KR100339661B1 - 무선 블루투스 시스템의 채널 왜곡 보상 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 억세스 코드를 수신받는 블루투스 유니트의 수신 신호 채널 왜곡 보상 장치에 관한 것으로서, 수신 신호의 억세스 코드와 기 저장된 억세스 코드간의 상관성을 검출하여 소정 임계치를 넘는 억세스 코드 정보를 제공하는 상관성 검출 블록과; 상관성 검출 블록으로부터의 억세스 코드를 제공받아 수신 신호의 채널 왜곡을 보상하기 위한 최소 채널 왜곡 보상값 정보를 제공하는 수단과; 최소 채널 왜곡 보상값 정보와 상기 수신 신호를 승산하여 수신 신호의 채널 왜곡을 보상하는 승산기를 구비한다 .
따라서, 본 발명에서는 억세스 코드의 상관성을 이용하여 채널 왜곡을 보정한다는 효과가 있다.

Description

무선 블루투스 시스템의 채널 왜곡 보상 장치{APPARATUS FOR COMPENSATING CHANNEL DISTORTION IN BLUETOOTH SYSTEM}
본 발명은 근거리 무선 블루투스(Bluetooth) 시스템에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 송신 중에 발생하는 채널 왜곡을 보상하는 근거리 무선 블루투스 시스템의 채널 왜곡 보상 장치에 관한 것이다.
블루투스는 작고, 저렴한 가격, 적은 전력 소모로 휴대폰, 휴대용 퍼스널 컴퓨터와 같은 휴대 장치들, 네트워크 액세스 포인트들, 기타 주변 장치들간에 작은 구역(10m-100m)내의 무선 연결(2.4GHs ISM Open Band)을 위한 하나의 기술적 규격 사양이다.
GFSK 복조 방식을 사용하는 근거리 무선 블루투스 시스템에서 채널의 진폭과 위상의 왜곡은 복조기의 성능에 영향을 미친다. 더욱이 블루투스 시스템이 주로 이용될 것으로 예상되는 사무실 등의 실내에서는 송신 신호의 반사, 굴절, 회절이나 기타 산란 등의 채널 왜곡으로 말미암아 성능이 더욱 저하되므로 채널 왜곡 보상기에 의한 채널 왜곡의 보상은 필수적이다.
지금까지 제안된 많은 채널 보상 방식은 신호가 전송되는 채널에 관한 정보를 필요로 한다. 일반적으로 채널 정보를 얻기 위해 파일롯 신호나 학습 신호를 사용하여 채널 왜곡 보상기에서 필요로 하는 채널 정보를 제공한다. 이 두 방식은 송신기 구조에 따라 영향을 받으며, 결과적으로 수신단의 복잡도를 초래한다. 파일롯신호를 사용하는 방식은 송신기단에서 특정 주파수에 약속된 신호를 전송함으로써 수신단에서 채널을 통과한 파일롯 신호로부터 채널 정보를 얻는다 . 학습 신호를 사용하는 경우는 데이터를 전송하기 전에 약속된 신호를 전송함으로써 수신단에서 이 신호를 이용하여 채널을 보상한다.
파일롯 신호나 학습 신호를 사용하는 채널 보상 방식을 사용하기 위해서 수신기의 구조가 이들에 대한 정보를 제공할 수 있도록 설계되어야 한다. 일반적으로 통신 시스템의 수신기 구조는 규격으로 정해지기 때문에 이러한 방식을 사용한다는 것은 한정적이다. 뿐만 아니라, 파일롯 신호를 사용하는 경우에는 특정 주파수에 파일롯 신호를 전송하여야 하기 때문에 주파수 효율성이 저하된다. 반면에 학습 신호를 사용하는 방식의 경우는 전송 패킷에 학습 신호를 같이 포함시켜야 하기 때문에 데이터 전송율의 저하를 초래한다. 특히, 현재 상용되고 있는 블루투스 시스템에서는 전력 소모 등의 이유로 파일롯 신호 및 학습 신호를 사용하지 않기 때문에, 채널 정보를 얻을 수 있는 동기 검파는 불가능하다.
한편, 블루투스 시스템에서는 이러한 왜곡을 보상하기 위해서 FEC(forward error control) 및 ARQ(automatic repeat request)의 에러 정정 방식을 사용하고 있다. 그러나, 왜곡된 채널 환경에서 부적절한 FEC 방식이 사용되면, 데이터 오버헤드 및 패킷 재전송 횟수가 증가한다는 문제가 있다.
본 발명은 이러한 문제를 해결하기 위한 것으로서, 본 발명의 목적은 블루투스 시스템에서 사용되는 액세스 코드를 이용하여 채널 왜곡을 보상하는 근거리 무선 블루투스 시스템의 채널 왜곡 보상 장치를 제공하는데 있다.
이러한 목적을 달성하기 위하여 본 발명은 억세스 코드를 수신받는 블루투스 유니트의 수신 신호 채널 왜곡 보상 장치로서, 수신 신호의 억세스 코드와 기 저장된 억세스 코드간의 상관성을 검출하여 소정 임계치를 넘는 억세스 코드 정보를 제공하는 상관성 검출 블록과; 상기 상관성 검출 블록으로부터의 억세스 코드를 제공받아 수신 신호의 채널 왜곡을 보상하기 위한 최소 채널 왜곡 보상값 정보를 제공하는 수단과; 상기 최소 채널 왜곡 보상값 정보와 상기 수신 신호를 승산하여 수신 신호의 채널 왜곡을 보상하는 승산기를 구비한다.
본 발명은 또한 억세스 코드를 수신받는 블루투스 유니트의 수신 신호 채널 왜곡 보상 장치로서, 수신 신호의 억세스 코드와 기 저장된 억세스 코드간의 상관성을 검출하여 상관값()을 제공하는 상관성 검출 블록과;
상기 상관값()을
로 분류하는 분류기와; 상기 분류기의 분류된 값() 에 따라 송신 신호의 FEC를 2/3 FEC, 1/3FEC 또는 FEC를 행하지 않도록 제어하는 에러 제어기를 구비한다.
도 1은 일반적인 GFSK 송신기의 구조를 도시한 도면,
도 2는 무선 블루투스 시스템의 채널을 모델링한 도면,
도 3은 일반적인 GFSK 복조기의 구조를 도시한 도면,
도 4는 블루투스 시스템에서 사용되는 억세스 코드의 구조를 도시한 도면,
도 5는 본 발명에 따른 무선 블루투스 시스템의 채널 왜곡 보상 장치의 블록도,
도 6은 블루투스 시스템에서 수신 모드 슬롯에서의 불확정 영역을 도시한 도면,
도 7은 블루투스 시스템에서 수신 억세스 코드와 정확한 수신 시간 동기가 이루어졌을 때에 상관성 검출 블록의 출력값을 도시한 도면,
도 8은 본 발명에 따른 무선 블루투스 시스템의 채널 왜곡 보상 장치를 간략하게 도시한 도면,
도 9는 BER 측면에서 본 발명에 따른 무선 블루투스 시스템의 채널 왜곡 보상 장치의 성능을 도시한 도면,
도 10은 본 발명에 따른 무선 블루투스 시스템의 채널 왜곡 보상 장치의 다른 실시예를 도시한 도면,
도 11은 본 발명에 따른 무선 블루투스 시스템의 채널 왜곡 보상 장치내 링크 품질 제어 블록의 상세 블록도,
도 12는 본 발명에 따른 무선 블루투스 시스템의 채널 왜곡 보상 장치의 에러 제어 함수를 도시한 도면,
도 13은 가우시안 채널 및 다경로 페이딩 채널에서의 최대 슬라이딩 상관값을 도시한 도면,
도 14는 본 발명에 따른 무선 블루투스 시스템의 채널 왜곡 보상 장치에서 에러 제어 함수에 따른 상태 천이도,
도 15는 본 발명에 따른 무선 블루투스 시스템의 채널 왜곡 보상 장치에서 히스테리시스 특성을 이용한 에러 제어 함수를 도시한 도면,
도 16은 도 11은 본 발명에 따른 무선 블루투스 시스템의 채널 왜곡 보상 장치내 링크 품질 제어 블록의 다른 실시예를 도시한 상세 블록도.
<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>
40 : 라디오 모듈 41 : 송신 회로
42 : 수신 회로 411 : 가우시안 로우패스필터
412 : 패킷 형성 블록 413 : 링크 품질 제어 블록
421 : 승산기 422 : GFSK 복조 블록
423 : 가산기 424 : 상관성 검출 블록
425 : DC 오프셋 보상 블록 426 : 채널 왜곡 보상 블록
427 : 제어 블록
이하, 본 발명을 이하에서 상세히 설명한다.
먼저, 본 발명을 설명하기에 앞서 설명의 편이를 위하여 일반적인 블루투스의 시스템에 대하여 개략적으로 설명한다.
도 1에는 블루투스 시스템에서 사용되는 GFSK (Gaussian Frequency Shift Keying) 송신 신호의 기저 대역 등가 모델의 구조를 나타낸다. 도시된 바와 같이 블루투스 송신 장치내의 패킷 생성기(2)는 블루투스 링크 제어기(1)의 제어에 의하여 패킷(g(t))을 생성하며, 패킷(g(t))은 가우시안 로우패스 필터(3)에서 필터링된다. 가우시안 로우패스 필터(3)의 출력 신호(b(t))는 적분기(4)에서 적분된 후에 변조기(5)에서 변조된다.
블루투스 시스템에서는 송수신기의 구조를 간단하게 하기 위하여 변조 지수(h)가 0.28에서 0.35인 이진 GFSK 변조 방식을 채용하고 있다
도 1에 도시된 송신기에서 전송 신호 p(t)는 수학식 1로 표현된다.
여기서, 는 심볼당 에너지, 는 심볼 주기,는 반송파 신호의 주파수,는 전송하고자 하는 정보가 포함된 위상 함수로 수학식 2와 같이 정의된다.
h는 변조 지수, g(t)는 NRZ 데이터 신호, (b(T))는 가우시안 로우패스필터()(3)를 통과한 신호를 나타낸다.
NRZ 데이터 신호(g(t))는 수학식 3으로 나타낼 수 있다.
여기서, b(t)는 수학식 4로 나타낼 수 있다.
수학식 4에서 Bb는 가우시안 필터의 3db 대역폭을 나타내며 블루투스 시스템에서 GFSK 변조 방식은 BbT=0.5를 만족한다. 수학식 3에서 ν(t)는 수학식 5로 표현된다.
여기서는 오류 함수를 나타낸다.
본 발명에서는 블루투스 시스템이 사무실이나 가정 그리고 공항과 같은 실내에서 운용중이라고 가정한다. 블루투스 시스템에 대한 통계적 모델링은 전송된 신호의 채널이 실내 환경에서 다중 경로 채널로 모델링 되며, 수신 신호는 일단의 군(cluster)들을 형성하여 어느 일정한 비율을 가진 포이젼포이젼(Poisson) 과정으로써 도착한다고 가정한다. 또한 그 군 안에서도 또 다른 고정된 비율로써 연속적인 레이(ray) 들이 역시 포이젼(Poisson) 과정으로 도착한다고 모델링 한다. 기저 대역의 복소수 채널 응답 함수는 수학식 6으로 모델링된다.
여기서, Ti는 ℓ번째 군안에서 k번째 레이의 도착 시간, βkl과 θkl은 각각 ℓ번째 군안의 k번째 이득과 위상을 표시한다. 채널 모델링에서 군과 레이의 도착 시간에 대한 확률 밀도 함수는 포이젼 함수로, 경로 이득(βkl)에 대한 확률 밀도 함수는 Rayleigh 함수로, 위상(θkl)은 [0,2π]에서의 균일 분포 함수로 나타낸다.
측정 데이터에서 군과 레이는 200ns 안에서 유효한 값을 갖고, 이득의 rms 지연 확산값은 70ns로 가정한다. 블루투스 시스템은 데이터의 전송률이 1Mbit/s, 슬롯(slot)의 크기가 625μs의 크기를 가진 GFSK 변조 방식을 이용하고 있기 때문에 블루투스 시스템의 채널 모델링은 수학식 6에서 한 개의 탭을 가진 채널, 즉, 주파수 비 선택적 채널로 모델링할 수 있다. 도 2는 본 발명에서 사용되는 가산성복소우 백색 가우시안 잡음으로 이루어진 채널의 등가 회로이다.
도 2에 도시된 채널을 통과하여 전송된 GFSK 변조 신호(s(t))는 수학식 7로 나타낼 수 있다.
여기서는 가산성 복소수 백색 가우시안 잡음,는 진폭과 위상을 왜곡시키는 채널의 영향을 나타내며, m(t)는 GFSK 변조된 신호 p(t)의 기저 대역 등가 신호에 대한 복소우 포락선(complex envelope)으로 수학식 8과 같이 정의 된다.
따라서, 수학식 8은 수학식 9로 정의된다.
여기서, A(t)는 수학식 10으로 B(t)는 수학식 11로 표현된다.
GFSK 복조 방식은 동기 및 비동기 방식으로 구현할 수 있으며, 저전력, 소형의 블루투스 시스템 특징을 고려하여 FM 디스크리미터(Discriminator)를 사용한다.
도 3에 FM 디스크리미터를 사용한 GFSK 복조기의 구성이 도시되어 있다. 도 3에서의 수신 신호(s(t))내의 위상에 정보가 포함되며, 하드 리미터(31)는 수신된 신호(s(t))의 진폭 크기를 일정 값으로 보상한다. FM 디스크리미터(32)는 수학식 12 및 수학식 13을 이용하여 수신 신호(s(t))의 위상을 추출하고, 위상에 포함된 필요한 정보를 추출한다.
그러나, 수학식 13에서 알 수 있는 바와 같이 잡음 뿐 아니라 진폭과 위상의 왜곡 또한 GFSK 복조기의 성능에 영향을 미친다.
본 발명에서는 진폭과 위상에 대한 채널의 왜곡을 없앰으로써 GFSK 복조기의 성능에 대한 채널의 영향을 감소시킨다.
도 5에는 본 발명에 따른 블루투스 디바이스의 블록도가 도시되어 있다. 블루투스 디바이스는 도시하지 않은 블루투스 디바이스와 통신을 행하며, 블루투스 망내의 마스터 디바이스는 다수개의 슬래이브 디바이스와 통화가 가능하다. 즉, 마스터 디바이스는 네트워크상에 연결되는 모든 블루투스 디바이스(슬래이브들)들의 어드레스를 알고 있으며, 슬래이브 디바이스들 역시 네트워크의 형성 과정에서 마스터 디바이스의 주소를 획득한다.
한편, 마스터와 슬래이브 디바이스들간의 통신을 위하여는 억세스 코드가 사용된다. 도 4에는 일반적인 억세스 코드의 구조가 도시되어 있다. 도시된 바와 같이 억세스 코드는 총 72(Nf)비트가 사용된다.
억세스 코드는 마스터와 슬래이브들간에 형성되는 망을 표시하며, 이외에 패킷에 대한 확인, 마스터와 슬래이브간의 시간 동기 및 DC 오프셋에 사용된다. 억세스 코드에는 채널 억세스 코드(Channel Access Code), 장치 억세스 코드(Device Access Code), 일반 억세스 코드(General Access Code)등이 사용되며, CAC는 마스터의 24비트의 하위 어드레스 부분(Low Address Part : LAP)과 8비트의 상위 어드레스 부분(Upper Address Part : UAP)중 4 비트로 구성된 28비트의 정보를 이용하여 발생된다. 또한, GIAC 및 DAC는 망이 연결 모드를 수행하기 전에 사용하는 것으로 GIAC는 망의 초기 전원이 온되었을 때에 기 설정된 코드가 할당되며, DIAC는 장치 각각의 고유 값을 이용하여 코드가 할당된다. 따라서, 블루투스 망내의 마스터와 슬래이브 디바이스들은 망내에서 전송되는 모든 패킷의 억세스 코드에 대한 정보를 미리 알 수 있다.
도 5에 도시된 바와 같이 블루투스 디바이스 내에는 라디오 모듈(40) 및 송,수신 회로(41),(42)가 구성되어 있다.
라디오 모듈(40)은 다른 블루투스 디바이스와 무선 연결이 가능하게 하는 회로로서, 송신 회로(41)로부터의 정보를 무선 송신하며, 다른 블루투스 디바이스로부터의 정보를 수신하여 수신 회로(42)에 제공한다.
송신 회로(42)는 도시된 바와 같이 패킷 형성 블럭(412) 및 가우시안 로우 패스 필터(GLPF)(411)로 구성되며, 패킷 형성 블럭(412)는 송신하고자 하는 정보에 FEC등을 부가하여 패킷을 형성하여 이를 가우시안 로우 패스 필터(411)에 제공한다. 가우시안 로우 패스 필터(411)는 패킷 형성 블럭(412)의 패킷을 필터링하여 라디오 모듈(40)에 제공한다.
한편, 수신 회로(42)는 도시된 바와 같이 승산기(421), GFSK 복조 블록(422), 가산기(423), 상관성 검출 블럭(424), DC 오프셋 보상 블럭(425), 채널 왜곡 보상 블럭(426) 및 제어 블럭(427)으로 구성된다.
승산기(421)는 라디오 모듈(40)로부터의 GFSK 신호(s(t))에 제어 블럭(427)의 최소 채널 왜곡 보상값()을 승산하여 GFSK 복조 블럭(422)에 제공한다. 제어 블록(424)로부터 제공되는 최소 채널 왜속 보상값()의 작용 및 검출에 대하여는 상세히 후술하였다. GFSK 복조 블럭(422)의 출력은 가산기(423)에 제공되며, 가산기(423)는 GFSK 복조 블럭(422)의 출력을 제어 블록(427)의 DC 오프셋 보상값으로 감산함으로써 DC 오프셋을 보상한다.
DC 오프셋이 보상된 신호는 상관성 검출 블럭(424)에 제공되며, 상관성 검출 블록(424)은 내부에 저장된 억세스 코드와 복조된 수신 신호(s(t))간의 상관성을 검출하여 수신 신호의 시작점을 검출한다. 즉, 블루투스 시스템에서 72 비트의 억세스 코드를 모두 이용하기 위해서는 정확한 수신 신호의 시작점(시각)을 알아야 하나, 시작점을 정확히 검출하여 72비트의 억세스 코드를 모두 이용하기는 어렵다. 블루투스 시스템에서는 도 6에 도시된 바와 같이 수신 신호의 시간 동기의 오차를 ±10μs이 크기를 갖는 불확정 영역(uncertainty window)을 이용하여 수신 신호의 시작점을 검출하며, 시작점을 검출하는 하나의 방법으로서 상관성 검출 블록(424)이 사용되는 것이다.
상관성 검출 블록(424)은 수신 신호(s(t))의 정확한 수신 시간과 수신 신호(s(t))내의 억세스 코드가 CAC, GIAC 또는 DAC들중 어느 것에 해당하는 것인가를 검출하기 위하여 Np개의 사전 억세스 코드(pre-access code)를 이용한다. 즉, 상관성 검출 블럭(424)는 도 6에 도시된 바와 같이 불확정 영역에 대응하는 소정 비트수의 억세스 코드(CAC, GIAC 및 DAC 각각에 대응하는)들과, 수신 신호(s(t))내의 억세스 코드(불확정 영역에 해당하는 비트에 대하여)들에 대하여 상관값을 검출하여 모니터링한다. 모니터링 결과, 소정 임계치를 넘지 못하면 다음 수신 슬롯 모드까지 동작을 멈추나, 임계치를 넘는 억세스 코드가 검출되면, 검출된 억세스 코드에 대하여 동기를 맞추는 한편, 후술하는 바와 같이 검출된 억세스 코드를 채널 왜곡 보상 블록(426)에 전달하여 채널 왜곡 보상을 하는데 사용할 수 있게 한다. 도 7에는 "0x92833"을 이용한 GUAC 억세스 코드와 정확한 수신 시간의 동기가 맞았을 때의 사전 억세스 코드의 상관값이 도시되어 있다. 도 7의 예는 Np가 10비트인 경우이다.
채널 왜곡 보상 블록(426)은 상관성 검출 블럭(424)에서 검출된 억세스 코드 즉, 정확히 수신 동기가 이루어진 억세스 코드중 (Nf-Np)비트의 정보를 이용하여 수신 신호(s(t))의 채널 왜곡을 보상하기 위한 최소 채널 왜곡 보상값()을 산출한다.
이하에서는 채널 왜곡 보상 블록(426)이 최소 채널 왜곡 보상값()을 산출하는 과정에 대하여 상세히 설명한다.
블루투스 디바이스들이 알고 있는 억세스 코드(CAC, DAC, GIAC)를 a'n이라 할 때에 억세스 코드(a'n)의 개수는 수학식 14와 같이 정의 된다.
수학식 14에서 Nf는 억세스 코드의 길이를 나타낸다. 이미 알고 있는 억세스코드를 재변조하면 채널을 통과하기 전의 이상적인 신호(m'(n))를 얻을 수 있으며, 신호(m'(n))은 수학식 15와 같이 표현된다.
여기서,이다.
수학식 15에서와 같이 변조를 통해 얻어진 신호(m'(n)는 채널 왜곡 보상을 위한 기준 신호로 사용된다.
한편, 수학식 9의 입력 신호(s(t))는 심볼 주기(T)에 따라 샘플링한 수신 신호(s(t))는 수학식 16과 같이 표현된다. 여기서, 샘플링 시간은 정확히 맞다고 가정한다.
도 8에는 채널 왜곡 보상 블록(426)을 설계하기 위한 간략화된 채널 왜곡 보상 블록의 등가 회로가 도시되어 있다. 도면에서 기준 신호로 사용된 신호(m'(k)는 수학식 17로 표현할 수 있다.
수학식 17 및 도 에서 e(k)는 채널 왜곡 보상기의 오류를 나타낸다. LS 방법에 의하여 오류값(e(k)를 구하면 수학식 18과 같다.
=
수학식 18에서 *는 공액 복소수를 나타내며,는 수학식 19 및 20과 같다.
수학식 18은 간단한 행렬로 표현이 가능하다. 먼저 에러 벡터(e)를 수학식 21로 나타탤 수 있다.
수학식 9와 수학식 15 역시 벡터 s,m'로 표현하면 수학식 22 및 수학식 23으로 나타낼 수 있다.
수학식 21, 22, 22을 이용하면 수학식 18은 수학식 24로 표현할 수 있다.
수학식 24에서 지수(H)는 벡터의 복소수 공액 트랜스포즈(conjugate transpose :Hermitian)를 나타낸다. 수학식 24를 최소화시키는 최소 채널 왜곡 보상값()은 수학식 25와 같다.
수학식 25를 수학식 24에 대입하면 채널 왜곡 보상기의 LS오류는 수학식 26과 같다.
한편 수학식 22의 수신된 신호 벡터()는 수학식 27로 표현할 수 있다.
수학식 27에서 c(tc)는 블루투스 시스템 수신 모드의 슬롯 시작에서의 채널 왜곡을 말한다. 블루투스 시스템의 실내 환경에서 채널은 상대적으로 시간에 따라 천천히 변화하므로 한 슬롯내에서 채널은 고정되었다고 가정한다. 벡터()는 각각 GFSK 변조 신호 벡터와 잡음 벡터로 수학식 28 및 29로 나타낼 수 있다.
벡터()을 이용하면 수학식 25의 채널 왜곡 보상 블럭(426)의 최소 채널 왜곡 보상값()는 수학식 30과 같이 쓸 수 있다.
여기서, 수신된 신호의 정확한 동기가 이루어졌다면, GFSK 변조 벡터()과 재 변조된 신호 벡터()는 일치한다. 따라서, 채널 왜곡 보상 블럭(426)의 최소 채널 왜곡 보상값()은 수학식 31과 같이 쓸 수 있다.
수학식 31에서 검출한 값()은 제어 블록(427)을 통하여 승산기(421)에 제공되며, 승산기(421)는 값()과 입력 신호(s(t))를 승산함으로써 수학식 32와 같이 입력 신호(s(t))의 진폭과 위상을 보상한다.
여기서 채널(c(t))는 한 슬롯 내에서는 고정되었다고 가정했으며, tc는 슬롯의 시작 시간을, 시간(t)는 억세스 코드로부터 슬롯의 끝인를 나타낸다. 상술한 바와 같이 채널 왜곡 보상 블록(426)을 구성하면서 정확한 수신 정보를 얻기 위하여 억세스 코드의 72비트중에서 도 4에 도시된 바와 같이비트만을 이용한다. 만일 잡음이 없고 채널 왜곡만이 존재한다면 채널 왜곡 보상기의 ()는와 같다.
도 9는 모의 실험을 통하여 채널 왜곡 보상기의 성능을 BER로 나타낸 것이다. 채널은 수학식 6에서 블루투스 시스템의 특성에 맞게 하나의 군과 레이를 갖는 주파수 비선택적 페이딩 채널로 모델링 하였으며, rms 지연 스프레드(rms delay spread)는 70ns, 최대 전력 지연 스프레드(power delay spread)는 200ns로 가정하였다. 또한 블루투수 수신 모드의 625s의 한 슬롯내에서는 채널이 고정된, 시간에 따른 변화가 늦은 채널로 모델링 하였다. 모의 실험 결과 채널 왜곡 보상기는 BER이 10-2에서 약 1.5dB 그리고 10-3에서 약 5dB의 이득을 얻고 있다.
상술한 구성으로서 블루투스 디바이스들을 구성함을써, 디바이스들은 수신 신호(s(t))가 채널상에서 전송중 발생하는 채널 왜곡을 보상할 수 있다.
그러나, 상술한 장치에서는 수신 신호(s(t))의 채널 왜곡만을 보상할 수 있으며, 디바이스가 송신한 신호의 채널 왜곡을 보상할 수 없다. 즉, 디바이스가 수신한 신호(s(t))에 채널 왜곡이 발생하였다는 것은 다시 말하여 디바이스가 송신하는 신호가 다른 디바이스에 수신될 때에는 수신 신호와 동일한 채널 왜곡이 발생하리라고 예상할 수 있으나, 도 5의 장치로는 송신하는 신호의 채널 왜곡을 보상할 수 없는 것이다.
본 발명자는 이러한 문제를 해결하기 위하여 도 5의 디바이스에 링크 품질 제어 블록(413)을 더 구성하였다. 링크 품질 제어 블록(413)은 도 10에 도시된 바와 같이 상관성 검출 블록(424)으로부터의 상관값을 제공받아 데이터의 송수신 채널의 상태를 예측하고, 예측된 채널 상태에 따라 송신할 신호에 제공할 FEC의 종류를 적절히 선택한다. 이러한 작용을 이하에서 상세히 설명한다.
먼저, 본 발명의 상관성 검출 블록(424)이 행하는 알고리즘은 개루프 LQC 알고리즘과 폐루프 LQC알고리즘으로 분류할수 있으며, 먼저 개루프 LQC 알고리즘을 설명한다.
도 11은 본 발명에서 제안된 개루프 LQC 알고리듬의 구조를 나타낸다. 개루프 LQC 방식의 링크 품질 제어 블럭(413)은 크게 블루투스 링크의 상태를 분류하는 분류기(4131)와 이 정보를 이용하여 기존의 제어 방식을 결정하는데 참여하는 에러 제어기(4132)로 구성된다. 도 11에 도시된 분류기(4131)와 에러 제어기(4132) 부분은 지금 현재 상용되는 블루투스 시스템에서 소프트웨어적으로 처리가 가능하기 때문에 하드웨어적인 복잡도는 증가하지 않는다. 도 11에서 슬라이딩 상관기(4241) 및 비교기(4242)는 상술한 상관성 검출기(424)내에 구성되는 것으로서, 슬라이딩 상관기(4241)는 GFSK 복조기로부터의 복조된 신호와 기 저장되어 있는 억세스 코드의 상관성을 비교하여 본 발명의 링크 품질 제어 블록(413) 및 비교기(4242)에 제공한다.
슬라이딩 상관기(4241)의 출력()은 수학식 33과 같이 주어진다.
여기서,는 억세스 코드의 길이,는 ±1값을 가지는 억세스 코드,은 검색 윈도우 안에서 수신된 데이터를 나타낸다.
비교기(4242)는 슬라이드 상관기(4241)의 출력()을 소정 임계값과 비교하여 슬라이드 상관기(4241)의 출력()이 임계치 이하일 때에 즉, 로우 레벨의 로직을 출력한다. 비교기(4142)로부터의 로우 레벨 로직은 도시하지 않은 블루투스 베이스 밴드 처리 블록에 제공되며, 블루투스 베이스 밴드 처리 블록는 비교기(4142)로부터 하이 레벨의 로직이 제공될 때 즉, 슬라이드 상관기(4241)의 출력()이 임계치 이상일 때에 구동하여 송신하고자 하는 신호를 처리하여 출력하도록 구성된다. 여기서, 상술한 링크 제어 블록(413)은 실질적으로 블루투스 베이스 밴드 처리 블록내에 포함되는 블록임을 이해하여야 한다.
한편, 슬라이드 상관기(4241)의 출력()은 링크 품질 제어 블록(413)에 제공되며, 링크 품질 제어 블록(413)내의 분류기(4131)는 슬라이드 상관기(4241)의 출력()을 수학식 34와 같이 세가지의 경우로 분류한다.
여기서,과은 수학식 34에서 슬라이드 상관기(4241)의 출력()을 3가지의 종류()로 분류하기 위한 임계치를 나타내며, 2/3 FEC class, 1/3 FEC class 및 no FEC class는 에러 정정을 위한 FEC 코드의 삽입 정도를 나타내는 것으로서, 도 12와 같이 도시된다. 도시된 바와 같이 슬라이드 상관기(4241)의 출력(Λ(k))이 소정값()이하인 분류()의 경우에 분류기(4131)는 이를 알리는 신호를 에러 제어기(4132)에 제공하면, 에러 제어기(4232)는 송신할 신호에 1/3 FEC 방식으로 에러 정정 코드를 삽입한다.
또한, 슬라이드 상관기(4241)의 출력(Λ(k))이 소정값()이상이나, 소정값()이하인 분류()의 경우에 분류기(4131)는 이를 알리는 신호를 에러 제어기(4132)에 제공하며, 에러 제어기(4232)는 송신할 신호에 2/3 FEC 방식으로 에러 정정 코드를 삽입한다.
또한, 슬라이드 상관기(4241)의 출력(Λ(k))이 소정값()이상인 경우에는 분류()의 경우에 분류기(4131)는 이를 알리는 신호를 에러 제어기(4132)에 제공하며, 에러 제어기(4232)는 송신할 신호에 2/3 FEC 방식으로 에러 정정 코드를 삽입한다.
도 13에서는 가우시안 채널 및 다경로 페이딩 채널에서의 최대 슬라이딩 상관값이 도시되어 있다. 도 13에서 사용한 억세스 코드는 '0x9228b33'의 값을 갖는 일반 억섹스 코드를 이용하여 생성하였다. 도 14에는 도 11의 개루프 LQC 알고리즘의 기능을 알리는 상태 천이도가 도시되어 있다. 도시된 바와 같이 상태 천이(a, b)에서 a는 ARQ 상태를 나타내며 b는 에러 제어 분류를 나타낸다. 에러 제어 분류는 도 12에서 정의된 분류 함수에 따라 결정된다.
상술한 개루프 LQC 방식은 링크 초기 연결 상태 동안에 예측된 상태에 따라서 FEC의 종류를 적절히 선택함으로써 패킷을 재 전송할 확률을 줄일 수 있다. 그러나, 상술한 방식에서는 도12에 도시된 바와 같이 상관값()이 예컨대 ()( 또는 ())근처에서 연속하여 변동되면 에러 제어기(4132)는 FEC를 1/3 또는 2/3 FEC로 연속하여 변동시켜야 한다. 즉, 에러 제어기(4132)에 의한 FEC는 고정적이지 못하고 변동됨에 따라 수신측은 상당한 혼란이 야기될 수 있다.
본 발명자는 이러한 문제를 도 15에서와 같이 히스테리시스 특성 곡선을 이용하여 해결하였다. 도시된 바와 같이 도 15의 실시예에서는 임계값()을 설정하고, 분류()에서 분류()로 변화하기 위해서는 상관값()이 ()이하에서 이상으로 변화하여야 하며, 이와는 반대로 분류()에서 분류()로 변화하기 위해서는 상관값()이 예컨대 ()이상에서 이하로 변화하여야 한다. 이와 같이 설정하면, 상관값()이 ()근처에서 변동하여도 에러 제어기(4132)는 분류()을 계속하여 유지할 수 있다. 마찬가지로 분류()에서 분류()로 변화하기 위해서는 상관값()이 ()이하에서 이상으로 변화하여야 하며, 이와는 반대로 분류()에서 분류()로 변화하기 위해서는 상관값()이 예컨대 ()이상에서 이하로 변화하여야 한다.
상술한 개루프 LQC 방식은 수신되는 블루투스 채널의 상태만을 고려하였다. 이 방식에서는 양방향 통신 링크의 특성이 동일한 경우에는 효과적으로 작동한다. 그러나, 실제 통신 환경에서는 양방향 통신 링크의 특성이 다르기 때문에 이를 고려한 에러 제어 방식이 필요하다. 이러한 필요성에 부응하여 본 발명자는 폐루프 LQC 방식을 착안하였다. 도 16에는 본 발명에 따른 폐루프 방식의 LQC 방식의 개념도가 도시되어 있다. 도시된 바와 같이 링크 품질 제어 블록(413)내에는 분류기(4131) 및 에러 제어기(4132)가 구성되어 있으며, 분류기(4131)는 분류 정보()를 수신측 블루투스 시스템(B)의 에러 제어기에 제공하며, 에러 제어기(4132)는 수신측 블루투스 시스템(B)의 분류 정보() 및 분류기(4131)의 분류 정보()를 수신하여 이에 따라 FEC의 종류를 결정한다. 여기서, 블루투스 유니트(B)에서 결정된 에러 제어 분류()는 블루투스 유니트(B)에 수신되는 통신 링크의 채널 상태를 의미하며, 이 정보는 결국 블루투스 시스템(A)이 신호를 전송하는 송신 링크의 상태 정보를 의미하고, 에러 제어기(4131)의 분류 정보()는 블루투스 시스템(A)이 블루트수 시스템(B)으로부터의 정보를 수신하는 수신 링크의 상태 정보를 의미한다. 따라서, 블루투스 시스템(A)은 송수신 링크 모두의 상태를 감안하여 FEC의 종류를 선택하는 것이다.
상술한 설명에서는 블루투스 시스템(A)에 대하여만 설명하였으나, 블루투스 시스템(B) 역시 동일함은 용이하게 알 수 있을 것이다.
이와 같이 본 발명에서 제안된 폐루프 LQC 방식은 통화 연결 상태에서 효과적으로 동작하며 양방향 통신 링크의 특성을 모두 고려하기 때문에 블로드캐스트(bloadcast) 모드나 양방향 통화 방식에 적용이 가능하다.
이와 같이 본 발명에서는 억세스 코드의 상관성을 이용하여 채널 왜곡을 보정하는 한편 송수신 링크의 상태에 따라 적절한 FEC의 선택이 가능하다는 효과가 있다.

Claims (6)

  1. 억세스 코드를 수신받는 블루투스 유니트의 수신 신호 채널 왜곡 보상 장치로서,
    수신 신호의 억세스 코드와 기 저장된 억세스 코드간의 상관성을 검출하여 소정 임계치를 넘는 억세스 코드 정보를 제공하는 상관성 검출 블록과;
    상기 상관성 검출 블록으로부터의 억세스 코드를 제공받아 수신 신호의 채널 왜곡을 보상하기 위한 최소 채널 왜곡 보상값 정보를 제공하는 수단과;
    상기 최소 채널 왜곡 보상값 정보와 상기 수신 신호를 승산하여 수신 신호의 채널 왜곡을 보상하는 승산기를 구비하는 근거리 무선 블루투스 시스템의 채널 왜곡 보상 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 최소 채널 왜곡 보상값()은
    으로 구하며, 상기 지수(H)는 벡터의 복소수 공액 트랜스포즈(conjugate transpose :Hermitian)를,은 GFSK 변조 벡터를는재 변조된 신호 벡터를, c(tc)는 블루투스 시스템 수신 모드의 슬롯 시작을, *는 공액 복소수를 나타내는 근거리 무선 블루투스 시스템의 채널 왜곡 보상 장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 상관성 검출 블록은,개의 코드를 이용하며,는 총 억세스 코드의 길이,는 사전 억세스 코드의 길이임을 특징으로 하는 근거리 무선 블루투스 시스템의 채널 왜곡 보상 장치.
  4. 억세스 코드를 수신받는 블루투스 유니트의 수신 신호 채널 왜곡 보상 장치로서,
    수신 신호의 억세스 코드와 기 저장된 억세스 코드간의 상관성을 검출하여 상관값()을 제공하는 상관성 검출 블록과;
    상기 상관값()을
    로 분류하는 분류기와;
    상기 분류기의 분류된 값() 에 따라 송신 신호의 FEC를 2/3 FEC, 1/3FEC 또는 FEC를 행하지 않도록 제어하는 에러 제어기를 구비하는 무선 블루투스 시스템의 채널 왜곡 보상 장치.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 분류기는, 상기 임계값을및로, 임계값을및로 설정하고, 상기 에러 제어기는 상기 상관값이및이하에서 이상으로 변화하면 상태()로 판정하며, 상관값이및이상에서 이하로 변화하면 상태()로 판정하는 것을 특징으로 하는 무선 블루투스 시스템의 채널 왜곡 보상 장치
  6. 제 4항에 있어서,
    상기 분류기의 정보는 상기 수신 신호를 제공하는 다른 블루투스 유니트에 제공되며, 상기 에러 제어기에는 상기 분류기의 정보 및 상기 수신 신호를 제공하는 다른 블루투스 유니트내 분류기의 정보가 제공되는 것을 특징으로 하는 무선 블루투스 시스템의 채널 왜곡 보상 장치.
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