JPS59257A - デイジタル変調信号読取装置 - Google Patents

デイジタル変調信号読取装置

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JPS59257A
JPS59257A JP57109336A JP10933682A JPS59257A JP S59257 A JPS59257 A JP S59257A JP 57109336 A JP57109336 A JP 57109336A JP 10933682 A JP10933682 A JP 10933682A JP S59257 A JPS59257 A JP S59257A
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文彦 横川
Yoichi Ogawa
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    • H04L27/00—Modulated-carrier systems

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はディジタル変調信号の読取装置に関し、特にＰ
ＣＭ　（パルス符号変調）信号の記録媒体ｌ＼の記録若
しくは伝送媒体への伝送に際し、ハイレベルとローレベ
ルの単位時間当りに占める時間率が共にほぼ等しくなる
如き変調方式によってなされたディジタル情報の再生の
ための読取装置に関する。
ＰＧＭ信号等のディジタル情報信号を記録媒体へ記録づ
るに際して、所定の変調処理がなされるが、この場合ハ
イレベルとローレベルの単位時間当りに占める時間率が
共にほぼ等しくなる如き変調方式が採られることがある
。これは、再生出力中に直流分を含まないという利点が
ある。かかるディジタル変調信号の再生では、記録媒体
やピックアップ等の有限の周波数特性のためにピックア
ップによる再生ＲＦ（高周波）信号は矩形波とならずサ
イン状の歪んだ波形となる。このリイン状歪波を元の矩
形波に波形整形するために、レベル比較器を設けていわ
ゆるゼロレベルコンパレートづる方式がある。
ここで、例えば光による記録ディスクのようにビットの
ある状態をディジタル変調信号のローレベルまたビット
の無い状態をハイレベルに夫々対応させてこれを光学的
に読取る方式の記録再生系では、再生時に照射光の反射
光量を用いてビットの有無を検知して２偵レベルを検出
するものであるから、再生信号のハイレベルとローレベ
ルのピーク値が対称となり得ない（第２図＋ｂ＋参照）
。この再生出力を比較レベルが一定（零レベル）のレベ
ル比較器においてレベル比較しても、正確な元のディジ
タル情報とすることはできない。
そこで、第１図に示す如く、再生アンプ１の出力を波形
整形するレベル比較器２の出力に含イ１される直流分を
積分器３において検知し、この直流成分に応じた出力を
差動アンプ４により得、この出力をレベル比較器２の比
較レベルとするようにしている。Ｊなわち、レベル比較
器２の出力に含まれる直流成分が正方向に増大すれば、
再生入力のハイレベルの時間率が大となっているから比
較器２の比較レベルをそれに応じて増大さｔｚｈば、比
較出力のハイレベルとローレベルの時間率は共に等しく
なるよう動作するのである。また、逆に比較出力に含ま
れる直流成分が負方向に増大覆れば、比較器２の比較レ
ベルをそれに応じて十陪させるようにして補償するよう
にしている。かかる回路はＡＴＣ（自動閾値制御）回路
と相称されており、その詳細については本願出願人によ
る特願昭５６−２１５２０７号朗細書に開示されている
。
第２図は、記録媒体への記録信号波形であり、ハイレベ
ルとローレベルの時間率が其に略等しくされたＥ　Ｆ　
Ｍ　（Ｅ　ｉｇｈｔ　　ｔｏ　　Ｆ　ｏｕｒｔｅｅｎ　
　Ｍ　ｏｄｕ−１８０ｏｎ）方式により処理されている
。口重）は、（田の記録信号をピックアップにより再生
した場合の再生波形であり、零レベル５に対して正及び
負のピークがＨいに非対称となって歪／υだサイン状波
形となっている。図（Ｃ）は、（ｂ）の波形を零レベル
５によりレベル比較器した場合の比較出力波形であり、
（ａ）に示１元の信号とは異なった波形となっており、
正確な再生出力とはなっていない。この（ｂ）に示す波
形を第１図のＡＴＣ回路に印加することにより、比較器
２の比較レベルが山）の一点鎖線６にて示すように自動
的に制御されて、（ａ）に示した元の信号と同一の波形
が得られるのである。
この回路方式では、変調信号のハイレベルとローレベル
の時間率が長時間でみれば共にほぼ等しくなるという性
質を用いているために、時間率検出のための積分器３の
時定数は必然的に大にならざるを得ない。よって、瞬間
的なドロップアウト等によるレベル低下の現象に対して
はレベル比較器２の比較レベル（ｍｌ値レベル）が追従
できず、第５図＜Ａ＞の直線６で示すようになる。その
ｋめにデータ欠落区間が生ずることになる。
一方、特開昭５５−１５０６４４号公報に°はへＴＣ回
路の時定数を小として追従特性を良好とした回路方式が
開示されており、第３図にその概略図を示す。再生アン
プ１による再生信号は波形整形用のレベル比較器２にお
いて所定の比較レベルと比較されることは第１図の場合
と同様である。
この比較レベルとして、再生信号の正負の各ピーク値を
ホールドづるビークボールド回路７及び８の出力を合成
器９により例えば所望比にて加締して合成した出力を用
いている。
第４図の曲線１０で示す如き再生信号の場合、正ピーク
ホールド出力は一点鎖線の曲線１１のようになり、また
負ピークホールド出力は点線の曲線１２のようになり、
加算器９により得られる正負両ピークの中点レベルは曲
線１３の如くなる。
この回路方式では、各ピークホールド回路７゜８の時定
数は第１図の回路におけるそれに比し著しく小であるか
ら、閾値レベルの応答速度は速くド１］ツブアウ１〜等
に対しても第５図＜Ｂ）のようにぞの閾値レベル１４が
変化しＣ情報の欠落は生じない。しかし、この方式を第
２同市〉に示す如き非対称性を有する記録媒体からの再
生信号の波形整形に用いた場合、定常的動作において以
下の如き問題が生じる。
すなわち、ピークホールドのための時定数を信号の各ピ
ークに追従可能なように小に選定すれば、第４図の如き
再生ＲＦ信号１０の振幅変化に対し、ドロップアラ１〜
等によるレベル変動がなくても、曲Ｎｉｌ　１３のよう
に常時閾値レベルが変動して不安定であり、またこの闇
値レベル１３は一点鎖線で示す真の闇値レベル１５とず
れた点でＲＦ信号１０とクロスすることになり正確な再
生波形は得られ’ｅｒい。正負ピークホールド回路の時
定数を大としてドロップアウトに対しては追従可能とし
、Ｒ「信号ピークには追従しないように覆ると、正負両
ピークの各最大値の中点レベルを閾値レベルとするよう
になる。第４図の実線１６のレベルがこの場合の閾値レ
ベルとなり、真の闇値レベル１５とは異なったものとな
って同様に正確な信号読取−りは不可能となる。
本発明の目的は記録媒体又は伝送系に起因づるドロップ
アウト等のレベル変動に対しても常に安定した再生出力
を得ることが可能なディジタル変調信号読取装置を提供
することである。
本発明によるディジタル変調信号読取装置は、ＡＴＣ回
路のレベル比較器おける比較レベル（すなわち閾値レベ
ル）を、この比較出力におりるハイレベルとローレベル
との時間率に応じて制御１１る他に更に、再生信号の両
ピーク値の中点レベルに応じて制御するようにしたこと
を特徴としている。
本発明による他のディジタル変調信号読取装置は、ＡＴ
Ｃ回路のレベル比較器への入力信号として、再生信号の
両ピーク値の中点レベルに応じて当該再生信号のオフセ
ットを制御したものを用い、このレベル比較器の出力の
ハイレベルとローレベルの時間率に応じて比較レベルを
制ｔＩｌｉるようにしたことを特徴としているっ 以下に図面を用いＣ本発明を説明する。
第６図は本発明の実施例の回路図であり、ピックアップ
による再生信号は再生アンプ１により増幅後、イコライ
ザ１７に入力される。このイ］ライ１ｆ１７は記録媒体
やピックアップ等の周波数特性を補償する特性を有して
おり、第７図に示す如き補償特性をイする。すなわち、
図（Ａ）に示す−ような周波数対ゲイン特性を、また図
（Ｂ）に承り如き周波数対遅延特性を夫々呈する。図か
ら判るように、約ＩＭＩ−１ｚまでは遅延平坦特性を示
しつつ、ＥＦＭ信号の最低基本周波数１９６Ｋｌ−１ｚ
の振幅に対し最高基本周波数７２０Ｋｌ−１ｚの振幅が
６　（Ｂ稈痕上昇する如き特性となっている。このイコ
ライザ１７は、移相器と高域増強アンプとを組合せて構
成されるが（第１０図参照）、他の構成でも良い。
このイコライザ１７を通すことにより、再生信号の周波
数に起因する振幅の相違は略均−化することが可能とな
って、振幅方向のノイズ成分に対し回路が安定化される
ことになる。このイ」ライザ出力が△ＴＣ回路を構成す
るレベル比較器２の。
入力となっており、この比較出力のハイレベルとローレ
ベルの時間率が積分器３及び差動アンプ４により検出さ
れることは第１図の例と同様である。
この時間率検出出力すなわら比較器２の比較出力中の直
流レベルに応じた信号が合成器１８の１人ツノとなる。
他方、イコライザ１７の出力の正負ピーク値が両ピーク
ホールド回路７及び８により検出され、両ホールド出力
が合成器１８において時間率検出出力とこれまた加算合
成され、この合成信号によりレベル比較器２の比較レベ
ルとなるのである。
こう覆ることによって、イコライザ１７の出力レベルは
信号周波数によらず略−電化されるので、合成器９によ
る加算出力は再生信号の正負両ピーク値の中点電圧レベ
ルを表わすことになり、各ピークホールド回路時定数を
再生ＲＦ信信号ピークに追従する如き小なる時定数では
なく、ドロップアウトに追従し得るに充分な大きさの時
定数としレベルは、Ｒ［信号周波数に依存しＩＣＣ輻幅
変動起因して変化覆ることがなく安定な閾値を得ること
がｎＪ能どなる。ドロップアウト等によりレベル低下に
対しては、ピークボールド回路７．８及び合成器９によ
る中点レベル検出出力による閾値レベルを制御１する。
、長時間におけるハイ及びローレベルの時間率変動に対
しては、積分器３と差動アンプ４どによる時間率検出出
力により閾値レベルを制御するものである。よって、第
８図（Δ）のようなドロップアウト現象に対しても閾値
レベル６は追従して効果的に再生出力の波形整形が可能
となるのである。
第９図は本発明の他の実施例の回路図であり、第６図と
同等部分は同一符号により示されその説明は省略する。
本例では、両ピークホールド出力の合成器９による合成
出力１なわら再生出力の中点電圧レベルを、別の合成器
１９においてイコライザ１７による再生出力と所望に合
成し、この合成信号をΔＴＣ回路のレベル比較入力とし
Ｃいる。
合成器９において、再生出力信号の正負各ピーク値の中
点電圧レベルが検出されることは第６図の一場合と同様
であり、この中点電圧レベルによりイコライザ出力のオ
フセット酸を補償して、ドロップアウト等による振幅減
少時にも第８図（Ｂ）の如く再生信号のピーク中点電圧
レベルを通常時のそれと略同等レベルへ低下させるよう
に作用するものである。従って、合成器１９としては減
算回路構成とすればよいことになる。よって、ドロップ
アウトに対しても常に安定な波形整形出力が得られる。
尚、長時間に亘る時間率変動は、積分器３、差動アンプ
４等によるＡＴＣ回路が有効に動作することは第６図の
場合と同等である。
尚、合成器１９を例えば所望比にて加締する加算回路構
成とし、イコライザ１７の出力を位相反転させるか又合
成器９の出力を位相反転させるようにしても等価となる
ことは明らかである。
第１０図は第６図の回路の具体例を示す図であり、両図
において同等部分は同一符号により示さ机ている。イコ
ライザ１７は、トランジスタＱ１〜Ｑ４、〕ンデン４ノ
０１〜Ｃ３、抵抗Ｒ＋〜Ｒ＋ａからなる。トランジスタ
Ｑ＋　、コンｊ゛ンサＣ２及び抵抗Ｒ３、Ｒｓにより、
ゲインが１で位相のみを変化さける移相器を構成し、ト
ランジスタＱ３、］ンデン１ノＣ３及び抵抗Ｒ７〜Ｒ９
によって＾域増強アンプを構成している。このイ」ライ
１ｆ出ツノは、」ンデン”ＪＣ４と抵抗Ｒｕ及びコンデ
ンサＣ５ど抵抗Ｒ１２による結合回路を介してレベル比
較器２とピークホールド回路７．８とに夫々印加される
。これら両結合回路の時定数は同一とされ同等の応答波
形が得られるようになされている。
正ピークホールド回路７はダイオードＤ＋、抵抗Ｒ１３
及びコンデンサＣ６からなり、負ピークボールド回路８
　Ｇ、ｔダイＡ−ドＤ２、抵抗１（１４及びコンデンサ
Ｃ７からなる。これら両ホールド出力は、抵抗Ｒ＋ｓ、
Ｒ＋６及びＡペアンプＯＰ＋による加粋器９にて加算さ
れ、次段の合成器１Ｂの１人力となる。合成器１８は、
］ンデン’Ｊ−Ｃｓ　、Ｃｓ及び抵抗ＲＩ７．Ｒ＋８よ
りなり、ＡＴＣ回路の差動アンプ４の出力が他入力とな
っている。加算器９からみた場合、抵抗Ｒ＋８、コンデ
ンジＣ９の時定数は充分大であり、加算器９の出力のカ
ップリング時定数はほぼコンデンサＣ８と抵抗Ｒ１７と
で決定され、またＡＴＣ回路からみた時の抵抗Ｒ１７と
コンデンサＣ８とにより生じるいわゆるボールは、ＡＴ
Ｃ回路の周波数帯域外にあり無視しうるように、これら
定数が選定されている。尚、先述した様に、ピークホー
ルド回路７，８の各敢電時定数（Ｃｅ・Ｒ＋３及びＣ７
・ＲＭ）は、ドロップアウトに追従するがＲＦ倍信号各
ピークには必ずしも追従しない様な値に選定されており
、閾値レベルの定常的ランダムノイズを小としている。
抵抗Ｒ１９と］ンテンサＣｏｏとによりＡＴＣ回路の積
分器３が構成されている。
第６図及び第９図の各個において、正負ピークホールド
回路の時定数による遅れを補償すべく、ＲＦ信号ライン
すなわちイコライザ回路出力ラインに遅延回路を挿入し
ても良い。
叙上の如く、本発明によればドロップアウト等のＲＦ信
号レベル低下に対しても効果的に閾１府レベルを追従制
御することができると共に定常時にも閾値レベルが安定
してランダムに変化することがないので、常に正確な再
生波形形成出力が得られる。また、情報探索のためのい
わゆる早送りリーチ時において、記録１−ラック間をピ
ックアップ情報検出点が通過する場合にもドロップアウ
トと同時にＲＦ信号レベルが低下する現象が生じるが、
この場合も閾値レベルが追従して変化するのでＲＦ倍信
号再生が可能となる利点がある。
【図面の簡単な説明】
第１図は△ＴＣ回路の例を示す図、第２図は第１図の回
路の動作を説明する波形図、第３図は伯のＡ　Ｔ　に回
路の例を示す図、第４図は第３図の回路の動作を説明す
る波形図、第５図は第１図及び第３図の回路のドロップ
アウト時の動作波形図、第６図は本発明の実施例の回路
図、第７図は第６図のイコライザの特性図、第８図は本
発明による効果を説明する波形図、第９図は本発明の他
の実施例の回路図、第１０図は第６図の回路の具体例を
示づ図である。 主要部分の符号の説明 ２・・・・・・レベル比較器　３・・・・・・積分器４
・・・・・・差動アンプ ７．８・・・・・・ピークホールド回路９．１８．１９
・・・・・・合成器 １７・・・・・・イコライザ 出願人　　　パイオニア株式会４ 代理人　　　弁理士　藤村元彦

Claims (6)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）　ハイレベルとローレベルの時間率が共にほぼ等
    しくなる如き変調方式により記録又は伝送されたディジ
    タル情報の変調信号を読取るディジタル変調信号の読取
    装置であって、前記変調信号の再生用ツノと所定比較レ
    ベルとをレベル比較する比較手段と、前記比較手段の出
    力のハイレベルとローレベルの時間率を検出する時間率
    検出手段と、前記再生出力の正負各ピーク値の略中点レ
    ベルを検出する中点レベル検出手段と、前記時間率検出
    手段及び前記中点レベル検出手段の雨検出出力を所望に
    合成して前記所定比較レベルとして出力する手段とを含
    む装置。
  2. （２）　前記時間率検出手段は、前記比較手段の出力の
    直流成分を検出してこの直流レベルに応じた検出出力を
    発生するよう構成されてなる特許請求の範囲第１項記載
    の装置。
  3. （３）　前記中点レベル検出手段は、前記再生出力の周
    波数特性を補償するイコライザ回路と、前記イコライザ
    回路の出力の正負各ビーと７値を夫々ホールドしてこれ
    らホールド出力を所望に合成する手段とからなる特許請
    求の範囲第１項又は第２項記載の装置。
  4. （４）　ハイレベルとローレベルの時間率が共にほぼ等
    しくなる如き変調方式により記録又は伝送されたディジ
    タル情報の変調信号を読取るディジタル変調信号の読取
    装置であって、航記変調信号の再生出力の正負各ピーク
    値の略中点レベルに応じて前記再生出力のオフセット最
    を制御する制御手段と、この制御手段により制御された
    出力と所定比較レベルとをレベル比較覆る比較手段と、
    前記比較手段の出力のハイレベルど、ローレベルの時間
    率を検出してこの時間率に応じて前記所定比較レベルを
    制御する時間率検出手段とを含む装置。
  5. （５）　前記時間率検出手段は、前記比較手段の出力の
    直流成分を検出してこの直流レベルに応じた検出出力を
    発生するよう構成されてなる特許請求の範囲第４項記載
    の装置。
  6. （６）　前記制御手段は、前記再生出力の周波数特性を
    補償するイコライザと、前記イ」ライチ回路の出力の正
    負各ピーク値を夫々ホールドしてこれらホールド出力を
    所望に合成し、この合成出力と前記再生出力とを更に所
    望に合成する手段とからなる特許請求の範囲第４項又は
    第５項記載の装置。
JP57109336A 1982-06-25 1982-06-25 デイジタル変調信号読取装置 Granted JPS59257A (ja)

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