JP2006246476A - ２値位相シフトキーイング（ｂｐｓｋ）信号のコヒーレント復調のためのシステム - Google Patents

Abstract

【課題】周波数及び位相同期ループなしに、コヒーレント復調に対する利点（入力信号の追跡、並びに、変調信号ビット周期から独立する復調処理）を提供する。
【解決手段】周波数ｆの２値位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）信号のコヒーレント復調システムが、ＢＰＳＫ信号から周波数２ｆの搬送波信号（Ｃ）を回復する手段と、固有共振周波数ｆ_r（≒ｆ）を有する注入同期発振器（ＩＬＯ）であって、（θ_e−ｋ）／２（ここで、θ_e＝ａｒｃｓｉｎ（（ｆ_r−ｆ）／（αＡ_iｆ））、α，ｋは、注入同期発振器で支配的な非線形性の種類に依存するパラメータであり、Ａ_iは、２ｆの周波数の回復された搬送波信号の振幅である）の位相ずれを持つ元の搬送波を回復する差動出力（Ｏ_p，Ｏ_n）信号を発生する注入同期発振器に周波数２ｆの前記信号を注入する手段と、復調信号（ＤＥＭＯＤ）を発生するため、ＢＰＳＫ信号のコピー及び差動出力（Ｏ_p，Ｏ_n）信号を結合する手段とを有する。
【選択図】図４

Description

本発明は、２値位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）信号の復調のためのシステムに関する。

本発明の一般的な適用分野は、デジタル通信、特に、無線デジタル通信である。

正弦波信号のデジタル位相シフトキーイング（ＰＳＫ）は、耐ノイズ性と、必要とされる帯域幅との双方の点から見て、最も効果的な変調技術の１つである。それにもかかわらず、ＰＳＫ信号の復調は、複雑な復調器システムを必要とする。従って、効率が悪いその他のデジタル変調方式、例えば、周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）または振幅シフトキーイング（ＡＳＫ）は、簡単な復調のため、通常、好まれる。

最も単純なＰＳＫ信号は、２値ＰＳＫ（ＢＰＳＫ）信号である。この場合、搬送波位相は、ビットストリームに従って、２つの可能な状態、すなわち、０°と１８０°との間でシフトされる。＋１（０°位相状態）か、あるいは−１（１８０°位相状態）を搬送波に掛けることによりＢＰＳＫ信号を容易に獲得できる。受信機の観点から、入ってきたＢＰＳＫ信号の位相が０°状態または１８０°状態に対応するかを知ることは不可能である。その理由は、放出器から受信機への実際の伝播路が通常、知られていないという事実のためである。この不確定性を回避するため、送信されるべき情報を、固定位相値として符号化する代わりに、位相状態間の遷移として符号化する。従って、論理「１」を送信すべきであれば、搬送波信号の位相をシフトする一方で、論理「０」について位相を変えず、逆もまた同様とする。このように符号化された信号は、差動ＢＰＳＫ（ＤＢＰＳＫ）として既知である。信号の観点から、ＢＰＳＫとＤＢＰＳＫとの間に違いがないことに留意すべきである。これらの間での唯一の相違は、基底帯域信号の（送信機側での）前処理または（受信機側での）後処理である。図１には、（ビットストリームから、または、処理されたビットストリームから派生された）基底帯域信号と、所望の周波数の正弦波搬送波との積として生成されたＢＰＳＫまたはＤＢＰＳＫ信号を示す。

ＢＰＳＫ信号を復調する通常の手続きは、コヒーレント復調手続きである。基本的には、復調処理は、受信した信号に、元の搬送波と同じ周波数の基準信号を掛けることから成る。

ＢＰＳＫ信号を、以下のように数学的に表現できる。
ＢＰＳＫ＝±Ａｃｏｓ（ωｔ＋ψ） （１）

ここで、＋の符号は０°位相状態に対応し、−の符号は１８０°位相状態に対応する。Ａは、受信した信号の振幅であり、ψは、信号伝播による任意の位相である。

基準信号、すなわち、Ｓは、以下のように得られる（振幅は、簡単化のために１に設定されている）。
Ｓ＝ｃｏｓ（ωｔ） （２）

積、すなわち、Ｐを、次の通りに表現できる。
Ｐ＝±Ａｃｏｓ（ωｔ＋ψ）・ｃｏｓ（ωｔ）＝±Ａ／２ｃｏｓ（ψ）±Ａ／２ｃｏｓ（２ωｔ＋ψ） （３）

最終的には、Ｐを低域通過フィルタ処理することにより、以下の基底帯域表現が得られる。
Ｐ_LPF＝±Ａ／２ｃｏｓ（ψ） （４）

この結果は、元の変調（±）を再生する信号、すなわち、Ｐ_LPFである。（４）から、伝播位相ψが０°または１８０°であれば、（位相の不確定性にかかわらず、）復調処理の効率は最大に達する。これに反して、ψ＝±９０°であれば、復調処理の効率はゼロである。この事実は、伝播位相の不確定性であるＰＳＫ信号のコヒーレント復調の第１の欠点を指摘する。第２の欠点であって、最も重要な欠点は、元の搬送波と全く同じ周波数の基準信号の入手可能性である。

双方の問題を克服する通常の方法は、搬送波回復回路を用いることによる。搬送波回復は、同期化ループを用いることにより得られる。２乗ループ及びコスタスループは、最も広く用いられている。２乗ループ及びコスタスループの特性及び動作を、図２及び図３にそれぞれ示す。

図２に示すように、２乗ループは、２乗ブロック及び帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）から成り、これにより、ＢＰＳＫ入力信号から、元の搬送波の周波数の２倍の周波数の基準信号を、理想的には、位相変調なしで発生する。位相／周波数検出器、ループフィルタ及び電圧制御発振器（ＶＣＯ）から成る位相同期ループ（ＰＬＬ）は、２倍の周波数の搬送波を回復するのに用いられる。元の搬送波は、２により周波数を除算する分割器を用いて最終的に回復される。回復した搬送波に、入ってきたＢＰＳＫ信号を掛けることにより復調は達成される。

コスタスループ回路は、入ってきた信号と、２つの基準直交信号（０°／９０°）との積を発生する２つのミクサより成る。位相検出器として作用する３番目のミクサは、前の双方のミクサの低域通過フィルタ処理された出力の積としてエラー信号を発生する。エラー信号は、最終的にループフィルタ（すなわち、積分器）に通されて電圧制御発振器（ＶＣＯ）の制御信号を発生する。ＶＣＯは、９０°移相器と結合されると、基準直交信号を発生し、ループを閉じる。基準直交信号の周波数が元の搬送波の周波数に等しければ、エラー信号はゼロである。その上、ＶＣＯ出力基準信号（同相信号）は、搬送波の同じ伝播位相ψを持っているか、あるいは、それとは１８０°異なる。すなわち、同期状態で、エラー関数がゼロであれば、コスタスループはＢＰＳＫ信号の復調として作用する。実際には、基底帯域変調器信号は、（符号の不確定性にかかわらず、）第１低域通過フィルタ（図３のＬＰＦ₁）の出力で検出される。

先の方式の双方により実行されたコヒーレント復調の主な利点は、入力信号の追跡である。このことは、周波数偏移、例えば、移動システムにおける放出器と受信機との間の相対運動による周波数偏移の修正を可能にする。その上、変調信号に関する前の情報（すなわち、ビット周期）が必要とされない。しかし、同期時間は一般に大きく、通信の初めにデータの損失をもたらすか、あるいは、バーストモード送信で正常に機能しない。同期化ループのもう１つの重要な欠点は、モノリシック形態で実施し難いループフィルタの必要性である。

一例として、（図３に示すような）コスタスループに基づくコヒーレント復調手続きであって、復調器の同調状態（入力信号の位相同調及び正確な復調）または疑似同調状態（誤った変調）を検出する一連の追加の構成要素により補充されたコヒーレント復調手続きを用いるものがある（特許文献１参照）。

復調を可能にする位相基準を得るのに他の手続きを提案しているものがある（特許文献２参照）。この場合、受信したフェーザのある平均を実施し、これにより、位相基準推定値を得る。信号を復調するため、受信したフェーザの各々を基準と比較し、その後、位相基準推定値を絞り込むのに用いる。この手続きは、同調時間と関連する情報の損失なしに、不連続に受信した信号を正確に復調できるという利点を有する。不都合は、復調器システムの高い複雑性であり、フェーザの平均化を実行するため、変調信号ビット周期を知る潜在的な要件である。

デジタル位相変調を用いる信号に対して、もう１つの実行可能な復調手続きも提案されている（特許文献３参照）。この方法は、隣接する位相状態間だけ変化を含むデジタル位相変調された信号に適用できる。基本的には、動作原理は、ある期間に受信した信号に、前の期間に受信した信号を掛けることから成る。時間差は遅延部品の使用により得られ、ビット時間に等しくなるように調節される。得られた信号のＤＣ成分を発生させるため、この乗算の結果を、低域通過フィルタによりフィルタリングする。ビット周期中、位相変化がある時だけ、ＤＣ成分の値に変化がある。この場合、同期化を必要とせず、復調が直接行われる。基本的な不利点は、変調信号ビット周期を事前に知る必要があるということである。

米国特許第５３４７２２８号 米国特許第４６３１４８６号 米国特許第４９８９２２０号

記載した背景に関して、本発明は、周波数及び位相同期ループ（ＰＬＬまたはコスタスループ）の明確な使用を要求されることなく、コヒーレント復調に対応する利点（入力信号の追跡、並びに、変調信号ビット周期から独立する復調処理）を提供する。

本発明の基本的な動作原理は、ＢＰＳＫ信号の搬送波を回復するため、超調波の注入により共振回路を同期することである。このように、外部の帰還経路を必要とせず、発振器を同期する超調波の注入により搬送波回復を達成する。結果として、ループフィルタを必要とせず、結果として生じた構造は、モノリシックな一体化に適する。

本発明は、請求項１に記載の２値位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）信号の復調のためのシステムと、請求項６に記載の方法とについて言及する。システム及び方法の好適な実施形態を従属項に規定する。

本発明の第１態様は、周波数ｆを有する２値位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）信号のコヒーレント復調のためのシステムに関する。復調のためのこのシステムは、
前記ＢＰＳＫ信号から周波数２ｆの搬送波信号（Ｃ）を回復する手段と、
周波数ｆにほぼ等しい固有共振周波数ｆ_rを有する注入同期発振器ＩＬＯであって、（θ_e−ｋ）／２の位相ずれ、ここで、θ_e＝ａｒｃｓｉｎ（（ｆ_r−ｆ）／（αＡ_iｆ））であり、α及びｋは、注入同期発振器ＩＬＯにおける支配的な非線形性の種類に依存するパラメータであり、Ａ_iは、２ｆの周波数の回復された搬送波信号の振幅である前記位相ずれを有する元の搬送波を回復する差動出力Ｏ_p及びＯ_n信号を発生させる注入同期発振器ＩＬＯに、周波数２ｆを有する前記信号を注入する手段と、
復調信号（ＤＥＭＯＤ）を発生させるために、入ってきたＢＰＳＫ信号のコピーと、差動出力Ｏ_p及びＯ_n信号とを結合する手段と
を有する。

ｆ_rがｆにほぼ等しくなければ、コヒーレント復調器の歩留りは、ｆ_r≒ｆの場合よりも低いが、この復調器も役に立つ。

本発明の動作原理は、固有共振周波数ｆ_rの第２高調波に近い周波数を有する信号が注入された時の注入同期発振器ＩＬＯの周波数及び位相の双方の、または、２による分割回路の引数の同期現象である。発明者により確立され、検証されたものによれば、この引数（周波数及び位相）同期現象は、ＩＬＯ回路に用いられる部品に多かれ少なかれ存在する非線形応答によるものである。

非線形性の一般的な発生源として下記の事項を指摘することができる。
ａ）バラクタダイオードが用いられた場合、バイアス電圧が印加されたバラクタダイオードの容量の変動。
ｂ）バイポーラトランジスタが用いられた場合、バイポーラトランジスタのベース‐エミッタ及びベース‐コレクタ結合の容量の変動。
ｃ）ＭＯＳＦＥＴトランジスタが用いられた場合、ＭＯＳＦＥＴトランジスタのゲート‐ソース、ゲート‐ドレイン及びゲート‐基板の容量の変動。
ｄ）２乗またはそれよりも高い次数の法則に従って偏極電圧に従属する、ＭＯＳＦＥＴトランジスタでは、ドレイン電流、そして、バイポーラトランジスタでは、ベース‐コレクタ電流。

非線形性は、高調波を混合し、その後、新たなスペクトル成分を発生させる原因になっている。２ｆ_r（ここで、ｆ_rは、ＩＬＯ固有共振周波数である）に近い周波数２ｆを有する信号がＩＬＯに注入されると、非線形性（特に、２次の非線形性）は、周波数２ｆ−ｆ_r≒ｆ_rへの（電圧及び／または電流の）追加の成分につながる。この成分は、同じ周波数で既に存在する成分に追加されるので、ＩＬＯ共振特性は変更される。ＩＬＯ動作状態の変化を共振周波数の変化量Δｆ_rとして表すことができるということが分析的にも実験的にも明らかにされている。この変化量Δｆ_rは、
Δｆ_r＝αＡ_iｆＳｉｎ（θ） （５）
により与えられる。ここで、αは、支配的な非線形性の種類に依存するパラメータであり、Ａ_iは、２ｆの周波数の入力信号の振幅であり、角度θを、
θ＝２φ（ｔ）−Φ＋ｋ （６）
として表すことができる。ここで、Φ及びφ（ｔ）はそれぞれ入力及び出力信号の位相であり、ｔは時間である。ｋの値も、回路において支配的な非線形性に依存する。例えば、非線形性が、バイアス電圧と共に変化する電流によるものであれば、ｋ＝０であり、非線形性が可変容量によるものであれば、ｋ＝π／２である。

更に、ＩＬＯからのＯ_p及びＯ_n出力を、
Ｏ_p＝Ｂｃｏｓ（２πｆｔ＋φ（ｔ））、Ｏ_n＝Ｏ_p＋π （７）
として表すことができる。ここで、Ｂは出力信号の振幅であり、φ（ｔ）は、
［数１］

を立証する。

（５）及び（６）を（８）と組み合わせれば、注入した入力信号に対するＩＬＯの動的応答を決定する微分方程式が得られる。ｄφ／ｄｔ＝０であれば、安定した状態（ロックイン状態）を得る。あるいは、出力信号の周波数が入力信号の周波数のちょうど半分であって、従って、Δｆ_r＝ｆ−ｆ_rであれば、別の言い方で同じことを言っている。

（５）において、この条件を置換することにより、角度θについて、平衡の２つの可能な値が得られる。これら値を
θ_e＝ａｒｃｓｉｎ（（ｆ_r−ｆ）／（αＡ_iｆ））及びθ_m＝π−θ_e （９）
として表すことができる。

このことは、第１の可能性、すなわち、θ_eが、安定した平衡状態に対応し、第２の可能性、すなわち、θ_mが準安定の平衡状態であることを示している。入力信号が、ＩＬＯの固有共振周波数の２倍に近い周波数を有するならば、安定した平衡角度θ_eは短くなる。

（６）から、同期条件が出力位相φに対して一意的でなく、ＩＬＯ回路により実行される２による引数分割の数学的な結果でしかないπラジアンの不確定性が存在することを推測できる。

入ってきたＢＰＳＫ信号のコピーと、差動出力Ｏ_p及びＯ_n信号とを結合する手段は、
入ってきたＢＰＳＫ信号のコピーであって、同じ周波数と、非常に類似する振幅及び位相とを有する信号ｉ₁，ｉ₃を注入同期発振器ＩＬＯの差動出力Ｏ_p及びＯ_n信号に掛け合わせ、出力ＩＦ₁及びＩＦ₂信号をそれぞれ発生させる手段Ｍｉｘ₁，Ｍｉｘ₂と、
基底帯域信号ＢＢ_p，ＢＢ_nをそれぞれ発生させるため、前記出力ＩＦ₁及びＩＦ₂信号を低域通過フィルタ処理する手段ＬＰＦ₁，ＬＰＦ₂と、
基底帯域信号を差し引いて復調信号ＤＥＭＯＤを発生させる手段と
を有することができる。

好ましくは、周波数２ｆの搬送波信号Ｃを回復する手段が２乗回路を含む。

好ましくは、復調のためのシステムが、２乗回路ブロックと注入同期発振器（ＩＬＯ）との間に接続された帯域通過フィルタブロックを有する。

ＢＰＳＫ＝±Ａｃｏｓ（２πｆｔ＋ψ） （１０）と表すことができる周波数ｆの一般的なＢＰＳＫ信号を２乗し、帯域通過フィルタ処理して、周波数２ｆの搬送波Ｃを得る。搬送波Ｃは、
Ｃ＝（Ａ²／２）ｃｏｓ（４πｆｔ＋２ψ） （１１）
により与えられる。

式（６）を考慮し、Φを２ψにより置き換えすれば、ＩＬＯの出力Ｏ_pの位相φ_eと入力ＢＰＳＫ信号の位相ψとの間にロックイン状態の下記の関係を得ることができる。
φ_e＝ψ＋（θ_e−ｋ）／２＋ｎπ ； ｎ＝０，１，２... （１２）

すなわち、ＩＬＯの出力Ｏ_p（同様に、Ｏ_n）は、（θ_e−ｋ）／２の位相ずれとπの位相の不確定性とを伴って元の搬送波を回復する。

（１２）の位相の関係によれば、Ｍｉｘ₁及びＭｉｘ₂の出力ＩＦ₁，ＩＦ₂で、
ＩＦ₁＝±ＡＢｃｏｓ（２πｆｔ＋ψ）・ｃｏｓ（２πｆｔ＋φ_e） （１３）
ＩＦ₂＝±ＡＢｃｏｓ（２πｆｔ＋ψ）・ｃｏｓ（２πｆｔ＋φ_e＋π） （１４）
を得ることができ、低域通過フィルタ処理後、
ＢＢ_p＝±ＡＢ／２ｃｏｓ［（θ_e−ｋ）／２＋ｎπ］ （１５）
ＢＢ_n＝±ＡＢ／２ｃｏｓ［（θ_e−ｋ）／２＋（ｎ＋１）π］ （１６）
を得ることができる。

ＢＢ_pまたはＢＢ_nのどちらかが２値信号（互いに対して相補的なもの）であって、その符号変化が入力ＢＰＳＫ信号の位相変化を既に再現していることに留意すべきである。しかし、不整合または非対称のため、これら信号が、次の段の正常動作に影響を与える（すなわち、基底帯域増幅器または信号再生器を飽和させる）おそれのある共通モードオフセットにより影響を受けるおそれがある。この問題を回避するため、双方の信号を差し引いて、最後の復調された出力ＤＥＭＯＤを発生させる。この出力ＤＥＭＯＤを、
ＤＥＭＯＤ＝±ＡＢｃｏｓ［（θ_e−ｋ）／２＋ｎπ］ （１７）
として表すことができる。

復調処理の最大効率は、θ_e＝ｋの場合に対応する。これら条件の下、ＤＥＭＯＤ＝±ＡＢ・（±１）である。

支配的な非線形性に応じて、２つの異なった場合、すなわち、ａ）及びｂ）に区別できる。
ａ）非線形電流（ｋ＝０）。
この場合、θ_e＝０の時に復調処理の最大効率が得られる。（９）から、このことは、ｆ＝ｆ_rに対応する。これも、同期処理の最大感度に対する条件である（すなわち、ＩＬＯを位相同期するのに最小の注入電力が必要とされている）。
ｂ）非線形静電容量（ｋ＝π／２）。
ここでは、最大効率は、θ_e＝π／２の時に得られる。しかし、（９）によれば、このことは、同期限界にある周波数ｆ，ｆ_rに対応する。すなわち、（ｆ_r−ｆ）／（αＡ_iｆ）＝１である。例えば、部品特性における雑音またはドリフトによる固有共振周波数ｆ_rの初めの値からの偏差は、同期をゼロにする。最大復調効率の代わりに、最大同期感度（すなわち、θ_e＝０）を期待する場合、
［数２］ ＤＥＭＯＤ＝±ＡＢ・（√２／２）、
すなわち、最大効率の７０％である。従って、最大復調効率と最大同期感度との間にトレードオフを確立すべきであり、あるいは、最適な同期及び最適な復調に対して位相偏差を補償するために遅延パスを含める。図４におけるｉ₂からＣまでの連鎖内のどこかに、または、ｉ₁及びｉ₃の経路に同時に、遅延ブロックを位置付けることができる。最初の場合では、遅延パスはπ／２（２乗段の前に接続された場合ではこの値の半分）の位相ずれを発生させ、次の場合では、−π／２の位相ずれを発生させる必要がある。

本発明の第２態様は、周波数ｆのＢＰＳＫ信号のコヒーレント復調のための方法であって、２ｆの周波数を有する信号の注入による発振器の同期化に基づく方法に関する。

２ｆの周波数を有する信号を注入した時に、且つ、ｆにほぼ等しい発振器の固有共振周波数ｆ_rである場合に発振器を同期化する。

周波数ｆのＢＰＳＫ信号のコヒーレント復調のための方法は、
周波数２ｆの搬送波信号（Ｃ）を前記ＢＰＳＫ信号から回復する工程と、
θ_e＝ａｒｃｓｉｎ（（ｆ_r−ｆ）／（αＡ_iｆ））であり、α及びｋは、注入同期発振器（ＩＬＯ）における支配的な非線形性の種類に依存するパラメータであり、Ａ_iは、２ｆの周波数の回復された搬送波信号の振幅である（θ_e−ｋ）／２の位相ずれを持つ元の搬送波を回復するため、注入同期発振器（ＩＬＯ）に、周波数２ｆを有する前記信号を注入する工程と、
復調信号（ＤＥＭＯＤ）を発生させるために、入ってきたＢＰＳＫ信号と、差動出力（Ｏ_p，Ｏ_n）信号とを結合する工程と
を有する。

本発明の基本的な動作原理が、超調波の注入により共振回路を同期してＢＰＳＫ信号の搬送波を回復することであり、このように、外部の帰還経路を必要とせず、発振器を同期する超調波の注入により搬送波回復を達成するので、結果として、ループフィルタを必要とせず、結果として生じた構造は、モノリシックな一体化に適する。

本発明は、２値デジタル位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）信号の復調のためのシステムについて言及する。図４には、復調器システムの実行可能な一例を示す。この復調器システムは、以下の区分に分割できる。
（ａ）出力分割器ＰＤＩＶ。この出力分割器ＰＤＩＶの入力は周波数ｆのＢＰＳＫ位相変調信号であり、ここで、ｆは、搬送波信号の周波数である。この出力分割器は、入力信号と同じ周波数ｆを有する出力信号ｉ₁，ｉ₂，ｉ₃を発生させる。その上、ｉ₁及びｉ₃は、等しい振幅を有し、同じ位相状態にある。この位相状態を入力信号と同一にすることができ、あるいは、位相状態は、双方とも同一である特定の位相不均衡または遅延を有することができる。信号ｉ₂の振幅及び位相状態を信号ｉ₁，ｉ₃の場合と同じにすることができ、あるいは、この振幅及び位相状態は、特定の振幅及び／または位相不均衡を有することができる。この出力分割器を受動または能動のどちらかにすることができる。
（ｂ）２乗回路ブロック。この２乗回路ブロックは、入力から出力への伝達関数に２次項を有する能動または受動回路を用いて実施できる。これら回路の具体例は、全波ダイオード整流器、または、アナログ乗算器として動作するミクサである。
（ｃ）帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）。この帯域通過フィルタは、必要に応じて、周波数２ｆの適切な成分を２乗回路ブロックの出力から選択する。
（ｄ）注入同期発振器（ＩＬＯ）。このＩＬＯは、２による除算アナログ引数分割器として作用し、（注入信号がない場合には）固有共振周波数はｆ_rである。このＩＬＯは、周波数ｆの差動出力信号Ｏ_p，Ｏ_nを発生させる。差動出力位相は、式（６）に従って周波数２ｆの信号Ｃにより固定される。
（ｅ）２つのミクサＭｉｘ₁，Ｍｉｘ₂。これらミクサＭｉｘ₁，Ｍｉｘ₂は受動または能動であって、ＢＰＳＫ入力信号を基底帯域信号ＢＢ_p，ＢＢ_nへダウンコンバートするため、低域通過フィルタＬＰＦ₁，ＬＰＦ₂と結合されている。
（ｆ）減算器。この減算器は受動または能動のどちらかであって、基底帯域信号ＢＢ_p，ＢＢ_nからＤＥＭＯＤ出力を発生させる。

図５には、測定したＢＰＳＫ入力信号と、２乗回路ブロックの出力信号Ｓ²との間の時間的な関係を示す。この場合、商用周波数ダブラー回路が、Ｓ²信号を発生させるために用いられている。

図４の注入同期発振器（ＩＬＯ）を幾つかの方法で実施できる。図６は、優先的であるが、これに限らないＩＬＯ回路の実施形態を含む。既に記述したように、周波数分割処理に基づく原理は、基本周波数の第２高調波に近い周波数を有する信号が注入された時の共振回路の周波数及び位相同期現象である。この回路は、以下の区分から成る。
（ａ）バイアスＴ回路ＢＴ。このバイアスＴ回路ＢＴの目的は、２ｆの周波数の注入信号ｉを、共振回路動作に必要とされる連続的なＤＣバイアスと結合させることにある。
（ｂ）インバータ変圧器Ｔ１。このインバータ変圧器Ｔ１は、一端でバイアスネットワーク出力に接続され、他端でバラクタダイオードＶ１，Ｖ２に接続された１次及び２次巻線を有する。
（ｃ）記述したバラクタダイオードＶ１，Ｖ２。これらバラクタダイオードＶ１，Ｖ２の陽極は、制御電圧Ｖｃへ接続されている。
（ｄ）２つの交差して結合されたトランジスタＱ１，Ｑ２。
（ｅ）差動出力Ｏｐ，Ｏｎ。
（ｆ）電流源Ｓ１。この電流源Ｓ１は、正確なトランジスタの分極化を保証する。

この種類の分割器回路の特性である周波数／位相同期処理が、２乗またはコスタスループと関連する処理よりも高速であり、その理由は、周波数／位相同期処理が事実上の部品に内在し、全体として同期回路に内在しないためであることに注意しなくてはいけない。

変圧器及び２つのバラクタダイオードは共振タンク回路を形成し、この共振タンク回路の共振周波数は、制御電圧Ｖｃの値により固定されている。これらバラクタダイオードを、固定された値のキャパシタにより置き換えることができ、この場合、共振周波数を制御する可能性は失われる。交差して結合されたトランジスタ対（これらは、図６においてＭＯＳＦＥＴであるが、これらをバイポーラとすることができる）の目的は、共振タンク回路損失を補償するのに充分な利得を得るためと、一定振幅の振動を共振周波数ｆ_rで発生させるためである。注入信号が充分な出力を持っていれば、タンクの共振特性は変化する。このことは、バラクタダイオード応答の非線形動作、及び／または、増幅器段のトランジスタによるものである。新たな共振周波数は、注入信号の周波数の半分に同調され、位相は、１８０°の差を有する２つの可能な値のどちらかに調節される。

図７には、注入前（ｆｒｅｅ‐ｒｕｎｎｉｎｇ）と、５０６ＭＨｚの周波数の入力信号を注入した後のロックイン状態（Ｌｏｃｋｅｄ）とのＩＬＯの出力の一方（ＯｐまたはＯｎ）の測定したスペクトルを示す。２５５．５ＭＨｚの固有周波数が同期により−２．５ＭＨｚだけシフトされていることに留意すべきである。

図８には、２ｆのＩＬＯの入力波形Ｃと、ｆのＩＬＯ出力の一方（ＯｐまたはＯｎ）との測定した時間領域波形を示す。ｆの基本振動と２ｆの第２高調波との間のロックイン状態の位相関係に留意すべきである。

図９には、周波数ｆのＢＰＳＫ信号と、周波数ｆのＩＬＯの差動出力Ｏｐ（太線）及びＯｎ（破線）との測定した時間領域波形を示す。ＢＰＳＫ信号が１８０°位相変化前ではＯｐ出力と同相であって、その後、Ｏｎ出力と同相となることに留意すべきである。

図１０には、復調出力ＤＥＭＯＤと一緒にＢＰＳＫ入力信号を示す。図示の例では、ＤＥＭＯＤ信号の立下り時間は、約１５〜２０ｎｓであり、このことは、約５０〜６０Ｍｂｉｔｓ／ｓの最大復調レートを意味する。

図１１には、５００ｎｓごとに１８０°位相を変化させるＢＰＳＫ入力信号対応のＤＥＭＯＤ出力を示す。

ＢＰＳＫ信号の発生を図式的に表す図である。 ２乗ループを示す線図である。 コスタスループを示す線図である。 本発明による好適なＢＰＳＫ復調器を示す図である。 周波数ｆのＢＰＳＫ信号と、周波数２ｆのＳ²信号との測定した時間領域波形である。 非線形バラクタダイオードを用いる注入同期発振器（ＩＬＯ）の優先的な実施形態を示す線図である。 ２ｆの入力信号Ｃの注入前（ｆｒｅｅ‐ｒｕｎｎｉｎｇ）とロックイン状態（Ｌｏｃｋｅｄ）とのＩＬＯの出力の一方（ＯｐまたはＯｎ）の測定したスペクトルである。 ２ｆのＩＬＯの入力波形Ｃと、ｆのＩＬＯ出力の一方（ＯｐまたはＯｎ）との測定した時間領域波形である。 周波数ｆのＢＰＳＫ信号と、周波数ｆのＩＬＯの差動出力Ｏｐ（太線）及びＯｎ（破線）との測定した時間領域波形である。 復調出力ＤＥＭＯＤと一緒にＢＰＳＫ入力信号を示すグラフである。 ５００ｎｓごとに１８０°位相を変化させるＢＰＳＫ入力信号対応のＤＥＭＯＤ出力を示すグラフである。

符号の説明

ＰＤＩＶ 出力分割器
ｉ₁，ｉ₂，ｉ₃ 出力信号
Ｓ² ２乗回路ブロックの出力信号
Ｃ 搬送波信号
Ｏ_p，Ｏ_n 差動出力信号
ＢＰＦ 帯域通過フィルタ
ＩＬＯ 注入同期発振器
Ｍｉｘ₁，Ｍｉｘ₂ ミクサ
ＩＦ₁，ＩＦ₂ ミクサの出力
ＬＰＦ₁，ＬＰＦ₂ 低域通過フィルタ
ＢＢ_p，ＢＢ_n 基底帯域信号
ＤＥＭＯＤ 復調信号

Claims (8)

1. 周波数ｆの２値位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）信号のコヒーレント復調のためのシステムであって、このシステムが、
   前記ＢＰＳＫ信号から周波数２ｆの搬送波信号（Ｃ）を回復する手段と、
   周波数ｆにほぼ等しい固有共振周波数ｆ_rを有する注入同期発振器（ＩＬＯ）であって、（θ_e−ｋ）／２の位相ずれ、ここで、θ_e＝ａｒｃｓｉｎ（（ｆ_r−ｆ）／（αＡ_iｆ））であり、α及びｋは、前記注入同期発振器（ＩＬＯ）における支配的な非線形性の種類に依存するパラメータであり、Ａ_iは、２ｆの周波数の回復された搬送波信号の振幅である前記位相ずれを持つ元の搬送波を回復する差動出力（Ｏ_p，Ｏ_n）信号を発生させる注入同期発振器（ＩＬＯ）に、周波数２ｆを有する前記信号を注入する手段と、
   復調信号（ＤＥＭＯＤ）を発生させるために、入ってきたＢＰＳＫ信号のコピーと、前記差動出力（Ｏ_p，Ｏ_n）信号とを結合する手段と
   を有するシステム。
2. 請求項１に記載の復調のためのシステムにおいて、前記入ってきたＢＰＳＫ信号のコピーと、前記差動出力（Ｏ_p，Ｏ_n）信号とを結合する前記手段が、
   前記入ってきたＢＰＳＫ信号のコピーであって、同じ周波数と、非常に類似する振幅及び位相とを有する信号（ｉ₁，ｉ₃）を前記注入同期発振器（ＩＬＯ）の差動出力信号（Ｏ_p，Ｏ_n）に掛け合わせる手段（Ｍｉｘ₁，Ｍｉｘ₂）であって、出力（ＩＦ₁，ＩＦ₂）信号をそれぞれ発生させる手段と、
   基底帯域信号（ＢＢ_p，ＢＢ_n）をそれぞれ発生させるため、前記出力（ＩＦ₁，ＩＦ₂）信号を低域通過フィルタ処理する手段（ＬＰＦ₁，ＬＰＦ₂）と、
   前記基底帯域信号を差し引いて復調信号（ＤＥＭＯＤ）を発生させる手段と
   を有するシステム。
3. 請求項１または２に記載の復調のためのシステムにおいて、周波数２ｆの搬送波信号（Ｃ）を回復する手段が２乗回路を含むシステム。
4. 請求項３に記載の復調のためのシステムであって、前記２乗回路のブロックと前記注入同期発振器（ＩＬＯ）との間に接続された帯域通過フィルタブロックを更に有するシステム。
5. 請求項２〜４のいずれか一項に記載の復調のためのシステムにおいて、前記掛け合わせる手段（Ｍｉｘ₁，Ｍｉｘ₂）が等しくなっているシステム。
6. 周波数ｆの２値位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）信号のコヒーレント復調のための方法であって、２ｆの周波数を有する信号の注入による発振器の同期化に基づく方法。
7. 請求項６に記載の方法において、２ｆの周波数を有する信号を注入した時に、且つ、ｆにほぼ等しい前記発振器の固有共振周波数ｆ_rである場合に前記発振器を同期化する方法。
8. 請求項７に記載の方法であって、
   周波数２ｆの搬送波信号（Ｃ）を前記ＢＰＳＫ信号から回復する工程と、
   θ_e＝ａｒｃｓｉｎ（（ｆ_r−ｆ）／（αＡ_iｆ））であり、α及びｋは、注入同期発振器（ＩＬＯ）における支配的な非線形性の種類に依存するパラメータであり、Ａ_iは、２ｆの周波数の回復された搬送波信号の振幅である（θ_e−ｋ）／２の位相ずれを持つ元の搬送波を回復するため、前記注入同期発振器（ＩＬＯ）に、周波数２ｆを有する前記信号を注入する工程と、
   復調信号（ＤＥＭＯＤ）を発生させるために、入ってきたＢＰＳＫ信号のコピーと、差動出力（Ｏ_p，Ｏ_n）信号とを結合する工程と
   を有する方法。

Images