JPH0982028A - データ再生回路 - Google Patents
データ再生回路Info
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- JPH0982028A JPH0982028A JP7232536A JP23253695A JPH0982028A JP H0982028 A JPH0982028 A JP H0982028A JP 7232536 A JP7232536 A JP 7232536A JP 23253695 A JP23253695 A JP 23253695A JP H0982028 A JPH0982028 A JP H0982028A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 回転ムラの影響等を受けにくいとともに、I
C化に適したデータ再生回路を提供する。 【解決手段】 ディスクの回転速度が上昇した場合は、
記録メディアからの読み出し速度が上昇して、データレ
ートが上昇するので、これをデータレート検出部11で
検出し、データレートに基づいた制御信号を制御信号発
生部12で発生させて、波形等化器102の利得を抑え
るように制御する。これにより常に最良の波形等化を行
うことができる。
C化に適したデータ再生回路を提供する。 【解決手段】 ディスクの回転速度が上昇した場合は、
記録メディアからの読み出し速度が上昇して、データレ
ートが上昇するので、これをデータレート検出部11で
検出し、データレートに基づいた制御信号を制御信号発
生部12で発生させて、波形等化器102の利得を抑え
るように制御する。これにより常に最良の波形等化を行
うことができる。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】この発明は、変調信号を波形
等化してデータ再生をするもので、特に、変調信号が時
間的ゆらぎを持つ場合にでも精度よく波形等化を行うこ
とができるデータ再生回路に関する。
等化してデータ再生をするもので、特に、変調信号が時
間的ゆらぎを持つ場合にでも精度よく波形等化を行うこ
とができるデータ再生回路に関する。
【0002】
【従来の技術】図10に従来の回路例を示す。変調信号
抽出部101と波形等化器102とデータ抽出部103
とを直列に接続し、変調信号抽出部101で取り出され
た変調信号を波形等化器102により波形等化を行い、
データ抽出部103でデジタルデータを取り出す。変調
信号抽出部101の出力信号は、伝送経路あるいは記録
メディアあるいは再生回路等の帯域制限によって符号間
干渉を含む信号になっている。波形等化器102は、こ
の符号間干渉を取り除く。データ抽出部103は、符号
間干渉の除去された変調信号からデータを取り出す。変
調信号抽出部101は放送される信号の受信回路であっ
たり、光ディスクからの再生回路であったり、磁気記録
装置の再生回路であったりするが、以後の説明では、こ
れらを一纏めにして伝送メディアからの再生信号抽出回
路として説明する。
抽出部101と波形等化器102とデータ抽出部103
とを直列に接続し、変調信号抽出部101で取り出され
た変調信号を波形等化器102により波形等化を行い、
データ抽出部103でデジタルデータを取り出す。変調
信号抽出部101の出力信号は、伝送経路あるいは記録
メディアあるいは再生回路等の帯域制限によって符号間
干渉を含む信号になっている。波形等化器102は、こ
の符号間干渉を取り除く。データ抽出部103は、符号
間干渉の除去された変調信号からデータを取り出す。変
調信号抽出部101は放送される信号の受信回路であっ
たり、光ディスクからの再生回路であったり、磁気記録
装置の再生回路であったりするが、以後の説明では、こ
れらを一纏めにして伝送メディアからの再生信号抽出回
路として説明する。
【0003】たとえば、光ディスクに記録された信号
が、再生されたときの信号は図11に示すような周波数
特性を持つ。すなわち、利得が零になる周波数をftc
o、レーザー光源の波長をλ、開口数をNA、ディスク
の線速度をVとすれば、 ftco= (2・NA/ λ)V …(1) となる関係がある。すなわち、λやNAやVが一定のま
まで記録密度を上げようとすれば、ftcoが一定のま
まで再生データ数を増やすということになり、符号間干
渉を生じてしまう。従って、通常のシステムは波形等化
を前提とし、波形等化で符号間干渉を除去できる限界ま
で、符号間干渉を許容して記録密度を上げるよう設計す
る。
が、再生されたときの信号は図11に示すような周波数
特性を持つ。すなわち、利得が零になる周波数をftc
o、レーザー光源の波長をλ、開口数をNA、ディスク
の線速度をVとすれば、 ftco= (2・NA/ λ)V …(1) となる関係がある。すなわち、λやNAやVが一定のま
まで記録密度を上げようとすれば、ftcoが一定のま
まで再生データ数を増やすということになり、符号間干
渉を生じてしまう。従って、通常のシステムは波形等化
を前提とし、波形等化で符号間干渉を除去できる限界ま
で、符号間干渉を許容して記録密度を上げるよう設計す
る。
【0004】ここに用いる波形等化器102は、図12
に示すように伝送メディアの特性と波形等化部の特性を
総合すると、符号間干渉のない特性になるよう設計す
る。この特性は余弦下降特性として知られており、符号
間干渉が最小になる。データ抽出部103は、この符号
間干渉が除去された変調信号からデジタルデータを取り
出す。符号間干渉が除去できるのは、t=n・T(nは
整数、Tはデータ間隔=チャネルビット周期)のタイミ
ングの所だけであるので、通常はデータを正確に取り出
すために、PLL回路でチャネルビットのデータレート
を取り出し、このポイントだけを比較してデジタルデー
タを再生する。
に示すように伝送メディアの特性と波形等化部の特性を
総合すると、符号間干渉のない特性になるよう設計す
る。この特性は余弦下降特性として知られており、符号
間干渉が最小になる。データ抽出部103は、この符号
間干渉が除去された変調信号からデジタルデータを取り
出す。符号間干渉が除去できるのは、t=n・T(nは
整数、Tはデータ間隔=チャネルビット周期)のタイミ
ングの所だけであるので、通常はデータを正確に取り出
すために、PLL回路でチャネルビットのデータレート
を取り出し、このポイントだけを比較してデジタルデー
タを再生する。
【0005】もう少し詳しく説明すると、通常、変調信
号は直流を含まないような変調手段で変調されており、
データレートは変調信号の平均直流電圧と変調信号の電
位の大小を比較して1,0のデジタル信号にし、その反
転間隔から検出している。
号は直流を含まないような変調手段で変調されており、
データレートは変調信号の平均直流電圧と変調信号の電
位の大小を比較して1,0のデジタル信号にし、その反
転間隔から検出している。
【0006】変調方式には数多くの方法があるが、例え
ば、コンパクトディスクの場合にはEFM(Eight to Fo
urteen Modulation)という変調方式が用いられている。
コンパクトディスクにおけるデータレートは、4.31
9MHzである。すなわち、データの周期は232ns
ecで、最小でも同じデータが3個連続するように変調
されるので、最小反転間隔は695nsecとなってい
る。このように、最小反転間隔を広く取ることにより、
信号帯域を抑えて記録密度を上げることができる。
ば、コンパクトディスクの場合にはEFM(Eight to Fo
urteen Modulation)という変調方式が用いられている。
コンパクトディスクにおけるデータレートは、4.31
9MHzである。すなわち、データの周期は232ns
ecで、最小でも同じデータが3個連続するように変調
されるので、最小反転間隔は695nsecとなってい
る。このように、最小反転間隔を広く取ることにより、
信号帯域を抑えて記録密度を上げることができる。
【0007】このようなデータ再生回路を利用した伝送
システムは、伝送メディアによる符号間干渉を波形等化
器で除去し、少ない帯域でより多くのデータを伝送する
ことができるという利点を持つ。しかし、伝送メディア
の特性が変化すると符号間干渉が除去できずにエラーを
生じる、という問題がある。
システムは、伝送メディアによる符号間干渉を波形等化
器で除去し、少ない帯域でより多くのデータを伝送する
ことができるという利点を持つ。しかし、伝送メディア
の特性が変化すると符号間干渉が除去できずにエラーを
生じる、という問題がある。
【0008】例えば、光ディスクにおいて、伝送メディ
アの再生周波数限界は、式(1)で現されるが、Vはデ
ィスクの回転速度の影響を受ける線速度であるので、回
転ムラがあると生じる符号間干渉は理想化したものと外
れてくるので、波形等化部で符号間干渉を除去しきれず
に、エラーを生じてしまう。これは磁気テープや磁気デ
ィスク等においても同様である。
アの再生周波数限界は、式(1)で現されるが、Vはデ
ィスクの回転速度の影響を受ける線速度であるので、回
転ムラがあると生じる符号間干渉は理想化したものと外
れてくるので、波形等化部で符号間干渉を除去しきれず
に、エラーを生じてしまう。これは磁気テープや磁気デ
ィスク等においても同様である。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】従来のデータ再生回路
では、伝送メディアによる符号間干渉を波形等化器で除
去し、少ない帯域でより多くのデータを伝送することが
できるという反面、伝送メディアの特性が変化すると符
号間干渉が除去できずにエラーを生じる、という問題が
ある。
では、伝送メディアによる符号間干渉を波形等化器で除
去し、少ない帯域でより多くのデータを伝送することが
できるという反面、伝送メディアの特性が変化すると符
号間干渉が除去できずにエラーを生じる、という問題が
ある。
【0010】この発明は、回転ムラの影響等を受けにく
い高精度なデータ再生回路を提供するとともに、IC化
に適したデータ再生回路を提供する。
い高精度なデータ再生回路を提供するとともに、IC化
に適したデータ再生回路を提供する。
【0011】
【課題を解決するための手段】上記した課題を解決する
ためにこの発明では、変調を行って記録媒体に記録され
たデジタルデータを再生するデータ再生回路において、
変調された前記デジタルデータを復調する過程で、所望
の周波数特性に制御可能な波形等化手段と、前記波形等
化手段の出力データのレートを検出する検出手段と、前
記検出手段の出力に応じて制御信号を発生する制御信号
発生手段と、前記制御信号により前記波形等化手段の周
波数特性を制御する制御手段とからなることを特徴とす
る。
ためにこの発明では、変調を行って記録媒体に記録され
たデジタルデータを再生するデータ再生回路において、
変調された前記デジタルデータを復調する過程で、所望
の周波数特性に制御可能な波形等化手段と、前記波形等
化手段の出力データのレートを検出する検出手段と、前
記検出手段の出力に応じて制御信号を発生する制御信号
発生手段と、前記制御信号により前記波形等化手段の周
波数特性を制御する制御手段とからなることを特徴とす
る。
【0012】このように構成したことにより、再生デー
タレートに応じて波形等化手段の特性を変化させ、常に
符号間干渉を最小にしてエラーを最小限に留めることが
できる。光ディスク等のデータ再生においては、伝送帯
域がデータレートに比例する関係にあり、再生データレ
ートを検出して波形等化手段の特性を可変するとこで、
伝送帯域の変動の悪影響を大幅に低減することができ
る。言い換えれば、この発明のデータ再生回路を前提に
システムを設計すれば、回転ムラ等の影響を除去できる
分だけ記録密度を高めることができる。
タレートに応じて波形等化手段の特性を変化させ、常に
符号間干渉を最小にしてエラーを最小限に留めることが
できる。光ディスク等のデータ再生においては、伝送帯
域がデータレートに比例する関係にあり、再生データレ
ートを検出して波形等化手段の特性を可変するとこで、
伝送帯域の変動の悪影響を大幅に低減することができ
る。言い換えれば、この発明のデータ再生回路を前提に
システムを設計すれば、回転ムラ等の影響を除去できる
分だけ記録密度を高めることができる。
【0013】また、線速度一定方式のディスクを再生中
に離れたトラックにジャンプするとモーターの回転数は
急激には変わらないのでデータ再生が遅れるが、この発
明の回路を使用すると、ずれた状態ですばやく波形等化
できるので、トラックジャンプ後のデータ再生をより早
くから行えるという効果もある。
に離れたトラックにジャンプするとモーターの回転数は
急激には変わらないのでデータ再生が遅れるが、この発
明の回路を使用すると、ずれた状態ですばやく波形等化
できるので、トラックジャンプ後のデータ再生をより早
くから行えるという効果もある。
【0014】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態につ
いて図面を参照しながら詳細に説明する。図1は、この
発明のデータ再生回路の第1の実施の形態を説明するた
めの回路構成図である。この実施の形態は、データレー
ト検出部11と制御信号発生部12を追加した部分が図
10の構成と異なる。すなわち、データレート検出部1
1は、波形等化器102により波形等化された変調信号
からデータレートを検出する。制御信号発生部12で
は、検出されたデータレートに基づき制御信号に変換
し、波形等化器102を制御する。
いて図面を参照しながら詳細に説明する。図1は、この
発明のデータ再生回路の第1の実施の形態を説明するた
めの回路構成図である。この実施の形態は、データレー
ト検出部11と制御信号発生部12を追加した部分が図
10の構成と異なる。すなわち、データレート検出部1
1は、波形等化器102により波形等化された変調信号
からデータレートを検出する。制御信号発生部12で
は、検出されたデータレートに基づき制御信号に変換
し、波形等化器102を制御する。
【0015】ディスクの回転速度が速くなっている場合
は、図11の伝送メディアの特性図に示した点線のよう
に、再生周波数限界が上昇して全体的に利得が上昇し、
ディスクの回転速度が遅くなっている場合には、鎖線の
ように再生周波数限界が下降して全体的に利得が下降す
る。この特性と波形等化器102の合成特性が例えば図
12になるようにするのであるから、例えば、回転速度
が上昇して点線のようにメディアの特性がずれた場合に
は、波形等化器102はこれと逆特性がずれるようにす
れば、波形等化は常に最適にできる。
は、図11の伝送メディアの特性図に示した点線のよう
に、再生周波数限界が上昇して全体的に利得が上昇し、
ディスクの回転速度が遅くなっている場合には、鎖線の
ように再生周波数限界が下降して全体的に利得が下降す
る。この特性と波形等化器102の合成特性が例えば図
12になるようにするのであるから、例えば、回転速度
が上昇して点線のようにメディアの特性がずれた場合に
は、波形等化器102はこれと逆特性がずれるようにす
れば、波形等化は常に最適にできる。
【0016】回転速度が上昇した場合には、記録メディ
アからの読み出し速度が上昇してデータレートが上昇す
るので、これをデータレート検出部11により検出を行
って、データレートに基づいた制御信号を制御信号発生
部12に発生させ、波形等化器102の利得を抑えるよ
うに制御する。これにより常に最良の波形等化を行うこ
とができる。
アからの読み出し速度が上昇してデータレートが上昇す
るので、これをデータレート検出部11により検出を行
って、データレートに基づいた制御信号を制御信号発生
部12に発生させ、波形等化器102の利得を抑えるよ
うに制御する。これにより常に最良の波形等化を行うこ
とができる。
【0017】この実施の形態では、ディスクの回転速度
が上昇した場合には、記録メディアからの読み出し速度
が上昇してデータレートが上昇するので、これをデータ
レートに基づいた制御信号を発生させ、波形等化器10
2の利得を抑えるように制御したことにより、常に最良
の波形等化を行うことができる。
が上昇した場合には、記録メディアからの読み出し速度
が上昇してデータレートが上昇するので、これをデータ
レートに基づいた制御信号を発生させ、波形等化器10
2の利得を抑えるように制御したことにより、常に最良
の波形等化を行うことができる。
【0018】データレート検出部11は、別の目的から
データ抽出部103が備えている場合が多い。その場合
は、図2に示す構成となる。データレート検出部11を
備えたデータ抽出部1031としては、Tmax検出回
路やTmin検出回路やPLL回路などがある。Tma
x検出回路は、変調方式で規定されるデータの最大反転
間隔を検出する回路であり、Tmin検出回路は、デー
タの最小反転間隔を検出する回路である。PLL回路は
位相同期によりデータレートを取り出す回路である。変
調方式によってTmax,Tminは決まっており、こ
の3種類の回路は、どれもこの発明に必要なデータレー
ト検出部11として使用できる。
データ抽出部103が備えている場合が多い。その場合
は、図2に示す構成となる。データレート検出部11を
備えたデータ抽出部1031としては、Tmax検出回
路やTmin検出回路やPLL回路などがある。Tma
x検出回路は、変調方式で規定されるデータの最大反転
間隔を検出する回路であり、Tmin検出回路は、デー
タの最小反転間隔を検出する回路である。PLL回路は
位相同期によりデータレートを取り出す回路である。変
調方式によってTmax,Tminは決まっており、こ
の3種類の回路は、どれもこの発明に必要なデータレー
ト検出部11として使用できる。
【0019】図3はデータ抽出部1031の構成の一部
であるPLL回路を、データレート検出部として利用し
たこの発明の第2の実施の形態の回路構成図である。P
LL回路31は、データ抽出のタイミングを得るために
クロックを発生するが、これは極めて精度のよいクロッ
クであるため、波形等化器の制御も高精度に行うことが
できる。従って、回転ムラによる符号間干渉は高精度に
除去できる。ただし、ある程度データレートが設計値に
近い範囲でしかPLL回路31は動作できないので、例
えば、線速度一定方式で離れたトラックにジャンプした
場合などに応用することは難しい。
であるPLL回路を、データレート検出部として利用し
たこの発明の第2の実施の形態の回路構成図である。P
LL回路31は、データ抽出のタイミングを得るために
クロックを発生するが、これは極めて精度のよいクロッ
クであるため、波形等化器の制御も高精度に行うことが
できる。従って、回転ムラによる符号間干渉は高精度に
除去できる。ただし、ある程度データレートが設計値に
近い範囲でしかPLL回路31は動作できないので、例
えば、線速度一定方式で離れたトラックにジャンプした
場合などに応用することは難しい。
【0020】なお、図3中のピックアップ32とプリア
ンプ33はコンパクトディスクに記録されたデジタル情
報を拾う変調抽出部101に相当し、波形等化フィルタ
34は波形等化器102に相当する。データスライス回
路35、フリップフロップ回路36それにPLL回路3
1はデータ抽出部1031に相当する。また、時定数調
整回路37は制御信号発生部12に相当する。時定数調
整回路37はPLL回路31の出力に基づき、その出力
より波形等化フィルタ34を、所望の周波数特性に制御
する。
ンプ33はコンパクトディスクに記録されたデジタル情
報を拾う変調抽出部101に相当し、波形等化フィルタ
34は波形等化器102に相当する。データスライス回
路35、フリップフロップ回路36それにPLL回路3
1はデータ抽出部1031に相当する。また、時定数調
整回路37は制御信号発生部12に相当する。時定数調
整回路37はPLL回路31の出力に基づき、その出力
より波形等化フィルタ34を、所望の周波数特性に制御
する。
【0021】Tmax検出回路あるいはTmin検出回
路は、検出精度がPLL回路よりも悪く残留誤差が残る
が、PLL回路よりも動作範囲が広い。従って、線速度
一定方式でトラックジャンプした場合等において、より
速く波形等化部を追従させることができて、このような
場合にすばやくデータ再生を行うことができる。
路は、検出精度がPLL回路よりも悪く残留誤差が残る
が、PLL回路よりも動作範囲が広い。従って、線速度
一定方式でトラックジャンプした場合等において、より
速く波形等化部を追従させることができて、このような
場合にすばやくデータ再生を行うことができる。
【0022】この特徴を組み合わせて、トラックジャン
プ時には素早く応答するとともに、通常再生時には高精
度にデータレートを検出するデータレート検出部の具体
例について図4を用いて説明する。
プ時には素早く応答するとともに、通常再生時には高精
度にデータレートを検出するデータレート検出部の具体
例について図4を用いて説明する。
【0023】すなわち、適正レート判定部を備え、通常
はデータレート検出手段としてPLL回路41を利用
し、トラックジャンプさせる場合等には、そのときだけ
TMAX回路42をデータレート検出手段として使用す
るものである。適正レート判定部43は、TMAX検出
回路42のレートと、PLL回路41のレートと、固定
の基準クロック等とを比較し、あるアルゴリズムにより
望ましいレートを判定してスイッチ44を制御し、PL
L回路41かTMAX検出回路42の出力を選択的に出
力する。
はデータレート検出手段としてPLL回路41を利用
し、トラックジャンプさせる場合等には、そのときだけ
TMAX回路42をデータレート検出手段として使用す
るものである。適正レート判定部43は、TMAX検出
回路42のレートと、PLL回路41のレートと、固定
の基準クロック等とを比較し、あるアルゴリズムにより
望ましいレートを判定してスイッチ44を制御し、PL
L回路41かTMAX検出回路42の出力を選択的に出
力する。
【0024】あるいは、トラックジャンプ後ある一定期
間だけTMAX検出回路42のレートを採用し、他の期
間はPLL回路41のレートを採用するという、より簡
単な方法でもよい。
間だけTMAX検出回路42のレートを採用し、他の期
間はPLL回路41のレートを採用するという、より簡
単な方法でもよい。
【0025】図5を用い、波形等化器102を具体例に
ついて説明する。APF51〜54は全域通過フィルタ
で、この回路はFIR型のトランスバーサルフィルタで
ある。APF51〜54には制御端子があって、制御信
号により遅延時間を可変できるようになっている。AP
F51〜54が縦列接続してあるのは、1個の2次AP
Fでは遅延時間が不足する場合が多いので、この例では
2次APFを2個縦列接続した。入力信号は2個の遅延
時間可変の4段のAPFで遅延され、その両端と中間か
ら取り出されて加算器55で加算され、出力信号とな
る。両端の信号の加算利得を−a、中央タップの信号の
加算利得をbとし、式を簡単にするために2次APF2
個分の遅延時間をTとし、さらに、APFの遅延が平坦
な範囲内で考えることにしてAPFの遅延時間は平坦で
あると仮定し、入力信号をVin、出力信号をVout
と置くと、
ついて説明する。APF51〜54は全域通過フィルタ
で、この回路はFIR型のトランスバーサルフィルタで
ある。APF51〜54には制御端子があって、制御信
号により遅延時間を可変できるようになっている。AP
F51〜54が縦列接続してあるのは、1個の2次AP
Fでは遅延時間が不足する場合が多いので、この例では
2次APFを2個縦列接続した。入力信号は2個の遅延
時間可変の4段のAPFで遅延され、その両端と中間か
ら取り出されて加算器55で加算され、出力信号とな
る。両端の信号の加算利得を−a、中央タップの信号の
加算利得をbとし、式を簡単にするために2次APF2
個分の遅延時間をTとし、さらに、APFの遅延が平坦
な範囲内で考えることにしてAPFの遅延時間は平坦で
あると仮定し、入力信号をVin、出力信号をVout
と置くと、
【数1】 となる。ここで、eは自然対数の底、sはラプラス変数
であり、角周波数をωとし、j=−11/2 と置けばs=
jωであるので、式(2)は、
であり、角周波数をωとし、j=−11/2 と置けばs=
jωであるので、式(2)は、
【数2】 と書き直せる。この中でe-sT は利得の周波数特性は一
定で位相を変えるだけの効果があるので無視して、[b
−2a・cos(ω・T)]について見ることにすれ
ば、この回路の利得はcos(ωT)が1となる周波数
で利得が最小になり、cos(ωT)が−1となる周波
数で利得が最大になる。すなわち、nを任意の整数とし
て、f=n/Tの周波数で利得が最小で値はb−2aと
なり、f=(2・n+1)/2Tの周波数で利得が最大
で値はb+2aとなる。波形等化器としては、このf=
(2・n+1)/2Tの周波数で利得が最大になる点を
利用して、劣化している高域成分を持ち上げる。式から
明らかなように、APFの遅延時間を短くすると、最大
利得となる周波数が高域に移動し、その最大利得の値は
変化しない。逆にAPFの遅延時間を長くすると、最大
利得となる周波数が低域に移動し、その最大利得の値は
変化しない。よって、この発明に応用する可変周波数特
性の波形等化器として好適である。
定で位相を変えるだけの効果があるので無視して、[b
−2a・cos(ω・T)]について見ることにすれ
ば、この回路の利得はcos(ωT)が1となる周波数
で利得が最小になり、cos(ωT)が−1となる周波
数で利得が最大になる。すなわち、nを任意の整数とし
て、f=n/Tの周波数で利得が最小で値はb−2aと
なり、f=(2・n+1)/2Tの周波数で利得が最大
で値はb+2aとなる。波形等化器としては、このf=
(2・n+1)/2Tの周波数で利得が最大になる点を
利用して、劣化している高域成分を持ち上げる。式から
明らかなように、APFの遅延時間を短くすると、最大
利得となる周波数が高域に移動し、その最大利得の値は
変化しない。逆にAPFの遅延時間を長くすると、最大
利得となる周波数が低域に移動し、その最大利得の値は
変化しない。よって、この発明に応用する可変周波数特
性の波形等化器として好適である。
【0026】ところで、APF51〜54の制御端子
は、データレート検出部11を兼ねたPLL回路より出
力されるデータレートに基づき、それを電圧に変換する
F/V変換器55の出力より出力される電圧により制御
する。なお、F/V変換器55は制御信号発生部に相当
する。
は、データレート検出部11を兼ねたPLL回路より出
力されるデータレートに基づき、それを電圧に変換する
F/V変換器55の出力より出力される電圧により制御
する。なお、F/V変換器55は制御信号発生部に相当
する。
【0027】図6は図5に示した制御端子を有するAP
Fの具体的な回路例である。gmは制御端子があり、制
御信号でトランスコンダクタンスの値を可変できる可変
トランスコンダクタンス・アンプである。このように構
成した回路は、
Fの具体的な回路例である。gmは制御端子があり、制
御信号でトランスコンダクタンスの値を可変できる可変
トランスコンダクタンス・アンプである。このように構
成した回路は、
【数3】 という特性になり、全域通過フィルタAPFとなる。
【0028】図7は図6に示した可変トランスコンダク
タンス・アンプgmの具体的回路例である。エミッタを
直結したトランジスタQ1,Q2で構成される差動回路
71の電流値を変えてトランスコンダクタンスを制御す
る。この回路のトランスコンダクタンスは、差動回路7
1の片方のトランジスタを流れる電流値をIcとすれ
ば、gm=q・Ic/kTとなり、トランスコンダクタ
ンスgmは、Icに比例して変化する。
タンス・アンプgmの具体的回路例である。エミッタを
直結したトランジスタQ1,Q2で構成される差動回路
71の電流値を変えてトランスコンダクタンスを制御す
る。この回路のトランスコンダクタンスは、差動回路7
1の片方のトランジスタを流れる電流値をIcとすれ
ば、gm=q・Ic/kTとなり、トランスコンダクタ
ンスgmは、Icに比例して変化する。
【0029】すなわち、このような回路を用いることに
よって、周波数特性の制御が可能で良好な特性の波形等
化手段を実現できる。
よって、周波数特性の制御が可能で良好な特性の波形等
化手段を実現できる。
【0030】図8はIC化する場合に好適な、APFと
制御信号発生部の回路構成例である。APF部分は図6
と同じである。よく知られているように、ICにおいて
は、素子間の相対精度はよいが絶対精度は悪い。従っ
て、図6のAPFも遅延時間の絶対精度は極めて悪く、
図5の波形等化器の特性もそのままではバラツキが大き
い。フィルタの時定数を自動調整する手段は幾つかの方
法が考えられており、図8の下部はそのうちの1つの方
法である。この回路を時定数調整回路と呼ぶことにす
る。
制御信号発生部の回路構成例である。APF部分は図6
と同じである。よく知られているように、ICにおいて
は、素子間の相対精度はよいが絶対精度は悪い。従っ
て、図6のAPFも遅延時間の絶対精度は極めて悪く、
図5の波形等化器の特性もそのままではバラツキが大き
い。フィルタの時定数を自動調整する手段は幾つかの方
法が考えられており、図8の下部はそのうちの1つの方
法である。この回路を時定数調整回路と呼ぶことにす
る。
【0031】まず、クロック端子CLKに供給するクロ
ックが一定の周期であると仮定する。スイッチSWはク
ロックの周期に応じて開閉する。スイッチSWが閉じて
いると、コンデンサC3は放電され、gmの出力、つま
りピークホールドの入力は接地になる。スイッチSWが
開くとコンデンサC3はgm・Vrefという電流で充
電されるので、期間T後にはピークホールドの電位はg
m・Vref・T/C3となる。ピークホールドは、最
大電位をホールドするので、期間TだけスイッチSWが
開く場合には、ピークホールドの出力端電位Vcomp
もgm・Vref・T/C3となる。
ックが一定の周期であると仮定する。スイッチSWはク
ロックの周期に応じて開閉する。スイッチSWが閉じて
いると、コンデンサC3は放電され、gmの出力、つま
りピークホールドの入力は接地になる。スイッチSWが
開くとコンデンサC3はgm・Vrefという電流で充
電されるので、期間T後にはピークホールドの電位はg
m・Vref・T/C3となる。ピークホールドは、最
大電位をホールドするので、期間TだけスイッチSWが
開く場合には、ピークホールドの出力端電位Vcomp
もgm・Vref・T/C3となる。
【0032】コンパレータ81は基準電位Vrefとピ
ークホールド82の出力とを比較し、その値が同じにな
るようにコンデンサC4を充放電してgmの制御電圧を
調整する。gmは制御電圧が高い時にトランスコンダク
タンスが上昇するように構成されていれば、コンパレー
タ81の極性を図のようにすれば、比較電圧Vcomp
が低い時にはVcomp<Vrefの比較により、コン
パレータ81はコンデンサC4を充電し、gmが上昇し
てVcompを大きくするよう帰還が働く。逆に比較電
圧Vcompが高い時にはコンパレータ81は、コンデ
ンサC4を放電し、gmが下降してVcompを小さく
するよう帰還が働く。つまり、常に1/T=gm/C3
となるよう動作する。
ークホールド82の出力とを比較し、その値が同じにな
るようにコンデンサC4を充放電してgmの制御電圧を
調整する。gmは制御電圧が高い時にトランスコンダク
タンスが上昇するように構成されていれば、コンパレー
タ81の極性を図のようにすれば、比較電圧Vcomp
が低い時にはVcomp<Vrefの比較により、コン
パレータ81はコンデンサC4を充電し、gmが上昇し
てVcompを大きくするよう帰還が働く。逆に比較電
圧Vcompが高い時にはコンパレータ81は、コンデ
ンサC4を放電し、gmが下降してVcompを小さく
するよう帰還が働く。つまり、常に1/T=gm/C3
となるよう動作する。
【0033】APFの特性は、
【数4】 であるので、コンデンサとトランスコンダクタンスの比
を、この時定数調整回路で調整すれば、APFの特性は
ICに内蔵した素子の絶対値には依存せず、クロックの
周期で決まる。また、クロックの周期を変えることでA
PFの特性を変えることができ、この発明のデータ再生
回路の制御信号発生部として使用するのは極めて好適で
ある。
を、この時定数調整回路で調整すれば、APFの特性は
ICに内蔵した素子の絶対値には依存せず、クロックの
周期で決まる。また、クロックの周期を変えることでA
PFの特性を変えることができ、この発明のデータ再生
回路の制御信号発生部として使用するのは極めて好適で
ある。
【0034】また、FIRフィルタの周波数特性を制御
可能な波形等化器の他の具体例を図9に示す。この波形
等化器では、FIRフィルタの利得が最大になる周波数
は変わらないが、ピークの量が変化する。多くのシステ
ムにおいて信号の主成分は、図11の利得が零になる周
波数ftcoの半分の周波数よりも低い部分にある。こ
れと波形等化器の合成の周波数特性を図12のようにす
るのであるから、波形等化器の周波数特性はftcoの
半分の周波数前後、あるいはそれよりも低い周波数を持
ち上げる形になる。従って、伝送メディアの特性が図1
1において点線のように変化した場合には、波形等化器
は周波数特性を持ち上げる量を減らすことによって、図
12の波形を保ちつつ、波形等化誤差を増やさないよう
にすることもできる。
可能な波形等化器の他の具体例を図9に示す。この波形
等化器では、FIRフィルタの利得が最大になる周波数
は変わらないが、ピークの量が変化する。多くのシステ
ムにおいて信号の主成分は、図11の利得が零になる周
波数ftcoの半分の周波数よりも低い部分にある。こ
れと波形等化器の合成の周波数特性を図12のようにす
るのであるから、波形等化器の周波数特性はftcoの
半分の周波数前後、あるいはそれよりも低い周波数を持
ち上げる形になる。従って、伝送メディアの特性が図1
1において点線のように変化した場合には、波形等化器
は周波数特性を持ち上げる量を減らすことによって、図
12の波形を保ちつつ、波形等化誤差を増やさないよう
にすることもできる。
【0035】この実施の形態では、主としてftcoの
半分の周波数よりも上の部分で誤差が増えるが、この部
分には信号のエネルギーがあまりないので、波形等化誤
差としての影響は小さい。すなわち、補正の方法として
は、伝送帯域が広がった時に波形等化器の帯域を広げる
方法と、伝送帯域が広がったときに波形等化器の高域利
得を下げる方法とがある。図5は前者の例であり、図9
は後者の例である。
半分の周波数よりも上の部分で誤差が増えるが、この部
分には信号のエネルギーがあまりないので、波形等化誤
差としての影響は小さい。すなわち、補正の方法として
は、伝送帯域が広がった時に波形等化器の帯域を広げる
方法と、伝送帯域が広がったときに波形等化器の高域利
得を下げる方法とがある。図5は前者の例であり、図9
は後者の例である。
【0036】上記したこの発明の各実施の形態を前提に
システムを設計すれば、回転ムラ等の影響を除去できる
分だけ記録密度を高めることができる。また、線速度一
定方式のディスクを再生中に離れたトラックにジャンプ
すると、モーターの回転数は急激には変わらないのでデ
ータ再生が遅れるが、この発明の回路を使用すると、ず
れた状態で素早く波形等化できるので、トラックジャン
プ後のデータ再生をより早くから行うことができる。
システムを設計すれば、回転ムラ等の影響を除去できる
分だけ記録密度を高めることができる。また、線速度一
定方式のディスクを再生中に離れたトラックにジャンプ
すると、モーターの回転数は急激には変わらないのでデ
ータ再生が遅れるが、この発明の回路を使用すると、ず
れた状態で素早く波形等化できるので、トラックジャン
プ後のデータ再生をより早くから行うことができる。
【0037】この発明は、光ディスク等のデータ再生回
路に応用すると最も効果が大きいが、これには限らずデ
ジタルデータを変調した変調信号を伝送するシステムす
べてに広く適用できる。
路に応用すると最も効果が大きいが、これには限らずデ
ジタルデータを変調した変調信号を伝送するシステムす
べてに広く適用できる。
【0038】
【発明の効果】以上説明したように、この発明のデータ
再生回路は、再生データレートに応じて波形等化器の特
性を変化させ、常に符号間干渉を最小にしてエラーを最
小限に抑えることができる。
再生回路は、再生データレートに応じて波形等化器の特
性を変化させ、常に符号間干渉を最小にしてエラーを最
小限に抑えることができる。
【図1】この発明の第1の実施の形態を説明するための
回路構成図。
回路構成図。
【図2】図1のデータ抽出部の構成の一部をデータレー
ト検出部とした場合について説明するための回路構成
図。
ト検出部とした場合について説明するための回路構成
図。
【図3】この発明の第2の実施の形態を説明するための
回路構成図。
回路構成図。
【図4】データレート検出部の具体例について説明する
ための回路構成図。
ための回路構成図。
【図5】図3で用いる、周波数特性可変の他の波形等化
器の具体例を説明するための回路構成図。
器の具体例を説明するための回路構成図。
【図6】図5に示した、制御端子を有するAPFの具体
的な回路構成図。
的な回路構成図。
【図7】図6に示した、可変トランスコンダクタンス・
アンプgmの具体的な回路構成図。
アンプgmの具体的な回路構成図。
【図8】IC化する場合に好適な、この発明に用いる全
域通過フィルタと制御信号発生部の具体的な回路構成
図。
域通過フィルタと制御信号発生部の具体的な回路構成
図。
【図9】この発明に用いる、FIRフィルタの周波数特
性を制御可能な波形等化器の他の具体例を説明するため
の回路構成図。
性を制御可能な波形等化器の他の具体例を説明するため
の回路構成図。
【図10】従来のデータ再生回路を説明するための説明
図。
図。
【図11】光ディスクの再生特性例を説明するための説
明図。
明図。
【図12】余弦下降特性について説明するための説明
図。
図。
11…データレート検出部、12…制御信号発生部、1
01…変調信号等化器、102…波形等化器、103,
1031…データ抽出部。
01…変調信号等化器、102…波形等化器、103,
1031…データ抽出部。
Claims (6)
- 【請求項1】 変調を行って記録媒体に記録されたデジ
タルデータを再生するデータ再生回路において、 変調された前記デジタルデータを復調する過程で、所望
の周波数特性に制御可能な波形等化手段と、 前記波形等化手段の出力データのレートを検出する検出
手段と、 前記検出手段の出力に応じた制御信号を発生する制御信
号発生手段と、 前記制御信号に基づいて前記波形等化手段の周波数特性
を制御する制御手段とからなることを特徴とするデータ
再生回路。 - 【請求項2】 データレート検出手段による検出結果に
基づき、データレートが高くなっているときは、波形等
化手段の高域利得を低下させるように制御してなること
を特徴とする請求項1記載のデータ再生回路。 - 【請求項3】 データレート検出手段による検出結果に
基づき、データレートが高くなっているときは、波形等
化手段の周波数特性を伸ばすように制御してなることを
特徴とする請求項1記載のデータ再生回路。 - 【請求項4】 PLL回路またはTmax検出回路また
はTmin検出回路のいずれかにより、データレート検
出手段を構成してなることを特徴とする請求項1記載の
データ再生回路。 - 【請求項5】 変調を行って記録媒体に記録されたデジ
タル信号を抽出する抽出手段と、 前記抽出手段の出力に接続し、該出力に波形等化を行う
フィルタ回路と、 前記フィルタ回路の出力を、所定のしきい値で1,0判
別するデータスライス回路と、 前記変調されたデジタル信号のデータレートに基づいた
クロックを再生するPLL回路と、 前記データスライス回路で判別したデジタル信号を前記
クロックに同期してデジタルデータを取り出すフリップ
フロップ回路と、 前記PLL回路のクロックに基づいて制御信号を発生す
る制御信号発生回路と、 前記制御信号発生回路の制御信号により、前記フィルタ
回路の周波数特性を制御する制御手段とからなることを
特徴とするデータ再生回路。 - 【請求項6】 制御信号発生回路は、入力クロックと集
積回路内部の素子値に応じて制御信号を発生する時定数
調整回路であることを特徴とする請求項1または5のい
ずれかに記載のデータ再生回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7232536A JPH0982028A (ja) | 1995-09-11 | 1995-09-11 | データ再生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7232536A JPH0982028A (ja) | 1995-09-11 | 1995-09-11 | データ再生回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0982028A true JPH0982028A (ja) | 1997-03-28 |
Family
ID=16940874
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7232536A Withdrawn JPH0982028A (ja) | 1995-09-11 | 1995-09-11 | データ再生回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0982028A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6236632B1 (en) | 1998-04-30 | 2001-05-22 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Disk driver |
JP5031768B2 (ja) * | 2006-12-05 | 2012-09-26 | パイオニア株式会社 | 情報再生装置及び方法、並びにコンピュータプログラム |
-
1995
- 1995-09-11 JP JP7232536A patent/JPH0982028A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6236632B1 (en) | 1998-04-30 | 2001-05-22 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Disk driver |
JP5031768B2 (ja) * | 2006-12-05 | 2012-09-26 | パイオニア株式会社 | 情報再生装置及び方法、並びにコンピュータプログラム |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20021203 |