JPH0365705B2 - - Google Patents

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JPH0365705B2
JPH0365705B2 JP57109336A JP10933682A JPH0365705B2 JP H0365705 B2 JPH0365705 B2 JP H0365705B2 JP 57109336 A JP57109336 A JP 57109336A JP 10933682 A JP10933682 A JP 10933682A JP H0365705 B2 JPH0365705 B2 JP H0365705B2
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    • G—PHYSICS
    • G11—INFORMATION STORAGE
    • G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
    • G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
    • G11B20/10—Digital recording or reproducing
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    • G—PHYSICS
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はデイジタル変調信号の読取装置に関
し、特にPCM（パルス符号変調）信号の記録媒体
への記録もしくは伝送媒体への伝送に際し、ハイ
レベルとローレベルの単位時間当りに占める時間
率が共にほぼ等しくなる如き変調方式によつてな
されたデイジタル情報の再生のための読取装置に
関する。
PCM信号等のデイジタル情報信号を記録媒体
へ記録するに際して、所定の変調処理がなされる
が、この場合ハイレベルとローレベルの単位時間
当りに占める時間率が共にほぼ等しくなる如き変
調方式が採られることがある。これは、再生出力
中に直流分を含まないという利点がある。かかる
デイジタル変調信号の再生では、記録媒体やピツ
クアツプ等の有限の周波数特性のためにピツクア
ツプによる再生RF（高周波）信号は矩形波となら
ずサイン状の歪んだ波形となる。このサイン状歪
波を元の矩形波に波形整形するために、レベル比
較器を設けていわゆるゼロレベルコンパレートす
る方式がある。
ここで、例えば光による記録デイスクのように
ピツトのある状態をデイジタル変調信号のローレ
ベルまたピツトの無い状態をハイレベルに夫々対
応させてこれを光学的に読取る方式の記録再生系
では、再生時に照射光の反射光量を用いてピツト
の有無を検知して２値レベルを検出するものであ
るから、再生信号のハイレベルとローレベルのピ
ーク値が対称となり得ない（第２図ｂ参照）。こ
の再生出力を比較レベルが一定（零レベル）のレ
ベル比較器においてレベル比較しても、正確な元
のデイジタル情報とすることはできない。
そこで、第１図に示す如く、再生アンプ１の出
力を波形整形するレベル比較器２の出力に含有さ
れる直流分を積分器３において検知し、この直流
成分に応じた出力を差動アンプ４により得、この
出力をレベル比較器２の比較レベルとするように
している。すなわち、レベル比較器２の出力に含
まれる直流成分が正方向に増大すれば、再生入力
のハイレベルの時間率が大となつているから比較
器２の比較レベルをそれに応じて増大させれば、
比較出力のハイレベルとローレベルの時間率は共
に等しくなるよう動作するのである。また、逆に
比較出力に含まれる直流成分が負方向に増大すれ
ば、比較器２の比較レベルをそれに応じて下降さ
せるようにして補償するようにしている。かかる
回路はATC（自動閾値制御）回路と指称されてお
り、その詳細については本出願人による特願昭56
−215207号明細書に開示されている。
第２図は、記録媒体への記録信号波形であり、
ハイレベルとローレベルの時間率が共に略等しく
されたEFM（Eight to Fourteen Modulation）
方式により処理されている。図ｂは、ａの記録信
号をピツクアツプにより再生した場合の再生波形
であり、零レベル５に対して正及び負のピークが
互いに非対称となつて歪んだサイン状波形となつ
ている。図ｃは、ｂの波形を零レベル５によりレ
ベル比較器した場合の比較出力波形であり、ａに
示す元の信号とは異なつた波形となつており、正
確な再生出力とはなつていない。このｂに示す波
形を第１図のATC回路に印加することにより、
比較器２の比較レベルがｂの一点鎖線６にて示す
ように自動的に制御されて、ａに示した元の信号
と同一の波形が得られるのである。
この回路方式では、変調信号のハイレベルとロ
ーレベルの時間率が長時間でみれば共にほぼ等し
くなるという性質を用いているために、時間率検
出のための積分器３の時定数は必然的に大になら
ざるを得ない。よつて、瞬間的なドロツプアウト
等によるレベル低下の現象に対してはレベル比較
器２の比較レベル（閾値レベル）が追従できず、
第５図Ａの直線６で示すようになる。そのために
データ欠落区間が生ずることになる。
一方、特開昭55−150644号公報（特公昭63−
61820号公報）にはATC回路の時定数を小として
追従特性を良好とした回路方式が開示されてお
り、第３図にその概略図を示す。再生アンプ１に
よる再生信号は波形整形用のレベル比較器２にお
いて所定の比較レベルと比較されることは第１図
の場合と同様である。この比較レベルとして、再
生信号の正負の各ピーク値をホールドするピーク
ホールド回路７及び８の出力を合成器９により例
えば所望比にて加算して合成した出力を用いてい
る。
第４図の曲線１０で示す如き再生信号の場合、
正ピークホールド出力は一点鎖線の曲線１１のよ
うになり、また負ピークホールド出力は点線の曲
線１２のようになり、加算器９により得られる正
負両ピークの中点レベルは曲線１３の如くなる。
この回路方式では、各ピークホールド回路７，
８の時定数は第１図の回路におけるそれに比し著
しく小であるから、閾値レベルの応答速度は速く
ドロツプアウト等に対しても第５図Ｂのようにそ
の閾値レベル１４が変化して情報の欠落は生じな
い。しかし、この方式を第２図ｂに示す如き非対
称性を有する記録媒体からの再生信号の波形整形
に用いた場合、定常的動作において以下の如き問
題が生じる。
すなわち、ピークホールドのための時定数を信
号の各ピークに追従可能なように小に選定すれ
ば、第４図の如き再生RF信号１０の振幅変化に
対し、ドロツプアウト等によるレベル変動がなく
ても、曲線１３のように常時閾値レベルが変動し
て不安定であり、またこの閾値レベル１３は一点
鎖線で示す真の閾値レベル１５とずれた点でRF
信号１０とクロスすることになり正確な再生波形
は得られない。正負ピークホールド回路の時定数
を大としてドロツプアウトに対しては追従可能と
し、RF信号ピークには追従しないようにすると、
正負両ピークの各最大値の中点レベルを閾値レベ
ルとするようになる。第４図の実線１６のレベル
がこの場合の閾値レベルとなり、真の閾値レベル
１５とは異なつたものとなつて同様に正確な信号
読取りは不可能となる。
本発明の目的は記録媒体又は伝送系に起因する
ドロツプアウト等のレベル変動に対しても常に安
定した再生出力を得ることが可能なデイジタル変
調信号読取装置を提供することである。
本発明によるデイジタル変調信号読取装置は、
ATC回路のレベル比較器おける比較レベル（す
なわち閾値レベル）を、この比較出力におけるハ
イレベルとローレベルとの時間率に応じて制御す
る他に更に、再生信号の両ピーク値の中点レベル
に応じて制御するようにしたことを特徴としてい
る。
本発明による他のデイジタル変調信号読取装置
は、ATC回路のレベル比較器への入力信号とし
て、再生信号の両ピーク値の中点レベルに応じて
当該再生信号のオフセツトを制御したものを用
い、このレベル比較器の出力のハイレベルとロー
レベルの時間率に応じて比較レベルを制御するよ
うにしたことを特徴としている。
以下に図面を用いて本発明を説明する。
第６図は本発明の実施例の回路図であり、ピツ
クアツプによる再生信号は再生アンプ１により増
幅後、イコライザ１７に入力される。このイコラ
イザ１７は記録媒体やピツクアツプ等の周波数特
性を補償する特性を有しており、第７図に示す如
き補償特性を呈する。すなわち、図Ａに示すよう
な周波数対ゲイン特性を、また図Ｂに示す如き周
波数対遅延特性を夫々呈する。図から判るよう
に、約1MHzまでは遅延平坦特性を示しつつ、
EFM信号の最低基本周波数196KHzの振幅に対し
最高基本周波数720KHzの振幅が6dB程度上昇す
る如き特性となつている。このイコライザ１７
は、移相器と高域増強アンプとを組合せて構成さ
れるが（第１０図参照）、他の構成でも良い。
このイコライザ１７を通すことにより、再生信
号の周波数に起因する振幅の相違は略均一化する
ことが可能となつて、振幅方向のノイズ成分に対
し回路が安定化されることになる。このイコライ
ザ出力がATC回路を構成するレベル比較器２の
入力となつており、この比較出力のハイレベルと
ローレベルの時間率が積分器３及び差動アンプ４
により検出されることは第１図の例と同様であ
る。この時間率検出出力すなわち比較器２の比較
出力中の直流レベルに応じた信号が合成器１８の
１入力となる。
他方、イコライザ１７の出力の正負ピーク値が
両ピークホールド回路７及び８により検出され、
両ホールド出力が合成器１８において時間率検出
出力とこれまた加算合成され、この合成信号によ
りレベル比較器２の比較レベルとなるのである。
こうすることによつて、イコライザ１７の出力
レベルは信号周波数によらず略一定化されるの
で、合成器９による加算出力は再生信号の正負両
ピーク値の中点電圧レベルを表わすことになり、
各ピークホールド回路時定数を再生RF信号各ピ
ークに追従する如き小なる時定数ではなく、ドロ
ツプアウトに追従し得るに充分な時定数とし得る
ことになる。従つて、レベル比較器２の比較レベ
ルは、RF信号周波数に依存した振幅変動に起用
して変化することがなく安定な閾値を得ることが
可能となる。ドロツプアウト等によりレベル低下
に対しては、ピークホールド回路７，８及び合成
器９による中点レベル検出出力による閾値レベル
を制御する。長時間におけるハイ及びローレベル
の時間率変動に対しては、積分器３と差動アンプ
４とによる時間率検出出力により閾値レベルを制
御するものである。よつて、第８図Ａのようなド
ロツプアウト現象に対しても閾値レベル６は追従
して効果的に再生出力の波形整形が可能となるの
である。
第９図は本発明の他の実施例の回路図であり、
第６図と同等部分は同一符号により示されその説
明は省略する。本例では、両ピークホールド出力
の合成器９による合成出力すなわち再生出力の中
点電圧レベルを、別の合成器１９においてイコラ
イザ１７による再生出力と所望に合成し、この合
成信号をATC回路のレベル比較入力としている。
合成器９において、再生出力信号の正負各ピーク
値の中点電圧レベルが検出されることは第６図の
場合と同様であり、この中点電圧レベルによりイ
コライザ出力のオフセツト量を補償して、ドロツ
プアウト等による振幅減少時にも第８図Ｂの如く
再生信号のピーク中点電圧レベルを通常時のそれ
と略同等レベルへ低下させるように作用するもの
である。従つて、合成器１９としては減算回路構
成とすればよいことにになる。よつて、ドロツプ
アウトに対しても常に安定な波形整形出力が得ら
れる。尚、長時間に亘る時間率変動は、積分器
３、差動アンプ４等によるATC回路が有効に動
作することは第６図の場合と同等である。
尚、合成器１９を例えば所望比にて加算する加
算回路構成とし、イコライザ１７の出力を位相反
転させるか又合成器９の出力を位相反転させるよ
うにしても等価となることは明らかである。
第１０図は第６図の回路の具体例を示す図であ
り、両図において同等部分は同一符号により示さ
れている。イコライザ１７は、トランジスタQ1
〜Q4、コンデンサC1〜C3、抵抗R1〜R10からな
る。トランジスタQ1、コンデンサC2及び抵抗R3，
R5により、ゲインが１で位相のみを変化させる
移相器を構成し、トランジスタQ3、コンデンサ
C3及び抵抗R7〜R9によつて高域増強アンプを構
成している。このイコライザ出力は、コンデンサ
C4と抵抗R11及びコンデンサC5と抵抗R12による
結合回路を介してレベル比較器２とピークホール
ド回路７，８とに夫々印加される。これら両結合
回路の時定数は同一とされ同等の応答波形が得ら
れるようになされている。
正ピークホールド回路７はダイオードD1、抵
抗R13及びコンデンサC6からなり、負ピークホー
ルド回路８はダイオードD2、抵抗R14及びコンデ
ンサC7からなる。これら両ホールド出力は、抵
抗R15，R16及びオペアンプOP1による加算器９に
て加算され、次段の合成器１８の１入力となる。
合成器１８は、コンデンサC8，C9及び抵抗R17，
R18よりなり、ATC回路の差動アンプ４の出力が
他入力となつている。加算器９からみた場合、抵
抗R18、コンデンサC9の時定数は充分大であり、
加算器９の出力のカツプリング時定数はほぼコン
デンサC8と抵抗R17とで決定され、またATC回路
からみた時の抵抗R17とコンデンサC8とにより生
じるいわゆるポールは、ATC回路の訟波数帯域
外にあり無視しうるように、これら定数が選定さ
れている。尚、先述した様に、ピークホールド回
路７，８の各放電時定数（C6・R13及びC7・R14）
は、ドロツプアウトに追従するRF信号の各ピー
クには必ずしも追従しない様な値に選定されてお
り、閾値レベルの定常的ランダムノイズを小とし
ている。抵抗R19とコンデンサC10とによりATC
回路の積分器３が構成されている。
第６図及び第９図の各例において、正負ピーク
ホールド回路の時定数による遅れを補償すべく、
RF信号ラインすなわちイコライザ回路出力ライ
ンに遅延回路を挿入しても良い。
叙上の如く、本発明によればドロツプアウト等
のRF信号レベル低下に対しても効果的に閾値レ
ベルを追従制御することができると共に定常時に
も閾値レベルが安定してランダムに変化すること
がないので、常に正確な再生波形形成出力が得ら
れる。また、情報探索のためのいわゆる早送りサ
ーチ時において、記録トラツク間をピツクアツプ
情報検出点が通過する場合にもドロツプアウトと
同時にRF信号レベルが低下する現象が生じるが、
この場合も閾値レベルが追従して変化するので
RF信号の再生が可能となる利点がある。
【図面の簡単な説明】
第１図はATC回路の例を示す図、第２図は第
１図の回路の動作を説明する波形図、第３図は他
のATC回路の例を示す図、第４図は第３図の回
路の動作を説明する波形図、第５図は第１図及び
第３図の回路のドロツプアウト時の動作波形図、
第６図は本発明の実施例の回路図、第７図は第６
図のイコライザの特性図、第８図は本発明による
効果を説明する波形図、第９図は本発明の他の実
施例の回路図、第１０図は第６図の回路の具体例
を示す図である。 主要部分の符号の説明、２…レベル比較器、３
…積分器、４…差動アンプ、７，８…ピークホー
ルド回路、９，１８，１９…合成器、１７…イコ
ライザ。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ ハイレベルとローレベルの時間率が共にほぼ
    等しくなる如き変調方式により記録又は伝送され
    たデイジタル情報の変調信号を読取るデイジタル
    変調信号の読取装置であつて、前記変調信号の再
    生出力と所定比較レベルとをレベル比較する比較
    手段と、前記比較手段の出力のハイレベルとロー
    レベルの時間率を検出する時間率検出手段と、前
    記再生出力の正負各ピーク値の略中点レベルを検
    出する中点レベル検出手段と、前記時間率検出手
    段及び前記中点レベル検出手段の両検出出力を所
    望に合成して前記所定比較レベルとして出力する
    手段とを含む装置。 ２ 前記時間率検出手段は、前記比較手段の出力
    の直流成分を検出してこの直流レベルに応じた検
    出出力を発生するよう構成されてなる特許請求の
    範囲第１項記載の装置。 ３ 前記中点レベル検出手段は、前記再生出力の
    周波数特性を補償するイコライザ回路と、前記イ
    コライザ回路の出力の正負各ピーク値を夫々ホー
    ルドしてこれらホールド出力を所望に合成する手
    段とからなる特許請求の範囲第１項又は第２項記
    載の装置。 ４ ハイレベルとローレベルの時間率が共にほぼ
    等しくなる如き変調方式により記録又は伝送され
    たデイジタル情報の変調信号を読取るデイジタル
    変調信号の読取装置であつて、前記変調信号の再
    生出力の正負各ピーク値の略中点レベルに応じて
    前記再生出力のオフセツト量を制御する制御手段
    と、この制御手段により制御された出力と所定比
    較レベルとをレベル比較する比較手段と、前記比
    較手段の出力のハイレベルと、ローレベルの時間
    率を検出してこの時間率に応じて前記所定比較レ
    ベルを制御する時間率検出手段とを含む装置。 ５ 前記時間率検出手段は、前記比較手段の出力
    の直流成分を検出してこの直流レベルに応じた検
    出出力を発生するよう構成されてなる特許請求の
    範囲第４項記載の装置。 ６ 前記制御手段は、前記再生出力の周波数特性
    を補償するイコライザと、前記イコライザ回路の
    出力の正負各ピーク値を夫々ホールドしてこれら
    ホールド出力を所望に合成し、この合成出力と前
    記再生出力とを更に所望に合成する手段とからな
    る特許請求の範囲第４項又は第５項記載の装置。
JP57109336A 1982-06-25 1982-06-25 デイジタル変調信号読取装置 Granted JPS59257A (ja)

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