JP2011045127A - 変調回路および復調回路 - Google Patents

Abstract

【課題】集積回路化が容易でかつ高速データの送信にも効果のあるＦＳＫ変復調回路を実現する。
【解決手段】周期的な信号を発生する第１周期信号発生手段と、第１周期信号発生手段の発生する周期信号と同一周波数で位相が９０度異なる周期的な信号を発生する第２周期信号発生手段と、第１、第２周期信号発生手段の発生する周期信号と異なる周波数の周期的な信号を発生する第３周期信号発生手段と、第３周期信号発生手段の発生する周期信号と同一の周波数で位相が９０度異なる周期的な信号を発生する第４周期信号発生手段と、第
１周期信号発生手段の発生する信号と第３周期信号発生手段の発生する信号を乗算する第１乗算手段と、第２周期信号発生手段の発生する信号と第４周期信号発生手段の発生する信号を乗算する第２乗算手段と、変調信号の論理値によって第１乗算手段の信号と第２乗算手段の信号を加算または減算する加減算手段で構成する。
【選択図】図１

Description

本発明は変調回路および復調回路に関し、より詳しくは周波数シフトキーイング（ＦＳ
Ｋ）方式の変復調回路に関する。

デジタル信号を送信する場合にその伝送路の特性に合わせて変調し、効率よく伝送する
ことは良く行われている。その際に、送信するデジタル信号の論理により搬送波周波数を
シフトする周波数シフトキーイング方式は、簡便な変調方式として多用されている。
変調回路としては、異なる周波数ｆ_m、ｆ_sを発生する２つの発振回路の信号を送信信号
の論理値（マークおよびスペース）によって切り替える、または、電圧制御発振回路の制
御電圧を送信デジタル信号の値により制御するなどの方法を取っている。また、復調回路
としては、通過帯域を周波数ｆ_m、ｆ_sに合わせた２つの帯域フィルタを使って受信信号の
周波数を判定し復調している。

しかしながら、従来のこのような方法では、電圧制御発振回路などのアナログ回路が大
部分を占め、半導体チップ上での集積化や無調整化が困難であった。また、復調回路にお
いて、帯域フィルタのレスポンスは復調精度に直接影響し、高速のデータを送信しようと
すると、周波数遷移を大きくとらなければならないという欠点があった。
そこで本発明では、半導体集積回路化が容易でかつ高速データの送信にも効果のある新
しいＦＳＫ変復調回路を実現することを目的とする。

本発明の一態様に係る変調回路は、周期的な信号を発生する第１の周期信号発生手段と
、前記第１の周期信号発生手段の発生する周期的な信号と同一の周波数で位相が９０度異
なる周期的な信号を発生する第２の周期信号発生手段と、前記第１および第２の周期信号
発生手段の発生する周期的な信号と異なる周波数の周期的な信号を発生する第３の周期信
号発生手段と、前記第３の周期信号発生手段の発生する周期的な信号と同一の周波数で位
相が９０度異なる周期的な信号を発生する第４の周期信号発生手段と、前記第１の周期信
号発生手段の発生する信号と前記第３の周期信号発生手段の発生する信号を乗算する第１
の乗算手段と、前記第２の周期信号発生手段の発生する信号と前記第４の周期信号発生手
段の発生する信号を乗算する第２の乗算手段と、変調信号の論理値によって前記第１の乗
算手段の出力信号と前記第２の乗算手段の出力信号を加算または減算する加減算手段とを
具備することを特徴とする。

本発明の上記構成によれば、各々の構成要素は半導体集積回路により容易に実現が可能
であり、システムのコストを下げるのみならず、信頼性の高い高精度の変調回路を実現す
ることが可能となる。
本発明の一態様に係る変調回路の前記第１乃至第４の周期信号発生手段の発生する周期
的な信号は正弦波または矩形波であることを特徴とする。

本発明の上記構成によれば、搬送波波形と周波数偏移として正弦波を使用することによ
り、高調波歪の少ない高精度の変調回路を実現することができる。また、搬送波および周
波数偏移として矩形波を使用することにより、回路は簡単なデジタル回路にて実現するこ
とができ、半導体集積回路上に能率よくシステムを搭載することが可能となり、変調精度
や信頼性の向上やシステムのコストダウンが可能となる。

本発明の一態様に係る変調回路の前記第１および第２の周期信号発生手段の発生する周
期的な信号は正弦波または矩形波、前記第３および第４の周期信号発生手段の発生する周
期的な信号は矩形波または正弦波であることを特徴とする。
本発明の上記構成によれば、搬送波として矩形波または正弦波、周波数偏移として正弦
波または矩形波を使用することが可能となり、回路は簡単なデジタル回路とスイッチ回路
にて実現することができる。このため、半導体集積回路上に能率よくシステムを搭載する
ことが可能となり、変調精度や信頼性の向上やシステムのコストダウンが可能となるとと
もに、高調波ひずみの少ない高精度の変調回路を実現することが可能となる。

本発明の一態様に係る変調回路は、ｎ相の（ｎは３以上の整数）周期的パルスを発生す
る発振手段と、前記発振回路の出力を所定の周期で位相が２π／ｎづつ進むように切り替
える第１の切替手段と、前記発振回路の出力を所定の周期で位相が２π／ｎづつ遅れるよ
うに切り替える第２の切替手段と、送信する２値データの値によって前記第１または第２
の切替手段の一方の出力を選択する選択手段とを具備することを特徴とする。

本発明の上記構成によれば、変調回路が簡単な切替回路のみで構成できるので、半導体
集積回路などへの搭載を容易とし、回路の量産性や信頼性向上およびコストダウンに効果
がある。
本発明の一態様に係る変調回路の前記発振手段は、ｎ相の正弦波またはｎ相の矩形波を
発生することを特徴とする。

本発明の上記構成によれば、周期的な信号として正弦波を利用することにより、高調波
ひずみの少ない変調回路を実現できる。また、周期的な信号として矩形波を利用すること
により、変調回路はデジタル回路によって実現が可能となり、またレスポンスの速い変調
回路を提供することが可能となる。
また、本発明の一態様に係る変調回路は、位相が９０度ずつ異なる少なくとも２相分の
周期的な信号を発生する第１の周期信号発生手段と、前記第１の周期信号発生手段の発生
する周期的な信号と異なる周波数を有し、位相が９０度ずつ異なる少なくとも３相分の周
期的な信号を発生する第２の周期信号発生手段と、前記第１の周期信号発生手段の発生す
る１相分の信号と前記第２の周期信号発生手段の発生する１相分の信号を乗算する第１の
乗算手段と、前記第１の乗算手段に入力された信号に対して９０度だけ位相が進んだ信号
、あるいは９０度だけ位相の遅れた信号のどちらか一方を、変調信号の論理値に従って前
記第２の周期信号発生手段の出力から選択する選択手段と、前記第１の周期信号発生手段
から前記第１の乗算手段に入力された信号と９０度だけ位相が異なる信号と前記選択手段
にて選択された信号とを乗算する第２の乗算手段と、前記第１の乗算手段の出力信号と前
記第２の乗算手段の出力信号を加算する加算手段とを具備することを特徴とする。

本発明の上記構成によれば、複雑な回路要素を必要とせず、半導体集積回路上に集積可
能な簡単な回路要素によってＦＳＫ変調が可能となり、精度の高い安価なＦＳＫ変調回路
が実現できる。
また、本発明の一態様に係る変調回路は、位相が９０度ずつ異なる４相分の周期的な信
号を発生する第１の周期信号発生手段と、前記第１の周期信号発生手段の発生する周期的
な信号と異なる周波数を有し、位相が９０度ずつ異なる少なくとも３相分の周期的な信号
を発生する第２の周期信号発生手段と、前記第１の周期信号発生手段にて発生された位相
が互いに１８０度だけ異なる２相分の信号のうちのどちらか一方を、前記第２の周期信号
発生手段にて発生された１相分の信号に従って選択する第１の選択手段と、前記第１の選
択手段に入力された信号に対して９０度だけ位相が進んだ信号、あるいは９０度だけ位相
の遅れた信号のどちらか一方を、変調信号の論理値に従って前記第２の周期信号発生手段
の出力から選択する第２の選択手段と、前記第１の周期信号発生手段にて発生された位相
が互いに１８０度だけ異なる残りの２相分の信号のうちのどちらか一方を、前記第２の選
択手段の出力に従って選択する第３の選択手段と、前記第１の選択手段にて選択された信
号と前記第３の選択手段にて選択された信号とを加算する加算手段とを具備することを特
徴とする。

本発明の上記構成によれば、乗算回路を簡単なスイッチにより実現することができ、電
圧制御発振回路のような複雑な回路要素を必要とせず、簡単な回路要素によってＦＳＫ変
調が可能となり、ＦＳＫ変調回路を半導体集積回路上に集積することが極めて容易となる
。
また、本発明の一態様に係る変調回路は、周期的な信号を発生する第１の周期信号発生
手段と、前記第１の周期信号発生手段の発生する周期的な信号と同一の周波数で位相が９
０度異なる周期的な信号を発生する第２の周期信号発生手段と、前記第１および第２の周
期信号発生手段の発生する周期的な信号と異なる周波数の周期的な信号を発生する第３の
周期信号発生手段と、前記第３の周期信号発生手段の発生する周期的な信号と同一の周波
数で位相が９０度異なる周期的な信号を発生する第４の周期信号発生手段と、前記第１の
周期信号発生手段の発生する信号と前記第３の周期信号発生手段の発生する信号との排他
的論理和をとる第１の排他的論理和回路と、変調信号と前記第３の周期信号発生手段の発
生する信号との排他的論理和をとる第２の排他的論理和回路と、前記第２の周期信号発生
手段の発生する信号と前記第２の排他的論理和回路の出力との排他的論理和をとる第３の
排他的論理和回路と、前記第１の排他的論理和回路の出力と前記第３の排他的論理和回路
の出力とを加算する加算手段とを具備することを特徴とする。

本発明の上記構成によれば、乗算回路を簡単なロジック回路である排他的論理和回路に
より実現することができ、電圧制御発振回路のような複雑な回路要素を必要とせず、簡単
な回路要素によってＦＳＫ変調が可能となり、ＦＳＫ変調回路を半導体集積回路上に集積
することが極めて容易となる。
本発明の一態様に係る復調回路は、周期的な信号を発生する第１の周期信号発生手段と
、前記第１の周期信号発生手段の発生する周期的な信号と同一の周波数で位相が９０度異
なる周期的な信号を発生する第２の周期信号発生手段と、前記第１および第２の周期信号
発生手段の発生する周期的な信号と異なる周波数の周期的な信号を発生する第３の周期信
号発生手段と、前記第３の周期信号発生手段の発生する周期的な信号と同一の周波数で位
相が９０度異なる周期的な信号を発生する第４の周期信号発生手段と、前記第１の周期信
号発生手段の発生する信号と前記第３の周期信号発生手段の発生する信号を乗算する第１
の乗算手段と、前記第２の周期信号発生手段の発生する信号と前記第４の周期信号発生手
段の発生する信号を乗算する第２の乗算手段と、前記第１の乗算手段の出力信号と前記第
２の乗算手段の出力信号を加算または減算する加減算手段と、前記加減算手段の出力と入
力信号を乗算する第３の乗算手段とを具備することを特徴とする。

本発明の上記構成によれば、各々の構成要素は半導体集積回路により容易に実現が可能
であり、システムのコストを下げるのみならず、信頼性の高い高精度の復調回路を実現す
ることが可能となる。
本発明の一態様に係る復調回路は、周期的な信号を発生する第１の周期信号発生手段と
、前記第１の周期信号発生手段の発生する周期的な信号と同一の周波数で位相が９０度異
なる周期的な信号を発生する第２の周期信号発生手段と、前記第１および第２の周期信号
発生手段の発生する周期的な信号と異なる周波数の周期的な信号を発生する第３の周期信
号発生手段と、前記第３の周期信号発生手段の発生する周期的な信号と同一の周波数で位
相が９０度異なる周期的な信号を発生する第４の周期信号発生手段と、前記第１の周期信
号発生手段の発生する信号と前記第３の周期信号発生手段の発生する信号を乗算する第１
の乗算手段と、前記第２の周期信号発生手段の発生する信号と前記第４の周期信号発生手
段の発生する信号を乗算する第２の乗算手段と、前記第１の乗算手段の出力信号と前記第
２の乗算手段の出力信号を加算する加算手段と、前記加算手段の出力と入力信号を乗算す
る第３の乗算手段と、前記第１の乗算手段の出力信号と前記第２の乗算手段の出力信号を
減算する減算手段と、前記減算手段の出力と前記入力信号を乗算する第４の乗算手段と、
前記第３および第４の乗算手段の出力を比較判定する判定手段とを具備することを特徴と
する。

本発明の上記構成によれば、前記第３および第４の乗算手段によってそれぞれ信号のマ
ークおよびスペースを弁別しそれらの結果を比較するので、上記効果に加えてさらに、復
調の精度を高める効果がある。
本発明の一態様に係る復調回路の前記第１乃至第４の周期信号発生手段の発生する周期
的な信号は正弦波または矩形波であることを特徴とする。

本発明の上記構成によれば、搬送波波形と周波数偏移として正弦波を使用することによ
り、高調波歪の少ない高精度の復調回路を実現することができる。また、搬送波および周
波数偏移として矩形波を使用することにより、復調回路は簡単なデジタル回路にて実現す
ることができる。このため、半導体集積回路上に能率よくシステムを搭載することが可能
となり、復調調精度や信頼性の向上およびシステムのコストダウンが可能となるとともに
、復調のレスポンスを速くできる効果がある。

本発明の一態様に係る復調回路の前記第１および第２の周期信号発生手段の発生する周
期的な信号は正弦波または矩形波、前記第３および第４の周期信号発生手段の発生する周
期的な信号は矩形波または正弦波であることを特徴とする。
本発明の上記構成によれば、搬送波として正弦波また矩形波、偏移周波数を発振する発
振回路の出力信号として矩形波または正弦波を使用することが可能となり、回路は簡単な
デジタル回路とスイッチ回路にて実現することが可能となる。このため、半導体集積回路
上に能率よくシステムを搭載することが可能となり、変調精度や信頼性の向上、システム
のコストダウンが可能となるとともに、高調波ひずみの少ない高精度の復調回路を実現す
ることが可能となる。

以上述べたように本発明の上記構成によれば、ＦＳＫ変復調回路を半導体集積回路上へ
搭載することが容易となり、システムの高性能化、高精度化および低価格化に効果がある
。

本実施形態のＦＳＫ変調回路の概念を説明する図。 本実施形態のＦＳＫ変調回路の一実施例を説明する図。 本実施形態のＦＳＫ変調回路に用いる各回路ブロックを詳細に説明する図。 本実施形態のＦＳＫ変調回路の動作を説明するタイム図とスペクトル図。 本実施形態のＦＳＫ変調回路の一実施例を説明する図。 本実施形態のＦＳＫ変調回路の動作を説明するタイム図とスペクトル図。 本実施形態のＦＳＫ変調回路の一実施例を説明する図。 本実施形態のＦＳＫ変調回路の一実施例を説明する図。 本実施形態のＦＳＫ変調回路の動作を説明するタイム図とスペクトル図。 本実施形態のＦＳＫ変調回路の一実施例を説明する図。 本実施形態のＦＳＫ変調回路の動作を説明するタイム図とスペクトル図。 本実施形態のＦＳＫ復調回路の一実施例を説明する図。 本実施形態のＦＳＫ復調回路の動作を説明するタイム図とスペクトル図。 本実施形態のＦＳＫ復調回路の動作を説明するタイム図とスペクトル図。 本実施形態のＦＳＫ復調回路の動作を説明するタイム図とスペクトル図。 本実施形態のＦＳＫ復調回路の動作を説明するタイム図とスペクトル図。 本実施形態のＦＳＫ復調回路の一実施例を説明する図。

以下、本発明の実施形態を図面を用いて説明する。

図１は本発明によるＦＳＫ変調回路の概念を示す図である。ＦＳＫ変調は、送信するデ
ジタル２値のデータの値（マーク、スペースという）に従って異なる２つの周波数、すな
わち、送信データがマークのとき周波数ｆ_mの信号、送信データがスペースのとき周波数
ｆ_sの信号に変換する操作である。ここで後の説明のために、搬送波周波数ｆ_cと偏移周波
数ｆ_dを以下の（１）式および（２）式のように定義する。

ｆ_c＝（ｆ_m＋ｆ_s）／２ ・・・（１）
ｆ_d＝（ｆ_m−ｆ_s）／２ ・・・（２）
ここで、ｆ_m、ｆ_sをｆ_c、ｆ_dを用いて表すと、以下の（３）式および（４）式が得られ
る。
ｆ_m＝ｆ_c＋ｆ_d ・・・（３）
ｆ_s＝ｆ_c−ｆ_d ・・・（４）
図１において、発振回路１０１、１０２は周波数ｆ_c、ｆ_dの周期的な信号を発生する。
移相回路１０３は発振回路１０１から出力される信号と９０度だけ位相の異なる信号を発
生する。また、移相回路１０４は発振回路１０２から出力される信号と９０度だけ位相の
異なる信号を発生する。乗算回路１０５は発振回路１０１の出力信号と移相回路１０４の
出力信号を乗算し出力する。また、乗算回路１０６は発振回路１０２の出力信号と移相回
路１０３の出力信号を乗算し出力する。そして、乗算回路１０５、１０６からそれぞれ出
力された２つの信号は加減算回路１０７によって加算または減算される。ここで、加減算
回路１０７には変調データ端子１０９が設けられ、変調データ端子１０９には、送信され
る変調データが入力される。そして、加減算回路１０７は、変調データ端子１０９より入
力される変調データがマークのときは加算、スペースのときは減算を実行する。加減算回
路１０７の出力は、帯域フィルタ１０８により不要帯域成分が取り除かれた後、変調波出
力１１０として出力される。

このような構成により、ＦＳＫ変調が実現できることを数式を使って説明する。なお、
発振回路１０１、１０２は周期的な信号を発生する発振回路であり、必ずしも正弦波発振
回路に限定されるものではないが、正弦波以外のパルス列であってもフーリエ変換により
正弦波の級数として表すことができるので、基本波成分のみを考えることとし、以下正弦
波の場合を例に説明する。正弦波以外の場合は他の実施例でより詳しく後述する。

発振回路１０１にて発生される周期的な信号が正弦波の場合、発振回路１０１の発生す
る信号Ｓ_cは、以下の（５）式で与えられる。
Ｓ_c＝ｓｉｎ（２πｆ_cｔ） ・・・（５）
ここで、πは円周率、ｔは時間である。また、ＦＳＫでは振幅情報は意味を持たないの
で、振幅は１として省略した。

移相回路１０３は、発振回路１０１の発生する信号Ｓ_cの移相を９０度進めるよう働く
と仮定すると、移相回路１０３の出力信号Ｃ_cは、以下の（６）式で与えられる。
Ｃ_c＝ｃｏｓ（２πｆ_cｔ） ・・・（６）
同様に、発振回路１０２および移相回路１０４の出力Ｓ_d、Ｃ_dは、以下の（７）式およ
び（８）式でそれぞれ与えられる。

Ｓ_d＝ｓｉｎ（２πｆ_dｔ） ・・・（７）
Ｃ_d＝ｃｏｓ（２πｆ_dｔ） ・・・（８）
ここで、Ｓ_cおよびＳ_dの位相は必ずしも同期している必要はないが、簡単のために位相
差は無視した。
加減算回路１０７の出力Ｍは、加減算回路１０７が加算回路として働く場合には、以下
の（９）式で示すように、マーク時の周波数ｆ_mの信号となる。

Ｍ＝Ｓ_cＣ_d＋Ｃ_cＳ_d＝ｓｉｎ｛２π（ｆ_c＋ｆ_d）ｔ｝ ・・・（９）
また、加減算回路１０７の出力Ｍは、加減算回路１０７が減算回路として働く場合には
、以下の（１０）式で示すように、スペース時の周波数ｆ_sの信号となる。
Ｍ＝Ｓ_cＣ_d−Ｃ_cＳ_d＝ｓｉｎ｛２π（ｆ_c−ｆ_d）ｔ｝ ・・・（１０）
上記では、移相回路１０３、１０４が入力信号の位相を９０度進める回路として説明し
たが、両方とも位相を９０度遅らせる回路であっても、また一方の移相回路が位相を９０
度進め、他方の移相回路が位相を９０度遅らせる回路であっても、三角関数の加法公式に
よって同様の議論が成り立つ。その場合、マークまたはスペースにより加算または減算の
どちらを加減算回路１０７に実行させるかは注意を要する。すなわち、一方の移相回路が
位相を９０度だけ進め、他方の移相回路が位相を９０度だけ遅らせる回路である場合は、
マークとスペースの論理が反対になる。

以上述べたようにこのような構成によれば、電圧制御発振回路のような複雑な回路要素
を必要とせず、トランジスタや抵抗を用いることでＦＳＫ変調回路を構成することが可能
となる。このため、簡単な回路要素によってＦＳＫ変調が可能となり、ＦＳＫ変調回路を
半導体集積回路上に集積することが極めて容易となる。

図２は本発明によるＦＳＫ変調回路の一実施例の要部を示す構成図である。実施例１に
て本発明の基本的概念を説明したが、本実施例は上記概念に従ってより具体的に説明する
。
図２において、４相発振回路２０１、２０２は周波数ｆ_c、ｆ_dの正弦波をそれぞれ発生
する。乗算回路２０４は４相発振回路２０１の１出力と４相発振回路２０２の１出力の積
を出力する。また、スイッチ回路２０３には、送信信号が入力される変調データ端子２０
８が設けられている。そして、スイッチ回路２０３は、変調データ端子２０８に入力され
る送信信号の値に従って切り替え動作を行うことで、４相発振回路２０２から乗算回路２
０４に入力された信号に対して９０度だけ位相が進んだ信号、あるいは９０度だけ位相の
遅れた信号のどちらか一方を４相発振回路２０２の出力から選択して乗算回路２０５に出
力する。

乗算回路２０５には、４相発振回路２０１から乗算回路２０４に入力された信号と９０
度だけ位相の異なる信号と、スイッチ回路２０３で選択された信号が入力され、これらの
２つの信号を乗算し加算回路２０６に出力する。加算回路２０６は、乗算回路２０４、２
０５からの出力信号を加算し、その加算結果を変調波出力端子２０７より出力する。
具体的には、４相発振回路２０１は周波数ｆ_cの９０度ずつ位相の異なる４種の信号Ｓ_c
、Ｃ_c、−Ｓ_c、−Ｃ_cを発生する。ここで、Ｓ_cおよびＣ_cは、以下の（１１）式および（
１２）式で与えられる。

Ｓ_c＝ｓｉｎ（２πｆ_cｔ） ・・・（１１）
Ｃ_c＝ｃｏｓ（２πｆ_cｔ） ・・・（１２）
そして、４相発振回路２０１にて発生された信号Ｓ_cは乗算回路２０４に入力されると
ともに、４相発振回路２０１にて発生された信号Ｃ_cは乗算回路２０５に入力される。
同様に、４相発振回路２０２は周波数ｆ_dの９０度ずつ位相の異なる４種の信号Ｓ_d、Ｃ
_d、−Ｓ_d、−Ｃ_dを発生する。ここで、Ｓ_dおよびＣ_dは、以下の（１３）式および（１４
）式で与えられる。

Ｓ_d＝ｓｉｎ（２πｆ_dｔ） ・・・（１３）
Ｃ_d＝ｃｏｓ（２πｆ_dｔ） ・・・（１４）
そして、４相発振回路２０２にて発生された信号Ｃ_dは乗算回路２０４に入力されると
ともに、４相発振回路２０２にて発生された信号Ｓ_d、−Ｓ_dはスイッチ回路２０３に入力
される。

そして、スイッチ回路２０３は、変調データ信号がマークのときは４相発振回路２０２
の出力信号Ｓ_dを、スペースのときは−Ｓ_dを選ぶものとすると、加算回路２０５の出力信
号Ｍは、変調信号がマークのときは以下の（１５）式、変調信号がスペースのときは以下
の（１６）式となり、ＦＳＫ信号が得られることが分かる。
Ｍ＝Ｓ_cＣ_d＋Ｃ_cＳ_d＝ｓｉｎ｛２π（ｆｃ＋ｆｄ）ｔ｝ ・・・（１５）
Ｍ＝Ｓ_cＣ_d−Ｃ_cＳ_d＝ｓｉｎ｛２π（ｆｃ−ｆｄ）ｔ｝ ・・・（１６）
なお、実施例１と同様に、乗算回路２０４、２０５に入力される２つの発振回路の信号
位相は９０度の位相差があればよく、マーク、スペースによってスイッチ回路２０３の制
御に注意すれば、その位相は進みか遅れかは問題にならない。

図３（ａ）はＣＭＯＳ集積回路に適した４相発振回路２０１、２０２であり、同図（ｂ
）はその発振波形である。
図３（ａ）において、４相発振回路には、トランジスタＴ１１〜Ｔ２２が設けられ、ト
ランジスタＴ１３〜Ｔ１７にて差動増幅回路が構成されるとともに、トランジスタＴ１８
〜Ｔ２２にて差動増幅回路が構成されている。そして、これらの差動増幅回路を縦続接続
し、差動増幅回路の出力を反転し入力に帰還することにより、図３（ｂ）に示すように、
トランジスタＴ１９、Ｔ２１、Ｔ１４、Ｔ１７のドレインから４相の発振信号Ｑ１、Ｑ２
、Ｑ３、Ｑ４をそれぞれ取り出すことができる。ここで、トランジスタＴ１３、Ｔ１６、
Ｔ１８、Ｔ２０、Ｔ１５、Ｔ２２は差動増幅器への流入電流を制限し、発振周波数を決定
する。そして、端子Ｖｃに与えられた制御電圧はＴ１５、Ｔ２２へ伝えられ、トランジス
タＴ１１およびＴ１２によるカレントミラーを通じてトランジスタＴ１３、Ｔ１６、Ｔ１
８、Ｔ２０に伝えられる。この電圧Ｖｃによって発振周波数を変えることができ、位相固
定ループ（ＰＬＬ）等の手段を使って、例えば水晶発振回路などのより安定な発振回路の
信号に位相固定することにより、正確な周波数の発振も可能である。

図３（ｃ）は、乗算回路２０４、２０５として使用される二重平衡型の混合回路の例で
あり、特に、ＣＭＯＳ集積回路に適する。
図３（ｃ）において、トランジスタＴ３１、Ｔ３２のソースはトランジスタＴ３３を介
して定電流源ＩＤに接続されるとともに、トランジスタＴ３４、Ｔ３５のソースはトラン
ジスタＴ３６を介して定電流源ＩＤに接続されている。また、トランジスタＴ３１、Ｔ３
４のドレインは抵抗Ｒ１を介して電源電位Ｖｄｄに接続されるとともに、トランジスタＴ
３２、Ｔ３５のドレインは抵抗Ｒ２を介して電源電位Ｖｄｄに接続されている。

そして、トランジスタＴ３１、Ｔ３５のゲートおよびトランジスタＴ３２、Ｔ３４のゲ
ートに比較的大振幅の取れる発振回路の差動信号Ｌ１、Ｌ２をそれぞれ入力するとともに
、トランジスタＴ３３、Ｔ３６のゲートに微弱なアナログ信号である（差動）受信信号Ｒ
Ｆ１、ＲＦ２をそれぞれ入力することにより、両者の乗算結果が差動信号Ｑ１１、Ｑ１２
として、トランジスタＴ３１、Ｔ３４のドレインおよびトランジスタＴ３２、Ｔ３５のド
レインからそれぞれ得られる。

図４は本実施例の動作を示すタイム図および各信号の周波数スペクトルを示す。なお、
同図（ａ）、（ｂ）はＣ_cおよびＳ_cである。また、同図（ｃ）、（ｄ）はＣ_dおよびＳ_dで
ある。さらに、（１５）式および（１６）式に従って計算した加算回路２０５の出力信号
Ｍが同図（ｅ）および（ｆ）である。これらの信号スペクトルを（ｇ）〜（ｊ）に示す。
すなわち、同図（ｇ）はＣ_cまたはＳ_cの信号スペクトル、同図（ｈ）はＣ_dまたはＳ_dの信
号スペクトルを示す。Ｃ_cとＳ_cの信号またはＣ_dのＳ_dの信号は位相が異なるだけなので、
スペクトル（パワースペクトル）は同じである。同図（ｉ）はマーク時における加算回路
２０５の出力信号Ｍのスペクトル、（ｊ）はスペース時における加算回路２０５の出力信
号Ｍのスペクトルである。

同図から、加算回路２０５から出力される変調波Ｍは高調波成分が全くなく、歪みの少
ない高精度の変調が可能なことが分かる。
このような構成によって、複雑な回路要素を必要とせず、いずれも半導体集積回路上に
集積可能な簡単な回路要素によって、ＦＳＫ変調が可能となり、精度の高い安価なＦＳＫ
変調回路が実現できる。

図５は本発明によるＦＳＫ変調回路の他の一実施例を示す構成図である。実施例２では
、４相発振回路２０１、２０２の両方とも正弦波を発生する場合であったが、本実施例で
は、偏移周波数で発振する４相発振回路５０２の出力信号が矩形波の場合を示す。矩形波
信号はデジタル信号とも考えられるが、乗算を行うために“±１”のアナログ値を取るも
のとする。すなわち、（１５）式および（１６）式において、Ｃ_dおよびＳ_dは“±１”の
値を取るので、Ｃ_dおよびＳ_dが“１”の値を取る時は、Ｓ_cまたはＣ_cをそのまま出力し、
Ｃ_dおよびＳ_dが“−１”の値を取る時は、Ｓ_cまたはＣ_cの信号を反転して出力することに
よって乗算を実行できる。

ここで、４相発振回路５０１にて発生された信号Ｓ_c、−Ｓ_cはスイッチ回路５０４に入
力されるとともに、４相発振回路５０１にて発生された信号Ｃ_c、−Ｃ_cはスイッチ回路５
０５に入力される。また、４相発振回路５０２にて発生された信号Ｓ_d、−Ｓ_dはスイッチ
回路５０３に入力されるとともに、４相発振回路５０２にて発生された信号Ｃ_dはスイッ
チ回路５０４の制御端子に入力される。また、スイッチ回路５０３には、送信信号が入力
される変調データ端子５０８が設けられている。そして、スイッチ回路５０３は、変調デ
ータ端子５０８に入力される送信信号がマークかスペースかによってＳ_dまたは−Ｓ_dを選
択し、スイッチ回路５０５の制御端子へ出力する。そして、スイッチ回路５０４、５０５
は、Ｃ_dまたは±Ｓ_dの値によって、Ｓ_cまたは−Ｓ_c、Ｃ_cまたは−Ｃ_cをそれぞれ選択する
ことで乗算を実行することができる。スイッチ回路５０４、５０５にて選択された信号は
加算回路５０６にて加算され、その加算により得られた信号Ｍを帯域フィルタ５０９へ送
出する。帯域フィルタ５０９は、信号Ｍから不要な高調波を取り除き、変調信号として変
調波出力端子５０７より出力する。

図６に本実施例のタイム図と各信号の周波数スペクトルを示す。すなわち、同図（ａ）
はＣ_c、同図（ｂ）はＳ_c、同図（ｃ）はＣ_d、同図（ｄ）はＳ_d、同図（ｅ）はマークのと
きの信号Ｍ、（ｆ）はスペースのときの信号Ｍを示すタイム図である。また、同図（ｇ）
はＳ_cまたはＣ_cの周波数スペクトル、同図（ｈ）はＳ_dまたはＣ_dの周波数スペクトルを示
す。当然のことながら、Ｓ_cおよびＣ_cは正弦波なので、高調波がなく単一のスペクトルと
なるが、Ｓ_dおよびＣ_dは矩形波であるので、高調波成分を多く持つ。本実施例では、図６
（ｃ）、（ｄ）に示すように、Ｓ_dおよびＣ_dをデューティ比５０％の矩形波としたので、
奇数次の高調波成分のみである。偶数次の高調波成分を持たないと、高調波間の間隔が広
くなり、帯域フィルタ５０９の設計が容易になる。

同図（ｉ）、（ｊ）はそれぞれ変調データがマークおよびスペース時の変調波出力Ｍの
周波数スペクトルである。Ｓ_dまたはＣ_dのスペクトルが単一でないために、変調波Ｍも側
波として広い帯域のスペクトルを持つようになる。搬送波周波数ｆ_cから極端に遠いスペ
クトル帯は帯域フィルタ５０９により除去されるが、帯域フィルタ５０９の帯域内にもｆ
_dの高調波成分が残留する。両者とも、正弦波を用いた通常のＦＳＫと同様にマーク時に
ｆ_c＋ｆ_d、スペース時にｆ_c−ｆ_dに主要周波数成分を持つことが分かる。また、上側波と
下側波が打ち消し合い、スペクトルの間隔は４ｆ_d毎に強くなっている。

このように、本実施例の変調波は、帯域内にもｆ_dの高調波成分を持つが、これは後述
するように、帯域内で伝送されるエネルギーを増やし、特に復調のレスポンスを早めるの
に効果がある。
以上述べたようにこのような構成によれば、乗算回路も簡単なスイッチにより実現する
ことができ、電圧制御発振回路のような複雑な回路要素を必要とせず、簡単な回路要素に
よってＦＳＫ変調が可能となり、ＦＳＫ変調回路を半導体集積回路上に集積することが極
めて容易となる。

図７は本発明による他のＦＳＫ変調回路の実施例の要部を示す図である。
実施例３では、（１５）式および（１６）式において、Ｃ_dおよびＳ_dは“±１”の値を
取るので、送信すべき変調データがマークのときは、Ｃ_dまたはＳ_dの１／４周期毎に以下
の（１７）式のように変化する。
Ｍ＝Ｓ_cＣ_d＋Ｃ_cＳ_d
＝Ｓ_c＋Ｃ_c＝√２ｓｉｎ（２πｆ_cｔ−π／４）、
（０≦ｔ≦Ｔ_d／４のとき）
＝−Ｓ_c＋Ｃ_c＝√２ｓｉｎ（２πｆ_cｔ＋π／４）、
（Ｔ_d／４≦ｔ≦Ｔ_d／２のとき）
＝−Ｓ_c−Ｃ_c＝√２ｓｉｎ（２πｆ_cｔ＋３π／４）、
（Ｔ_d／２≦ｔ≦３Ｔ_d／４のとき）
＝Ｓ_c−Ｃ_c＝√２ｓｉｎ（２πｆ_cｔ−３π／４）、
（３Ｔ_d／４≦ｔ≦Ｔ_dのとき）
・・・（１７）
ここで、Ｔ_d＝１／ｆ_dである。

また、送信すべき変調データがスペースのときは、以下の（１８）式のように変化する
。
Ｍ＝Ｓ_cＣ_d−Ｃ_cＳ_d
＝Ｓ_c−Ｃ_c＝√２ｓｉｎ（２πｆ_cｔ−３π／４）、
（０≦ｔ≦Ｔ_d／４のとき）
＝−Ｓ_c−Ｃ_c＝√２ｓｉｎ（２πｆ_cｔ＋３π／４）、
（Ｔ_d／４≦ｔ≦Ｔ_d／２のとき）
＝−Ｓ_c＋Ｃ_c＝√２ｓｉｎ（２πｆ_cｔ＋π／４）、
（Ｔ_d／２≦ｔ≦３Ｔ_d／４のとき）
＝Ｓ_c＋Ｃ_c＝√２ｓｉｎ（２πｆ_cｔ−π／４）、
（３Ｔ_d／４≦ｔ≦Ｔ_dのとき）
・・・（１８）
（１７）式および（１８）式から分かるように、送信データがマークのときは搬送周波
数の正弦波の位相がＣ_dまたはＳ_dの１／４周期毎に９０度づつ進んでいき、反対に送信デ
ータがスペースのときは９０度づつ位相が遅れていく。

以上から、実施例３と同様の効果を実現する回路は、図７に示すように、より簡単な回
路による実現が可能となる。すなわち±Ｓ_cおよび±Ｃ_cを発振する４相発振回路７０１の
４つの出力信号をセレクタ７０４によって順次選択することで実現できる。その際の信号
選択の順序は、シーケンサ７０３が、４相発振回路７０２の出力信号Ｓ_dおよびＣ_dおよび
変調データ端子７０８に入力された変調データがマークかスペースかによって、セレクタ
７０４に指令する。すなわち、シーケンサ７０３は、変調データがマークの時は、±Ｓ_c
または±Ｃ_cから位相が順次進んでいくように、スペースの時は±Ｓ_cまたは±Ｃ_cから位
相が順次遅れていくように、４相発振回路７０１の４つの出力信号の選択順序を指定する
。

なお、（１７）式および（１８）式では変調出力Ｍは±Ｓ_cまたは±Ｃ_cと常にπ／４の
位相差を有するが、本実施例ではこの位相差は現れない。セレクタ７０４により選択され
た信号は、帯域フィルタ７０９にて不要帯域が取り除から、変調波出力として変調波出力
端子７０７より出力される。
さらに、上記説明では４相発振回路７０１によって４相の搬送周波数を発生させたが、
必ずしも４相である必要は無く、ｎ相（ｎは３以上の整数）ならば同様の動作が可能であ
る。ｎが大きいほど滑らかな変調波形が得られる。この場合、４相発振回路７０２は周期
１／（ｎｆ_d）の周期的なパルスを発生する発振回路に置き換えられ、この周期毎にセレ
クタ７０４の動作を切り替る。すなわち、入力される変調データに従って、発振回路７０
１の信号が順次進んでいくか、順次遅れていくように、発振回路７０１からの出力を切り
替える。なお、発振回路７０１の発生する信号は正弦波または矩形波のどちらであっても
良い。

以上述べたような構成によれば、乗算回路を簡単なスイッチにより実現することができ
、かつ加算回路も省略することができる。このため、電圧制御発振回路のような複雑な回
路要素を必要とせず、簡単な回路要素によってＦＳＫ変調が可能となり、ＦＳＫ変調回路
を半導体集積回路上に集積することがさらに容易となる。

図８は本発明によるさらに他の実施例の要部を示す図である。
本実施例は、実施例３、４と逆に、偏移周波数を発振する４相発振回路８０２の出力信
号が正弦波、搬送波周波数を発振する４相発振回路８０１の出力信号が矩形波の場合を示
す。
図８において、４相発振回路８０２にて発生された信号Ｓ_d、−Ｓ_dはスイッチ回路８０
４に入力されるとともに、４相発振回路８０２にて発生された信号Ｃ_d、−Ｃ_dはスイッチ
回路８０５に入力される。また、４相発振回路８０１にて発生された信号Ｓ_c、−Ｓ_cはス
イッチ回路８０３に入力されるとともに、４相発振回路８０１にて発生された信号Ｃ_cは
スイッチ回路８０４の制御端子に入力される。また、スイッチ回路８０３には、送信信号
が入力される変調データ端子８０８が設けられている。そして、スイッチ回路８０３は、
変調データ端子８０８に入力される変調データがマークかスペースかによって、Ｓ_cまた
は−Ｓ_cを選択し、スイッチ回路８０５の制御端子へ出力する。

スイッチ回路８０４、８０５は、それぞれＣ_cまたは±Ｓ_cの値によってＳ_dまたは−Ｓ_d
、Ｃ_dまたは−Ｃ_dをそれぞれ選択することで乗算を実行する。スイッチ回路８０４、８０
５にて選択された信号は加算回路８０６にて加算され、その加算により得られた信号Ｍを
帯域フィルタ８０９へ送出する。帯域フィルタ８０９は、信号Ｍから不要な高調波を取り
除き、変調信号として変調波出力端子８０７より出力する。

図９に本実施例のタイム図と各信号の周波数スペクトルを示す。すなわち、同図（ａ）
はＣ_c、同図（ｂ）はＳ_c、同図（ｃ）はＣ_d、同図（ｄ）はＳ_d、同図（ｅ）はマークの時
の信号Ｍ、同図（ｆ）はスペースの時の信号Ｍを示すタイム図である。また、同図（ｇ）
はＳ_cまたはＣ_cの周波数スペクトル、同図（ｈ）はＳ_dまたはＣ_dの周波数スペクトルを示
す。当然のことながら、Ｓ_dおよびＣ_dは正弦波なので高調波がなく、単一のスペクトルと
なるが、Ｓ_cおよびＣ_cは矩形波であるので、高調波成分を多く持つ。本実施例では、図９
（ａ），（ｂ）に示すようにＳ_cおよびＣ_cをデューティ比５０％の矩形波としたので、奇
数次の高調波成分のみである。偶数次の高調波成分を持たないと、高調波間の間隔が広く
なり、帯域フィルタ８０９の設計が容易になる。帯域フィルタ８０９によって、３ｆ_c以
上の高調波は容易に取り除くことができるので、変調波Ｍのスペクトル構造は、２つの発
振回路からの出力が正弦波である場合と同一となり、精度の高いＦＳＫを実現することが
可能となる。

以上述べたようにこのような構成によれば、乗算回路が簡単なスイッチにより実現する
ことができ、電圧制御発振回路のような複雑な回路要素を必要とせず、簡単な回路要素に
よってＦＳＫ変調が可能となり、ＦＳＫ変調回路を半導体集積回路上に集積することが極
めて容易となる。

図１０は本発明によるさらに他のＦＳＫ変調回路の実施例の要部を示す図である。
本実施例は、搬送波周波数を発振する４相発振回路１００１と偏移周波数を発振する4
相発振回路１００２の出力信号がともに矩形波の場合を示す。
信号が矩形波であれば、その信号をデジタル信号とみなすことが可能となり、論理値“
１”の時に“−１”のアナログ値、論理値“０”の時に“＋１”のアナログ値を対応させ
て考えると、１つの２値信号の乗算は排他的論理和で表すことができる。従って、図１に
示した概念図に基づく回路は、図１０に示すような構成をとることができる。

すなわち、４相発振回路１００１は、９０度ずつ位相の異なる搬送波周波数の信号Ｓ_c
、Ｃ_cを発生し、４相発振回路１００２は、９０度ずつ位相の異なる偏移周波数の信号Ｓ_d
、Ｃ_dを発生する。そして、排他的論理和回路１００４にてＳ_cとＣ_dの排他的論理和を計
算し、変調データ端子１００８に入力される送信データに従ってＳ_dの符号を排他的論理
和回路１００３にて選択し、排他的論理和回路１００５にて排他的論理和回路１００３の
出力とＣ_cの排他的論理和を計算するによって必要な乗算処理を行うことができる。そし
て、排他的論理和回路１００４の出力信号と排他的論理和回路１００５の出力信号は、加
算回路１００６によってアナログ加算され、帯域フィルタ１００９にて不要帯域が除去さ
れた後、変調波出力として変調波出力端子１００７より出力される。なお、ここでは、４
相発振回路１００１、１００２では、４つの出力のうち互いに９０度移相の異なる２つの
出力のみ使用する。

図１１に本実施例のタイム図と各信号の周波数スペクトルを示す。すなわち、同図（ａ
）はＣ_c、同図（ｂ）はＳ_c、同図（ｃ）はＣ_d、同図（ｄ）はＳ_d、同図（ｅ）はマークの
時の変調波Ｍ、（ｆ）はスペースのときの変調波Ｍを示すタイム図である。また、同図（
ｇ）はＳ_cまたはＣ_cの周波数スペクトル、同図（ｈ）はＳ_dまたはＣ_dの周波数スペクトル
を示す。当然のことながら、Ｓ_d、Ｃ_d、Ｓ_cおよびＣ_cは矩形波であるので、高調波成分を
多く持つ。本実施例では、Ｓ_c、Ｃ_cおよびＳ_c、Ｃ_cをデューティ比５０％の矩形波とした
ので、両者とも奇数次の高調波成分のみである。偶数次の高調波成分を持たないと、高調
波間の間隔が広くなり、帯域フィルタ１００９の設計が容易になる。

同図（ｅ）、（ｆ）に示すように、変調波Ｍにはスパイク１１０１、１１０２が見られ
る。このスパイク１１０１、１１０２は、同図（ａ）乃至（ｄ）の細かいタイミングのず
れと、回路の動作速度のばらつきにより生じる細いパルスである。これらのスパイク１１
０１、１１０２は、各波形のタイミングと回路動作の速度を揃える技術を使って取り除く
ことができる。また、これらのスパイク１１０１、１１０２は、帯域フィルタ１００９に
よって３ｆ_c以上の高調波と同時に容易に取り除くことができるので、これらのスパイク
１１０１、１１０２がＦＳＫに与える影響を小さくすることができる。また、この帯域フ
ィルタ１００９によって、変調波Ｍのスペクトル構造は、実施例２と同一の構造となる。
これによって、復調時のレスポンスが速く精度の高いＦＳＫを実現することが可能となる
。

以上述べたようにこのような構成によれば、乗算回路が簡単なロジック回路である排他
的論理和回路１００３〜１００５により実現することができ、電圧制御発振回路のような
複雑な回路要素を必要とせず、簡単な回路要素によってＦＳＫ変調が可能となり、ＦＳＫ
変調回路を半導体集積回路上に集積することが極めて容易となる。

図１２は、本発明によるＦＳＫ復調回路の一実施例の要部を示す構成図である。本発明
のＦＳＫ復調は、以下に説明する方法で実現できる。すなわち、変調波入力端子１２０５
に入力された変調波は、テンプレート発生回路１２０１の発生する信号と乗算回路１２０
２にて乗算された後、ローパスフィルタ１２０３によって高周波成分が除去され、判別回
路１２０４により復調データが判別され、復調出力端子１２０６より出力される。

テンプレート発生回路１２０１は、上記実施例１乃至６に述べたいずれかの方法によっ
てマークまたはスペースのＦＳＫ信号を発生する。そして、テンプレート発生回路１２０
１にて発生された信号をテンプレートとして使用することで、乗算回路１２０２とローパ
スフィルタ１２０３によって入力変調波との相関を計算する。
例えば、実施例１の方法によって発生されたＦＳＫ信号を実施例３によって発生したテ
ンプレート信号を使って復調することができ、上記実施例のどの組合せを用いた場合にお
いても、復調が可能である。テンプレートとしてはマークまたはスペースのいずれか一方
、または両方を用いることができる。本実施例では、一方のみ（スペースのみ）をテンプ
レートとして用いた場合を説明し、マークおよびスペースの両方を用いる場合は他の実施
例で後述する。

図１３乃至１６は、本実施例の動作を示すために各信号波形のタイム図と周波数スペク
トルを示す。ここで、図１３は、実施例２で発生させたＦＳＫ信号を実施例２で発生させ
たテンプレートで復調する場合を示す。図１４は、実施例３または４で発生させたＦＳＫ
信号を実施例３または４で発生させたテンプレートで復調する場合を示す。図１５は、実
施例５で発生させたＦＳＫ信号を実施例５で発生させたテンプレートで復調する場合を示
す。図１６は実施例６で発生させたＦＳＫ信号を実施例６で発生させたテンプレートで復
調する場合を示す。

図１３乃至１６のいずれにおいても、同図（ａ）はＣ_c、同図（ｂ）はＳ_c、同図（ｃ）
はＣ_d、同図（ｄ）はテンプレート（スペースのＦＳＫ信号）、同図（ｅ）は入力ＦＳＫ
信号がスペースのときの乗算回路１２０２の出力、同図（ｆ）は入力ＦＳＫ信号がマーク
のときの乗算回路１２０２の出力を示すタイム図である。また、同図（ｇ）はＳ_cまたは
Ｃ_cの周波数スペクトル、同図（ｈ）はＳ_dまたはＣ_dの周波数スペクトルを示す。同図（
ｉ）、（ｊ）はそれぞれ入力されたＦＳＫ信号がスペースまたはマーク時の乗算回路１２
０２の出力信号の周波数スペクトルである。

図１３乃至１６のいずれの場合においても、乗算回路１２０２の出力は、入力されたＦ
ＳＫ信号がスペースの時は直流成分を持ち、マークの時は出力が全くないか交流成分とな
って、平均値が零となる。ローパスフィルタ１２０３によってこの交流成分を取り除き、
判別回路１２０４にて復調データのビット判別を行う。
図１３乃至１６を比べると、偏移周波数の発振信号Ｃ_d、Ｓ_dが正弦波の場合は、２ｆ_d
のスペクトル成分が乗算回路１２０２の出力に強く現れる。一方、偏移周波数の発振信号
Ｃ_d、Ｓ_dが矩形波の場合は、２ｆ_dのスペクトル成分は低く抑圧され、より周波数の高い
２ｆ_cの成分が乗算回路１２０２の出力に現れる。この結果、偏移周波数の発振信号Ｃ_d、
Ｓ_dが矩形波の時の方が、ローパスフィルタ１２０３の設計がより容易になる。また、送
信のビットレートがｆ_dに近くなっても、良好な変復調特性を維持できる。特に、搬送波
と偏移周波数の双方が矩形波の時は、図１６（ｉ）に示すように、入力がスペースの時に
は乗算回路１２０２の出力の直流成分は、他の場合（図１３乃至１５）に比べて大きく、
さらに入力がマークの時には最小（零）となり、判別回路１２０４やローパスフィルタ１
２０３の設計が最も容易になる。

なお、図１３乃至１６では、入力されるＦＳＫ変調信号と復調側でのテンプレート発生
回路１２０１の発生するテンプレート信号の周波数および位相が一致している場合を例に
して説明している。これらが一致していない場合は、復調の誤差となり得るが、それらの
差は許容範囲内であれば良好に復調が可能である。この許容範囲は、周波数および位相の
同期を厳格に求められる位相変調波における同期検波の場合に比べて格段に広く、部品精
度や回路に要求される仕様の緩和が可能であり、ＦＳＫ復調回路の実現を容易にする。ま
た、周波数トラッキングなどの方法を使ってそれらを一致させることも容易である。

以上述べたように本実施例に従えば、簡単な回路要素によってＦＳＫ復調が可能となり
、ＦＳＫ復調回路を半導体集積回路上に集積することが極めて容易となる。

図１７は本発明によるＦＳＫ復調回路の他の一実施例の要部を示す構成図である。実施
例７はテンプレートとしてスペースのＦＳＫ信号を用いた場合であった。本実施例はテン
プレートとしてマークおよびスペースの両方を用いる場合を示す。
すなわち、変調波入力端子１７０５に入力された変調波は、乗算回路１７０２によって
テンプレート発生回路１７０１の発生する信号と乗算された後、ローパスフィルタ１７０
３によって高周波成分が除去された後、判別回路１７０４に送られる。なお、テンプレー
ト発生回路１７０１は、上記実施例１乃至６に述べたいずれかの方法によってマークのＦ
ＳＫ信号を発生し、この信号をテンプレートとして使用することにより、乗算回路１７０
２とローパスフィルタ１７０３によって入力変調波との相関を計算することができる。

また、変調波入力端子１７０５に入力された変調波は乗算回路１７０７によってテンプ
レート発生回路１７０８の発生する信号と乗算された後、ローパスフィルタ１７０９によ
って高周波成分が除去された後、判別回路１７０４に送られる。なお、テンプレート発生
回路１７０８は上記実施例１乃至６に述べたいずれかの方法によってスペースのＦＳＫ信
号を発生し、この信号をテンプレートとして使用することにより、乗算回路１７０７とロ
ーパスフィルタ１７０９によって入力変調波との相関を計算することができる。

ローパスフィルタ１７０３、１７０９の出力は判別回路１７０４に送られ、双方の出力
を比較し復調データを判別し復調出力端子１７０６より出力することができる。
本実施例のこのような方法をとれば、２種のテンプレートを用いて入力変調波との相関
を計算することができ、実施例７の方法に比べてより精度の高い復調を行うことができる
。この方法は、回路部品に要求される精度の緩和にも効果があり、より安価で実現性の高
いＦＳＫ復調回路を供給することができる。

以上述べたように本実施例に従えば、簡単な回路要素によってＦＳＫ復調が可能となり
、ＦＳＫ復調回路を半導体チップ上に集積することが極めて容易となる。

本発明はＦＳＫ変復調回路を半導体チップ上に集積化することを容易にし、ＦＳＫを使
用するデジタル通信を応用する電子装置の実現を容易にする。

１０１，１０２ 発振回路、１０３，１０４ 移相回路、１０７ 加減算回路、１０５
，１０６，２０４，２０５，１２０２，１７０２，１７０７ 乗算回路、１０８，５０９
，７０９，８０９，１００９ 帯域フィルタ、２０１，２０２，５０１，５０２，７０１
，７０２，８０１，８０２，１００１，１００２ ４相発振回路、２０３，５０３，５０
４，５０５，８０３，８０４，８０５ スイッチ回路、２０６，５０６，８０６，１００
６ 加算回路、７０３ シーケンサ、７０４ セレクタ、１００３，１００４，１００５
排他的論理和回路、１２０１，１７０１，１７０８ テンプレート発生回路、１２０４
，１７０４ 判別回路、１２０３，１７０３，１７０９ ローパスフィルタ。

Claims (12)

1. 周期的な信号を発生する第１の周期信号発生手段と、
   前記第１の周期信号発生手段の発生する周期的な信号と同一の周波数で位相が９０度異
   なる周期的な信号を発生する第２の周期信号発生手段と、
   前記第１および第２の周期信号発生手段の発生する周期的な信号と異なる周波数の周期
   的な信号を発生する第３の周期信号発生手段と、
   前記第３の周期信号発生手段の発生する周期的な信号と同一の周波数で位相が９０度異
   なる周期的な信号を発生する第４の周期信号発生手段と、
   前記第１の周期信号発生手段の発生する信号と前記第３の周期信号発生手段の発生する
   信号を乗算する第１の乗算手段と、
   前記第２の周期信号発生手段の発生する信号と前記第４の周期信号発生手段の発生する
   信号を乗算する第２の乗算手段と、
   変調信号の論理値によって前記第１の乗算手段の出力信号と前記第２の乗算手段の出力
   信号を加算または減算する加減算手段とを具備することを特徴とする変調回路。
2. 前記第１乃至第４の周期信号発生手段の発生する周期的な信号は正弦波または矩形波で
   あることを特徴とする請求項１記載の変調回路。
3. 前記第１および第２の周期信号発生手段の発生する周期的な信号は正弦波または矩形波
   、前記第３および第４の周期信号発生手段の発生する周期的な信号は正弦波または矩形波
   であることを特徴とする請求項１記載の変調回路。
4. ｎ相の（ｎは３以上の整数）周期的パルスを発生する発振手段と、
   前記発振回路の出力を所定の周期で位相が２π／ｎずつ進むように切り替える第１の切
   替手段と、
   前記発振回路の出力を所定の周期で位相が２π／ｎずつ遅れるように切り替える第２の
   切替手段と、
   送信する２値データの値によって前記第１または第２の切替手段の一方の出力を選択す
   る選択手段とを具備することを特徴とする変調回路。
5. 前記発振手段はｎ相の正弦波またはｎ相の矩形波を発生することを特徴とする請求項４
   記載の変調回路。
6. 位相が９０度ずつ異なる少なくとも２相分の周期的な信号を発生する第１の周期信号発
   生手段と、
   前記第１の周期信号発生手段の発生する周期的な信号と異なる周波数を有し、位相が９
   ０度ずつ異なる少なくとも３相分の周期的な信号を発生する第２の周期信号発生手段と、
   前記第１の周期信号発生手段の発生する１相分の信号と前記第２の周期信号発生手段の
   発生する１相分の信号を乗算する第１の乗算手段と、
   前記第１の乗算手段に入力された信号に対して９０度だけ位相が進んだ信号、あるいは
   ９０度だけ位相の遅れた信号のどちらか一方を、変調信号の論理値に従って前記第２の周
   期信号発生手段の出力から選択する選択手段と、
   前記第１の周期信号発生手段から前記第１の乗算手段に入力された信号と９０度だけ位
   相が異なる信号と前記選択手段にて選択された信号とを乗算する第２の乗算手段と、
   前記第１の乗算手段の出力信号と前記第２の乗算手段の出力信号を加算する加算手段と
   を具備することを特徴とする変調回路。
7. 位相が９０度ずつ異なる４相分の周期的な信号を発生する第１の周期信号発生手段と、
   前記第１の周期信号発生手段の発生する周期的な信号と異なる周波数を有し、位相が９
   ０度ずつ異なる少なくとも３相分の周期的な信号を発生する第２の周期信号発生手段と、
   前記第１の周期信号発生手段にて発生された位相が互いに１８０度だけ異なる２相分の
   信号のうちのどちらか一方を、前記第２の周期信号発生手段にて発生された１相分の信号
   に従って選択する第１の選択手段と、
   前記第１の選択手段に入力された信号に対して９０度だけ位相が進んだ信号、あるいは
   ９０度だけ位相の遅れた信号のどちらか一方を、変調信号の論理値に従って前記第２の周
   期信号発生手段の出力から選択する第２の選択手段と、
   前記第１の周期信号発生手段にて発生された位相が互いに１８０度だけ異なる残りの２
   相分の信号のうちのどちらか一方を、前記第２の選択手段の出力に従って選択する第３の
   選択手段と、
   前記第１の選択手段にて選択された信号と前記第３の選択手段にて選択された信号とを
   加算する加算手段とを具備することを特徴とする変調回路。
8. 周期的な信号を発生する第１の周期信号発生手段と、
   前記第１の周期信号発生手段の発生する周期的な信号と同一の周波数で位相が９０度異
   なる周期的な信号を発生する第２の周期信号発生手段と、
   前記第１および第２の周期信号発生手段の発生する周期的な信号と異なる周波数の周期
   的な信号を発生する第３の周期信号発生手段と、
   前記第３の周期信号発生手段の発生する周期的な信号と同一の周波数で位相が９０度異
   なる周期的な信号を発生する第４の周期信号発生手段と、
   前記第１の周期信号発生手段の発生する信号と前記第３の周期信号発生手段の発生する
   信号との排他的論理和をとる第１の排他的論理和回路と、
   変調信号と前記第３の周期信号発生手段の発生する信号との排他的論理和をとる第２の
   排他的論理和回路と、
   前記第２の周期信号発生手段の発生する信号と前記第２の排他的論理和回路の出力との
   排他的論理和をとる第３の排他的論理和回路と、
   前記第１の排他的論理和回路の出力と前記第３の排他的論理和回路の出力とを加算する
   加算手段とを具備することを特徴とする変調回路。
9. 周期的な信号を発生する第１の周期信号発生手段と、
   前記第１の周期信号発生手段の発生する周期的な信号と同一の周波数で位相が９０度異
   なる周期的な信号を発生する第２の周期信号発生手段と、
   前記第１および第２の周期信号発生手段の発生する周期的な信号と異なる周波数の周期
   的な信号を発生する第３の周期信号発生手段と、
   前記第３の周期信号発生手段の発生する周期的な信号と同一の周波数で位相が９０度異
   なる周期的な信号を発生する第４の周期信号発生手段と、
   前記第１の周期信号発生手段の発生する信号と前記第３の周期信号発生手段の発生する
   信号を乗算する第１の乗算手段と、
   前記第２の周期信号発生手段の発生する信号と前記第４の周期信号発生手段の発生する
   信号を乗算する第２の乗算手段と、
   前記第１の乗算手段の出力信号と前記第２の乗算手段の出力信号を加算または減算する
   加減算手段と、
   前記加減算手段の出力と入力信号を乗算する第３の乗算手段とを具備することを特徴と
   する復調回路。
10. 周期的な信号を発生する第１の周期信号発生手段と、
    前記第１の周期信号発生手段の発生する周期的な信号と同一の周波数で位相が９０度異
    なる周期的な信号を発生する第２の周期信号発生手段と、
    前記第１および第２の周期信号発生手段の発生する周期的な信号と異なる周波数の周期
    的な信号を発生する第３の周期信号発生手段と、
    前記第３の周期信号発生手段の発生する周期的な信号と同一の周波数で位相が９０度異
    なる周期的な信号を発生する第４の周期信号発生手段と、
    前記第１の周期信号発生手段の発生する信号と前記第３の周期信号発生手段の発生する
    信号を乗算する第１の乗算手段と、
    前記第２の周期信号発生手段の発生する信号と前記第４の周期信号発生手段の発生する
    信号を乗算する第２の乗算手段と、
    前記第１の乗算手段の出力信号と前記第２の乗算手段の出力信号を加算する加算手段と
    、
    前記加算手段の出力と入力信号を乗算する第３の乗算手段と、
    前記第１の乗算手段の出力信号と前記第２の乗算手段の出力信号を減算する減算手段と
    、
    前記減算手段の出力と前記入力信号を乗算する第４の乗算手段と、
    前記第３および第４の乗算手段の出力を比較判定する判定手段とを具備することを特徴
    とする復調回路。
11. 前記第１乃至第４の周期信号発生手段の発生する周期的な信号は正弦波または矩形波で
    あることを特徴とする請求項９または１０記載の復調回路。
12. 前記第１および第２の周期信号発生手段の発生する周期的な信号は正弦波または矩形波
    、前記第３および第４の周期信号発生手段の発生する周期的な信号は正弦波または矩形波
    であることを特徴とする請求項９または１０記載の復調回路。

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