JPH01125043A - 復調回路の判定基準電圧生成回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、ディジタル変調信号の復調回路において、復
調された符号の判定基準電圧を生成する判定基準電圧生
成回路に関するものである。

（従来の技術） 近年、ディジタルデータを無線で伝送することの要求が
出て来ている。移動無線用のｓｃｐｃ（Ｓｉｎｇｌｅ　
Ｃｈａｎｎｅｌ　Ｐｅｒ　Ｃａｒｒｌｅｒ）方式では、
２値のディジタル信号によって周波数変調する場合や、
伝送帯域幅を狭くするために、２値のディジタル信号を
低域濾波器に通した後に周波数変調を行なう場合がある
。特に低域濾波器としてガウスフィルタを使ったものは
Ｇ　Ｍ　Ｓ　Ｋ　（Ｇａｕｓｓｉａｎ　ＦｉｌｔｅｒＭ
ａｎｉｐｕｌａｔｅｄ　Ｍ１ｎｉｍｕａ＋　５ｈｉｆ’
ｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）方式と呼ばれ、極めて帯域の狭い変
調方式であるが、これは等価的に多値のディジタル信号
による周波数変調波を扱ったものと考える事ができる。

また２値のディジタル信号を多値（例えば４値）に変換
した後に、低域濾波器を通して周波数変調を行う場合も
ある。

以上いずれの場合も２値又は多値のディジタル信号によ
る周波数変調波を扱ったものと考える事ができるが、こ
れらの２値又は多値のディジタル周波数変調波はその生
成過程から、意図的あるいは意図しない直流成分を含む
ものであり、変調過程、伝送過程、復調過程のすべてに
わたって、直流成分を考慮しなければならない。

しかしながら、以下の理由によりこの直流成分を含めて
伝送する場合には困難が伴なう。即ち、送信周波数と、
受信周波数は温度等の環境条件の変化でそれぞれに偏差
を持ち、その相対的ずれは、復調した際の直流電位のず
れとなる。これを防ぐために、受信器の周波数弁別器の
出力に、直流遮断回路を必要とする。また、搬送波周波
数を切換えて使用して変調し、それを合成するに当って
、近年、周波数シンセサイザが使用されるが、その合成
波に周波数変調をかける場合に、直流成分まで考慮する
必要があるので、回路が複雑になる。

上記理由により、直流成分を含まない伝送方式が望まれ
るが、直流成分を伝送しない場合には、以下に示すよう
な、問題が生ずる。このことを２値のディジタル信号に
よる周波数変調を例にして説明する。

第２図は従来のディジタル送信機の構成を示すブロック
図、第３図は従来のディジタル受信機の構成を示すブロ
ック図である。第２図において、１はディジタル入力デ
ータの入力端子、２は周波数変調回路、３は高周波増幅
器、４は送信アンテナである。第３図において、５は受
信アンテナ、６は高周波増幅器、７は周波数変換用の混
合器、８は局部発振器、９は帯域濾波器を含む中間周波
増幅器、１０は中間周波増幅器９による周波数変調波を
復調する周波数弁別器、１１は直流遮断回路、１２はア
ナログ比較器、１３はアナログ比較器１２に対して判定
基準電圧を供給する入力端子、１４は出力端子である。

第４図は第２図と第３図とによる送・受信器の送信入力
データと復調出力波形とを示す図であり、第２図の送信
機の入力端子１には第４図に示すような送信入力データ
Ｓｌが加えられ、周波数変調器２によってこのデータＳ
１に基づいて周波数変換用され、高周波増幅器３によっ
て増幅されて送信アン云す４から送信される。そして第
３図の受信アンテナ５で受信した信号は高周波増幅器６
によって増幅され、混合器７で局部発振器８の出力を加
えて周波数変換されて、中間周波信号となる。

二の中間周波信号は、中間周波増幅器９で増幅され、周
波数弁別器１０で周波数検波される。そして、直流遮断
回路１１によって直流分が遮断されて、第４図に示すよ
うな復調出力波形Ｓ２となる。

アナログ比較器１２は、入力端子１３の判定基準電圧Ａ
と、直流遮断回路１１の復調出力波形Ｓ２とを比較して
、復調出力波形Ｓ２の電位の方が高ければ出力端子１４
に判定値「１」を出力し、逆の場合は判定値「０」を出
力する。

第４図の送信入力データＳｌと、復調出力波形Ｓ２とを
比較すると、送信入力データＳｌのレベルが短形波であ
るのに対して、波形Ｓ２は、第２図の送信機の周波数変
調回路２と、第３図の直流遮断回路１１との作用により
、波形ひずみを生じて、傾斜したレベルになり、該レベ
ルの中心値は第４図の破線Ｂで示したように変動する。

（発明が解決しようとする問題点） しかしながら、第３図の受信機の構成では、判定基準電
圧Ａは、第４図に示すような固定レベルであるから判定
マージンが変動し、判定マージンが小さくなったときに
、誤った判定をして、伝送誤り率が悪化するという問題
点があった。特に、伝送帯域を狭くするために、符号を
多値化した場合や、ＧＭＳＫ方式のように等価的に符号
が多値化されている場合に影響が大きい。

本発明は、判定基準電圧を固定電圧とせずに、第４図の
破線Ｂで示すような変動する中心電圧に一致するような
電圧を生成して判定マージンが変動しないような復調回
路の判定基準電圧生成回路を提供することを目的とする
。

（問題点を解決するための手段） 本発明は前記問題点を解決するために、ディジタル変調
信号の復調回路において復調された符号のレベル判定に
使用される判定基準電圧の生成回路において、前記判定
基準電圧に対する前記符号のレベル信号を前記判定基準
電圧に対する電位として各判定値について当該各符号の
反転期間を含む期間にわたってそれぞれ保持する複数の
保持回路と、時間の経過につれて前記各保持回路の電位
の平均値を演算する平均値演算回路と、前記平均値によ
るレベル信号を低域濾波して前記判定基準電圧を生成す
る低域濾波回路とを備えた。

（作用） 本発明によれば、各保持回路には復調された符号のレベ
ル信号が、各判定値について判定基準に対する電位とし
てそれぞれ保持される。平均値演算回路によって、前記
保持された各電位の平均値が演算され、その平均値が低
域濾波回路によって低域濾波されて安定化されて、前記
判定基準電圧が生成される。よって、前記判定基準電圧
は前記符号のレベル信号の時間的変化に追従したレベル
信号となる。

（実施例） 第１図は本発明の第１の実施例として示した２値の周波
数変調波を復調する復調回路図である。

同図において、第３図と同等の部分については同一の番
号を付して示し、以下に異なる部分を主体に説明する。

１５、ＯＰｌ、ＯＦ２は演算増幅器で、利得を１とし、
入力インピーダンスを高く、出力インピーダンスを低く
とつたボルテージフォロワを構成している。ＳＷｌ、Ｓ
Ｗ２はＣＭＯＳスイッチで、スイッチＳＷＩは、後記す
るアナログ比較器１２Ａの判定値が「１」のときにＯＮ
、ｒＯＪのときにＯＦＦとなり、スイッチＳＷ２はイン
バータ１６を介してアナログ比較器１２Ａの判定値を受
けて、スイッチＳＷ１と逆の動作をする。

ＣＩ、Ｃ２は各保持回路としての同一容量のコンデンサ
で、コンデンサＣ１は、アナログ比較器１２Ａの判定値
が「１」のときの復調された符号のレベル信号りと、ア
ナログ較器１２Ａの後記する判定基準電圧Ｂとの差の電
位Ｄ−Ｂを保持する。そしてコンデンサＣ２は同様に判
定値が「０」のときのレベル信号Ｄ′と判定基準電圧Ｂ
との差の電位Ｄ−−Ｂとして保持する。

Ｒ１、Ｒ２は平均値演算回路としての同一抵抗値の抵抗
で、前記各電位Ｃ−ＢとＤ−−Ｂの平均値（（Ｄ−Ｂ）
　十（Ｄ　＝−Ｂ））／２を演算する。

ＣＡはコンデンサで、抵抗Ｒ１，Ｒ２とともに低域濾波
回路をなし、その容量は前記コンデンサＣＬ、Ｃ２に対
して、ＣＡ　＞＞Ｃ１またはＣ２，の関係を有して、コ
ンデンサＣ１またはＣ２の充電電流に対して敏感に応答
しないようにして安定した電位が得られるようにしてい
る。

１２Ａはアナログ比較器で、基本的には第３図のアナロ
グ比較器１２と同等のものであり、入力端子１３Ａを介
して一端子にコンデンサＣ＾の電位を判定基準電圧Ｂと
して受け、そして子端子に演算増巾器１５からの復調さ
れた符号のレベル信号ＤＳＤ−を受けて、レベル信号り
、Ｄ−が判定基準電圧Ｂより大のとき、出力端子１４Ａ
に判定値「１」を出力し、逆の場合は判定値「０」を出
力する。

つぎに第１図の回路の主要動作を説明する。第で５図は
第１図の回路の動作説明図であり、その実！Ｓ２は、第
４図の実線Ｓ２と同じであり、直流遮断回路１１の出力
波形（以下これを単に復調出力と呼ぶ）である。なお、
復調出力Ｓ２が判定値「１」に対応するものを前記した
ようにＤで表わし、「０」に対応するものをＤ″で表わ
している。破線Ｂは結果的に生成される判定基準電圧で
、■で示す期間は、判定基準電圧Ｂよりも、復調出力り
のレベルの方が高いので、アナログ比較器１２Ａは判定
値「１」を出力し、スイッチＳＷｌはＯＮとなる。従っ
て、コンデンサＣｔは、判定基準電圧Ｂと、復調出力り
との差の電圧Ｄ−Ｂによって＋側に充電される。つぎに
■で示す期間はアナログ比較器１２Ａの出力は逆に「０
」となりスイッチＳＷｌがＯＦＦ、スイッチＳＷ２がＯ
Ｎとなる。従って、コンデンサＣ２がＤ”−Ｂによって
一側に充電される。この間、コンデンサＣ１は電圧Ｄ−
Ｂを保持しているので一点鎖線で示すように電圧Ｂと平
行な電圧変化をする。つぎに■で示す期間はスイッチＳ
Ｗ１がＯＮ、ＳＷ２がＯＦＦとなるので、同様にしてコ
ンデンサＣ２の電位は図の一点鎖線で示したような変化
をする。

コンデンサＣ１，Ｃ２の電位はそれぞれそのまま演算増
幅器ＯＰ　　ｌ　、ＯＰ２の出力電位となり、抵抗Ｒ１
、Ｒ２によってコンデンサＣ１、Ｃ２の電位の平均値（
（Ｄ−Ｂ）＋　（Ｄ−−Ｂ））　／２が演算されて、コ
ンデンサＣＡの電位は、コンデンサＣ１，Ｃ２の中心の
電位に充電される。即ち、コンデンサＣＡの電位は、第
４図の破線Ｂで示した復調出力の中心電位に追従してこ
れとほぼ一致した値となる。

この追従性を良好にするために、本実施例においては各
コンデンサＣ１，Ｃ２，ＣＡの容量をＣＡ　＞＞Ｃ１ま
たはＣ２，としたが、コンデンサＣ＾の出力点に、ボル
テージフォロワを構成した演算増幅器を備えてもよい。

なお、この追従性を良好にするためには、周波数変調器
２および直流遮断回路１１で決まる時定数τ１が抵抗Ｒ
１゜Ｒ２およびコンデンサＣＡによる時定数τ２に対し
て、τ１＞＞τ２、の関係を有することが必要ある。こ
のようにして、復調出力Ｓ２の中心値に対して、判定基
準電圧Ｂが追従するようになるので、アナログ比較器１
２＾は常に正しく評価した判定結果を出力することにな
る。

つぎに、ＧＭＳＫ方式等、等価的に多値のディジタル信
号による周波数変調波の復調回路への適用について説明
する。

第６図は本発明の第２の実施例として、ＧＭＳＫ方式等
による狭帯域変調波に対して遅延位相検波回路を使用し
た復調回路図であり、第１図と同等の部分には同一の符
号を付して示している。

１７は振幅を制限するリミッタ、１８は１　／　ｎ分周
器（−例として、””４）　、１９は遅延回路、２０は
エクスクル−シブオア回路、２１は低域濾波器、ＳＷは
５個のＣＭＯＳスイッチＳＷ１〜ＳＷ５から成るスイッ
チ群、Ｃは５個の同一容量のコンデンサ０１〜Ｃ５から
成るコンデンサ群、ＯＰは５個の演算増幅器から成り、
それぞれボルテージフォロワを構成している演算増幅器
群、Ｒは５個の同一抵抗値よりなり、コンデンサ群Ｃの
各充電電位の平均値を演算する平均値演算回路、ＣＢは
該平均値の電位で充電されて平均値演算回路Ｒと共に低
域濾波器を構成するコンデンサ、２２は判定基準生成回
路、２３は切替スイッチ、１２Ｂはアナログ比較器、１
３Ｂはその判定基準電圧の入力端子、２４は符号列判別
回路、１４Ｂは判定値の出力端子である。前記各部１７
．１８゜１９．２０．２１は遅延位相検波回路を構成し
ており、該遅延位相検波回路は、本発明と同一出願人に
よる特願昭５８−１１２８０５号及び特願昭５９−９４
７６号によるものと同一の回路を使用したものである。

第６図において、ＧＭＳＫ方式によって変調された変調
波を受信すると、第７図に示すようなアイバタンが低域
濾波器２１の出力として得られる。

同図のアイパタンは、変調の際に使用するガウスフィル
タの帯域幅をＢｂ、ディジタル信号のビットレートの逆
数をＴとして、Ｂｂ−Ｔ−０，２５の場合のＧＭＳＫ方
式による周波数変調波を受信し、遅延回路１９の遅延時
間を入力ディジタル信号の２ビツトに相当する時間に選
んだ場合の波形応答を示すものである。該アイバタンの
横軸は時間経過を示し、Ｔは１ビツト相当の時間である
。該アイパタンは先行の２ビツトの値によって、第８図
（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）に示す分類図のように
４つに分類できる。（ａ）は時刻０〜Ｔ。

Ｔ〜２Ｔのときのビット（以下先行ビットを称する）が
ｒｌ、ＩＪのときを示し、時刻３Ｔにおいて、判定基準
生成回路２２の出力端子による判定レベルＬａを越えて
いるときは時刻２Ｔ〜３Ｔのビット（以下現在ビットと
称する）が「１」であると判定し、レベルＬａを越えな
いときは「０」であると判定する。同様に（ｂ）は先行
ビットがｒＯ，ＩＪの場合を示し、判定レベルはＬｂで
ある。（Ｃ）は先行ビットがｒｌ、ＯＪで、判定レベル
がＬｃ、（ｄ）は先行ビットが［０，ＯＪで、判定レベ
ルがＬｄである。このように先行ビットに対応して判定
レベルを決定すれば極めて効率の良い検波を行なうこと
ができる。

しかしながら、２値の場合のときと同様に、変調過程、
伝送過程、復調過程で直流成分が失なわれると、第７図
のアイバタンの中心値Ａ′が変動し、第８図の各レベル
Ｌａ、Ｌｂ、Ｌｃ、Ｌｄも中心値Ａ−と平行して変動さ
せないと、効率的な検波はできない。第６図のコンデン
サＣＢはこの変動する中心値Ａ′に追従する電位によっ
て充電される。第６図において、符号列判別回路２４は
先行の２ビツトの値に基づいてスイッチ２３によって、
判定レベルＬ　ａ　−Ｌ　ｄの中からその１つを判定基
準電圧として選択し、アナログ比較器１２Ｂに与える。

例えば先行ビットがｒｌ、ＩＪであった場合、判定基準
電圧は第８図（ａ）の判定レベルＬａが選択され、アナ
ログ比較器１２Ｂで判定が行なわれる。この判定が「１
」であった場合、この信号は、第８図（ａ）のレベルＬ
ａｕであったことになるから、符号列判別回路２４によ
って、第８図（ｅ）に示す３Ｔのタイミングで短い選択
パルスを出力し、スイッチ群ＳＷのうちのスイッチＳＷ
１を、このパルスの時間幅だけ閉じて、コンデンサ群Ｃ
のうちのコンデンサＣ１が第８図（ａ）の電位Ｌａｕに
充電されて、その電位を保持する。同様に先行ビットが
ｒＯ，ＩＪであった場合には、第８図（ｂ）の判定レベ
ルＬｂが判定基準電圧として選択され、このときのアナ
ログ比較器１２Ｂの判定が「１」であったときは、スイ
ッチ群ＳＷのうちのスイッチＳＷ２が閉じて、コンデン
サ群ＣのうちのコンデンサＣ２が、第８図（ｂ）の電位
Ｌａｕに充電されて、その電位を保持する。以下、先行
ビットがｒｌ、ＯＪのときにアナログ比較器１２Ｂの判
定が「０」のときは、コンデンサ群ＣのコンデンサＣ４
を電位Ｌｃｌに、先行ビットがｒＯ，ＯＪのときにアナ
ログ比較器１２Ｂの判定が「０」のときは、′コンデン
サ群ＣのコンデンサＣ５を電位Ｌｄｌにそれぞれ充電す
る。一方、先行ビットがｒｌ、ＩＪのときあるいはｒｏ
、ＩＪのときに、判定が「０」であったときの電位Ｌａ
　１．Ｌｂ　１．および先行ビットがｒｌ、ＯＪあるい
はｒＯ，ＯＪのときに判定が「１」であったときの電位
ＬｃｕＳＬｄｕは、はぼ同一の電位であるので、１つの
コンデンサ、即ち、コンデンサ群ＣのコンデンサＣ３に
充電して、二の電位に保持する。

これらのコンデンサの電位は演算増幅器群ＯＰの出力点
で、平均値演算回路Ｒによって平均値Ｌｍが演算され、
該平均値演算回路ＲはコンデンサＣＢとともに低域濾波
器を形成して、第７図のアイバタンの中心値Ａ′に追従
した電位Ｌｍを生成する。なお、平均値演算回路Ｒは等
しい抵抗値の５個の抵抗で形成されているが、この抵抗
値は電位ＬａｕＳＬｂｕ等によって重みづけしてもよい
。但しこの場合、＋側、−側の対称性を保つために、電
位Ｌａｕを受ける抵抗と、電位Ｌｄｌを受ける抵抗は等
しい値とする。また電位Ｌｂｕを受ける抵抗と電位Ｌｃ
ｌを受ける抵抗も互いに等しい値とする。

第９図は判定基準生成回路２２の回路図であり、端子Ｌ
ａｕ、Ｌｂｕ、Ｌｃｌ、Ｌｄｌにはそれぞれ演算増幅器
ＯＰＩ　、ＯＦ２０Ｐ４　、ＯＦ２を介してコンデンサ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ４，Ｃ５の電位を与え、端子Ｌｍには第
７図のアイバタンの中心電圧Ａ″に追従した電位Ｌｍを
与える。各抵抗は、第８図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（
ｄ）の各電位Ｌａ、Ｌｂ、Ｌｃ、Ｌｄを得るに当って、
＋側、−側の対称性を保つために、Ｒａ−Ｒｄ、Ｒｂ−
Ｒｃ、Ｒａｂｌ−Ｒｃｄｌ　、Ｒａｂ２−Ｒｃｄ２　。

Ｒａｂ３　＝Ｒｃｄ３となるようにする。各電位Ｌａ、
Ｌｂ、Ｌｃ、Ｌｄは、第７図のアイバタンの中心値Ａ′
の電圧変化と平行して変化するので、アイバタンか直流
遮断を受けていてもアナログ比較器１２Ｂは、常に適正
な判定をすることができる。

（発明の効果） 以上説明したように本発明によれば、復調された符号の
レベル判定を行なうための判定基準電圧として、該判定
基準電圧に対する電位で表わした各判定値に対応の符号
のレベル値を時間の経過につれて平均して使用するよう
にしたので、復調回路の各要素の特性によって符号のレ
ベル信号が歪みを生じて、その中心レベルが変動した場
合に、該変動に応じて判定基準電圧がこれに追従して変
動し、よって判定マージンの変動がなくなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例を示す復調回路図、第２
図は従来のディジタル送信機の構成を示すブロック図、
第３図は従来のディジタル受信機の構成を示すブロック
図、第４図は第２図とｊｉＢ図の送信入力データと復調
出力波形とを示す図、第５図は第１図の回路の動作説明
図、第６図は本発明の第２の実施例を示す復調回路図、
第７図は第８図の回路による出力のアイパタンを示す図
、第８図は第６図の回路によるアイパタンの分類図、第
９図は判定基準生成回路の回路図である。 Ｃ，Ｃ１，Ｃ５・・コンデンサ（保持回路）（低域濾波
回路、） １２Ａ、１２Ｂ・・アナログ比較器 特許出願人　沖電気工業株式会社

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ディジタル変調信号の復調回路において復調された符号
   のレベル判定に使用される判定基準電圧の生成回路にお
   いて、 前記判定基準電圧に対する前記符号のレベル信号を前記
   判定基準電圧に対する電位として各判定値について当該
   各符号の反転期間を含む期間にわたってそれぞれ保持す
   る複数の保持回路と、時間の経過につれて前記各保持回
   路の電位の平均値を演算する平均値演算回路と、 前記平均値によるレベル信号を低域濾波して前記判定基
   準電圧を生成する低域濾波回路とを備えた ことを特徴とする復調回路の判定基準電圧生成回路。