DE602005006231T2

DE602005006231T2 - Verfahren und Vorrichtung zur kohärenten Demodulation von BPSK (binäre Phasensprungmodulation)-Signalen

Info

Publication number: DE602005006231T2
Application number: DE602005006231T
Authority: DE
Inventors: Jose Maria Lopez Villegas; Josep Ignasi Epson Europe CAIRO MOLINS; Jose Javier Sieiro Cordoba; Joan Aitor Osorio Marti
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 2005-02-28
Filing date: 2005-02-28
Publication date: 2009-05-20
Anticipated expiration: 2025-03-01
Also published as: EP1696623A1; JP2006246476A; JP4162010B2; CN1829209A; EP1696623B1; US7564929B2; DE602005006231D1; US20060193401A1

Description

ERFINDUNGSGEBIET
Die Erfindung bezieht sich auf ein System zur Demodulation von BPSK Signalen (BPSK = binäre Phasenumtastung).
Die allgemeinen Anwendungsgebiete der Erfindung sind digitale Kommunikationen, insbesondere drahtlose digitale Kommunikationen.
ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Die digitale Phasenumtastung eines sinusförmigen Signals (PSK) ist eine der effizientesten Modulationstechniken, sowohl was Rauschunempfindlichkeit als auch benötigte Bandbreite betrifft. Dennoch erfordert die Demodulation von PSK-Signalen komplexe Demodulationssysteme. Folglich werden gewöhnlich andere weniger effiziente digitale Modulationssysteme bevorzugt, weil sie einfacher zu demodulieren sind, wie zum Beispiel FSK (Frequenzumtastung) oder ASK (Amplitudenumtastung).
Das einfachste PSK Signal ist ein binäres PSK Signal (BPSK). In diesem Fall wird die Trägerphase zwischen zwei möglichen Zuständen, 0° und 180°, je nach Bitstrom, umgetastet. BPSK Signale kann man ohne weiteres erhalten, indem man den Träger mit +1 (0° Phasenzustand) oder mit –1 (180° Phasenzustand) multipliziert. Vom Empfänger aus betrachtet ist es unmöglich zu wissen, ob die Phase eines eingehenden BPSK Signals dem 0° Zustand oder dem 180° Zustand entspricht. Dies liegt daran, dass der tatsächliche Fortpflanzungspfad vom Sender zum Empfänger normalerweise unbekannt ist. Zur Vermeidung dieser Nichtbestimmung werden die zu übertragenden Informationen als Übergänge zwischen Phasenzuständen, nicht als feste Phasenwerte, codiert. Folglich wird, wenn eine logische „1" zu übertragen ist, die Phase des Trägersignals umgetastet, während, wenn eine logische „0" zu übertragen ist, die Phase unverändert bleibt, oder umgekehrt. Das auf diese Weise codierte Signal ist als Differential-BPSK (DBPSK) bekannt. Es wird darauf hingewiesen, dass von der Wade des Signals aus betrachtet es keinen Unterschied zwischen BPSK und DBPSK gibt. Der einzige Unterschied zwischen den beiden besteht in der Vorverarbeitung (auf der Senderseite) oder der Nachverarbeitung (auf der Empfängerseite) des Basisbandsignals. 1 zeigt die Erzeugung eines BPSK oder DBPSK Signals als Produkt aus Basisbandsignal (abgeleitet vom Bitstrom oder vom verarbeiteten Bitstrom) und sinusförmigem Träger mit der gewünschten Frequenz.
Zum Demodulieren der BPSK Signale wird gewöhnlich kohärente Demodulation verwendet. Grundsätzlich besteht der Demodulationsprozess aus dem Multiplizieren des empfangenen Signals mit einem Referenzsignal, das die gleiche Frequenz wie der ursprüngliche Träger aufweist.
Mathematisch gesehen kann das BPSK Signal wie folgt ausgedrückt werden: BPSK = ±A cos(wt + ψ) (1) wobei das „+" Zeichen dem 0° Phasenzustand und das „–" Zeichen dem 180° Phasenzustand entspricht. A ist die Amplitude des empfangenen Signals und Ψ die willkürliche Phase aufgrund der Signalfortpflanzung.
Das Referenzsignal S (die Amplitude ist der Einfachheit halber auf 1 eingestellt) ist gegeben durch: S = cos(wt) (2)
Das Produkt P kann wie folgt ausgedrückt werden: P = ±A cos(wt + ψ)·cos(wt) = ±A/2 cos(ψ) ± A/2 cos(2wt + ψ) (3)
Zum Schluss erhält man durch Tiefpassfiltern von P den folgenden Basisband-Ausdruck: PLPF = ±A/2 cos(ψ) (4)
Das Ergebnis ist ein Signal P_LPF, welches die ursprüngliche Modulation (±) reproduziert. Ab (4), wenn die Fortpflanzungsphase Ψ gleich 0° oder 180° ist, hat der Demodulationsprozess maximale Effizienz erreicht (ungeachtet der Phasen-Nichtbestimmung). Wenn dagegen Ψ = ±90°, ist die Effizienz des Demodulationsprozesses gleich null. An dieser Tatsache lässt sich der erste Nachteil der kohärenten Demodulation von PSK Signalen erkennen, nämlich die Ungewissheit der Fortpflanzungsphase. Der zweite und wichtigste Nachteil besteht in der Verfügbarkeit eines Referenzsignals, das genau die gleiche Frequenz wie der urprüngliche Träger aufweist.
Der übliche Weg zur Beseitigung beider Probleme ist der Einsatz einer Träger-Wiederherstellungsschaltung. Die Trägerwiederherstellung erfolgt mit Hilfe von Synchronisierungsschleifen. Die gebräuchlichsten sind die Quadrierschleife und die Costas-Schleife, deren Eigenschaften und Betrieb in den 2 bzw. 3 dargestellt sind.
Wie in 2 dargestellt, besteht die Quadrierschleife aus einem Quadrierblock und einem Bandpassfilter (BPF), die aus dem BPSK Eingangssignal ein Referenzsignal mit der doppelten Frequenz des ursprünglichen Trägers und idealerweise ohne Phasenmodulation erzeugt. Ein PLL (Phasenregelkreis), bestehend aus einem Phasen-/Frequenz-Detektor, einem Schleifenfilter und einem spannungsgeregeltem Oszillator (VCO) dient zur Wiederherstellung des Trägers mit der doppelten Frequenz. Zum Schluss wird der ursprüngliche Träger mit einem Frequenzteiler, der durch zwei teilt, wiederhergestellt. Die Demodulation erfolgt durch Multiplizieren des wiederhergestellten Trägers mit dem eingehenden BPSK Signal.
Die Costas-Schleifenschaltung besteht aus zwei Mixern, die als Produkt erzeugen, das aus dem eingehenden Signal und zwei Referenzquadratursignalen (0°/90°) besteht. Ein dritter als Phasendetektor dienender Mixer erzeugt ein Fehlersignal, welches das Produkt der tiefpassgefilterten Ausgänge der beiden früheren Mixer ist. Zum Schluss wird das Fehlersignal durch ein Schleifenfilter (das heißt einen Integrator) geführt, um das Steuersignal des spannungsgeregelten Oszillators (VCO) zu erzeugen, welches, wenn es mit dem 90° Phasenverschieber kombiniert wird, die Referenzquadratursignale erzeugt und die Schleife schließt. Das Fehlersignal ist Null, wenn die Frequenz der Referenzquadratursignale gleich der Frequenz des ursprünglichen Trägers ist. Darüber hinaus hat das Referenzsignal des VCO Ausgangs (Inphasensignal) entweder die gleiche Fortpflanzungsphase des Trägers, Ψ, oder weicht um 180° davon ab. Im synchronisierten Zustand, das heißt, wenn die Fehlerfunktion gleich null ist, fungiert die Costas-Schleife als Demodulator von BPSK Signalen. Tatsächlich ist das Basisband-Modulationssignal (ungeachtet der Vorzeichen-Ungewissheit) am Ausgang des ersten Tiefpassfilters (LPF1 in 3) zu finden.
Der Hauptvorteil der kohärenten Demodulation, die von den beiden vorhergehenden Systemen durchgeführt wird, ist die Verfolgung des Eingangssignals. Dies gestattet die Korrektur von Frequenzabweichungen, zum Beispiel solchen, die auf die Relativbewegung zwischen Sender und Empfänger in einem Mobilfunksystem zurückzuführen sind. Außerdem wird keine frühere Information über das Modulationssignal (wie zum Beispiel die Bitperiode) benötigt. Die Synchronisierungszeit ist jedoch gewöhnlich groß und führt zu Datenverlust am Anfang einer Kommunikation oder Störungen bei Übertragungen im Burst-Modus. Ein weiterer großer Nachteil der Synchronisierungsschleifen ist die Tatsache, dass Schleifenfilter benötigt werden, die in einstückiger Form nur mit Schwierigkeiten zu implementieren sind.
Als Beispiel sei erwähnt, dass US-Patent 534 7228 das kohärente Demodulationsverfahren verwendet, das auf der Costas Schleife basiert (wie in 3 dargestellt) und durch eine Reihe zusätzlicher Komponenten ergänzt wurde, um den Demodulations-Tuning-Status (Phasen-Tuning und korrekte Demodulierung des Eingangssignals) oder den Pseudo-Tuning-Status (inkorrekte Modulation) zu erkennen.
US-Patent 463 1486 schlägt ein anderes Verfahren zur Erzielung einer Phasenreferenz vor, die die Demodulation erlaubt. In diesem Fall wird ein bestimmter Durchschnitt der empfangenen Phasoren errechnet, aus dem eine Phasenreferenzschätzung erhalten wird. Jeder empfangene Phasor wird mit der Referenz zum Demodulieren des Signals verglichen und dient dann dazu, die Phasenreferenzschätzung zu verfeinern. Dieses Verfahren hat den Vorteil, dass es fähig ist diskontinuierlich empfangene Signale korrekt zu demodulieren, ohne mit der Tuning-Zeit verbundene Information zu verlieren. Das Demodulationssystem ist jedoch umständlicher, und man muss die modulierende Signalbitperiode kennen, um den Phasorendurchschnitt zu errechnen.
Ein weiteres mögliches Demodulationsverfahren für Signale, die digitale Phasenmodulation verwenden, ist der Vorschlag in US-Patent 498 9220 . Dieses Verfahren ist anwendbar auf digitale phasenmodulierte Signale und erfordert nur Änderungen zwischen benachbarten Phasenzuständen. Im Grunde genommen besteht das Betriebsprinzip aus dem Multiplizieren des zu einem Zeitpunkt empfangenen Signals mit dem zu einem früheren Zeitpunkt empfangenen Signal. Die Zeitdifferenz wird durch Einsatz einer Verzögerungs komponente erhalten und wird so angepasst, dass sie gleich der Bitzeit ist. Das Ergebnis dieser Multiplikation wird in einem Tiefpassfilter gefiltert, um die DC-Komponente des resultierenden Signals zu erzeugen. Nur wenn Phasenänderungen in einer Bitperiode auftreten, erfolgt eine Änderung im Wert der DC-Komponente. In diesem Fall wird die Demodulation direkt ausgeführt, da keine Synchronisierung erforderlich ist. Der grundlegende Nachteil besteht darin, dass die modulierende Signalbitperiode vorweg bekannt sein muss.
Im Artikel LOPEZ-VILLEGAS, J. M. et al. BPSK to ASK Converter for RF Digital Communications. 2003 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest, Juni 2003, Seite A129–A132, ist eine Schaltung für die Umwandlung von BPSK Signalen in ASK-Signale beschrieben, die in Kombination mit einem Hüllkurven-Folger die kohärente Demodulation von BPSK Signalen gestattet. BPSK-zu-ASK-Umwandlung erfolgt durch Addieren der Ausgänge von zwei 2. Oberwellen-Oszillatoren mit Injektionsverriegelung, in die das gleiche BPSK-Signal injiziert wird.
KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
Im Rahmen des dargelegten allgemeinen Standes der Technik sind in der vorliegenden Erfindung die Vorteile der kohärenten Demodulation beschrieben (Verfolgung des Eingangssignals und Demodulationsprozess, der unabhängig von der Bitperiode des Modulationssignals ist), aber ohne die Notwendigkeit des ausdrücklichen Einsatzes eines Frequenz- und Phasenregelkreises (PLL oder Costas-Schleife). Das zugrundeliegende Betriebsprinzip der Erfindung besteht in der Verriegelung (Synchronisierung) der Resonanzschaltungen durch superharmonische Injektion, um den Träger des BPSK Signals wiederherzustellen. Auf diese Weise erfolgt die Wiederherstellung des Trägers mittels superharmonischer Injektions-Verriegelung eines Oszillators, ohne dass ein externer Rückkopplungspfad benötigt wird. Dies hat zur Folge, dass kein Schleifenfilter erforderlich ist und dass die resultierende Architektur somit für einstückige Integration geeignet ist.
Die Erfindung bezieht sich auf ein System zur Demodulation von BPSK Signalen (BPSK = Binary Phase Shift Keying – binäre Phasenumtastung) nach Anspruch 1 und auf ein Verfahren nach Anspruch 6. Bevorzugte Ausführungs formen des Systems und Verfahrens sind in den abhängigen Ansprüchen definiert.
Ein erster Aspekt der Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung zur kohärenten Demodulation eines binären BPSK Signals (binäre Phasenumtastung) mit einer Frequenz f, umfassend.
Mittel zur Wiederherstellung eines Trägersignals (C) mit einer Frequenz 2f aus dem BPSK Signal,
Mittel zum Injizieren des Trägersignals mit einer Frequenz 2f in einen Injektions-Verriegelungsoszillator ILO, der eine natürliche Resonanzfrequenz fr aufweist, wobei fr weitgehend gleich f ist, wobei der Injektions-Verriegelungsoszillator Differentialausgangssignale (O_p, O_n) mit einer Phasendifferenz von π rad aufweist, die den ursprünglichen Träger mit einer Phasenverschiebung von (θ_e – k)/2 darstellen, wobei
wobei α und k Parameter sind, die sich nach dem Typ der vorherrschenden Nichtlinearität im Injektions-Verriegelungsoszillator ILO richten, und wobei A_i die Amplitude des wiederhergestellten Trägersignals mit einer Frequenz 2f ist, und Mittel zum Kombinieren der Differenzialausgangssignale (O_p, O_n) mit Kopien des eingehenden BPSK Signals zur Erzeugung eines demodulierten Signals (DEMOD).
Wenn f_r nicht weitgehend gleich f ist, ist die Ausgangsleistung des kohärenten Demodulators kleiner als in dem Fall, in dem f_r = f ist, der Demodulator ist aber dennoch einsatzfähig.
Das Betriebsprinzip der Erfindung besteht in dem Verriegelungsphänomen von sowohl Frequenz als auch Phase des Injektions-Verriegelungsoszillators ILO oder anders ausgedrückt der Zweiteilungs-Argument Schaltung, wenn in sie ein Signal injiziert wird, das eine Frequenz aufweist, die nahe an der zweiten Oberwelle ihrer natürlichen Resonanzfrequenz f_r liegt. Gemäß dem, was von den Erfindern herausgefunden und verifiziert wurde, liegt dieses Phänomen der Argumentverriegelung an der nicht linearen Antwort, die von den Komponenten, die in der ILO Schaltung verwendet werden, in kleinem oder größerem Umfang bereitgestellt wird.
Übliche Quellen für Nichtlinearität sind üblicherweise:

a) die Kapazitätsschwankungen der Varaktor-Dioden, an die die Gittervorspannung angelegt wurde, in Fällen, in denen diese Komponenten verwendet werden.
b) die Kapazitätsschwankungen in Bipolartranssistor Basissender- und Basiskollektor-Verbindungen in Fällen, in denen diese Komponenten verwendet werden.
c) die Kapazitätsschwankungen in MOSFET Transistor Gate-Source, Gate-Drain und Gate-Substrat in Fällen, in denen diese Komponenten verwendet werden.
d) bei MOSFET Transistoren richten sich die Drain-Ströme und bei Bipolartransistoren die Basiskollektor-Ströme nach der Polarisierungsspannung, folgend einer quadratischen Funktion oder einer Funktion höherer Ordnung.

Nichtlinearität ist verantwortlich für das Mischen von Oberwellen, woraus sich dann neue spektrale Komponenten ergeben. Wenn in den ILO ein Signal mit einer Frequenz 2f injiziert wird, die nahe an 2f_r liegt (wobei f die natürliche Resonanzfrequenz des ILO ist), führt die Nichtlinearität (insbesondere bei solchen der zweiten Ordnung) zu einem zusätzlichen Beitrag (von Spannung und/oder Strom) zu der Frequenz 2f – f_r = f_r. Dieser Beitrag wird hinzugefügt zu dem, der bereits mit der gleichen Frequenz existiert, so dass die Resonanzeigenschaften des ILO modifiziert werden. Es wurde analytisch wie auch experimentell bewiesen, dass die Veränderung in den Betriebsbedingungen des ILO als Abweichung Δf_r von seiner Resonanzfrequenz ausgedrückt werden kann, wie folgt: Δfr = αAi f Sin(θ) (5) wobei α ein Parameter ist, der sich nach dem Typ der vorherrschenden Nichtlinearität richtet, A_i die Amplitude des Eingangssignals mit einer Frequenz von 2f bezeichnet und Winkel θ ausgedrückt wird als: θ = 2φ(t) – ϕ + k (6)wobei ϕ bzw. φ(t) die Eingangs- bzw. Ausgangssignalphasen sind und t die Zeit ist. Der Wert k richtet sich ebenfalls nach der Nichtlinearität, die in der Schaltung vorherrschend ist, wie zum Beispiel k = 0, wenn der Grund für die Nichtlinearität ein Strom ist, der zusammen mit der Gittervorspannung variierbar ist, oder k = π/2, wenn die Nichtlinearität einer veränderlichen Kapazität zuzuschreiben ist.
Ferner können die O_p und O_n Ausgänge des ILO ausgedrückt werden als: Op = B cos (2πf t + φ(t)); On = Op + π (7)wobei B die Amplitude des Ausgangssignals ist und φ(t)
verifiziert.
Wenn man (5) und (6) mit (8) kombiniert, erhält man die Differentialgleichung, die die dynamische ILO Antwort auf die injizierten Eingangssignale bestimmt. Der ausgeglichene Zustand (synchronisierte Zustand) ist erreicht, wenn dφ/dt = 0; oder auf andere Weise ausgedrückt, wenn die Frequenz des Ausgangssignals genau die Hälfte der Frequenz des Eingangssignals beträgt und folglich Δf_r = f – f_r ist.
Wenn man diese Bedingung in (5) ersetzt, erhält man zwei mögliche Gleichgewichtswerte für Winkel θ, die wie folgt ausgedrückt werden können:
Es wurde gezeigt, dass die erste Möglichkeit, θ_e, einer stabilen Gleichgewichtssituation entspricht, wohingegen die zweite, θ_m, eine metastabile Gleichgewichtssituation ist. Der stabile Gleichgewichtswinkel θ_e ist kurz, vorausgesetzt, dass das Eingangssignal eine Frequenz aufweist, die fast zweimal so groß wie die natürliche Resonanzfrequenz des ILO ist.
Aus (6) kann gefolgert werden, dass die Verriegelungsbedingung nicht eindeutig für eine Ausgangsphase φ ist, und dass eine π Radianten Ungewissheit besteht, die nicht mehr als eine mathematische Konsequenz des von der ILO Schaltung durchgeführten Zweiteilungs-Arguments ist.
Die Mittel zum Kombinieren der Differenzialausgangssignale O_P, O_n mit einer Kopie des eingehenden BPSK Signals könnten umfassen:
Mittel zum Multiplizieren Mix_t, Mixe der Differenzialausgangssignale O_p, O_n des Injektions-Verriegelungsoszillators (ILO) mit Signalen i_i, i₃, die Kopien des eingehenden BPSK Signals sind und die gleiche Frequenz und weitgehend gleiche Amplituden und Phasen aufweisen und Ausgangssignale IF₁, IF₂ bereitstellen,
Mittel zum Tiefpass-Filtern LPF₁, LPF₂ der Ausgangssignale IF₁, IF₂ zur Erzeugung von Basisbandsignalen BB_p, BB_n,
Mittel zum Subtrahieren der Basisbandsignale zur Erzeugung eines demodulierten Signals DEMOD.
Die Mittel zum Wiederherstellen eines Trägersignals C mit einer Frequenz 2f beinhalten vorzugsweise eine Quadrierschaltung.
Das System zur Demodulation umfasst vorzugsweise einen Bandpass-Filterblock, der zwischen dem Quadrierschaltungsblock und dem Injektions-Verriegelungsoszillator (ILO) angeordnet ist.
Das generische BPSK Signal mit der Frequenz f, welches ausgedrückt werden kann als BPSK = ±A cos (2πf t + ψ) (10)wird ins Quadrat erhoben und durch ein Bandpassfilter geschickt, um den Träger C mit der Frequenz 2f zu erhalten, der gegeben ist durch
Unter Berücksichtigung von Ausdruck (6) und durch Ersetzen von Φ durch 2Ψ erhält man im synchronisierten Zustand zwischen Phase φ_e des ILO Ausgangs O_p und Phase Ψ des BPSK Eingangssignals folgende Beziehung: φe = ψ + (θe – k)/2 + nπ; n = 0, 1, 2... (12)
Das heißt, der ursprüngliche Träger wird durch den ILO Ausgang O_p (und auf ähnliche Weise O_n) mit einer Phasenverschiebung von (θ_e – k)/2 und einer Phasenungewissheit von π wiederhergestellt.
Gemäß der Phasenbeziehung von (12) an den Ausgängen IF₁ und IF₂ von Mix₁ und Mix₂ kann man erhalten: IF1 = ±AB cos(2πf t + ψ)·cos(2πf t + φe) (13) IF2 = ±AB cos(2πf t + ψ)·cos(2πf t + φe + π) (14)und nach Tiefpassfiltern BBp = ±AB/2 cos [(θe – k)/2 + nπ] (15) BBn = ±AB/2 cos [(θe – k)/2 – (n + 1)]π (16)
Es wird darauf hingewiesen, dass entweder BB_p oder BB_n zweiwertige (sich gegenseitig ergänzende) Signale sind, durch deren Vorzeichenänderungen bereits die Phasenveränderungen des BPSK Eingangssignals reproduziert werden. Aufgrund von Unstimmigkeiten oder Asymmetrien können jedoch diese Signale durch Gleichtakt-Offsets beeinträchtigt werden, die sich auf den normalen Betrieb nachfolgender Stadien auswirken können (das heißt, sie können Basisbandverstärker oder Signalregeneratoren sättigen). Zur Vermeidung dieses Problems werden beide Signale subtrahiert, um den endgültigen demodulierten Ausgang DEMOD zu erzeugen, was ausgedrückt werden kann als: DEMOD = ±ABcos[(θe – k)/2 + nπ] (17)
Die maximale Effizienz des Demodulationsprozesses entspricht dem Fall θ_e = k. Unter diesen Bedingungen ist DEMOD = ± AB·(±1).
Je nach vorherrschender Nichtlinearität können wir zwischen zwei verschiedenen Fällen unterscheiden:

a) Nichtlinearer Strom (k = 0). In diesem Fall ist die maximale Effizienz des Demodulationsprozesses erreicht, wenn θ_e = k. Ab (9) entspricht dies f = f_r, was auch die Bedingung für maximale Empfindlichkeit des Verriegelungsprozesses ist (das heißt, ein Minimum an injizierter Leistung ist erforderlich für die Phasenverriegelung des ILO).
b) Nichtlineare Kapazitanz (k = π/2). Hier ist maximale Effizienz erreicht, wenn θ_e = π/2. Gemäß (9) entspricht dies jedoch den Frequenzen f und f_r, die innerhalb der Verriegelungsgrenze liegen, das heißt (f_r – f)/(αA_if) = 1. Jegliche Abweichung vom ursprünglichen Wert der natürlichen Resonanzfrequenz f_r, zum Beispiel aufgrund von Rauschen oder Drift in den Komponenteneigenschaften, bewirkt, dass die Verriegelung nicht stattfindet. Wenn wir statt der maximalen Demodulationseffizienz die maximale Verriegelungsempfindlichkeit (das heißt θ_e = 0), betrachten, ist DEMOD = ±AB·(± √2/2), das heißt, 70% der maximalen Effizienz. Dementsprechend muss entweder ein Kompromiß zwischen maximaler Demodulationseffizienz und maximaler Verriegelungsempfindlichkeit geschlossen werden, oder man muss einen Verzögerungspfad einfügen, um die Phasenabweichung auszugleichen, die bei optimaler Verriegelung und bei optimaler Demodulation auftritt. Der Verzögerungsblock kann an einer beliebigen Stelle der Kette in 4 zwischen i₂ und C oder gleichzeitig in die i₁ und i₃ Pfade eingefügt werden. Im ersteren Fall muss der Verzögerungspfad eine Phasenverschiebung von π/2 (die Hälfte dieses Wertes wird vor der Quadrierstufe angeschlossen), im zweiten Fall eine Verzögerung von – π/2 produzieren.

Ein zweiter Aspekt der Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren für die kohärente Demodulation von BPSK Signalen mit einer Frequenz f, welches auf der Synchronisierung eines Oszillators mittels Injizieren eines Signals mit einer Frequenz 2f basiert.
Der Oszillator ist synchronisiert, wenn in ihn ein Signal mit einer Frequenz 2f injiziert wird, und wenn die natürliche Resonanzfrequenz f_r des Oszillators weitgehend gleich f ist.
Das Verfahren zur kohärenten Demodulation eines BPSK Signals (binäre Phasenumtastung) mit einer Frequenz f basiert auf der Synchronisierung eines Oszillators mittels Injizieren eines Signals mit der Frequenz 2f, wobei
Der Oszillator synchronisiert ist, wenn in ihn ein Signal mit einer Frequenz 2f injiziert wird, und wenn die natürliche Resonanzfrequenz f_r des Oszillators weitgehend gleich f ist und wobei der Oszillator Differentialausgangssignale (O_P, O_n) mit einer Phasendifferenz von π rad bereitstellt, wobei das Verfahren ferner umfasst:
Wiederherstellen eines Trägersignals (C) mit einer Frequenz 2f aus dem BSPK Signal,
Injizieren des Trägersignals mit einer Frequenz 2f in einen Injektions-Verriegelungsoszillator (ILO) um den ursprünglichen Träger mit einer Phasenverschiebung von (θ_e – k)/2 wiederherzustellen, wobei
wobei α und k Parameter sind, die sich nach dem Typ der vorherrschenden Nichtlinearität im Injektions-Verriegelungsoszillator (ILO) richten, und wobei A_i die Amplitude des wiederhergestellten Trägersignals mit einer Frequenz 2f ist, und
Kombinieren der Differenzialausgangssignale (O_p, O_n) mit Kopien des eingehenden BPSK Signals zur Erzeugung eines demodulierten Signals (DEMOD).
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 zeigt eine diagrammatische Darstellung der Erzeugung eines BPSK Signals.
2 zeigt ein Diagramm einer Quadrierschleife.
3 zeigt ein Diagramm einer Costas-Schleife.
4 zeigt ein Diagramm eines bevorzugten erfindungsgemäßen BPSK Demodulators.
5 zeigt die gemessenen Zeitdomäne-Wellenformen des BPSK Signals mit der Frequenz f und des S² Signals mit der Frequenz 2f.
6 zeigt eine bevorzugte Implementierung des Injektionsverriegelungsoszillators (ILO), wobei nichtlineare Varaktor-Dioden zum Einsatz kommen.
7 zeigt die gemessenen Spektren eines der Ausgänge (O_p oder O_n) des ILO vor der Injizierung des Eingangssignals C mit 2f (Freilauf) und im synchronisierten Zustand (verriegelt).
8 zeigt die gemessenen Zeitdomäne-Wellenformen der ILO Eingangswellenform C des ILO mit 2f und eines der Ausgänge (O_p oder O_n) des ILO mit f.
9 zeigt die gemessenen Zeitdomäne-Wellenformen des BPSK Signals und des Differentialausgangs des ILO, Op (–) und On (....), alle mit der Frequenz fr.
10 zeigt das BPSK Eingangssignal zusammen mit dem demodulierten Ausgang DEMOD.
11 zeigt den DEMOD Ausgang, der einem BPSK Eingangssignal entspricht, welches seine Phase nach je 500 ns zu 180° ändert.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein System zur Demodulation von BPSK Signalen (BPSK = binäre Phasenumtastung). 4 zeigt eine mögliche Version des Demodulationssystems, welches in folgende Abschnitte aufgeteilt werden kann:

(a) einen Leistungsteiler PDIV, dessen Eingang das BPSK Phasenmodulationssignal mit einer Frequenz f ist, wobei f die Frequenz des Trägersignals ist. Dieser Leistungsteiler stellt an seinem Ausgang Signale i₁, i₂ und i₃ bereit, die die gleiche Frequenz wie das Eingangssignal aufweisen. Ferner haben i₁ und i₃ die gleiche Amplitude und befinden sich im gleichen Phasenzustand wie das Eingangssignal oder weisen ein bestimmtes Phasenungleichgewicht oder eine Verzögerung auf, die für beide gleich ist. Außerdem können die Signale i₁ und i₃ die gleiche Frequenz und weitgehend gleiche Amplituden und Phasen aufweisen. Amplitude und Phasenzustand von Signal i₂ können gleich denen von Signal i₁ und i₃ sein, Signal i₂ kann aber auch mit Bezug auf Amplitude und Phasenzustand ein gewisses Ungleichgewicht aufweisen. Dieser Leistungsteiler kann passiv oder aktiv sein.
(b) einen Quadrierblock, der mit Hilfe irgendeiner aktiven oder passiven Schaltung implementiert werden kann, die einen quadratischen Term in der Transfer-Funktion von Eingang zu Ausgang aufweist. Beispiele für diese Schaltungen sind der Vollwellen-Diodengleichrichter oder ein Mixer, der als analoger Multiplikator wirkt.
(c) ein Bandpassfilter (BPF), falls erforderlich, um die richtige Komponente mit der Frequenz 2f aus dem Ausgang des Quadrierblocks auszuwählen.
(d) einen injektionsverriegelten Oszillator (ILO), der als analoger Zweiteilungsargument-Divisor fungiert, dessen natürliche Resonanzfrequenz f_r ist (in Abwesenheit eines injizierten Signals). Dieser ILO stellt die Differentialausgangssignale O_p und O_n, mit der Frequenz f bereit. Die Differentialausgangsphase von Signal C wird gemäß Ausdruck (6) mit der Frequenz 2f festgelegt.
(e) Zwei Mixer, Mix₁ und Mix₂, aktiv oder passiv, die mit den Tiefpass-Filtern LPF₁ und LPF₂ kombiniert werden, um das BPSK Eingangssignal nach unten in die Basisbandsignale BB_p und BB_n zu konvertieren.
(f) einen Subtrahierer, entweder passiv oder aktiv, der den DEMOD Ausgang aus den Basisbandsignalen BB_p und BB_n erzeugt.

5 zeigt die zeitliche Beziehung zwischen den gemessenen BPSK Eingangssignalen und dem Ausgangssignal S² des Quadrierblocks. In diesem Fall wurde eine kommerzielle Frequenzverdopplungsschaltung zur Erzeugung des S² Signals benutzt.
Der injektionsverriegelte Oszillator (ILO) von 4 kann auf verschiedene Weise implementiert werden. 6 enthält eine bevorzugte, aber nicht ausschließliche Implementierung der ILO Schaltung. Das Prinzip, auf dem, wie bereits beschrieben, der Frequenzteilungsprozess basiert, ist das Frequenz- und Phasenverriegelungs-Phänomen einer Resonanzschaltung, wenn in sie ein Signal mit einer Frequenz injiziert wird, die nahe an der zweiten Oberwelle der fundamentalen Frequenz liegt. Die Schaltung besteht aus den folgenden Abschnitten:

(a) einer Vorspannungs-T-Schaltung BT, die dem Zweck dient, das injizierte Signal (i) mit einer Frequenz 2f mit der kontinuierlichen DC Vorspannung zu kombinieren, die für resonanten Schaltungsbetrieb benötigt wird.
(b) einem Inverter-Transformator T1 mit primären und sekundären Windungen, die an einem Ende an den vorgespannten Netzausgang und am anderen Ende an die Varaktor-Dioden V1 und V2 angeschlossen sind.
(c) den beschriebenen Varaktor-Dioden V1 und V2, deren Anoden an eine Steuerspannung Vc angeschlossen sind.
(d) zwei kreuzgekoppelten Transistoren Q1 und Q2.
(e) Differentialausgängen O_p und O_n.
(f) einer Stromquelle S1, um korrekte Transistor-Polarisierung zu garantieren.

Es ist wichtig zu wissen, dass der Frequenz-/Phasenverriegelungsprozess, der bezeichnend für diese Art von Teiler schaltung ist, sehr viel schneller ist als der mit den Quadrier- oder Costas-Schleifen verbundene Prozess, da er den eigentlichen Komponenten innewohnt und nicht in der Verriegelungsschaltung als Ganzes gesehen, enthalten ist.
Der Transformator und die beiden Varaktor-Dioden bilden eine Resonanztankschaltung, deren Resonanzfrequenz durch den Wert der Steuerspannung Vc festgelegt ist. Diese Varaktor-Dioden können durch Festwert-Kondensatoren ersetzt werden, in welchem Fall die Möglichkeit der Steuerung der Resonanzfrequenz in 6 verlorengeht. Der Zweck des kreuzgekoppelten Transistorpaares (bestehend aus MOSFET in 6, bipolare sind aber auch möglich) besteht darin, genügend Verstärkung bereitzustellen, um die Verluste der Resonanztankschaltung auszugleichen und um eine konstante Amplituden-Oszillierung mit der Resonanzfrequenz f_r zu erzeugen. Wenn das injizierte Signal genügend stark ist, ändern sich die Resonanzeigenschaften des Tanks. Verantwortlich dafür ist das nichtlineare Verhalten in der Antwort der Varaktor-Dioden und/oder der Transistoren im Verstärkerstadium. Die neue Resonanzfrequenz wird auf die Hälfte der Frequenz des injizierten Signals abgestimmt, und die Phase wird auf den einen oder anderen der zwei möglichen Werte eingestellt, mit einer Differenz von 180°.
7 zeigt die gemessenen Spektren eines der ILO Ausgänge (O_p oder O_n) vor der Injizierung (Freilauf) und im synchronisierten Zustand (verriegelt) nach der Injizierung des Eingangssignals mit einer Frequenz von 506 MHz. Hinweis: die natürliche Frequenz von 255,5 MHz wird durch die Synchronisierung zu –2,5 MHz verschoben.
8 zeigt die gemessenen Zeitdomäne-Wellenformen der ILO-Eingangswellenform C für 2f und eines der ILO Ausgänge (O_p oder O_n) für f. Zu beachten ist die Phasenbeziehung im synchronisierten Zustand zwischen der fundamentalen Oszillierung für f und der zweiten Oberwelle für 2f.
9 zeigt die gemessenen Zeitdomäne-Wellenformen des BPSK Signals und des Differentialausgangs des ILO O_p (–) und O_n (....), alle für die Frequenz f. Zu beachten ist, dass das BPSK Signal vor der 180° Phasenänderung phasengleich mit dem O_p Ausgang und hinterher phasengleich mit dem O_n Ausgang ist.
10 zeigt das BPSK Eingangssignal zusammen mit dem demodulierten Ausgang DEMOD. In dem in dieser Figur dargestellten Fall beträgt die Fallzeit des DEMOD Signals ungefähr 15–20 ns, was eine maximale Demodulationsrate von ungefähr 50–60 Mbits/s bedeutet.
11 zeigt den DEMOD Ausgang, der einem BPSK Eingangssignal entspricht, welches seine Phase nach je 500 ns zu 180° ändert.

Claims

Vorrichtung für die kohärente Demodulation eines BPSK Signals (BPSK = Binary Phase Shift Keying – binäre Phasenumtastung) mit einer Frequenz f, umfassend Mittel zur Wiederherstellung eines Trägersignals (C) mit einer Frequenz 2f aus dem BPSK Signal, Mittel zum Injizieren des Trägersignals mit einer Frequenz 2f in einen Injektions-Verriegelungsoszillator (ILO), der eine natürliche Resonanzfrequenz f_r aufweist, wobei f_r weitgehend gleich f ist, wobei der Injektions-Verriegelungsoszillator Differentialausgangssignale (O_p, O_n) mit einer Phasendifferenz von π rad aufweist, die den ursprünglichen Träger mit einer Phasenverschiebung von (θ_e – k)/2 darstellen, wobei
wobei α und k Parameter sind, die sich nach dem Typ der vorherrschenden Nichtlinearität im Injektions-Verriegelungsoszillator (ILO) richten, und wobei A_i die Amplitude des wiederhergestellten Trägersignals mit einer Frequenz 2f ist, und Mittel zum Kombinieren der Differenzialausgangssignale (O_p, O_n) mit Kopien des eingehenden BPSK Signals zur Erzeugung eines demodulierten Signals (DEMOD).
Demodulationsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei das Mittel zum Kombinieren der Differenzialausgangssignale (O_p, O_n) mit Kopien des eingehenden BPSK Signals folgende Mittel umfasst: Mittel zum Multiplizieren (Mix,, Mixe) der Differenzialausgangssignale (O_p, O_n) des Injektions-Verriegelungsoszillators (ILO) mit Signalen (i₁, i₃), die Kopien des eingehenden BPSK Signals sind und die gleiche Frequenz und weitgehend gleiche Amplituden und Phasen aufweisen und Ausgangssignale (IF₁, IF₂) bereitstellen, Mittel zum Tiefpass-Filtem (LPF₁, LPF₂) der Ausgangssignale (IF₁, IF₂) zur Erzeugung von Basisbandsignalen (BB_p, BB_n), Mittel zum Subtrahieren der Basisbandsignale zur Erzeugung eines demodulierten Signals (DEMOD).
Demodulationsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei das Mittel zum Kombinieren der Differenzialausgangssignale (O_p, O_n) mit den Kopien des eingehenden BPSK Signals folgende Mittel umfasst: Mittel zum Multiplizieren (Mix₁, Mix₂) der Differenzialausgangssignale (O_p, O_n) des Injektions-Verriegelungsoszillators (ILO) mit zwei Signalen (i₁, i₃), die Kopien des eingehenden BPSK Signals sind und die die gleiche Frequenz und gleiche Amplitude und den gleichen Phasenzustand wie das Eingangssignal oder ein bestimmtes Phasen-Ungleichgewicht oder eine Verzögerung, die für beide gleich ist, aufweisen und Ausgangssignale (IF₁, IF₂) bereitstellen, Mittel zum Tiefpass-Filtem (LPF₁, LPF₂) der Ausgangssignale (IF₁, IF₂) zur Erzeugung von Basisbandsignalen (BB_p, BB_n), Mittel zum Subtrahieren der Basisbandsignale zur Erzeugung eines demodulierten Signals (DEMOD).
Demodulationsvorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Mittel zur Wiederherstellung eines Trägersignals (C) mit einer Frequenz 2f eine Quadrierschaltung beinhalten.
Demodulationsvorrichtung nach Anspruch 4, ferner umfassend einen Bandpass-Filterblock, der zwischen dem Quadrierschaltungblock und dem Injektions-Verriegelungsoszilletor (ILO) angeordnet ist.
Verfahren zur kohärenten Demodulation von BPSK-Signalen mit einer Frequenz f, basierend auf der Synchronisierung eines Oszillators mittels Injizieren eines Signals mit einer Frequenz 2f, wobei der Oszillator synchronisiert ist, wenn in ihn ein Signal mit einer Frequenz 2f injiziert wird, und wenn die natürliche Resonanzfrequenz f_r des Oszillators weitgehend gleich f ist und wobei der Oszillator Differenzialausgangssignale (O_P, O_n) mit einer Phasendifferenz von π rad bereitstellt, und das Verfahren ferner umfasst: Wiederherstellen eines Trägersignals (C) mit einer Frequenz 2f aus dem BSPK Signal, Injizieren des Trägersignals mit einer Frequenz 2f in einen Injektions-Verriegelungsoszillator (ILO) um den ursprünglichen Träger mit einer Phasenverschiebung von (θ_e – k)/2 wiederherzustellen, wobei
wobei α und k Parameter sind, die sich nach dem Typ der vorherrschenden Nichtlinearität im Injektions-Verriegelungsoszillator (ILO) richten, und wobei A_i die Amplitude des wiederhergestellten Trägersignals mit einer Frequenz 2f ist, und Kombinieren der Differenzialausgangssignale (O_p, O_n) mit Kopien des eingehenden BPSK Signals zur Erzeugung eines demodulierten Signals (DEMOD).