JPH08163181A

JPH08163181A - 情報再生回路

Info

Publication number: JPH08163181A
Application number: JP6297060A
Authority: JP
Inventors: Hiroshige Hirashima; 廣茂平島; Takeshi Yamaguchi; 毅山口; Hiroshi Fuji; 寛藤
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1994-11-30
Filing date: 1994-11-30
Publication date: 1996-06-21
Also published as: US5548570A

Abstract

(57)【要約】【目的】スライスレベルのズレや入力信号の振幅の大小
によらず、安定した量子化帰還を実現する情報再生回路
を提供する。【構成】高域通過フィルタ１、加算器２、比較器３、低
域通過フィルタ６、及びパルス補償回路５により構成さ
れる。パルス補償回路５は入力信号の低域成分を補償す
る信号を発生する分周器を有し、入力信号のデータ部先
頭等に配置されたＶＦＯ部の再生の際に、比較器３の出
力に変えて分周器の出力を低域通過フィルタ６へ伝送す
るようにしてなる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば、記録媒体にデ
ィジタル記録されている情報を光学的に再生する光記録
再生装置に備えられ、再生信号を２値化してディジタル
信号を再生する情報再生回路に関するものである。

【０００２】

【従来技術】一般に、光ディスク等の記録媒体では、ト
ラック上にヘッダ部とデータ部からなるセクタフォーマ
ットを形成し、セクタ単位で情報の記録再生を行ってい
る。図１５は記録媒体のセクタフォーマットの一例を示
す模式図である。図においてセクタマーク（ＳＭ）３０
はセクタの先頭を現している。３１はクロック引き込み
領域（ＶＦＯ部）であり、ヘッダ部中とデータ部の先頭
に配置される。３２，３３，３４，３５，３６，３７は
それぞれアドレスマーク（ＡＭ），アドレス（ＩＤ），
ポストアンブレス（ＰＡ），同期信号（Ｓｙｎｃ），バ
ッファー（Ｂｕｆｆｅｒ），データである。

【０００３】光ディスク等の記録媒体に情報の記録／再
生を行う装置には、記録媒体上にレーザ光を照射する光
ヘッドと、光ディスクからの反射光量の変化を光電変換
して再生信号とする光検出器と、その再生信号を２値化
して元のディジタル信号に再生する情報再生回路が備え
られている。上記光検出器では、一定光量の反射光と、
ディジタル情報に起因する微弱な反射光量変化とが検出
されるため、光検出結果を電気信号に変換すると、一定
光量の反射光に対応するＤＣ成分と、微弱な反射光量変
化に対応した微弱な再生信号とが重畳されて現れる。こ
こで、再生信号はノイズに埋もれた微弱な信号であり、
その信号を再生するためには、信号の増幅を行う必要が
ある。このとき、増幅器のダイナミック・レンジを考慮
すると、再生信号に重畳されているＤＣ成分を除去した
ほうが効果的である。このため、従来より、再生信号を
増幅する前に、ＡＣ結合によりその信号のＤＣ成分を除
去している。しかしながら、ＡＣ結合によりＤＣ成分の
除去を行うと、再生信号の低域成分の一部が失われると
いう問題が発生する。

【０００４】上記の失われた低域成分を補償する再生回
路として、量子化帰還を用いた回路が知られている（電
子通信学会論文誌、８６／５，Ｖｏｌ．Ｊ６９−Ｃ，Ｎ
ｏ．５，Ｐ．６４４〜６５２「識別信号を用いたディジ
タル磁気記録の低域再生特性の改良」）。図９は、この
再生回路を示すブロック図である。これは、高域通過フ
ィルタ（以下、ＨＰＦと記す）２１と、加算器２２と、
比較器２３と、定電圧発生器２４、及び低域通過フィル
タ（以下、ＬＰＦと記す）２５より構成されている。

【０００５】図１０は図９の動作を説明するスペクトル
図である。以下に図９，図１０に基づき量子化帰還回路
を説明する。

【０００６】図１０（ａ）は、図９の入力端子２０に入
力される入力信号ａ２０のスペクトルである。この入力
信号ａ２０は、再生信号のＤＣ成分をＡＣ結合により除
去した後の信号であり、低域成分の一部を失っている。
この入力信号はＨＰＦ２１を通過すると、図１０（ｂ）
に示すようなスペクトルとなる。

【０００７】加算器２２の出力ａ２２のスペクトルを、
図１０（ｄ）に示すような低域成分の補償されたスペク
トルとするためには、帰還する信号ａ２５のスペクトル
は、図１０（ｃ）に示すようなものでなければならな
い。ここで、図１０（ｃ）に示すスペクトルを有する信
号ａ２５を生成するのが、図９の比較器２３及びＬＰＦ
２５である。比較器２３では、加算器２２の出力ａ２２
と、定電圧発生器２４の出力であるスライスレベルａ２
４と、を比較し２値化信号ａ２３を得、ＬＰＦ２５では
２値化信号ａ２３の高域成分を除去し、帰還電位ａ２５
を生成する。通常、スライスレベルａ２４は入力信号ａ
２０のデータ信号振幅の１／２に設定される。これは、
マークエッジ記録が行われる一般的な高密度記録では、
ディジタル情報はデータ信号振幅の中心に存在するため
である。以上の結果、図９に示す加算器出力ａ２２は、
図１０（ｄ）に示すような低域成分の補償が行われたス
ペクトルを持つようになる。

【０００８】図１１は上記動作を示す波形図である。Ｈ
ＰＦ２１の出力ａ２１の波形を図１１（ａ）（図１０
（ａ）のスペクトルに対応）に、ＬＰＦ２５の出力ａ２
５の波形を図１１（ｂ）（図１０（ｃ）のスペクトルに
対応）に示す。図１１（ａ）の過渡応答はＨＰＦ２１の
影響により生じている。図１１（ａ）のＨＰＦ出力ａ２
１の波形と、図１１（ｂ）のＬＰＦ出力ａ２５の波形
を、加算器２２で加算して生じた波形が図１１（ｃ）
（図１０（ｄ）のスペクトルに対応）に示すａ２２の波
形である。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来例ではスライスレベルａ２４が変化する、入力信
号ａ２０の振幅が小さい、ことに起因して、比較器２３
の出力である２値化信号ａ２３が不安定となったり、エ
ラーが発生したりする。これは、例えば、出力信号ａ２
４からデータ同期クロックをＰＬＬにより生成する場合
等で大きな問題となる。特に、ＶＦＯ部にエラーが発生
した場合には、ＰＬＬにてクロックを引き込めないと言
う事態に陥り、セクタ内のデータを再生できなくなった
り、再生ミスを発生したりする。また、ＰＲＭＬ（Ｐａ
ｒｔｉａｌＲｅｓｐｏｎｓｅＭａｘｉｍｕｍＬｉ
ｋｅｌｉｈｏｏｄ）により、加算器出力ａ２２からディ
ジタル信号を得る場合においても、精度の高い信号を取
り出すことができなくなる。

【００１０】以下に図１２乃至図１４を用いて上記ス
ライスレベルａ２４が変化する、入力信号ａ２０の振
幅が小さい、ことにより、出力信号ａ２３が不安定とな
ったり、エラーが発生したりする例について説明をす
る。

【００１１】図１２は、図１１に示した波形の一部の
拡大図である。図１２（ａ）は、ＨＰＦ出力ａ２１のＶ
ＦＯ部の拡大図であり、ＶＦＯ部における高周波信号ｂ
２１の波形も図示している。図１２（ｂ）に理想的な帰
還信号であるＬＰＦ出力ａ２５を示す。このＬＰＦ出力
ａ２５はＨＰＦ２１による過渡応答をキャンセルする信
号である。このＬＰＦ出力ａ２５は、図１２（ｃ）に示
す比較器出力ａ２３がＬＰＦ２５に入力されて生成され
る。ＶＦＯ部の再生の際には、比較器出力ａ２３が、デ
ューティ比が５０％のパルス列であるときに、図１２
（ｄ）に示すような、理想的な加算器出力ａ２２を得る
ことができる。

【００１２】しかし、ディスク等の記録媒体の反射率変
動等に起因した低域雑音や振幅変動により、スライスレ
ベルが変動した場合、図９に示す比較器２３の出力はデ
ューティ比が５０％のパルス波形ではなくなる。このと
き、後続するＬＰＦ２５で処理された帰還信号ａ２５
は、図１２（ｂ）に示すような理想的な波形から差を生
じる。そして、量子化帰還が正帰還であることを考慮す
ると、この差はエラーとして伝播することになる。この
ことを、図１２，図１３に示す波形図を用いて具体的に
示す。図１３（ａ）はＨＰＦ出力信号ａ２１の波形図で
ある。この信号ａ２１に対して理想的な量子化帰還が行
われると加算器出力ａ２２は図１２（ｄ）に示すような
波形となる。しかしながら、スライスレベルａ２４がΔ
Ｖだけ高い電位ｂ２４となると、比較器２３の出力ａ２
３のパルス幅は、デューティ比が５０％のパルス幅より
も小さくなる。その結果、ＬＰＦ２５で処理された帰還
信号ａ２５（図１３（ｂ）に示す）は、図１２（ｂ）で
示した理想的な帰還信号よりも低くなる。すると、当
然、加算器出力ａ２２も低くなり、その加算器出力ａ２
２を比較器２３でスライスレベルｂ２４によりスライス
した出力ａ２３は更にパルス幅の小さなものとなる。図
１３（ｃ）は、入力波形ａ２１と帰還信号ａ２５を加算
した結果であるが、図１２（ｄ）に示す理想的な波形と
は大きく異なり不安定な出力信号となっている。このこ
とは、クロック生成、データ再生において重大な問題で
ある。

【００１３】図９に示した量子化帰還は正帰還である
ため、一度エラーが発生すると、そのエラーが伝播する
という性質がある。特に再生信号の振幅が小さい場合に
は、エラーの伝播が顕著に現れる。以下に図１４を用い
てこの現象を説明する。

【００１４】図１４（ａ）は、同一周波数、オフセット
を有し、振幅の異なる２つの信号Ｘ、Ｙの波形図であ
る。これらはデータ部先頭に位置するＶＦＯ部の信号再
生の際の加算器２２の出力を示す拡大波形であり、量子
化帰還回路に発生したエラーの影響を受けてその直流レ
ベルが傾いているものとする。図１４（ｂ）は、これら
が比較器２３で２値化された信号を示す波形図である。
信号Ｘから得られた２値化信号はｘ２３で、信号Ｙから
得られた２値化信号はｙ２３である。比較のため、デュ
ーティ比が５０％の２値化信号をｚ２３で示した。小さ
い振幅を有する信号Ｙの２値化信号ｙ２３は、振幅の大
きな信号Ｘの２値化信号ｘ２３よりも、理想的な２値化
信号ｚ２３からずれていることが分かる。このことは、
図１４（ｃ）に示すＬＰＦ２５の出力波形ｘ２５，ｙ２
５，ｚ２５においても同様であり、再生信号の振幅の小
さい場合には、比較器２３において２値化信号を得る際
に、エラーの伝播がより顕著に現れている。

【００１５】上記の現象により、特に信号振幅の小さい
ＶＦＯ部の再生の際に、比較器２３からの出力が理想的
な２値化信号からずれて、出力信号が不安定となる。

【００１６】本発明は、以上の点に鑑み、データ部先頭
等に位置するＶＦＯ部の再生時に、スライスレベルのズ
レや入力信号の振幅の大小によらず、安定した量子化帰
還を行うことのできる情報再生回路を提供することを目
的とする。

【００１７】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１乃至請求項３に記載の情報再生回路は、入
力信号の低域成分を除去するＨＰＦと、ＨＰＦの出力と
帰還信号とを加算する加算器と、加算器の出力を閾値電
圧と比較し２値化する比較器と、比較器の出力を補償す
るパルス補償回路と、パルス補償回路の出力から高域成
分を除去して加算器へ出力するＬＰＦを備え、ＬＰＦの
出力を帰還信号として加算器へ入力するものであり、そ
のパルス補償回路は、入力信号の低域成分を補償する信
号を発生する信号発生手段を有し、入力信号のデータ部
先頭等に配置されたＶＦＯ部の再生の際に、比較器の出
力に変えて信号発生手段の出力をＬＰＦへ伝送するよう
にしてなるものである。

【００１８】また、請求項４に記載の情報再生回路は、
入力信号の低域成分を除去するＨＰＦと、ＨＰＦの出力
と帰還信号とを加算する加算器と、加算器の出力を等化
する等化器と、等化器の出力を閾値電圧と比較し２値化
する比較器と、比較器の出力の高域成分を除去するＬＰ
Ｆを備え、ＬＰＦの出力を帰還信号として加算器へ入力
するものである。

【００１９】

【作用】請求項１乃至請求項３に記載の情報再生回路
は、データ部先頭等に配置されたＶＦＯ部の再生の際
に、パルス補償回路の信号発生手段からの出力をＬＰＦ
に入力して、ＬＰＦの出力である帰還信号を調整し、入
力信号の低域成分の補償を行う。そのため、スライスレ
ベルの変動による比較器出力のデューティ比の悪化、及
び、信号振幅が小さいことによるスライスレベルの変化
（減少・増大）により生じる誤動作を抑制することがで
き、入力信号を正確に２値化することが可能となる。

【００２０】請求項４に記載の情報再生回路は、比較器
で２値化する前に、再生信号を等化器で等化することに
より、再生信号の高周波成分の振幅を増幅する。そのた
め、振幅が小さいことに起因するエラーの発生を抑制す
ることができる。また、スライスレベルの変動があった
場合においても、比較器出力として正確な２値化信号を
得ることができる。

【００２１】

【実施例】

（第１の実施例）図１は第１の実施例を示すブロック図
であり、図２は図１のパルス補償回路５を示すブロック
図である。光ディスク装置からの反射光は光電変換さ
れ、増幅器、低域通過フィルタ、等化器等により処理を
行われて、入力信号ａ０となり、端子１０に入力され
る。ａ０は、増幅器の前段に設けられたＡＣ結合により
ＤＣ成分が除去された信号である。ＡＣ結合の影響を除
去するため、入力信号ａ０はＨＰＦ１により低域成分が
除去される。ＨＰＦ出力ａ１は加算器２に入力され、加
算器２にて帰還信号ａ６との加算が行われる。そして、
加算器出力ａ２は比較器３の＋端子に入力される。比較
器３の−端子には、スライスレベルとなる電圧ａ４が定
電圧発生器４より供給される。このスライスレベルａ４
はデータ信号振幅の１／２に設定する。なぜなら、マー
クエッジ記録が行われる一般的な高密度記録では、ディ
ジタル情報が、データ信号振幅の中心に位置するからで
ある。比較器出力ａ３はパルス補償回路５へ入力され、
パルス補償回路出力ａ５はＬＰＦ６に送られる。このＬ
ＰＦ６には、前述したＨＰＦ１の周波数特性をキャンセ
ルする性能が求められるため、例えば、ＨＰＦ１と同一
のカットオフ周波数を持った同一の次数のフィルタが用
いられる。

【００２２】次に、パルス補償回路５について図２に基
づき説明する。パルス補償回路は図１の端子１７，１８
に接続されており、ＶＦＯ検出器１１、アナログスイッ
チ１４、分周器１３、基準クロック発振器１２から構成
されている。ここで用いる基準クロック発振器１２は、
光ディスク装置内で使用されている基準クロック発振器
でよい。

【００２３】ＶＦＯ検出器１１では、ＳＭ検出後の基準
クロック発振器出力ａ１２及び比較器出力ａ３を参照し
て、データ部先頭に位置するＶＦＯ部の検出を行う。Ｖ
ＦＯ部検出信号ａ１１はアナログスイッチ１４を制御し
て、入力信号ａ０がＶＦＯ部以外の信号のときは、比較
器３の出力ａ３をそのままＬＰＦ６へ出力し、入力信号
ａ０がＶＦＯ部の信号であるときは、分周器１３の出力
ａ１３をＬＰＦ６へ出力する。分周器１３では、基準ク
ロック発振器１２の出力が分周され、デューティ比が略
５０％のパルス信号ａ１３が生成される。従って、ＶＦ
Ｏ部の再生の際、ＬＰＦ６へは常にデューティ比が略５
０％のパルス列が入力され、帰還信号ａ６は、スライス
レベルのズレや入力信号ａ０の振幅の大小に影響されな
い理想的な信号となる。そして、帰還信号ａ６とＨＰＦ
出力信号ａ１を加算した加算器出力ａ２は低域成分の補
償された理想的な信号ａ２となる。

【００２４】上記動作について、図３に示す波形図を用
いて説明する。図３（ａ）はＨＰＦ出力ａ０である。そ
して、図３（ｂ）は光ディスク装置の基準クロック発振
器出力ａ１２であり、図３（ｃ）は、比較器出力ａ３で
ある。これらの信号に対し、従来より考案されている種
々の手法によりＳＭ検出を行った結果を図３（ｄ）に示
す。更に、ＳＭ検出結果に基づき、ヘッダ部検出を行っ
た結果を図３（ｅ）に示す。これは、ヘッダ部とデータ
部の間にあるギャップ部までのクロック数をカウントす
ることにより得ることができる。図３（ｆ）はＶＦＯ部
検出信号ａ１１であり、比較器出力ａ３（図３（ｃ））
が最初に立ち上がった時刻から始まり、ＶＦＯ部の長さ
に相当する時間の経過後に終了する。ＶＦＯ部の長さは
予め決められており、基準クロック発振器出力ａ１２の
クロック数をカウントする事により計測できる。図３
（ｇ）はパルス補償回路５の出力ａ５の波形であり、Ｖ
ＦＯ部においては、分周器出力ａ１３の波形となってい
る。パルス補償回路出力ａ５はＬＰＦ６に入力され、図
３（ｈ）に示すような低域成分の補償された波形とな
り、図３（ａ）と加算されて、図３（ｉ）に示す理想的
な波形となり比較器３へと出力される。

【００２５】このように本例の情報再生回路では、理想
的な量子化帰還の動作を行うことが可能であるが、入力
信号ａ０の振幅とＬＰＦ６への入力信号ａ５の振幅とが
一致するよう注意しなければならない。その理由につい
て以下に説明する。

【００２６】ＨＰＦ１の出力の高周波成分のゲインとＬ
ＰＦ６の出力の低域成分のゲインが一致していなけれ
ば、それらを加算したスペクトルａ２はフラットなスペ
クトルとはならない、つまり、低域成分の補償された理
想的な再生信号を得ることができない。一般に、ＨＰＦ
１における入力信号と出力信号の高域成分のゲインは等
しく、また、ＬＰＦ６における入出力信号と出力信号の
低域成分のゲインも等しい。このため、ＨＰＦ１の出力
の高周波成分のゲインとＬＰＦ６の低域成分のゲインを
等しくするには、ＨＰＦ１の入力信号ａ１の振幅とＬＰ
Ｆ６の入力信号ａ５の振幅を一致させておけばよい。比
較器３の出力ａ３の振幅を任意に変更できない場合に
は、増幅器、減衰器又は分圧回路を挿入して、パルス補
償回路５の入出力信号ａ３，ａ５やＬＰＦ６の出力信号
ａ６を増幅したり減衰させたりして、ゲインの調整を行
っても良い。

【００２７】以上示したように本例では、ＶＦＯ部再生
の際に、パルス補償回路５からデューティ比が略５０％
のパルス信号をＬＰＦ６に入力するため、ＨＰＦ１のカ
ットオフ周波数が高く過渡応答の激しい場合でも、ＶＦ
Ｏ部の信号を安定な２値化信号に再生することができ
る。このため、ＨＰＦ１のカットオフ周波数を高く設定
して、量子化帰還の前段に配置されるＡＣ結合（図示せ
ず）の影響や、反射率変動等の種々の原因で発生する低
域雑音を従来以上に除去することができる。また、加算
器２の出力を利用するＰＲＭＬによる再生を行う場合に
おいても、精度のよいディジタル信号を得ることができ
る。

【００２８】尚、分周器１３において、分周したパルス
信号ａ１３の周波数は、再生信号に合わせて決定するこ
とが好ましい。例えば、変調方式が（１，７）変調方式
であり、ＶＦＯ部のチャンネルデータパターンが「・・
・０１０１０１０１０・・・」である場合には、チャン
ネルデータパターンをマーク長記録すると、得られる再
生信号の周波数ｆｓは、基準クロック発振器１２の周期
ｆｃに対して、ｆｓ＝ｆｃ／４である。従って、この場合、基準クロック発振器出力ａ
１２を分周器１３により４分の１の周波数に分周するこ
とが好ましい。

【００２９】以上本例では、データ部先頭に配置された
ＶＦＯ部の信号再生時のみ、パルス補償回路５からの補
償信号（分周器出力ａ１３）を使って低域成分の補償を
行ったが、ヘッダ部内のＶＦＯ部の信号再生の際にも、
同様に補償信号を使用した低域成分の補償が行えること
は言うまでもない。

【００３０】（変形例１）図４はパルス補償回路の他の
例を示すブロック図である。以下に本例について図１、
図３、図４に基づいて説明する。但し、本例は、図４の
パルス補償回路を図１の情報再生回路に適用した例であ
り、図１と同一部分については同一の符号を付記しその
説明を省略する。

【００３１】図４において、ワンショット・マルチバイ
ブレータ１５は、比較器出力ａ３のパルス列に基づき、
最短マーク長に等しい時間″Ｈ″を保つパルス列を出力
するように調整されている。このワンショット・マルチ
バイブレータ１５の出力はアナログスイッチ１４に入力
される。このアナログスイッチ１４はＶＦＯ検出器１１
により制御されており、ＶＦＯ部の再生の際にはワンシ
ョット・マルチバイブレータ１５の出力（デューティ比
が略５０％のパルス信号）がパルス補償回路５の出力ａ
５として出力され、ＶＦＯ部以外では比較器出力ａ３が
パルス補償回路５から出力される。ワンショット・マル
チバイブレータ１５の出力パルスａ１５の周波数は、上
記第１の実施例と同様に、再生信号に合わせて設定する
ことが好ましい。また、ワンショット・マルチバイブレ
ータ１５の出力レベルは比較器３の出力レベルと略同一
に設定しておく必要がある。

【００３２】以上の動作について、図３に示す波形図を
用いて説明する。図３（ａ）はＨＰＦ出力ａ１である。
図３（ｂ）は光ディスク装置の基準クロック発振器の出
力ａ１２であり、図３（ｃ）は、比較器出力ａ３であ
る。これらの信号に対し、従来より考案されている種々
の手法によりＳＭ検出を行った結果を図３（ｄ）に示
す。さらに、ＳＭ検出結果に基づき、ヘッダ部検出を行
った結果を図３（ｅ）に示す。これは、ヘッダ部とデー
タ部の間にあるギャップ部までのクロック数をカウント
することにより得ることができる。図３（ｆ）はＶＦＯ
部検出信号であり、比較器出力ａ３（図３（ｃ））が最
初に立ち上がった時刻から始まり、ＶＦＯ部の長さに相
当する時間経過後に終了する信号である。ＶＦＯ部の長
さは予め決められており、基準クロック発振器出力１２
のクロック数をカウントすることにより計測できる。図
３（ｇ）はパルス補償回路５の出力ａ５の波形であり、
ＶＦＯ部においては、ワンショット・マルチバイブレー
タ１５の出力ａ１５の波形となっている。パルス補償回
路の出力ａ５がＬＰＦ６に入力され、図３（ｈ）に示す
波形となり、図３（ａ）と加算されて、図３（ｉ）の波
形となり比較器３へ出力される。

【００３３】以上本例によっても、上記第１の実施例と
同様の効果が得られる。

【００３４】（変形例２）図５はパルス補償回路の他の
例を示すブロック図であり、図６は本例の情報再生回路
を説明する波形図である。なお、本例は図１の情報再生
回路に図５のパルス補償回路を適用した例であるため、
図１と同一部分については、同一の符号を付記してその
説明を省略する。

【００３５】ＶＦＯ検出器１１は第１の実施例にて説明
したものと同様の動作を行う、つまり、ＶＦＯ検出結果
ａ１１によりアナログスイッチ１４を制御する。このア
ナログスイッチ１４には、比較器出力ａ３とアンプ１６
の出力ａ１６が入力されており、ＶＦＯ部が検出された
ときはアンプ１６の出力ａ１６をＬＰＦ６へ伝送し、そ
れ以外のときは比較器出力ａ３をＬＰＦ６へ伝送する。
図６（ｂ）にＶＦＯ検出器出力ａ１１を示す。この出力
ａ１１はアンプ１６を介してアナログスイッチ１４へ入
力される。アンプ１６ではＶＦＯ検出器出力であるステ
ップ電位ａ１１を増幅又は減衰して、データ信号振幅の
１／２の電位となるように調整する。この調整により、
ＨＰＦ１のカットオフ周波数が大きい場合でも、ＬＰＦ
出力ａ６はデータ部信号振幅の１／２の電位に収束す
る。図６（ｃ）にパルス補償回路５からの出力信号ａ５
の波形を示す。これは、ＶＦＯ部では一定の振幅値を持
つステップ電位ａ１６であり、ＶＦＯ部以外では比較器
出力ａ３であるパルス信号となっている。この信号ａ５
はＬＰＦ６において、図６（ｄ）に示すような信号ａ６
に変換され加算器２へと出力され、図６（ａ）に示すＨ
ＰＦ１の出力波形ａ１に加算される。

【００３６】以上本例においても、ＶＦＯ部再生時に、
スライスレベルのズレや信号振幅の大小にかからわず、
理想的な帰還信号ａ６を創出することができる。このた
め、ＨＰＦ１のカットオフ周波数が高く過渡応答の激し
い場合でも、ＶＦＯ部の信号を安定な２値化信号に再生
することができる。従って、ＨＰＦ１のカットオフ周波
数を高く設定して、量子化帰還の前段に配置されるＡＣ
結合（図示せず）の影響や、反射率変動等の種々の原因
で発生する低域雑音を従来以上に除去する事ができる。
また、加算器２の出力を利用するＰＲＭＬによる再生を
行う場合においても、精度のよいディジタル信号を得る
ことができる。

【００３７】尚、本例では、データ部先頭のＶＦＯ部の
再生時においてのみ、アンプ出力ａ１６をＬＰＦ６へ出
力して低域成分の補償を行っているが、ヘッダ部内のＶ
ＦＯ部再生の際にも同様のことが行えることは言うまで
もない。

【００３８】（第２の実施例）図７は本例の情報再生回
路を示すブロック図である。なお、図１と同一部分につ
いては、同一の符号を付記してその説明を省略する。

【００３９】図７において、等化器８は加算器２の出力
ａ２を等化するものであり、入力信号ａ０の高周波成分
を増幅する機能を有する公知のものである。等化器８に
入力した信号ａ２の高周波成分の振幅は、等化器８によ
り増幅されて比較器３へ出力される。比較器３では等化
器８の出力信号ａ８をスライスレベルａ４と比較して２
値化信号ａ３を出力する。この出力ａ３はＬＰＦ６に入
力され帰還信号ａ６を生成し、加算器２で入力信号ａ２
と加算される。尚、等化器８で増幅された信号ａ８の振
幅は、スライスレベルａ４が変動しても比較器出力ａ３
のパルス幅が大きく変わらない程度であればよい。

【００４０】等化器８の具体的な特性について、図８に
示す波形図を用いて説明する。図８（ａ），図８（ｂ）
はそれぞれ、等化器８の入力波形ａ２、出力波形ａ８で
ある。図に示すように、等化器８への入力ａ２の高周波
成分であるＶＦＯ部の再生信号振幅は増幅される。そし
て、比較器３で２値化信号に変換される。このとき、Ｖ
ＦＯ部の信号振幅が増幅されているため、スライスレベ
ルａ４が光ディスクの反射率の変動等によりズレてた場
合でも、比較器３の出力ａ３はデューティ比が略５０％
のパルス列となり、良好な量子化帰還を行うことができ
る。

【００４１】以上のように本例では、ＶＦＯ部の信号振
幅を増幅するため、スライスレベルのズレの影響を抑制
することができ、安定した量子化帰還を行うことができ
る。また、第１乃至第３の実施例のように、アナログス
イッチを使用しないため、より高い信号品質を維持でき
る。

【００４２】

【発明の効果】以上のように、本発明の情報再生回路に
よれば、安定した量子化帰還を行うことができるため、
入力信号からディジタル信号を高精度に再生することが
可能となる。また、ＨＰＦのカットオフ周波数を高く設
定することができるため、情報再生回路の前段に配置さ
れるＡＣ結合の影響や、反射率変動等の種々の原因で発
生する低域雑音を除去し、検出マージンを高くする事が
可能となる。更に、加算器の出力を利用したＰＲＭＬに
より再生を行う場合においても、精度のよいディジタル
信号を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施例を示すブロック図である。

【図２】図１のパルス補償回路の構成例を示すブロック
図である。

【図３】図２のＶＦＯ検出器の動作を説明する波形図で
ある。

【図４】図１のパルス補償回路の他の構成例を示すブロ
ック図である。

【図５】図１のパルス補償回路の更に他の構成例を示す
ブロック図である。

【図６】図５に示すパルス補償回路の動作を示す波形図
である。

【図７】第２の実施例を示すブロック図である。

【図８】図７の等化器の動作を示す波形図である。

【図９】従来の情報再生回路を示すブロック図である。

【図１０】図９の動作を説明するスペクトル図である。

【図１１】図９の動作を示す波形図である。

【図１２】図１１の波形図の拡大図である。

【図１３】スライスレベルが変化した場合の動作を説明
する波形図である。

【図１４】信号振幅が小さい場合の動作を説明する波形
図である。

【図１５】記録媒体のセクタフォーマットを示す模式図
である。

【符号の説明】

１ＨＰＦ（高域通過フィルタ）２加算器３比較器４定電圧発生器５パルス補償回路６ＬＰＦ（低域通過フィルタ）８等化器１１ＶＦＯ部検出器１２基準クロック発生器１３分周器１４アナログスイッチ１５アンプ１６マルチバイブレータ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力信号の低域成分を除去する高域通過フ
ィルタと、該高域通過フィルタの出力と帰還信号とを加算する加算
器と、該加算器の出力を閾値電圧と比較し２値化する比較器
と、該比較器の出力を補償するパルス補償回路と該パルス補
償回路の出力から高域成分を除去する低域通過フィルタ
と、を備え、前記低域通過フィルタの出力を帰還信号として前記加算
器へ入力する情報再生回路であって、前記パルス補償回路は、前記入力信号の低域成分を補償
する信号を発生する信号発生手段を有し、前記補償のた
めに、前記比較器の出力に変えて前記信号発生手段の出
力を前記低域通過フィルタへ伝送するようにしてなるこ
とを特徴とする情報再生回路。
【請求項２】請求項１に記載の情報再生回路において、前記信号発生手段が、デューティ比が略５０％のパルス
信号を発生する手段であることを特徴とする情報再生回
路。
【請求項３】請求項１に記載の情報再生回路において、前記信号発生手段が、前記入力信号のデータ信号振幅の
略半分のステップ電圧を発生する手段であることを特徴
とする情報再生回路。
【請求項４】入力信号の低域成分を除去する高域通過フ
ィルタと、該高域通過フィルタの出力と帰還信号とを加算する加算
器と、該加算器の出力を等化する等化器と、該等化器の出力を閾値電圧と比較し２値化する比較器
と、該比較器の出力の高域成分を除去する低域通過フィルタ
を備え、該低域通過フィルタの出力を帰還信号として前記加算器
へ入力することを特徴とする情報再生回路。