복구할 수 있는 수신기를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명은 임의의 변조 지수를 갖는 가우시안 주파수 편이 변조(Gaussian Frequency Shift Keying) 신호에 대하여 4dB 이상의 수신 감도 개선이 가능한 주파수 편이 변조 신호의 수신 방법 및 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명은 블루투스 클래식과 블루투스 스마트와 같이 서로 다른 변조 지수를 갖는 가우시안 주파수 편이 변조(Gaussian Frequency Shift Keying) 신호를 동일한 수신기 구조를 이용하여 수신하도록 주파수 편이 변조 신호의 수신 방법 및 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 편이 변조 신호의 수신 장치는 주파수 편이 변조 (FSK, Frequency Shift Keying)된 채널을 통하여 송신된 신호를 수신하고 수신 신호의 기저 대역 신호를 생성하는 수신기의 프론트 엔드 회로, 상기 수신 신호의 기저 대역 신호의 공액 복소수(Complex Conjugate)를 이용하는 복수의 차수를 가지는 복소 차등 판별기(Complex Differential Discriminator) 및 상기 복수의 차수를 가지는 복소 차등 판별기의 출력값에 최대 우도 계열 추정(MLSE, Maximum Likelihood Sequence Estimation) 기법을 적용하여 심볼을 복구하는 복구 회로를 포함한다. 복수의 복소 차등 판별기는 1차, 2차, .... N차의 차수를 가지는 복소 차등 판별기 각각을 포함하며 복수의 복소 차등 판별기의 최대 차수가 N인 경우 N개의 복소 차등 판별기들이 구성된다.
1차의 복소 차등 판별기는 기저 대역 신호를 1 심볼 구간만큼 지연시킨 신호의 공액 복소수를 얻은 후에 지연 신호의 공액 복소수 신호와 기저 대역 신호를 서로 곱한다. 2차의 복소 차등 판별기는 기저 대역 신호를 2 심볼 구간만큼 지연시킨 신호의 공액 복소수 신호와 기저 대역 신호를 서로 곱한다. N차의 복소 차등 판별기는 기저 대역 신호를 N 심볼 구간만큼 지연시킨 신호의 공액 복소수 신호와 기저 대역 신호를 서로 곱한다.
상기 송신된 신호는 상기 주파수 편이 변조된 채널을 통과하기 전에 가우시안 필터(Gaussian Filter)를 통과할 수 있다.
이 때, 상기 가우시안 필터의 대역폭에 따라 복수의 복소 차등 판별기의 최대 차수가 결정될 수 있으며, 상기 최대 우도 계열 추정 기법은 비터비 알고리즘이고, 상기 가우시안 필터의 대역폭에 따라 상기 비터비 알고리즘의 상태(state)의 수가 결정될 수 있다. 수신기에서 사용될 복수의 복소 차등 판별기의 최대 차수 N은 가우시안 주파수 편이 변조의 가우시안 필터의 BT product 에 의하여 결정될 수 있다. 가우시안 필터의 BT product에 의하여 가우시안 필터의 길이가 결정되므로 달리 표현하면 가우시안 필터의 길이에 따라서 복수의 복소 차등 판별기의 최대 차수가 결정될 수 있다.
가우시안 필터의 길이가 L이라면 최대 L차의 복수의 복소 차등 판별기가 필요하다(이때 N = L ). 블루투스 클래식 및 블루투스 스마트의 경우 BT = 0.5이고, 이 때 가우시안 필터의 에너지는 99.999% 이상이 3 심볼 이내에 집중되므로 1차, 2차 및 3차의 복소 차등 판별기로 이루어진 복수의 복소 차등 판별기의 출력 값을 이용하여 최대 우도 계열 추정(MLSE)을 적용하면 원하는 성능을 얻을 수 있다.
또한 비터비 알고리즘(Viterbi Algorithm)의 상태(state)의 개수도 가우시안 필터의 길이에 영향을 받는다. 가우시안 필터의 길이가 L이면 비터비 알고리즘의 상태는 (L-1) 개의 메모리로 표현할 수 있다. (L-1) 개의 메모리로 표현되는 상태의 수는 2L-1이다. 앞서 설명한 바와 같이 블루투스 클래식 및 블루투스 스마트에서는 가우시안 필터의 길이가 3이므로 비터비 알고리즘의 상태의 수는 23-1 = 4 개이고, 4개의 상태를 구성하여 비터비 알고리즘을 적용할 수 있다.
또한, 상기 복소 차등 판별기의 출력값은 실수(real) 부분과 허수(imaginary) 부분을 모두 포함할 수 있다. 종래 기술은 기저 대역 신호의 지연 신호의 공액 복소수 신호와 기저 대역 신호를 서로 곱한 후 그 출력의 실수 부분 또는 허수 부분의 한 쪽만을 이용하지만 본 발명의 수신기에서는 복소 차등 판별기의 출력의 실수 부분과 허수 부분을 모두 이용하여 비터비 알고리즘의 내부 Branch Metric 연산에 활용할 수 있다. N,차의 복소 차등 판별기의 출력 값이 모두 비터비 알고리즘의 입력으로 이용될 수 있다.
상기 송신된 신호는 상기 주파수 편이 변조된 채널을 통과하기 전에 가우시안 필터(Gaussian Filter)를 통과할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 편이 변조 신호의 수신 방법은 주파수 편이 변조 (FSK, Frequency Shift Keying)된 채널을 통하여 송신된 신호를 수신하는 단계, 상기 수신 신호의 기저 대역 신호를 생성하는 단계, 상기 수신 신호의 기저 대역 신호의 공액 복소수(Complex Conjugate)를 이용하는 복수의 차수를 가지는 복소 차등 판별기(Complex Differential Discriminator)의 출력값을 생성하는 단계 및 상기 복소 차등 판별기의 출력값에 최대 우도 계열 추정(MLSE, Maximum Likelihood Sequence Estimation) 기법을 적용하여 심볼을 복구하는 단계를 포함한다.
본 발명에 따르면 주파수 편이 변조된 채널을 통하여 송신된 수신 신호의 기저 대역 신호를 생성하고, 생성된 수신 신호의 기저 대역 신호의 공액 복소수(Complex Conjugate)를 이용하는 1차부터 N차까지 복수의 복소 차등 판별기(Complex Differential Discriminator)의 출력값에 최대 우도 계열 추정(MLSE, Maximum Likelihood Sequence Estimation) 기법을 적용하여 심볼을 복구하는 장치를 구현할 수 있다(N은 2 이상의 자연수). 본 발명에 따르면 최대 우도 계열 추정(MLSE, Maximum Likelihood Sequence Estimation) 기법을 적용한 수신기에서 변조 지수를 추정하지 않고도 심볼을 복구하는 방법 및 장치를 제공하여 구현의 복잡도를 낮출 수 있다.
본 발명에 따르면 복소 차등 판별기를 이용하여 얻어진 출력값의 실수부와 허수부를 모두 사용하여 최대 우도 계열 추정에 사용함으로써 임의의 변조 지수에 대응할 수 있다.
본 발명에 따르면 임의의 변조 지수를 갖는 가우시안 주파수 편이 변조(Gaussian Frequency Shift Keying) 신호에 대해서 4dB 이상의 수신 감도 개선이 가능한 주파수 편이 변조 신호의 수신 장치를 구현할 수 있다.
본 발명에 따르면 수신기에서 변조 지수를 추정하지 않고도 가우시안 주파수 편이 변조 신호의 변조 지수 변화에 강인한(robust) 특성을 지닌 수신기를 구현할 수 있다.
본 발명에 따르면 블루투스 클래식과 블루투스 스마트와 같이 서로 다른 변조 지수를 갖는 가우시안 주파수 편이 변조(Gaussian Frequency Shift Keying) 신호를 동일한 수신기 구조를 이용하여 수신하도록 주파수 편이 변조 신호의 수신 장치를 구현할 수 있다.
도 1은 종래의 주파수 편이 변조된 심볼의 수신 장치를 나타낸 것이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 편이 변조 신호의 수신 장치를 나타낸 도면이다..
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 장치의 복소 차등 판별기를 보다 상세하게 나타낸 도면이다.
도 4는 비터비 알고리즘(Viterbi Algorithm)의 트렐리스 상태 천이도를 나타낸 도면이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 블루투스 클래식(h=0.32)에서의 MLSE 수신 성능을 종래의 수신기와 비교한 그래프이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 블루투스 스마트(h=0.5)에서의 MLSE 수신 성능을 종래의 수신기와 비교한 그래프이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 블루투스 클래식에서 변조 지수 변화 (0.28~0.35)에 따른 MLSE 수신 성능을 나타낸 그래프이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 블루투스 스마트에서 변조 지수 변화 (0.45~0.55)에 따른 MLSE 수신 성능을 나타낸 그래프이다.
도 9는 종래의 가우시안 주파수 편이 변조 신호의 MLSE 수신기를 나타낸 도면이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 편이 변조 신호의 수신 방법을 나타낸 동작 흐름도이다.
상기 목적 외에 본 발명의 다른 목적 및 특징들은 첨부 도면을 참조한 실시 예에 대한 설명을 통하여 명백히 드러나게 될 것이다.
본 발명의 바람직한 실시예를 첨부된 도면들을 참조하여 상세히 설명한다. 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명은 생략한다.
그러나, 본 발명이 실시예들에 의해 제한되거나 한정되는 것은 아니다. 각 도면에 제시된 동일한 참조 부호는 동일한 부재를 나타낸다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 편이 변조 신호의 수신 장치를 나타낸 도면이다..
도 2에 도시된 것처럼 본 발명의 일 실시예예 따른 주파수 편이 변조 신호의 수신 장치는 판별기 스테이지(220)의 복수의 복소 차등 판별기(221)를 사용하여 변조 지수의 변화에 강인하고 변조 지수의 추정이 불필요한 수신 장치를 제공할 수 있다.
도 2의 수신 장치는 종래의 수신기와 같이 송신기로부터 주파수 편이 변조(FSK, Frequency Shift Keying)신호를 검출하기 위한 안테나를 포함하고, 안테나에 의하여 검출된 수신 신호는 수신 신호를 다운 컨버팅하기 위한 주파수 다운 변환기(210)로 연결된다. 이러한 안테나 및 주파수 다운 변환기(210)를 프론트 엔드 회로라 부르기도 한다.
이 후, 주파수 다운 변환기(210)를 통하여 다운 컨버팅된 수신 신호는 선택성 필터(211)를 통과하여 복수의 복소 차등 판별기(221)로 이루어진 판별기 스테이지(220)를 통과한다.
프론트 엔드 회로는 주파수 편이 변조 (FSK, Frequency Shift Keying)된 채널을 통하여 송신된 신호를 수신한 후 다운 컨버팅하여 기저 대역 신호를 생성한다. 복수의 복소 차등 판별기(221)로 이루어진 판별기 스테이지(220)는 수신 신호의 기저 대역 신호의 공액 복소수(Complex Conjugate)를 이용하여 1차, 2차, ... N차의 판별 결과 값을 출력한다.
종래의 복소 차등 판별기와 달리 본 발명의 복소 차등 판별기(221)는 출력 값의 실수(real) 부분과 허수(imaginary) 부분을 모두 출력할 수 있다. 도 2의 복구 회로(230)는 복소 차등 판별기(221)의 출력값에 최대 우도 계열 추정(MLSE) 기법을 적용하여 주파수 편이 변조되기 전의 심볼을 복구한다. 이때 복구 회로(230)는 복소 차등 판별기(221)의 출력 값의 실수 부분과 허수 부분을 모두 이용함으로써 임의의 변조 지수에 대응하여 심볼을 복구할 수 있다. 도 2의 수신 장치는 임의의 변조 지수에 대응하여 심볼을 복구할 수 있으므로 변조 지수의 변화에 강인하며(robust), 변조 지수의 추정을 필요로 하지 않는다. 변조 지수의 추정이 필요하지 않으므로 하드웨어 상으로 변조 지수 추정 모듈을 생략할 수 있어 생산 원가를 절감할 수 있는 효과가 있다.
본 발명의 또 다른 일 실시예로서, 주파수 편이 변조된 채널을 통과하기 전에 가우시안 필터(Gaussian Filter)를 통과한 신호를 수신할 수도 있으며, 이 때, 가우시안 필터의 대역폭(BT product)에 따라 복소 차등 판별기의 차수가 결정된다. 예를 들어, 가우시안 필터의 대역폭이 0.5인 경우 복수의 복소 차등 판별기의 차수는 3이 바람직하다.
이 때, 복귀 회로에서 적용되는 최대 우도 계열 추정 기법은 비터비 알고리즘으로 사용할 수 있으며, 이에 따라, 판별기 스테이지(220)의 복수의 복소 차등 판별기(221)의 출력을 비터비 알고리즘(Viterbi Algorithm)의 입력으로 사용함으로써, 변조 지수 오차에 의해서 누적적으로 발생하는 가지 메트릭(Branch Metric)의 오차 문제를 해결할 수 있다. 이 때, 가우시안 필터의 대역폭에 따라 비터비 알고리즘의 상태(state)의 수를 결정할 수도 있다.
가우시안 주파수 편이 변조(GFSK: Gaussian Frequency Shift Keying) 신호에 대한 MLSE 방식을 적용한 신호 해석의 대표적인 방법으로는, Laurent이 제안한 분해 방식(Laurent's Decomposition)에 의해서 GFSK 신호를 펄스 폭 변조(Pulse Amplitude Modulation) 신호의 합으로 표현하고, 수신기는 펄스 폭 변조 신호들의 정합 필터(Matched Filter)들과 그 출력 값에 비터비 알고리즘(Viterbi Algorithm)을 적용하여 MLSE 결과를 얻는 수신 신호의 해석 방식을 예로 들 수 있다.
GFSK 수신 신호 r(t)는 수신기의 기저 대역 신호로 하기 수학식 1과 같이 표현된다.
[수학식 1]
Figure pat00001
여기서 θ(t)는 수신 신호 r(t)의 위상이고, n(t)는 복소 가우시안 노이즈(complex Gaussian noise) 신호이며 zero-mean을 가진다. g(t)는 위상 천이 함수(phase shift function), h는 변조 지수(Modulation Index)이고,
Figure pat00002
는 n번째 비트 스트림의 송신 데이터, T는 bit duration을 의미한다.
Laurent이 제안한 분해 방식(Laurent's Decomposition)에 따르면, 위상 천이 함수 g(t)의 길이가 L이라면, GFSK 신호는 2L-1개의 펄스 진폭 변조 신호의 합으로서, 하기 수학식 2와 같이 표현된다.
[수학식 2]
Figure pat00003
Figure pat00004
는 k번째 펄스 진폭 변조 신호의 n번째 비트 스트림이고, hk(t)는 k번째 펄스 진폭 변조 신호를 나타내는 함수로서, 펄스의 유한한 non-zero 구간의 파형을 나타낸다.
본 발명의 수신 장치의 신호를 해석하기에 앞서, 설명의 편의상 종래 기술의 MLSE 수신 장치의 신호 해석 방법을 소개한다. 본 발명과 대비되는 종래 기술로서 도 9의 GFSK - MLSE 수신기가 도시된다.
도 9를 참조하면, 종래의 GFSK - MLSE 수신기는 m=2L-1개의 정합 필터(Matched Filter) 요소(921, 922)로 이루어진 정합 필터 스테이지(920)와 비터비 알고리즘(Viterbi Algorithm)이 적용된 복구 회로(930)로 구성된다. 도 9에서도 안테나와 주파수 다운 변환기(910) 및 선택성 필터(911)의 동작은 도 1 및 도 2와 동일하므로 중복된 설명은 생략한다.
도 9의 수신기는 2L-1개의 정합 필터(Matched Filter) 출력을 이용하여, n번째 비트 스트림의 Branch Metric BM(n)이 최대화되는 방향으로 비터비 알고리즘(Viterbi Algorithm)을 수행한다. 이러한 비터비 알고리즘에 의한 MLSE 복구 회로(930)의 동작 원리는 하기 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 3]
Figure pat00005
이 때,
Figure pat00006
는 정합 필터(Matched Filter)의 출력을 의미한다.
블루투스 클래식(Bluetooth Classic) 및 블루투스 스마트(Bluetooth Smart)의 경우처럼, BT가 0.5 인 경우에는 첫 번째 펄스 ho(t)에 대부분의 신호 에너지가 전송되므로, 수신 신호 r(t)는 하기 수학식 4와 같이 근사가 가능하다.
[수학식 4]
Figure pat00007
또한, 비터비 알고리즘(Viterbi Algorithm)을 위한 n번째 비트 스트림의 Branch Metric BM(n)도 하기 수학식 5와 같이 표현할 수 있다.
[수학식 5]
Figure pat00008
Re( )는 실수부를 의미하며, 이 때,
Figure pat00009
는 첫 번째 펄스에 대한 정합 필터(Matched Filter)의 출력을 의미한다.
따라서, 블루투스 클래식(Bluetooth Classic) 및 블루투스 스마트(Bluetooth Smart)의 경우에는, 1개의 정합 필터(Matched Filter)와 비터비 알고리즘(Viterbi Algorithm)으로 구현 가능하며, 성능 저하도 크지 않다. 다만, Laurent이 제안한 분해 방식(Laurent's Decomposition)에 따르면, 도 9의 수신 장치에 의하여 심볼 복원에 이용되는 판별값
Figure pat00010
는 하기 수학식 6과 같이 표현할 수 있다.
[수학식 6]
Figure pat00011
비터비 알고리즘(Viterbi Algorithm)을 위한 Branch Metric 계산 시 사용되는
Figure pat00012
값은 송신 데이터
Figure pat00013
을 누적하여 변조 지수 h와 곱하게 되므로, 송신기와 수신기 사이의 변조 지수 오차가 클 경우, 송신 데이터의 길이가 늘어남에 따라서, 계산된 Branch Metric의 오차는 누적되어 커지는 문제가 있다. 이로 인해 수신기의 성능 저하가 커지게 되므로, 기존 방식의 GFSK MLSE 수신기에서는 정확한 변조 지수 추정(Modulation Index Estimation)이 필요하다.
또한, 블루투스 클래식 표준에서 허용하는 변조 지수 변화량이 0.28 ~ 0.35 이고, 블루투스 스마트 표준에서 허용하는 변조 지수 변화량이 0.45 ~ 0.55인 것을 고려해 볼 때, 기존 방식의 GFSK MLSE 수신기에서는 정확한 변조 지수 추정(Modulation Index Estimation)이 반드시 필요하다고 할 수 있다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 장치의 복소 차등 판별기를 보다 상세하게 나타낸 도면이다.
도 3의 프론트 엔드 회로인 안테나, 주파수 다운 변환기(310) 및 선택성 필터(311)의 자세한 설명은 도 2와 중복되므로 생략한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 판별기 스테이지(320)의 1차 차등 판별기(Differential Discriminator)(321)는 기저 대역 신호와 기저 대역 신호를 1 심볼 구간 지연시킨 신호를 공액 복소수(Conjugate) 처리한 다음 곱하는 것이고, 2차 차등 판별기(322)는 기저 대역 신호와 기저 대역 신호를 2 심볼 구간 지연시킨 신호를 공액 복소수 처리한 다음 곱할 수 있다. 따라서, N차의 차등 판별기는 기저 대역 신호와 기저 대역 신호를 N 심볼 구간 지연 시킨 신호를 공액 복소수 처리한 다음 곱하는 것을 의미한다.
종래의 차등 판별기는 기저 대역 신호와 그 기저 대역 신호의 지연 신호를 공액 복소수 처리한 다음 곱한 후 출력 값의 실수(real) 부분이나 허수(imaginary) 부분의 한 쪽만을 출력하는데, 본 발명의 복구 회로(330)는 복수의 차등 판별기(321 내지 323)의 출력 값의 실수 부분과 허수 부분을 모두 이용하여 최대 우도 계열 추정(MLSE, Maximum Likelihood Sequence Estimation) 기법인 비터비 알고리즘(Viterbi Algorithm)의 내부 Branch Metric 계산에 활용할 수 있다. 즉, 복구 회로(330)는 1차/2차/ ... /N차의 복소 차등 판별기(321 내지 323)의 출력 값의 실수 부분과 허수 부분 모두를 비터비 알고리즘 입력으로 이용한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 수신 장치에서 사용될 복소 차등 판별기(321 내지 323)의 최대 차수는 가우시안 주파수 편이 변조(GFSK)의 가우시안 필터의 대역폭(BT product)에 의해서 결정될 수 있다.
가우시안 필터의 대역폭(BT product)에 의해서 가우시안 필터의 길이가 결정되는 경우, 가우시안 필터의 길이에 따라서 복소 차등 판별기(321 내지 323)의 최대 차수가 결정된다. 예를 들어, 가우시안 필터의 길이가 L이라면, 1차/2차/ ... /L차의 복소 차등 판별기가 필요하다. 블루투스 클래식 및 블루투스 스마트의 경우 BT = 0.5 이고, 이 때 가우시안 필터의 에너지가 99.999% 이상이 3 심볼 이내에 집중되므로, 1차와 2차와 3차의 복소 차등 판별기 출력 값을 이용하여 최대 우도 계열 추정(MLSE, Maximum Likelihood Sequence Estimation) 기법을 사용하게 되면, 사용자가 원하는 성능을 얻을 수 있다. 즉 BT = 0.5인 경우에는 복소 차등 판별기의 최대 차수는 3차이므로, 판별기 스테이지(320)는 도 3에 도시된 것처럼 1차 복소 차등 판별기(321), 2차 복소 차등 판별기(322), 및 3차 복소 차등 판별기(323)을 포함하여 구성될 수 있다.
또한, 비터비 알고리즘(Viterbi Algorithm)의 상태(state)의 개수도 가우시안 필터의 길이에 영향을 받는다. 가우시안 필터의 길이가 L이라면, 비터비 알고리즘의 상태(state)는 L-1개의 메모리로 표현하면 되므로, 2^(L-1) 개의 상태(state)를 가진다. 블루투스 클래식 및 블루투스 스마트는 가우시안 필터의 길이가 3 이므로, 4 = 2^(3-1)개의 상태(state)를 구성하여 비터비 알고리즘을 적용할 수도 있다.
블루투스 클래식 및 블루투스 스마트와 같이 가우시안 필터의 대역폭이 0.5 일 때를 보다 상세하게 설명하자면, 가우시안 필터의 대역폭이 0.5 일 때, 가우시안 필터(Gaussian Filter)의 길이가 3 심볼이므로, 1차/2차/3차의 복소 차등 판별기(Complex Differential Discriminator)가 필요하다. 따라서, 수신 장치는 도 3에 도시된 것과 같이 1차/2차/3차의 복소 차등 판별기와 최대 우도 계열 추정(MLSE, Maximum Likelihood Sequence Estimation)로 구성된다.
1차/2차/3차 복소 차등 판별기(Complex Differential Discriminator)의 n번째 출력을 각각
Figure pat00014
라고 할 때, 최대 우도 계열 추정(MLSE, Maximum Likelihood Sequence Estimation)기법인 비터비 알고리즘(Viterbi Algorithm)의 n번째 가지 메트릭(Branch Metric)은 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 7]
Figure pat00015
이 때, h는 변조 지수를 의미하고,
Figure pat00016
는 n, n-1, n-2 번째 송신 데이터 이며 +1 또는 -1의 값을 가진다.
특히 블루투스 스마트의 경우와 같이, 변조 지수가 0.5 인 경우에는 비터비 알고리즘(Viterbi Algorithm)의 n번째 Branch Metric은 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다. [수학식 8]
Figure pat00017
임의의 변조 지수에 대해서는 복소 차등 판별기(Complex Differential Discriminator) 출력의 실수 부분과 허수 부분을 모두 사용하여 비터비 알고리즘의 n번째 Branch Metric을 구성하지만, 변조 지수가 0.5인 경우에는 예외적으로 간단하게 복소 차등 판별기(Complex Differential Discriminator) 출력의 실수 부분과 허수 부분 중 어느 한쪽만 사용하여 비터비 알고리즘의 n번째 Branch Metric을 구성할 수도 있다.
이 때, 비터비 알고리즘(Viterbi Algorithm)은 4개의 상태(state)로 구성되며, 송신 데이터 값에 따른 상태(state)의 천이는 도 4와 같이 나타낼 수 있다.
도 4는 비터비 알고리즘(Viterbi Algorithm)의 트렐리스 상태 천이도를 나타낸 도면이다. 도 4를 참조하면 비터비 알고리즘은 n번째 수신 데이터가 들어올 때마다 4개의 상태(state)에 대해서 가지 메트릭(Branch Metric)을 계산하고, 이러한 가지 메트릭(Branch Metric)을 각 상태(state)별로 누적하여 경로 메트릭(Path Metric)을 계산한다. 일정한 길이(Trace Back Length) 만큼 누적된 경로 메트릭(Path Metric) 중 가장 큰 값을 가지는 상태(state)에서부터 역추적 디코딩(trace back decoding)을 하여 송신 데이터를 복원할 수 있다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 블루투스 클래식(h=0.32)에서의 MLSE 수신 성능을 MLSE 없이 심볼 판정하는 종래의 수신기와 비교한 그래프이다.
도 5를 참조하면 MLSE를 사용하지 않는 종래 수신 장치의 경우 Bit Error Rate 0.001 레벨을 확보하기 위해서는 신호의 SNR이 16 ~ 17 dB 레벨을 유지해야 한다. 그러나 본 발명의 일 실시예에 따른 새로운 MLSE 수신 장치의 경우 Bit Error Rate 0.001 레벨을 확보하기 위하여 신호의 SNR이 11 ~ 12 dB 레벨을 유지하면 되므로, 종래의 MLSE 수신 장치 대비 4 dB 수준 이상의 성능 개선이 있음을 알 수 있다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 블루투스 스마트(h=0.5)에서의 MLSE 수신 성능을 종래의 수신기와 비교한 그래프이다.
도 6을 참조하면 Bit Error Rate 0.001을 확보하기 위하여 종래 수신 장치는 13 dB 레벨의 SNR을 유지해야 하지만 새롭게 제안된 MLSE 수신 장치는 9 dB 레벨의 SNR을 유지하면 되므로 4 dB 레벨의 성능 개선이 있음을 알 수 있다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 블루투스 클래식에서 변조 지수 변화 (0.28~0.35)에 따른 MLSE 수신 성능을 나타낸 그래프이다.
도 7을 참조하면 변조 지수 h=0.35를 타겟으로 설계된 본 발명의 MLSE 수신 장치는 Bit Error Rate 0.001을 달성하기 위하여 11.5 dB 레벨의 SNR을 유지해야 한다. 한편 변조 지수의 변화로 인하여 h=0.32로 신호가 전송된 경우에도 본 발명의 MLSE 수신 장치는 Bit Error Rate 0.001을 달성하기 위하여 11.7 dB 레벨의 SNR을 유지해야 하므로 성능의 저하가 무시할 수 있는 정도이다. 변조 지수 h=0.28로 신호가 전송된 경우에도 본 발명의 MLSE 수신 장치는 Bit Error Rate 0.001을 달성하기 위하여 13 dB 레벨의 SNR을 유지해야 하므로 성능의 저하가 크지 않다. 따라서 본 발명의 MLSE 수신 장치는 변조 지수 h의 변화에 강인하며 임의의 변조 지수에도 대응할 수 있음을 확인할 수 있다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 블루투스 스마트에서 변조 지수 변화 (0.45~0.55)에 따른 MLSE 수신 성능을 나타낸 그래프이다.
도 8을 참조하면 본 발명의 MLSE 수신 장치에서 변조 지수 h=0.5와 변조 지수 h=0.55인 경우는 서로 구별하기 어려울 정도로 성능이 우수하여 변조 지수의 변화에 강인하며, 변조 지수 h=0.45로 변동되더라도 성능의 저하는 1 dB 이내임을 알 수 있다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 편이 변조 신호의 수신 방법을 나타낸 동작 흐름도이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 주파수 편이 변조 신호의 수신 방법은 주파수 편이 변조 (FSK, Frequency Shift Keying)된 채널을 통하여 송신된 신호를 수신하고(S1010), 수신 신호의 기저 대역 신호를 생성한다(S1020).
이후, 수신 신호의 기저 대역 신호의 공액 복소수(Complex Conjugate)를 이용하는 복수의 차수를 가지는 복소 차등 판별기(Complex Differential Discriminator)의 출력값을 생성하고(S1030), 복소 차등 판별기의 출력값에 최대 우도 계열 추정(MLSE, Maximum Likelihood Sequence Estimation) 기법을 적용하여 심볼을 복구한다(S1040).
이 때, 복소 차등 판별기의 출력값은 수신 신호의 기저 대역 신호의 출력 값의 실수(real) 부분과 허수(imaginary) 부분을 모두 이용할 수 있다.
또한, 송신된 신호는 주파수 편이 변조된 채널을 통과하기 전에 가우시안 필터(Gaussian Filter)를 통과할 수도 있으며, 이 때, 가우시안 필터의 대역폭에 따라 복소 차등 판별기의 차수가 결정될 수 있다. 또한, 최대 우도 계열 추정 기법(MLSE)은 비터비 알고리즘이고, 가우시안 필터의 대역폭에 따라 상기 비터비 알고리즘의 상태(state)의 수를 결정할 수도 있다.
이상과 같이 본 발명에서는 구체적인 구성 요소 등과 같은 특정 사항들과 한정된 실시예 및 도면에 의해 설명되었으나 이는 본 발명의 보다 전반적인 이해를 돕기 위해서 제공된 것일 뿐, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통상적인 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다.
따라서, 본 발명의 사상은 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며, 후술하는 특허청구범위뿐 아니라 이 특허청구범위와 균등하거나 등가적 변형이 있는 모든 것들은 본 발명 사상의 범주에 속한다고 할 것이다.
310: 주파수 다운 변환기
320: 판별기 스테이지
330: MLSE를 이용한 복구 회로

Claims (10)

  1. 주파수 편이 변조 (FSK, Frequency Shift Keying)된 채널을 통하여 송신된 신호를 수신하고, 수신 신호의 기저 대역 신호를 생성하는 수신기의 프론트 엔드 회로;
    상기 수신 신호의 기저 대역 신호의 공액 복소수(Complex Conjugate)를 이용하는 복수의 차수를 가지는 복소 차등 판별기(Complex Differential Discriminator); 및
    상기 복수의 차수를 가지는 복소 차등 판별기의 출력값에 최대 우도 계열 추정(MLSE, Maximum Likelihood Sequence Estimation) 기법을 적용하여 심볼을 복구하는 복구 회로;
    를 포함하는 주파수 편이 변조 신호의 수신 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 복소 차등 판별기의 출력값은 실수(real) 부분과 허수(imaginary) 부분을 모두 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 편이 변조 신호의 수신 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 송신된 신호는 상기 주파수 편이 변조된 채널을 통과하기 전에 가우시안 필터(Gaussian Filter)를 통과하는 것을 특징으로 하는 주파수 편이 변조 신호의 수신 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 가우시안 필터의 대역폭에 따라 상기 복소 차등 판별기의 차수가 결정되는 것을 특징으로 하는 주파수 편이 변조 신호의 수신 장치.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 최대 우도 계열 추정 기법은 비터비 알고리즘이고,
    상기 가우시안 필터의 대역폭에 따라 상기 비터비 알고리즘의 상태(state)의 수를 결정하는 것을 특징으로 하는 주파수 편이 변조 신호의 수신 장치.
  6. 주파수 편이 변조 (FSK, Frequency Shift Keying)된 채널을 통하여 송신된 신호를 수신하는 단계;
    상기 수신 신호의 기저 대역 신호를 생성하는 단계;
    상기 수신 신호의 기저 대역 신호의 공액 복소수(Complex Conjugate)를 이용하는 복수의 차수를 가지는 복소 차등 판별기(Complex Differential Discriminator)의 출력값을 생성하는 단계; 및
    상기 복소 차등 판별기의 출력값에 최대 우도 계열 추정(MLSE, Maximum Likelihood Sequence Estimation) 기법을 적용하여 심볼을 복구하는 단계;
    를 포함하는 주파수 편이 변조 신호의 수신 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 복소 차등 판별기의 출력값은 실수(real) 부분과 허수(imaginary) 부분을 모두 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 편이 변조 신호의 수신 방법.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 송신된 신호는 상기 주파수 편이 변조된 채널을 통과하기 전에 가우시안 필터(Gaussian Filter)를 통과하는 것을 특징으로 하는 주파수 편이 변조 신호의 수신 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 가우시안 필터의 대역폭에 따라 상기 복소 차등 판별기의 차수가 결정되는 것을 특징으로 하는 주파수 편이 변조 신호의 수신 방법.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 최대 우도 계열 추정 기법은 비터비 알고리즘이고,
    상기 가우시안 필터의 대역폭에 따라 상기 비터비 알고리즘의 상태(state)의 수를 결정하는 것을 특징으로 하는 주파수 편이 변조 신호의 수신 방법.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20190011068A (ko) * 2017-07-24 2019-02-01 어보브반도체 주식회사 다중 상관 검출을 이용하여 패킷 검출, 심볼 타이밍 포착 및 반송파 주파수 오프셋 추정을 동시에 병렬 수행하는 방법 및 그 블루투스 장치

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101817544B1 (ko) * 2015-12-30 2018-01-11 어보브반도체 주식회사 개선된 반송파 주파수 오프셋 보상을 사용하는 블루투스 수신 방법 및 장치
KR101824399B1 (ko) * 2015-12-30 2018-02-01 어보브반도체 주식회사 개선된 패킷 검출 및 심볼 타이밍 포착 기법을 사용하는 블루투스 수신 방법 및 장치
KR102097367B1 (ko) * 2017-12-29 2020-04-06 어보브반도체 주식회사 직교성을 갖는 동기 워드를 이용한 독립적인 패킷 검출 방법 및 그 수신 장치
CN108616475B (zh) * 2018-04-17 2020-12-18 电子科技大学 一种用于ofdm系统的子载波索引差分调制方法
US10924311B1 (en) * 2020-05-15 2021-02-16 Dialog Semiconductor B.V. Multi-standard BCPM demodulator using Viterbi algorithm
CN114124632B (zh) * 2021-11-23 2024-01-23 江苏势通生物科技有限公司 用于频移键控信号的自适应解调系统、自适应解调方法

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5514998A (en) * 1994-01-27 1996-05-07 Hughes Aircraft Company Method and system for demodulating GMSK signals in a cellular digital packet data system
KR100339661B1 (ko) 2000-05-03 2002-06-05 김춘호 무선 블루투스 시스템의 채널 왜곡 보상 장치
US6728301B1 (en) * 2000-07-07 2004-04-27 Texas Instruments Incorporated System and method for automatic frequency control in spread spectrum communications
US6487240B1 (en) 2000-11-10 2002-11-26 Motorola, Inc. Apparatus for receiving and recovering frequency shift keyed symbols
US6642797B1 (en) 2002-04-25 2003-11-04 Agere Systems, Inc. Normalization methods for automatic requency compensation in bluetooth applications
US6973142B2 (en) 2003-03-19 2005-12-06 Freescale Semiconductor, Inc. Timing synchronization for M-DPSK channels
KR100525002B1 (ko) 2004-01-19 2005-10-31 삼성전자주식회사 파일럿 신호가 왜곡된 채널 환경에서도 반송파를 복조하기위한 알고리즘 및 그 복조 장치
US8411797B2 (en) 2004-01-27 2013-04-02 Texas Instruments Incorporated Frequency offset compensation in a digital frequency shift keying receiver
DE602004009800T2 (de) 2004-09-30 2008-08-28 Sony Deutschland Gmbh Frequenzumtastungs-Demodulator und Verfahren zurFrequenzumtastung
KR101000861B1 (ko) 2008-09-29 2010-12-13 연세대학교 산학협력단 전송 프레임의 심볼 오류를 검출 보상하는 다중 심볼 차등 복호화 장치와 그 방법, 상기 다중 심볼 차등 복호화 장치를 구비하는 이동 방송 수신기, 및 상기 이동 방송 수신기를 구비하는 이동 방송 시스템
US8478136B2 (en) 2009-10-02 2013-07-02 Eye Diagram2 Ip, Llc Electronic compensation of nonlinearity in optical communication
JP5454181B2 (ja) 2010-02-04 2014-03-26 株式会社デンソー 無線受信装置
KR101026407B1 (ko) 2010-03-16 2011-04-07 엘아이지넥스원 주식회사 자동 이득 제어 장치 및 방법
US8401120B1 (en) 2010-05-13 2013-03-19 Qualcomm Incorporated Symbol error detection for bluetooth enhanced data rate packets
CN104143995B (zh) 2013-05-08 2016-06-15 博通集成电路（上海）有限公司 自适应蓝牙接收机及方法
US9571314B1 (en) * 2015-09-23 2017-02-14 Qualcomm Incorporated Systems and methods for joint demodulation and demapping

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20190011068A (ko) * 2017-07-24 2019-02-01 어보브반도체 주식회사 다중 상관 검출을 이용하여 패킷 검출, 심볼 타이밍 포착 및 반송파 주파수 오프셋 추정을 동시에 병렬 수행하는 방법 및 그 블루투스 장치

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