JPH024183B2 - - Google Patents
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- JPH024183B2 JPH024183B2 JP57185401A JP18540182A JPH024183B2 JP H024183 B2 JPH024183 B2 JP H024183B2 JP 57185401 A JP57185401 A JP 57185401A JP 18540182 A JP18540182 A JP 18540182A JP H024183 B2 JPH024183 B2 JP H024183B2
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- Japan
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- frequency
- signal
- mixer
- data receiver
- local oscillator
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
- H04L27/148—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using filters, including PLL-type filters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は集積回路（IC）として作るのに適し、
ページング受信機として用いることができる直接
変調FMデータ受信機に関するものである。
ページング受信機として用いることができる直接
変調FMデータ受信機に関するものである。
ICとして作ることを意図し、従来からのスー
パーヘテロダイン受信機の代りになれる「直接変
換」（direct comversiom）とか「無中間周波」
（gero ｉ、ｆ、）受信機構造と呼ばれるものに対
して多くの提案がなされたきた。例えば、英国特
許第1530602号明細書を参照されたい。しかし、
この直接変調受信機の出力信号の周波数は変調信
号の搬送周波数からの正方向の偏移に対してと負
方向の偏移に対してとで同一であるから、直角位
相出力（guadratureoutput）を出す一対のフロ
ントエンドミクサを設ける必要があり、正の場合
と負の場合とを弁別するために復調器が相当に複
雑になる。
パーヘテロダイン受信機の代りになれる「直接変
換」（direct comversiom）とか「無中間周波」
（gero ｉ、ｆ、）受信機構造と呼ばれるものに対
して多くの提案がなされたきた。例えば、英国特
許第1530602号明細書を参照されたい。しかし、
この直接変調受信機の出力信号の周波数は変調信
号の搬送周波数からの正方向の偏移に対してと負
方向の偏移に対してとで同一であるから、直角位
相出力（guadratureoutput）を出す一対のフロ
ントエンドミクサを設ける必要があり、正の場合
と負の場合とを弁別するために復調器が相当に複
雑になる。
従つて、本発明の目的は直接変調FMデータ受
信機の構造を簡単にするにある。
信機の構造を簡単にするにある。
本発明によれば周波数偏移（Δf）を伴なう直
接変調された周波数変調信号と、局部発振信号と
を受け取るミクサ手段を具える直接変調周波数変
調データ受信機において、局部発振信号が信号チ
ヤンネル内には入るが、入力信号の搬送波の周波
数から量（δf）だけずれている周波数を有し、信
号音（Δf＋δf）と（Δf−δf）とを弁別し、これ
らから出力データ信号を導き出すための復調手段
を設けたことを特徴とする直接変調周波数変調デ
ータ受信機が提供される。
接変調された周波数変調信号と、局部発振信号と
を受け取るミクサ手段を具える直接変調周波数変
調データ受信機において、局部発振信号が信号チ
ヤンネル内には入るが、入力信号の搬送波の周波
数から量（δf）だけずれている周波数を有し、信
号音（Δf＋δf）と（Δf−δf）とを弁別し、これ
らから出力データ信号を導き出すための復調手段
を設けたことを特徴とする直接変調周波数変調デ
ータ受信機が提供される。
このような本発明は局部発振周波数を搬送周波
数fcから少量δfずらせばミクサから取り出される
２個の信号音Δf±δfがもはや等しくなく、ずつ
と簡単な復調回路を用いることができることを認
識した上でなされたものである。回路が簡単にな
ればそれだけ一層安価になり且つ受信機を集積回
路化するのが容易になる。殊に有利な点は直角位
相ミクサとチヤンネルの平衡の問題が回避できる
ことである。得られる受信機はページングで使用
されるようなビツト速度が遅く、周波数偏移が大
きいFM信号を受信するのに適したものとなる。
またミクサの出力側で隣接チヤンネルは二つとも
所望の信号音より周波数が高いから、低域フイル
タで隣接チヤンネルを除去することができる。こ
れは隣接チヤンネルが所望の信号の両側にあり、
帯域フイルタを用いなければ所望の信号だけを選
択できないスーパーヘテロダイン受信機と異な
る。
数fcから少量δfずらせばミクサから取り出される
２個の信号音Δf±δfがもはや等しくなく、ずつ
と簡単な復調回路を用いることができることを認
識した上でなされたものである。回路が簡単にな
ればそれだけ一層安価になり且つ受信機を集積回
路化するのが容易になる。殊に有利な点は直角位
相ミクサとチヤンネルの平衡の問題が回避できる
ことである。得られる受信機はページングで使用
されるようなビツト速度が遅く、周波数偏移が大
きいFM信号を受信するのに適したものとなる。
またミクサの出力側で隣接チヤンネルは二つとも
所望の信号音より周波数が高いから、低域フイル
タで隣接チヤンネルを除去することができる。こ
れは隣接チヤンネルが所望の信号の両側にあり、
帯域フイルタを用いなければ所望の信号だけを選
択できないスーパーヘテロダイン受信機と異な
る。
本発明の一実施例によればチヤンネルの選択性
を改良する手段を設ける。これらの手段は復調手
段内に各フイルタがその関連信号音を通すのに最
適化されている帯域フイルタを含めることもあ
る。この目的で代りにアダプテイブ フイルタを
用いることもできる。これらのフイルタが２個の
信号音を分離できるためには、オフセツト（δf）
がデータビツト速度の約半分を越えねばならな
い。ミクサから復調手段への信号通路内に付加的
に又は代りに低域フイルタ又は別の帯域フイルタ
を設けることもできる。低域フイルタよりも２つ
の信号音を通すに足る十分広い通過帯域を有する
別の帯域フイルタを用いる方が秀れている利点は
低周波の１／ｆ雑音のいくつかを減衰させること
ができることである。
を改良する手段を設ける。これらの手段は復調手
段内に各フイルタがその関連信号音を通すのに最
適化されている帯域フイルタを含めることもあ
る。この目的で代りにアダプテイブ フイルタを
用いることもできる。これらのフイルタが２個の
信号音を分離できるためには、オフセツト（δf）
がデータビツト速度の約半分を越えねばならな
い。ミクサから復調手段への信号通路内に付加的
に又は代りに低域フイルタ又は別の帯域フイルタ
を設けることもできる。低域フイルタよりも２つ
の信号音を通すに足る十分広い通過帯域を有する
別の帯域フイルタを用いる方が秀れている利点は
低周波の１／ｆ雑音のいくつかを減衰させること
ができることである。
局部発振器自体を高安定度の発振器とすること
ができる。代りにAFCシステムで局部発振器を
安定することもできるが、その場合制御電圧は復
調手段のデータ出力端子又はミクサの出力端子若
しくは復調手段内の帯域フイルタから取り出すこ
とができる。後者の場合加算後のミクサ又は帯域
フイルタからの信号を周波数偏移Δfに対応する
周波数を有する別の局部発振器信号と再度混合す
る。このもう一つのミクサからの出力を濾波した
後信号は周波数弁別を受ける。この弁別器の出力
が制御電圧を含み、局部発振器に印加される。
ができる。代りにAFCシステムで局部発振器を
安定することもできるが、その場合制御電圧は復
調手段のデータ出力端子又はミクサの出力端子若
しくは復調手段内の帯域フイルタから取り出すこ
とができる。後者の場合加算後のミクサ又は帯域
フイルタからの信号を周波数偏移Δfに対応する
周波数を有する別の局部発振器信号と再度混合す
る。このもう一つのミクサからの出力を濾波した
後信号は周波数弁別を受ける。この弁別器の出力
が制御電圧を含み、局部発振器に印加される。
所望とあらば、受信機内に自動利得制御を導入
することができる。
することができる。
隣接チヤンネル間のガード帯域の幅を最大にす
るためには局部発振器のオフセツト（δf）を周波
数偏移より小さくするのが望ましい。
るためには局部発振器のオフセツト（δf）を周波
数偏移より小さくするのが望ましい。
実施例を挙げて図面につき本発明を詳細に説明
する。
する。
図面につき説明すると、搬送波fc、周波数偏移
Δf、即ち周波数fc±Δfの直接変調FM入力信号１
０（第２図）がアンテナ１２で受信され、ミクサ
１４の一方の入力端子に印加される。この所望の
信号の他に第２図に破線で示した隣接チヤンネル
信号もアンテナ１２で受信され、ミクサ１４に送
られる。本例では信号チヤンネル内に入るが搬送
周波数fcから少量（δf）ずれた周波数fL＝fc−δf
の信号を出力する高安定度局部発振器２０をミク
サ１４の他方の入力端子に接続する。後に詳述す
ることはないが、やろうと思えば局部発振器は周
波数（fc＋δf）の信号を出力するようにすること
もできる。ミクサ１４の出力信号は第３図に示す
ように信号音Δf＋δf及びΔf−δf並びに周波数偏
移した隣接チヤンネル信号１６′及び１８′を含
む。第３図のミクサの出力スペクトルを調べたと
ころ２個の信号音Δf＋δfとΔf−δfのピークは2δf
だけ離れていることが判かつた。このようにして
２個の信号音は周波数に違いがあるから、適当な
弁別器で互に別けることができる。
Δf、即ち周波数fc±Δfの直接変調FM入力信号１
０（第２図）がアンテナ１２で受信され、ミクサ
１４の一方の入力端子に印加される。この所望の
信号の他に第２図に破線で示した隣接チヤンネル
信号もアンテナ１２で受信され、ミクサ１４に送
られる。本例では信号チヤンネル内に入るが搬送
周波数fcから少量（δf）ずれた周波数fL＝fc−δf
の信号を出力する高安定度局部発振器２０をミク
サ１４の他方の入力端子に接続する。後に詳述す
ることはないが、やろうと思えば局部発振器は周
波数（fc＋δf）の信号を出力するようにすること
もできる。ミクサ１４の出力信号は第３図に示す
ように信号音Δf＋δf及びΔf−δf並びに周波数偏
移した隣接チヤンネル信号１６′及び１８′を含
む。第３図のミクサの出力スペクトルを調べたと
ころ２個の信号音Δf＋δfとΔf−δfのピークは2δf
だけ離れていることが判かつた。このようにして
２個の信号音は周波数に違いがあるから、適当な
弁別器で互に別けることができる。
図示した例では帯域がビツト速度512ビツト／
秒に対して例えば500Hzの帯域フイルタ２２，２
４により２個の信号音が互に分離されると共に全
ての低周波雑音から分離される。各帯域フイルタ
２２，２４の出力信号は夫々の振幅（又は包絡
線）検波器２６，２８に入力される。そしてデー
タ信号を再生するために振幅検波器２６，２８の
出力信号を差回路３０で比較し、端子３２にデー
タ出力を与える。
秒に対して例えば500Hzの帯域フイルタ２２，２
４により２個の信号音が互に分離されると共に全
ての低周波雑音から分離される。各帯域フイルタ
２２，２４の出力信号は夫々の振幅（又は包絡
線）検波器２６，２８に入力される。そしてデー
タ信号を再生するために振幅検波器２６，２８の
出力信号を差回路３０で比較し、端子３２にデー
タ出力を与える。
所望とあらば、帯域フイルタ２２，２４の代り
にアダプテイブ フイルタ（図示せず）を用いる
こともできる。アダプテイブ フイルタは例え
ば、1975年にＪ、Wiley＆Sons社から刊行された
Ｅ、Ｒ、Hnackの“Applications of Linear
Integnated Circuits”の第191〜194頁に説明が
あり、既知である。ここではアダプテイブ フイ
ルタはフイルタの入力側と出力側の例えば位相関
係をモニタし、差があれば誤差を出すように働く
ものであるといえば充分だと思われる。フイルタ
が正しく同調されている時は入力側と出力側の間
の位相関係は正しい。上述した復調器ではアダプ
テイブ フイルタを用いるならばアダプテイブ
フイルタは信号音の周波数の変化に追従して自己
を調整することになろう。こうすれば少量の局部
発振器のドリフトは許されることになる。蓋し、
アダプテイブフイルタが例えば自動周波数制御
（AFC）が適用された後残留しているドリフトを
一切除去する最終トリムとして働くからである。
アダプテイブフイルタを用いる利点はきちつと制
御できるパラメータではない可能性のある周波数
偏移の変化Δfに追従できることである。
にアダプテイブ フイルタ（図示せず）を用いる
こともできる。アダプテイブ フイルタは例え
ば、1975年にＪ、Wiley＆Sons社から刊行された
Ｅ、Ｒ、Hnackの“Applications of Linear
Integnated Circuits”の第191〜194頁に説明が
あり、既知である。ここではアダプテイブ フイ
ルタはフイルタの入力側と出力側の例えば位相関
係をモニタし、差があれば誤差を出すように働く
ものであるといえば充分だと思われる。フイルタ
が正しく同調されている時は入力側と出力側の間
の位相関係は正しい。上述した復調器ではアダプ
テイブ フイルタを用いるならばアダプテイブ
フイルタは信号音の周波数の変化に追従して自己
を調整することになろう。こうすれば少量の局部
発振器のドリフトは許されることになる。蓋し、
アダプテイブフイルタが例えば自動周波数制御
（AFC）が適用された後残留しているドリフトを
一切除去する最終トリムとして働くからである。
アダプテイブフイルタを用いる利点はきちつと制
御できるパラメータではない可能性のある周波数
偏移の変化Δfに追従できることである。
オフセツトδfは周波数偏移Δfよりも小さくし、
ピークとピークを過大に分離したり、隣接チヤン
ネル間のガード帯域を不当に浸食したりしないよ
うにすると好適である。オフセツトの上限はガー
ド帯域が浸食されて丁度０になるところである。
ピークとピークを過大に分離したり、隣接チヤン
ネル間のガード帯域を不当に浸食したりしないよ
うにすると好適である。オフセツトの上限はガー
ド帯域が浸食されて丁度０になるところである。
帯域フイルタ２２，２４が十分な隣接チヤンネ
ルの選択を与えない時はミクサ１４の出力端子と
帯域フイルタ２２，２４との間に低域又は帯域フ
イルタ３６を設けることにより周波数がずれてい
るチヤンネ信号１６′，１８′を減衰させることが
できる。事実、弁別器が濾波を与えない場合とか
又はオフセツト局部発振器信号fc−δf（又はfc＋
δf）を用いることにより信号間のガード帯域４０
（第３図）がアンテナ１２で受信した信号の隣接
チヤンネル間より狭いためチヤンネル間隔が狭い
場合にはフイルタ３６は不可欠である。隣接する
信号チヤンネル１６′及び１８′はいずれもミクサ
の出力側で所望の信号音より周波数が高いから、
低域フイルタにより除去することができる（これ
は隣接チヤンネルが所望の信号の両側にあつて帯
域フイルタでなければ除去できないスーパーヘテ
ロダイン受信装置と異なる）。フイルタ３６を低
域フイルタでなく帯域フイルタとして作る利点は
特性ロールオフが一層急峻になり、このため選択
性が良くなり、１／ｆ雑音のいくつかを除去でき
ることにある。
ルの選択を与えない時はミクサ１４の出力端子と
帯域フイルタ２２，２４との間に低域又は帯域フ
イルタ３６を設けることにより周波数がずれてい
るチヤンネ信号１６′，１８′を減衰させることが
できる。事実、弁別器が濾波を与えない場合とか
又はオフセツト局部発振器信号fc−δf（又はfc＋
δf）を用いることにより信号間のガード帯域４０
（第３図）がアンテナ１２で受信した信号の隣接
チヤンネル間より狭いためチヤンネル間隔が狭い
場合にはフイルタ３６は不可欠である。隣接する
信号チヤンネル１６′及び１８′はいずれもミクサ
の出力側で所望の信号音より周波数が高いから、
低域フイルタにより除去することができる（これ
は隣接チヤンネルが所望の信号の両側にあつて帯
域フイルタでなければ除去できないスーパーヘテ
ロダイン受信装置と異なる）。フイルタ３６を低
域フイルタでなく帯域フイルタとして作る利点は
特性ロールオフが一層急峻になり、このため選択
性が良くなり、１／ｆ雑音のいくつかを除去でき
ることにある。
局部発振器２０の安定度が高いことは所望の周
波数の信号トーンを発生するのを助ける上で必要
である。例えば、局部発信周波数fL（＝fc−δf）
がドリフトし、受信信号の搬送波fcが一定である
時は、信号音Δf−δf及びΔf＋δfは直接変換点を
中心として対称的に動き、それから追跡する（第
６Ａ図及び第６Ｂ図参照）。局部発振器の出力と
搬送波が互の方向にドリフトする時は２個の信号
音が互の方向に動き、即ち｜δf｜が小さくなる。
波数の信号トーンを発生するのを助ける上で必要
である。例えば、局部発信周波数fL（＝fc−δf）
がドリフトし、受信信号の搬送波fcが一定である
時は、信号音Δf−δf及びΔf＋δfは直接変換点を
中心として対称的に動き、それから追跡する（第
６Ａ図及び第６Ｂ図参照）。局部発振器の出力と
搬送波が互の方向にドリフトする時は２個の信号
音が互の方向に動き、即ち｜δf｜が小さくなる。
局部発振器２０自体を高度に安定な発振器とす
ることはできる。しかし、これは高価につく。代
りの方法はAFC（自動周波数制御）を与えること
であるが、これは通常の受信機アーキテクチヤよ
り作るのが困難である。
ることはできる。しかし、これは高価につく。代
りの方法はAFC（自動周波数制御）を与えること
であるが、これは通常の受信機アーキテクチヤよ
り作るのが困難である。
第４図は本発明により作られた直接変調FMデ
ータ受信機で用いることができる２個のAFCの
方法を示す。なお、この第４図では対応する要素
には第１図と同じ符号を付してある。
ータ受信機で用いることができる２個のAFCの
方法を示す。なお、この第４図では対応する要素
には第１図と同じ符号を付してある。
第１の余り好適でないAFC法はデータ出力端
子３２と、局部発振器２０の周波数制御入力端子
４４との間に通過域が例えば０〜５Hzである低域
フイルタ４２を接続することである。このAFC
法の背後にある理論は各フイルタ２２と２４の減
衰率(d)を第５図に示すように同じにする。従つて
それらの帯域幅は同じようなものになる。２個の
部分の利得を中心周波数で等しくなるようにセツ
トしておけば、中心周波数の両側でのフイルタ２
２，２４の信号ejwtに対する応答は２個の項に分
けられる。即ち、第５図で夫々「近傍」極４６，
４８と「遠隔」（又は共役）極５０，５２とであ
る。「近傍」極４６，４８の効果は両方のフイル
タ２２及び２４に対して同一であり、従つて、同
調がはずれた時の２個のフイルタの利得は「遠
隔」極により決まる（「近傍」極応答によりスケ
ールをとる）。同調がとれていない時一方の信号
音は正規の時より周波数が低く、他方の信号音は
正規の時より周波数が高く、それらの「遠隔」応
答は第５図に示した破線の長さの逆数で示すとこ
ろに従つて増減する。
子３２と、局部発振器２０の周波数制御入力端子
４４との間に通過域が例えば０〜５Hzである低域
フイルタ４２を接続することである。このAFC
法の背後にある理論は各フイルタ２２と２４の減
衰率(d)を第５図に示すように同じにする。従つて
それらの帯域幅は同じようなものになる。２個の
部分の利得を中心周波数で等しくなるようにセツ
トしておけば、中心周波数の両側でのフイルタ２
２，２４の信号ejwtに対する応答は２個の項に分
けられる。即ち、第５図で夫々「近傍」極４６，
４８と「遠隔」（又は共役）極５０，５２とであ
る。「近傍」極４６，４８の効果は両方のフイル
タ２２及び２４に対して同一であり、従つて、同
調がはずれた時の２個のフイルタの利得は「遠
隔」極により決まる（「近傍」極応答によりスケ
ールをとる）。同調がとれていない時一方の信号
音は正規の時より周波数が低く、他方の信号音は
正規の時より周波数が高く、それらの「遠隔」応
答は第５図に示した破線の長さの逆数で示すとこ
ろに従つて増減する。
データ信号では「１」と「０」とに等しく比例
する信号が送られてくるものとすると、端子３２
に現われるデータ出力の平均レベルは低域フイル
タ４２に由来するAFC電圧を産む。理論状の最
大の同調範囲は下記の通りである。〔fc−（Δf−
δf／２）〕±〔Δf＋δf／２〕実験結果はこの理論と
一致しているが、スプリアスなロツキング位置を
避けるためには帯域フイルタ２２，２４の臨界ト
リミングが必要なことが判明した。
する信号が送られてくるものとすると、端子３２
に現われるデータ出力の平均レベルは低域フイル
タ４２に由来するAFC電圧を産む。理論状の最
大の同調範囲は下記の通りである。〔fc−（Δf−
δf／２）〕±〔Δf＋δf／２〕実験結果はこの理論と
一致しているが、スプリアスなロツキング位置を
避けるためには帯域フイルタ２２，２４の臨界ト
リミングが必要なことが判明した。
第２のAFC法は周波数偏移Δfを中心としてス
ペクトルが対称なことを利用する。ミクサ１４か
らの信号を隣接チヤンネルを消すために低域濾波
した信号をミクサ６０で局部発振器６２から取り
出された周波数偏移Δfに対応する信号と混合す
る。ミクサ６０からの出力は低域フイルタ６４を
介して弁別器６６に印加する。弁別器６６はこの
低域フイルタ６４を介して送られてくる信号を基
準信号、本例ではδfと比較し、前記入力信号とこ
のδfとの差に比例する出力信号を出す。弁別器６
６はフオスターシーリー弁別器とすることもでき
る。弁別器６６からの出力信号は通過帯域が例え
ば０〜５Hzであるもう一つの低域フイルタ６８を
介して局部発振器２０の制御入力端子７０に送ら
れる。
ペクトルが対称なことを利用する。ミクサ１４か
らの信号を隣接チヤンネルを消すために低域濾波
した信号をミクサ６０で局部発振器６２から取り
出された周波数偏移Δfに対応する信号と混合す
る。ミクサ６０からの出力は低域フイルタ６４を
介して弁別器６６に印加する。弁別器６６はこの
低域フイルタ６４を介して送られてくる信号を基
準信号、本例ではδfと比較し、前記入力信号とこ
のδfとの差に比例する出力信号を出す。弁別器６
６はフオスターシーリー弁別器とすることもでき
る。弁別器６６からの出力信号は通過帯域が例え
ば０〜５Hzであるもう一つの低域フイルタ６８を
介して局部発振器２０の制御入力端子７０に送ら
れる。
この第２のAFC法動作は第６Ａ〜６Ｃ図を考
察することにより一層容易に理解できる。これら
の図において縦座標は局部発振器周波数fLを表わ
す。横座標は第６Ａ及び６Ｂ図ではオーデイオ周
波数fAを表わし、第６Ｃ図では制御入力端子７０
に印加される電圧を表わす。実線の直立している
矢印はfc＋Δfの伝送により生起せしめられた信
号を表わし、破線で示された矢印はfc−Δfの伝
送により生起せしめられた信号を表わす。注意す
べきことはこれらの図はｆ＝fcを中心として対称
的なことである。
察することにより一層容易に理解できる。これら
の図において縦座標は局部発振器周波数fLを表わ
す。横座標は第６Ａ及び６Ｂ図ではオーデイオ周
波数fAを表わし、第６Ｃ図では制御入力端子７０
に印加される電圧を表わす。実線の直立している
矢印はfc＋Δfの伝送により生起せしめられた信
号を表わし、破線で示された矢印はfc−Δfの伝
送により生起せしめられた信号を表わす。注意す
べきことはこれらの図はｆ＝fcを中心として対称
的なことである。
第６Ａ図はミクサ１４からの信号のオーデイオ
スペクトルを示したもので、局部発振周波数fLは
搬送波に対してドリフトする場合の図である。前
述したように信号音Δf＋δfとΔf−δfとは「直接
変換」点（即ちｆ＝fcの時）を中心としてて対称
的に動き、fL＝fc−Δf及びfL＝fc＋Δf（図示せず）
を越えたところでは２つの信号は互に追従する。
スペクトルを示したもので、局部発振周波数fLは
搬送波に対してドリフトする場合の図である。前
述したように信号音Δf＋δfとΔf−δfとは「直接
変換」点（即ちｆ＝fcの時）を中心としてて対称
的に動き、fL＝fc−Δf及びfL＝fc＋Δf（図示せず）
を越えたところでは２つの信号は互に追従する。
第６Ｂ図は局部発振周波数fLがfcに対してドリ
フトする時のミクサ６０の出力側でのスペクトル
の変化を示したものである。オフセツトδfは横座
標上に示してある。
フトする時のミクサ６０の出力側でのスペクトル
の変化を示したものである。オフセツトδfは横座
標上に示してある。
第６Ｃ図は弁別器の伝達特性を示したもので、
局部発振器２０の発振周波数がfc−δfに対応する
時正しい同調がとれることを示している。第６Ｃ
図で斜線がついている部分は不安定な領域を示
す。この第６Ｃ図は第２のAFC方式が非線形な
制御電圧変化と非対称な同調範囲を与えることを
示している。この同調範囲〔fc−（Δf−δf）〕±
〔Δf〕は第１のAFC法（これもまた非線形な制御
電圧変化と非対称な同調範囲を与える）と比較し
て僅かながら減縮している。
局部発振器２０の発振周波数がfc−δfに対応する
時正しい同調がとれることを示している。第６Ｃ
図で斜線がついている部分は不安定な領域を示
す。この第６Ｃ図は第２のAFC方式が非線形な
制御電圧変化と非対称な同調範囲を与えることを
示している。この同調範囲〔fc−（Δf−δf）〕±
〔Δf〕は第１のAFC法（これもまた非線形な制御
電圧変化と非対称な同調範囲を与える）と比較し
て僅かながら減縮している。
局部発振器２０内で使われている結晶の名目周
波数はそれで動作する時の周波数とは異なること
があることに注意する必要がある。受信機をスイ
ツチオンした時局部発振器は〔fc−Δf＋δf〕の初
期同調範囲の中心にあるが、究局の同調範囲は前
述したように違つている。
波数はそれで動作する時の周波数とは異なること
があることに注意する必要がある。受信機をスイ
ツチオンした時局部発振器は〔fc−Δf＋δf〕の初
期同調範囲の中心にあるが、究局の同調範囲は前
述したように違つている。
第４図には図示していないが、AFC出力段に
ダイオードリミタを入れてオーバーシユートと弁
別器の特性の正の部分と負の部分が等しくないた
め遭遇するであろうスプリアスなロツキングを克
服するようにすると有益であることが判明してい
る。δf／Δf＝1/2とした時のこのAFC方式の試験
はほぼ2Δfのロツキングレンジが得られることを
示した。
ダイオードリミタを入れてオーバーシユートと弁
別器の特性の正の部分と負の部分が等しくないた
め遭遇するであろうスプリアスなロツキングを克
服するようにすると有益であることが判明してい
る。δf／Δf＝1/2とした時のこのAFC方式の試験
はほぼ2Δfのロツキングレンジが得られることを
示した。
第２のAFC方式の評価試験は±2.5KHzの同調
失敗レンジ上で局部発振器２０の周波数を搬送波
fcの±250Hz内に保てることを示した。
失敗レンジ上で局部発振器２０の周波数を搬送波
fcの±250Hz内に保てることを示した。
局部発振器２０へのAFC入力の符号を反転さ
せることにより局部発振器の周波数をfc＋δfに等
しくセツトすると関係のある周波数もこれに従つ
てくる。例えば第６Ｃ図では弁別器特性の右側へ
のずれが左側へのずれの部分の下になつている
が、逆に上にくる。それ故正しい同調がfL＝fc＋
δfにあり、下側の不安定領域がfL＝fc−δfではじ
まることに基づいて適当な変更をなすことにな
る。第１の方法と第２の方法の理論同調範囲は
夫々〔fc＋（Δf−δf／２）〕±〔Δf＋δf／２〕と〔
fc
−（Δf−δf）〕±〔Δf〕とである。
せることにより局部発振器の周波数をfc＋δfに等
しくセツトすると関係のある周波数もこれに従つ
てくる。例えば第６Ｃ図では弁別器特性の右側へ
のずれが左側へのずれの部分の下になつている
が、逆に上にくる。それ故正しい同調がfL＝fc＋
δfにあり、下側の不安定領域がfL＝fc−δfではじ
まることに基づいて適当な変更をなすことにな
る。第１の方法と第２の方法の理論同調範囲は
夫々〔fc＋（Δf−δf／２）〕±〔Δf＋δf／２〕と〔
fc
−（Δf−δf）〕±〔Δf〕とである。
第４図には図示していないが、第３のAFC法
は帯域フイルタ２２と２４の出力を加え合せ、ミ
クサ１４からとり出した信号の代りに、この和信
号をミクサ６０に加える。それ以后は第３の方法
は第２の方法と同一である。
は帯域フイルタ２２と２４の出力を加え合せ、ミ
クサ１４からとり出した信号の代りに、この和信
号をミクサ６０に加える。それ以后は第３の方法
は第２の方法と同一である。
第４図に戻つて説明すると、例えば振幅検出器
２６，２８の出力端子に加算増幅器７２を接続す
ることにより自動利得制御（AGC）を適用する
こともできる。加算増幅器７２の出力端子はミク
サ１４と復調手段との間に接続されている利得が
調整自在の増幅器７４の利得制御入力端子に接続
する。
２６，２８の出力端子に加算増幅器７２を接続す
ることにより自動利得制御（AGC）を適用する
こともできる。加算増幅器７２の出力端子はミク
サ１４と復調手段との間に接続されている利得が
調整自在の増幅器７４の利得制御入力端子に接続
する。
第１図及び第４図に示した受信回路を作るに当
つては、種々のブロツクは容易に入手できる集積
回路要素で作ることができ、従つて回路の詳細は
図示してもいないし、説明もしていない。しか
し、注意すべきことはミクサ１４からの信号は
種々の復調法に依存していく通りもの方法で復調
できることである。説明をし図示した例の復調器
は２個の信号音Δf＋δfとΔf−δfのエネルギーを
比較する復調法に基づいている。この復調戦略に
基づいてこれらのエネルギーを比較するにも他の
方法を用いることができる。しかし、信号音を区
別するのに他の復調戦略、例えばパルスの計数又
は比検波を用いることもできる。
つては、種々のブロツクは容易に入手できる集積
回路要素で作ることができ、従つて回路の詳細は
図示してもいないし、説明もしていない。しか
し、注意すべきことはミクサ１４からの信号は
種々の復調法に依存していく通りもの方法で復調
できることである。説明をし図示した例の復調器
は２個の信号音Δf＋δfとΔf−δfのエネルギーを
比較する復調法に基づいている。この復調戦略に
基づいてこれらのエネルギーを比較するにも他の
方法を用いることができる。しかし、信号音を区
別するのに他の復調戦略、例えばパルスの計数又
は比検波を用いることもできる。
この直接変調FMデータ受信機をページングに
用いる場合は代表的なビツト速度は512ビツト／
秒であり、周波数偏移Δfは4.5KHzのオーダーで
ある。従つて、利用できるオフセツト（δf）の範
囲はほぼ250Hzと4.0KHzの間にある。
用いる場合は代表的なビツト速度は512ビツト／
秒であり、周波数偏移Δfは4.5KHzのオーダーで
ある。従つて、利用できるオフセツト（δf）の範
囲はほぼ250Hzと4.0KHzの間にある。
第１図は本発明直接変調FMデータ受信機のブ
ロツク図、第２図は入力信号の周波数スペクトル
図、第３図は第１図のミクサの出力側での信号の
周波数スペクトル図、第４図はAFC及びAGCを
見える直接変調FMデータ受信機のブロツク図、
第５図は第１図及び第４図で用いられる帯域フイ
ルタの零点と極を示す説明図、第６Ａ〜６Ｃ図は
第２のAFC法の説明図である。 １０……直接変調FM入力信号、１２……アン
テナ、１４……ミクサ、１６，１８……隣接チヤ
ンネル信号、２０……局部発振器、２２，２４…
…帯域フイルタ（又はアダプテイブフイルタ）、
２６，２８……振幅（又は包絡線）検波器、３０
……差回路、３２……出力端子、３６……低域フ
イルタ（又は帯域フイルタ）、４２……第１の
AFC法の低域フイルタ、６０〜７０……第２の
AFC法の回路、７２……AGC回路。
ロツク図、第２図は入力信号の周波数スペクトル
図、第３図は第１図のミクサの出力側での信号の
周波数スペクトル図、第４図はAFC及びAGCを
見える直接変調FMデータ受信機のブロツク図、
第５図は第１図及び第４図で用いられる帯域フイ
ルタの零点と極を示す説明図、第６Ａ〜６Ｃ図は
第２のAFC法の説明図である。 １０……直接変調FM入力信号、１２……アン
テナ、１４……ミクサ、１６，１８……隣接チヤ
ンネル信号、２０……局部発振器、２２，２４…
…帯域フイルタ（又はアダプテイブフイルタ）、
２６，２８……振幅（又は包絡線）検波器、３０
……差回路、３２……出力端子、３６……低域フ
イルタ（又は帯域フイルタ）、４２……第１の
AFC法の低域フイルタ、６０〜７０……第２の
AFC法の回路、７２……AGC回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 周波数偏移（Δf）を伴なう直接変調された
周波数変調信号と、局部発振信号とを受け取るミ
クサ手段を具える直接変調周波数変調データ受信
機において、局部発振信号が信号チヤンネル内に
は入るが、入力信号の搬送波の周波数から量
（δf）だけずれている周波数を有し、信号音（Δf
＋δf）と（Δf−δf）とを弁別し、これらから出力
データ信号を導き出すための復調手段を設けたこ
とを特徴とする直接変調周波数変調データ受信
機。 ２ 隣接チヤンネルからの信号を阻止する手段を
設けたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記
載の直接変調周波数変調データ受信機。 ３ 隣接チヤンネル阻止手段が復調手段内に帯域
フイルタを具えることを特徴とする特許請求の範
囲第２項記載の直接変調周波数変調データ受信
機。 ４ 隣接チヤンネル阻止手段が復調手段内にアダ
プテイブ フイルタを具えることを特徴とする特
許請求の範囲第２項記載の直接変調周波数変調デ
ータ受信機。 ５ 隣接チヤンネル阻止手段がミクサから復調手
段に至る信号径路内に設けられた低域フイルタを
具えることを特徴とする特許請求の範囲第２項、
第３項又は第４項記載の直接変調周波数変調デー
タ受信機。 ６ 隣接チヤンネル阻止手段がミクサから復調手
段に至る信号径路内に設けられた帯域フイルタを
具え、この帯域フイルタの通過帯域が信号音Δf
＋δf及びΔf−δfを通すに足るだけ広いことを特徴
とする特許請求の範囲第２項又は第３項記載の直
接変調周波数変調データ受信機。 ７ 更に、局部発信信号の周波数を安定化するた
めの自動周波数制御システムを設けたことを特徴
とする特許請求の範囲第１項ないし第６項のいず
れか一項に記載の直接変調周波数変調データ受信
機。 ８ 自動周波数制御システムが復調手段のデータ
出力端子と局部発振器の制御入力端子との間に設
けられた低域フイルタを具えることを特徴とする
特許請求の範囲第７項記載の直接変調周波数変調
データ受信機。 ９ 自動周波数制御システムが第１のミクサの出
力端子に結合された第１の入力端子と、周波数が
周波数偏移Δfに対応する局部発振信号を受け取
る第２の入力端子とを有する第２のミクサと、こ
の第２のミクサの出力端子に接続されている低域
フイルタ手段と、この低域フイルタ手段と局部発
振器の制御入力端子との間に結合された弁別器と
を具えることを特徴とする特許請求の範囲第７項
記載の直接変調周波数変調データ受信機。 １０ 自動周波数制御システムが２個の帯域フイ
ルタの出力信号の和信号を受け取る第１の入力端
子と、周波数が周波数偏移Δfに対応する局部発
振信号を受け取る第２の入力端子とを有する第２
のミクサと、この第２のミクサの出力端子に接続
されている低域フイルタ手段と、この低域フイル
タ手段と局部発振器の制御入力端子との間に結合
されている弁別器とを具えることを特徴とする特
許請求の範囲第３項に従属する特許請求の範囲第
６項記載の直接変調周波数変調データ受信機。 １１ 更に自動利得制御手段を具えることを特徴
とする特許請求の範囲第１項ないし第１０項のい
ずれか一項に記載の直接変調周波数変調データ受
信機。 １２ 局部発振信号のオフセツト（δf）を周波数
偏移Δfより小さくすることを特徴とする特許請
求の範囲第１項ないし第１１項のいずれか一項に
記載の直接変調周波数変調データ受信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB8132181 | 1981-10-26 | ||
| GB08132181A GB2109201B (en) | 1981-10-26 | 1981-10-26 | Direct modulation fm receiver |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5881363A JPS5881363A (ja) | 1983-05-16 |
| JPH024183B2 true JPH024183B2 (ja) | 1990-01-26 |
Family
ID=10525393
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57185401A Granted JPS5881363A (ja) | 1981-10-26 | 1982-10-23 | 直接変調周波数変調デ−タ受信機 |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4523324A (ja) |
| JP (1) | JPS5881363A (ja) |
| AU (1) | AU557133B2 (ja) |
| BE (1) | BE894799A (ja) |
| CA (1) | CA1210072A (ja) |
| CH (1) | CH662914A5 (ja) |
| DE (1) | DE3238194A1 (ja) |
| DK (1) | DK156355C (ja) |
| FR (1) | FR2515451B1 (ja) |
| GB (1) | GB2109201B (ja) |
| IT (1) | IT1152945B (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4580101A (en) * | 1983-04-06 | 1986-04-01 | Multitone Electronics Plc | FM demodulators with local oscillator frequency control circuits |
| GB2137836B (en) * | 1983-04-06 | 1986-07-23 | Multitone Electronics Plc | Fm demodulators |
| GB2146876B (en) * | 1983-09-14 | 1987-03-04 | Plessey Co Plc | Fsk radio receiver |
| GB2155262B (en) * | 1984-03-01 | 1988-01-20 | Standard Telephones Cables Ltd | Radio receiver |
| NL8401347A (nl) * | 1984-04-27 | 1985-11-18 | Philips Nv | Een fsk data ontvanger. |
| GB2158330A (en) * | 1984-04-30 | 1985-11-06 | Philips Electronic Associated | An afc system for a direct modulation fm data receiver |
| US4918532A (en) * | 1987-03-18 | 1990-04-17 | Connor Edward O | FM receiver method and system for weak microwave television signals |
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| US5007069A (en) * | 1987-11-13 | 1991-04-09 | Talkie Tooter Inc. | Decoding of signals using cophase and differentiating signal detection |
| US5034695A (en) * | 1989-06-16 | 1991-07-23 | Owen Joseph C | Full threshold FM demodulator |
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| JPH07147529A (ja) * | 1993-06-28 | 1995-06-06 | Hitachi Ltd | 分割帯域信号強度測定法を用いた自動周波数制御装置及び制御方法 |
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| US6167312A (en) * | 1999-04-30 | 2000-12-26 | Medtronic, Inc. | Telemetry system for implantable medical devices |
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| CA2281236C (en) | 1999-09-01 | 2010-02-09 | Tajinder Manku | Direct conversion rf schemes using a virtually generated local oscillator |
| EP2698925A1 (en) | 2012-08-14 | 2014-02-19 | Samsung Electronics Co., Ltd | Apparatus and method for ultra wideband communication using dual band pass filter |
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| FR958675A (ja) * | 1946-02-05 | 1950-03-17 | ||
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-
1981
- 1981-10-26 GB GB08132181A patent/GB2109201B/en not_active Expired
-
1982
- 1982-10-15 DE DE19823238194 patent/DE3238194A1/de active Granted
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- 1982-10-20 US US06/435,426 patent/US4523324A/en not_active Expired - Fee Related
- 1982-10-20 FR FR8217552A patent/FR2515451B1/fr not_active Expired
- 1982-10-22 CH CH6174/82A patent/CH662914A5/de not_active IP Right Cessation
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- 1982-10-23 JP JP57185401A patent/JPS5881363A/ja active Granted
- 1982-10-25 BE BE0/209322A patent/BE894799A/fr not_active IP Right Cessation
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