JPH0219666B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、搬送波成分が抑圧された変調信号を
同期検波する際に必要となる基準信号を作成する
ための搬送波再生回路に関する。

（従来の技術） 搬送波再生方式の１つであるコスタスループ方
式は、受信信号の変調成分をベースバンド処理に
より除去するとともに、このベースバンド処理に
より電圧制御発振器（VCO）を制御する位相差
信号を得ることができる。このため、コスタスル
ープ方式は、これを構成する回路のデイジタル化
が容易であり、搬送波再生回路部の小型、計量、
低消費電力化の図れる方式である。

しかし、このコスタスループ方式による搬送波
再生回路には、ハングアツプ現象と呼ばれる位相
引き込み特性の劣化現象があり、短時間で位相同
期を確立しなければならないところには適用する
ことが困難であつた。

先ず、コスタスループ方式の例を挙げハングア
ツプ現象について説明する。第２図は、コスタス
ループ方式による搬送波再生回路の基本構成を示
す図である。

第２図において、１は受信信号入力端子であ
り、２，３，７は乗算器、４はπ／２ラジアン移
相器、５，６は低域通過フイルター（LPF）、８
は位相比較器、９はループフイルター、１０は電
圧制御発振器（VCO）である。図は、２相PSK
方式の場合の構成例を示し、ｋタイムスロツト目
の受信信号Ｓ（ｔ）は式(1)のように表わされる。

Ｓ（ｔ）＝Acos（ωct＋θk＋θ）−(1) （ｋ−１）ＴｔkT 但し、Ｔはボートレイト、ωcは搬送波角周波数、
θkは位相情報である。２相PSK方式の場合、θk
は、例えば情報“１”に対し位相Ｏを、情報
“０”に対して位相πラジアンが与えられている。
Ａは信号振幅レベルを示し、θは伝送路上の雑音
などによる位相誤差を示す。式(1)の受信信号は
２，３において１０の電圧制御発振器（VCO）
からの再生搬送波cos（ωct＋θ^）とπ／２ラジア
ン移相された信号sin（ωct＋θ^）とでそれぞれ乗算
される。２，３の出力信号２０１，３０１は、そ
れぞれ５，６の低域通過フイルターを通ることに
より高域周波数成分が除去され、信号５０１と６
０１は、それぞれsin（θk＋θ−θ^）；cos（θk＋θ
−θ^）で表わされる信号となる。

５０１，６０１の信号は乗算器７で掛算され、
sin（2θk＋2θ−2θ^）の信号７０１が出力される。
ここで、θkは２相PSK方式であることから０，
πのどちらかを取る。従つて、2θkは０か2πとな
り、θkの変調成分を除去できたことになり、受
信信号の位相誤差θと電圧制御発振器１０からの
制御位相θ^）との位相差成分だけが抽出されたこ
とになる。

sin（2θ−2θ^）は８の位相比較器に入力され、第
３図に示すような位相比較特性ｇ（φ）により位
相差（2θ−2θ^）に応じた制御電圧８０１が出力さ
れる。制御電圧８０１は、ループフイルター９を
介して電圧制御発振器１０に加わり、（2θ−2θ^）
が零となるようなθ^の制御位相を持つ再生搬送波
が電圧制御発振器１０から１００１として出力さ
れる。このように、コスタスループ方式では、変
調成分をベースバンド処理により除去することが
できることからデイジタル化に適した方式であ
る。

しかしながら、第３図の位相比較特性から判か
るように、入力信号１と電圧制御発振器１０の出
力信号との間の位相差がπであるとき、位相比較
器８の出力は零となり、電圧制御発振器１０の発
振位相は変化せず位相差がπのまま安定してしま
い、同期が確率できない状態になる。この現象を
ハングアツプ現象という。また位相差が正確にπ
でなくとも、極めてπに近い時は、ハングアツプ
現象とみなせる現象が起こり、位相比較器８の出
力が零に近い値となり、同期確率に長い時間を必
要とするという欠点があつた。これらの欠点のた
め、複数の互いに非同期なバースト信号からなる
TDMA信号を変調する際の搬送波再生回路とし
てコスタスループ方式を採用することは困難であ
つた。それは、各バースト信号に対して基準信号
を作成しながら復調しなければならず、搬送波再
生回路としては極めて短時間のうちに位相同期を
確立しなければならないからである。

この問題点を解決するため、本出願人は先にハ
ングアツプ現象を救済し、同期引込も特性を改善
した位相同期回路を提案した（特願昭59−137269
号）。

以下、この先願技術について簡単に述べる。

本方式は、位相比較特性に同期安定点の前後を
除いて、位相変化の履歴に応じて二様の位相比較
出力を持つヒステリシス特性を有することを特徴
としている。

第４図に位相比較特性にヒステリシス特性を有
する位相同期回路の構成例を示す。

１′は信号入力端子であり、１′には変調成分が
取りのぞかれた無変調信号が入力されることを仮
定している。入力無変調信号は、２，３の乗算器
で１０の電圧制御発振器からの信号およびπ／２
ラジアン移相された信号とでそれぞれ位相検波さ
れ、５，６のLPFを通り高調波成分が除去され
５１′，６１′には入力信号と電圧制御発振器１０
からの信号との位相差θを持つsinθ，cosθが出力
される。これら信号は１１，１２のレベル判定器
で正負に応じた論理レベル信号１１０１，１２０
１に変換される。これら、論理レベルの信号１１
０１，１２００は位相比較器８′に入力され論理
処理が行なわれ、それぞれの信号の論理レベルに
応じた位相比較出力８０１′がされる。

第５図は、各部の波形と位相比較特性の関係を
示すものであり、ａはLPF５の出力信号５１′の
波形（余弦波）、ｂはLPF６の出力信号６１′の
波形（正弦波）、ｃはレベル判定器１１の出力信
号１１０１の波形、ｄはレベル判定器１２の出力
信号１２０１の波形、ｅは波形ｃおよびｄを論理
レベルで書き改めたもの、ｆは位相比較特性であ
る。なお、ｆ図中の矢印は電圧制御発振器１０の
制御方向（収れん方向）を示している。

すなわち、位相比較器８′は、基本的には、入
力信号と電圧制御発振器１０の出力信号との位相
差θが−π／２〜π／２の範囲である時は、sinθ
を出力し、π／２〜3π／２の範囲であるときは
＋１，−3π／２〜−π／２の範囲である時は−１
を出力する。この出力で制御される電圧制御発振
器１０は、位相差θが−3π／２〜3π／２の間に
ある時はｆ図中の０で示される位相に収れんする
ように動作する。

ここでヒステリシス特性について説明する。例
えば位相差θが＋3π／２を超えた場合、位相比
較器８′は再びsinθを出力する。これは、一種の
位相スリツプを起こさせて、ｆ図中の2πで示さ
れる点に収れんさせようとするためである。した
がつて、位相差θが再び3π／２より小さくなつ
ても、2πの点からみれば−π／２〜−3π／２の
範囲として扱われるので、位相比較器８′の出力
は−１となる。さらに位相差θが小さくなつて
π／２以内となると、位相比較器８′の出力は再
びsinθとなり、ここでも位相スリツプを起こして
ｆ図中の０で示される点へ収れんさせるように動
作する。この後、位相差θが再びπ／２より大き
くなれば位相比較器８′の出力は＋１となる。

以上のように、位相比較器８′は位相差θがπ
または−πを中心に±π／２のヒステリシス巾を
もつようにして動作する。ここで、これら二様の
位相比較出力は、第４図ｅに示した、π／２ラジ
アン移相された関係にある２つの論理レベルの処
理を行うことにより制御することができる。

そのように位相比較器８′にヒステリシス特性
を持たせることにより、第２図、第３図で説明し
た従来技術の欠点は次のように解決されている。

第３図と第５図ｆとの位相比較特性の違いから
判かるように、第５図ｆにおいては、例えば、−
2π，０，2πで示された収れん点以外で、位相比
較器８′の出力が０またはその近傍となることは
ないので、従来技術にみられたハングアツプ現象
は起こり得ない。また、位相差θが±π／２を越
えても、位相比較器８′の出力は低下することな
く制御電圧値の最大値を保持するので、電圧制御
発振器１０を高速で制御できる。

（発明が解決しようとする問題点） 位相比較特性に、ヒステリシス特性を持たせた
本方式は、ハングアツプ現象を回避することがで
きるが、これまで説明したように、回路の入力信
号は無変調信号である必要がある。従つて、変調
信号に対しては、本回路の前で何らかの形で変調
成分を除去しておく必要がある。一般にPSK信
号の変調成分を除去する手段としては、逓倍方式
が考えられるが、この場合再生された搬送波を逓
倍した分だけ分周する必要もあり、逓倍回路、分
周回路が必要となる。これらの回路の実現に際し
ては、周波数が高い場合デイジタル化が困難であ
り、小型、軽量、低消費電力化を図る上で、解決
さなければならない残された問題であつた。

（問題点を解決するための手段） 本発明は、上述した先行技術の欠点を解決する
ためにあされたもので、変調波に対してもハング
アツプ現象なしに搬送波再生が可能なコスタスル
ープ形搬送波再生回路を実現することを目的とし
ている。

本発明の特徴は、先願のコスタスループ回路で
位相比較器に入力されている位相差信号と、π／
２ラジアン移相された関係にある位相差信号を新
たに作成しこれら２つの信号を利用し、位相比較
特性にヒステリシス特性を有する位相比較器を動
作させる搬送波再生回路にある。

（発明の構成と作用） 第１図は、本発明の一実施例を示すものであ
り、ａは変調信号として２相PSK信号、ｂは４
相PSK信号を想定した場合の搬送波再生回路を
示す。

第１図ａの実施例について、第２図に示した従
来形コスタスループ回路の場合と比較しながら説
明する。

第１図ａで１は入力信号端子であり、２相
PSK変調信号が入力される。第２図で説明した
と同様に７の乗算器出力には信号７０１として
sin（2θ−2θ^）なる入力信号の誤差位相と１０の電
圧制御発振器からの信号の位相との差成分が得ら
れる。

本発明では、sin（2θ−2θ^）の他に、更に５，６
のLPF出力であるsin（θk＋θ−θ^）およびcos（θk
＋θ−θ^）を13，14の２乗器に入力し、sin²（θk＋
θ＋θ^），cos²（θk＋θ−θ^）を作成し、これら信
号
を１５の和算器を通すことにより、cos（2θ−2θ^）
を合成している。従つて、信号７０１および信号
１５０１として、それぞれθ／２ラジアン移相さ
れた関係にある位相差信号が得れたことになる。
これは、第４図に示した位相比較特性にヒステリ
シス特性を有する位相同期回路における５１，６
１′の信号と同じである。従つて、第４図の中で
説明したように、１１，１２のレベル判定器出力
を８′の位相比較器に入力することにより、ハン
グアツプ現象が起らない制御電圧を得ることがで
きる。

これにより、第１図ａの７，15の出力以降の動
作に、第４図の５，６の出力以降と同じ動作をさ
せることにより第１図ａの回路は、入力信号とし
て変調信号をそのまま扱うことができ、しかもハ
ングアツプ現象が起らない搬送波再生回路とな
る。

一方、第１図ｂは１の入力信号が４相PSK信
号を想定した場合である。４相PSK信号の場合、
θkのとる位相は、０，π／２，π，3π／２ラジ
アンである。したがつて、4θkとすれば、それぞ
れ０，2π，4π，6πラジアンとなり変調成分を除
去できる。和器１５と乗算器７の出力には、それ
ぞれ、sin（4θ−4θ^），cos（4θ−4θ^）の信号が得
ら
れており、この時点で４相PSK信号の変調成分
が除去された、π／２ラジアン移相された関係に
ある２つの位相差信号が得られている。従つて、
これ以降の動作も第１図ａの場合と同様にするこ
とにより、ハングアツプ現象の無い、４相PSK
信号のための搬送波再生回路を実現することがで
きる。

（発明の効果） 本発明による搬送波再生回路によれば、変調成
分を除去するための手段を必要とせず、直接変調
信号から、ハングアツプ現象無しに基準信号を再
生することが可能である。また、第１図の実施例
から明らかのように、５，６以降の信号はベース
バンド信号であり、これ以降の回路はデイジタル
化が容易であり搬送波再生回路の小型、軽量、低
消費電力化が可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図ａ及びｂは本発明の実施例を示す図、第
２図は、従来のコスタスループ回路を示す図、第
３図は第２図の位相比較特性を示す図、第４図
は、位相比較特性にヒステリシス特性を持たせた
位相同期回路を示す図、第５図は、第４図の動作
説明図である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 入力信号に、互いにπ／２の位相差を有する
   電圧制御発振器の出力信号を個別に乗算して２つ
   のベースバンド信号を得る乗算手段と、該ベース
   バンド信号から変調成分を除去する変調成分除去
   手段と、該変調成分除去手段の相互にπ／２の位
   相差を有する２つの位相差信号の位相の変化の履
   歴に応じて１又は−１の位相比較出力を出力する
   ヒステリシス特性を有する位相比較手段とを有
   し、該位相比較手段の出力により前記電圧制御発
   振器の発振周波数を制御し、該発振周波数を前記
   入力信号に同期させることを特徴とする搬送波再
   生回路。