JP2000358016A - 復調器および通信システム - Google Patents

復調器および通信システム

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JP2000358016A
JP2000358016A JP11167667A JP16766799A JP2000358016A JP 2000358016 A JP2000358016 A JP 2000358016A JP 11167667 A JP11167667 A JP 11167667A JP 16766799 A JP16766799 A JP 16766799A JP 2000358016 A JP2000358016 A JP 2000358016A
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data
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phase
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Tatsuya Uchiki
達也 打木
Toshiharu Kojima
年春 小島
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 従来の同期検波機能を有するビタビ復号器を
時間ダイバーシチシステムに適用しようとすると、フェ
ージングによる位相変動がある条件下では特性が劣化し
てしまい課題であった。 【解決手段】 同一内容を有する複数のデータ列を相互
に時間差を設けて多重化した多重化データ列を復調する
復調器３０において、多重化データ列の位相を補正する
位相補正手段４０と、位相補正手段４０から出力された
多重化データ列を複数のデータ列に分離させると共に、
これらのデータ列の時間差を戻して合成するダイバーシ
チ合成手段５０と、ダイバーシチ合成手段５０から出力
された合成信号をビタビ復号するビタビ復号手段６０と
を備えている。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線通信分野にお
ける復調器および通信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の受信機におけるビタビ復号器に同
期検波機能を融合させて特性を改善する検討例は、例え
ば文献「位相追尾機能を有するビタビ復調方式」（芹
澤、浅川、村上著、電子情報通信学会論文誌Ｂ−II、Vo
l.J77-B-II Ｎｏ．１２ pp.767-779 １９９４年１２
月）に記載されている。以下、図を用いて従来技術の説
明を行なう。
【０００３】まず、従来技術として同期検波機能を有し
ないビタビ復号器について説明する。図１８は、従来の
ビタビ復号器２２０を内蔵した受信機２００を示すブロ
ック図である。受信機２００における受信信号は、まず
同期検波回路２１０で同期検波される。同期検波回路２
１０は、受信信号と位相同期した再生搬送波を生成させ
る。そして再生搬送波と受信信号の位相差により、信号
の符号を判定する。
【０００４】ここで、同期検波回路２１０で行なわれる
符号の判定について、図１９（ａ）（ｂ）を用いて説明
する。以下、例として２相位相シフトキーイング（ＢＰ
ＳＫ：Binary Phase Shift Keying）変調方式を用いて
説明する。ＢＰＳＫ変調においては、再生搬送波と受信
信号の位相差の絶対値がπ／２以下であれば、受信信号
の符号は０と判定され、π／２以上であれば１と判定さ
れる。すなわち、図１９（ａ）において再生搬送波位相
と受信信号の搬送波位相が同じであるとすれば、網掛け
した範囲にある信号は０と判定され、それ以外の範囲に
ある信号は１と判定される。
【０００５】今、送信側で０が送信されたと仮定する
と、雑音がない理想的な場合は受信信号点ａが受信され
るものとする。一般に受信信号は雑音が加わった状態で
検波されるので、例えば図１９（ａ）において、雑音に
よって点ａの位相にあるべき信号が点Ａの位相で受信さ
れる場合がある。このような場合であっても、再生搬送
波と受信信号の位相同期が完全であれば点Ａは網掛け部
分に入っているので正しく０と判定され、ビット誤り率
特性の劣化を招かない。
【０００６】ところが移動体通信の伝送路環境において
は、フェージング等による位相変動の影響で、一般に再
生搬送波が受信信号の搬送波と完全には位相同期しな
い。例えばフェージングの影響で再生搬送波が図１９
（ｂ）に示したように受信信号の搬送波と異なる位相で
あるような場合、前述の点Ａは網掛けの部分に入らなく
なる。このため点Ａの符号は誤って１と判定されるた
め、受信機におけるビット誤り率特性が劣化する。すな
わち、同期検波回路における搬送波再生回路が受信信号
に位相同期した再生搬送波を再生しないとビット誤り率
特性の劣化を招く。
【０００７】次に、同期検波回路２１０の動作を、図を
用いて説明する。図２０は同期検波回路２１０の構成を
示すブロック図である。図２０において、同期検波回路
２１０は、乗算器２１１と、搬送波再生回路２１２とを
備えている。そして、同期検波回路２１０に入力された
受信信号は、乗算器２１１に入力されて搬送波再生回路
２１２の出力である再生搬送波によって同期検波される
と共に搬送波再生回路２１２に入力されて再生搬送波を
生成する。
【０００８】搬送波再生回路２１２の動作を、図を用い
て説明する。図２１は搬送波再生回路２１２の構成を示
すブロック図である。図２１において、搬送波再生回路
２１２は、２逓倍器２１２ａと、乗算器２１２ｂと、ル
ープフィルタ２１２ｃと、電圧制御発振器２１２ｄと、
ＰＬＬ回路２１２ｅと、２分周器２１２ｆとを備えてい
る。そして、搬送波再生回路２１２に入力された受信信
号は、２逓倍器２１２ａで２逓倍される。２逓倍器２１
２ａでは、受信信号を２逓倍することによって、変調成
分にかかわらず一定の位相を得ることができる。すなわ
ち、ＢＰＳＫ変調方式においては、符号が０であれば信
号の位相は０、符号が１であれば信号の位相はπである
ので、２逓倍することでこれらの信号位相はそれぞれ
０，２πとなって一致する。
【０００９】２逓倍器２１２ａの出力は、乗算器２１２
ｂ、ループフィルタ２１２ｃ、電圧制御発振器２１２ｄ
から構成されるＰＬＬ回路２１２ｅに入力される。この
ＰＬＬ回路２１２ｅの出力は送信搬送波と位相同期し
た、ＳＮ比（信号対雑音比）を高められた信号となるの
で、２分周器２１２ｆで２分周することによって再生搬
送波が得られる。
【００１０】上記の搬送波再生回路２１２においては、
２逓倍による位相不確定性が問題となる。再生搬送波の
位相不確定性を、図を用いて説明する。図２２（ａ）〜
（ｄ）は信号空間図であり、図２２（ａ）には受信信号
の分布が図示されている。図２２（ａ）において、雑音
が加わっているために送信信号の値が０ならば受信信号
は図中のＡの範囲に分布し、また１ならばＢの範囲に分
布するとする。ここで受信信号を２逓倍すると、２逓倍
器２１２ａの出力は図２２（ｂ）のＣのようになる。
【００１１】これをＰＬＬ回路２１２ｅに入力してＳＮ
比を高めると、ＰＬＬ回路２１２ｅの出力は図２２
（ｃ）のＣ’のように雑音による分布範囲が狭くなる。
そこで、このＰＬＬ回路２１２ｅの出力を２分周器２１
２ｆで２分周すれば、再生搬送波は図２２（ｄ）の
Ａ’，Ｂ’の２つの状態を取り得る。すなわち、再生搬
送波は安定点を２つ持ち、１８０゜の位相不確定性が存
在する。このように、搬送波再生回路２１２で２逓倍を
行なう場合、逓倍に起因して、搬送波の位相を正しく再
生できない場合が生じる。
【００１２】ＢＰＳＫ変調方式の場合、誤った搬送波位
相は正しい搬送波位相とπずれる。このような搬送波位
相のずれは、ビット誤り率特性の劣化を生じる。特性劣
化を避けるため、一般に差動符号化の適用や、固定パタ
ーンを使った搬送波再生の適用など、位相不確定性を除
去する方法が取られるが、差動符号化はＳＮ比の低下を
招き、固定パターンを使用する方法は伝送効率の低下を
招くといった問題がある。
【００１３】同期検波回路２１０の出力はビタビ復号器
２２０に入力される。ビタビ復号器２２０の動作を、図
を用いて説明する。図２３は、ビタビ復号器２２０の構
成を示すブロック図である。図２３において、ビタビ復
号器２２０は、複数のビタビ復号部２２１と、比較選択
回路２２２と、パスメトリックメモリ２２３と、パスメ
モリ２２４とを備えている。なお、ここではビタビ復号
器２２０の状態ｋから状態ｍへの遷移についてのみ説明
するが、他の状態遷移についても動作は同様である。
【００１４】まず、あるシンボル時刻において、受信信
号がビタビ復号部２２１に入力されると、レプリカ信号
と呼ばれる状態の遷移に対応した理想的な受信信号と比
較されることにより枝メトリックが求められる。ここ
で、レプリカ信号について説明する。例えば状態ｋから
状態ｍへの遷移を考えた場合、送信側の畳込み符号器が
状態ｋから状態ｍへ変化した場合に符号器から出力され
る信号がレプリカ信号である。この値は畳込み符号器に
よって状態毎に一意に決定され、受信機で既知の値であ
る。
【００１５】なお、送信側の畳込み符号器が状態ｋから
状態ｍへ変化した場合に出力された信号は、雑音やフェ
ージングがない理想的な条件下ではレプリカ信号と同一
の信号である。換言すれば、ある受信信号が畳込み符号
器が状態ｋから状態ｍへ変化したときに送信されたと仮
定すると、レプリカ信号は理想的な受信信号である。従
ってレプリカ信号と受信信号がどのくらい一致している
かによって、状態ｋから状態ｍへの枝の確からしさを決
定することができる。枝メトリックは、レプリカ信号と
受信信号を比較して決まる値であるから、受信信号が状
態ｋから状態ｍへの遷移に対応すると仮定した場合の確
からしさを表す尺度となる。
【００１６】次に、枝メトリックは状態ｋのパスメトリ
ックメモリ２２１ａに記憶されているパスメトリックと
加算される。状態ｋにおけるパスメトリックは過去の遷
移も含めた状態ｋの確からしさを表す値である。つまり
状態ｋにおけるパスメトリックに状態ｋから状態ｍへの
遷移の確からしさ、すなわち、枝メトリックを加えるこ
とで、過去の遷移も含めた状態ｋから状態ｍへのパスの
確からしさを求められる。
【００１７】そして、加算されたメトリックは比較選択
回路２２２に入力されて、他の状態遷移におけるメトリ
ックと比較・選択演算され、次シンボル時刻における状
態ｍの生き残りパスが決定される。すなわち、状態ｋか
ら状態ｍへの遷移のパスの確からしさと、他の状態遷移
におけるパスの確からしさを比較し、より確からしいパ
スを次のシンボル時刻における状態ｍのパスとして選択
する。
【００１８】より確からしいパスが、例えば状態ｋから
状態ｍへの遷移であると選択された場合、状態ｋから状
態ｍへの遷移のメトリックを、状態ｍのパスメトリック
メモリに記憶させることで、パスの情報を更新する。ま
た、ビタビ復号器２２０は各状態毎にパスメモリ２２４
と呼ばれる、過去の状態遷移を記憶するメモリを持って
いる。比較選択回路２２２において、より確からしい状
態が選択されると、パスメモリ２２４は選択された状態
を記憶する。記憶された状態遷移は、その状態における
最も確からしい復号器入力に相当する。
【００１９】このように全ての状態毎に、より確からし
いパスを選択してパスメトリックを更新し、状態遷移を
パスメモリ２２４に記憶させることによって、最終的に
全ての受信信号を受信し終わった後に、最も確からしい
状態と、最も確からしい状態から過去にさかのぼる最も
確からしいパスを選択できる。そして、この最も確から
しいパスに沿って得られた復号器入力である、最も確か
らしい状態におけるパスメモリの内容は、最も確からし
い復号結果、すなわち、最尤復号結果となる。このよう
に、畳込み符号器に対する最尤復号を実現するのがビタ
ビ復号器２２０である。
【００２０】次に、従来技術である同期検波機能を有す
るビタビ復号器について説明する。図２４は、上記文献
に記載されている同期検波機能を有するビタビ復号器２
３０を内蔵した受信機２０１を示すブロック図であり、
受信信号を検波することなしにビタビ復号器２３０に入
力し、復調結果を得ることができる。このビタビ復号器
２３０は、従来のビタビ復号器の各状態毎に対して、異
なった位相補正量を対応づける。
【００２１】そして、まず復号前に、ビタビ復号器２３
０の入力受信信号に対して各状態毎に位相補正を施す。
この位相補正が同期検波に相当する。そして位相補正後
の受信信号に対してビタビ復号を行ない、より確からし
いパスに沿ったパスメトリックの更新と共に、位相補正
量の更新も行なう。このようにビタビ復号の各状態に位
相補正量を対応づけ、位相補正量をパスと共に更新する
ことで、復号と同時に最尤パスに沿った同期検波を行な
うことができる。この方法により、上記のような２逓倍
による位相不確定性を免れることができ、極めて低いＳ
Ｎ（Signal tonoise:信号電力対雑音電力）比条件下に
おいても安定な同期検波が可能である。
【００２２】次に図を用いて従来例の動作を説明する。
図２５は従来例の同期検波機能を有するビタビ復号器２
３０における状態ｋから状態ｍへの遷移を示すブロック
図である。図２５において、ビタビ復号器２３０は、複
数のビタビ復号部２３１と、比較選択回路２３２と、パ
スメトリックメモリ２３３と、パスメモリ２３４とを備
えている。まず、状態ｋにおいて、入力信号は各状態毎
に異なる位相補正量で位相補正を受ける。すなわち、位
相補正量をφkとすれば、入力信号にｅｘｐ（−ｊφk）
が乗算される。
【００２３】このように、ビタビ復号器２３０では状態
毎に持つ位相補正量で受信信号の位相補正を行なう。上
述した同期検波回路２１０では再生搬送波と受信信号の
位相を比較して検波するが、ビタビ復号器２３０におけ
る位相補正は、同期検波回路において位相φkなる再生
搬送波を用いた同期検波と同一の機能を実現している。
【００２４】次に位相補正された信号とレプリカ信号を
用いて、従来のビタビ復号器２２０と同様に状態ｋから
状態ｍへの遷移に対応した枝メトリックを求め、パスメ
トリックと枝メトリックを加算したメトリックを用い
て、他の状態から状態ｍへの遷移におけるメトリックと
比較選択回路２３２において比較・選択処理を行なう。
その結果、より確からしいパスを選択してパスメトリッ
クを更新する。
【００２５】メトリックの比較・選択処理を行なう一
方、位相補正された受信信号は位相誤差計算回路２３１
ａに入力され、レプリカ信号と位相比較されて位相誤差
が求められる。レプリカ信号は理想的な受信信号である
から、レプリカ信号と位相比較することで、変調成分を
除去することなく同期検波における位相誤差を求めるこ
とができる。
【００２６】すなわち、この例における同期検波機能を
有するビタビ復号器２３０では２逓倍を行なわないでも
位相誤差を求めることができる。従って２逓倍に起因す
る特性劣化を免れることが可能である。位相誤差はゲイ
ンαを乗算された後、状態ｋにおける位相補正量φkと
加算されて状態ｍにおける位相補正量の候補が求められ
る。
【００２７】状態ｍにおける位相補正量の候補は、メト
リックと共に比較選択回路２３２に入力されて、メトリ
ックの値が大きい方の位相補正量が状態ｍにおける位相
補正量として選択される。この動作によってメトリック
の値が大きい、すなわち、より確からしいパスに沿った
位相補正量の更新が行なえる。全ての状態毎にこのよう
な位相補正量を対応づけ、復号と共に位相補正量を更新
することで、ビタビ復号における最尤パスに沿った同期
検波が実現できることになる。従って、従来の同期検波
機能を有しないビタビ復号器における逓倍による影響を
免れることができ、ビット誤り率特性の改善が期待でき
る。
【００２８】本ビタビ復号器２３０においても、従来の
同期検波機能を有しないビタビ復号器２２０と同様、全
ての受信信号を受信し終わった後に、最も確からしい状
態と、最も確からしい状態から過去にさかのぼる最も確
からしいパスを選択する。そして最も確からしいパスに
沿って得られた復号器入力である、最も確からしい状態
におけるパスメモリの内容を、復号結果として出力す
る。そして、上記のように同期検波機能を有するビタビ
復号器２３０であれば、同期検波器をビタビ復号器と別
に持つ場合に比較して良好な特性を得られるといった利
点がある。
【発明が解決しようとする課題】
【００２９】ところで、本ビタビ復号器２３０を時間ダ
イバーシチ通信システムに適用する場合、本ビタビ復号
器２３０は位相補正後にダイバーシチ合成を行なうため
の機能を具備していない。このため、位相補正前、つま
り復号器入力前に時間ダイバーシチを行なう必要があ
る。その結果、ダイバーシチ合成してから同期検波を行
なうことになる。
【００３０】しかしながら、時間ダイバーシチシステム
では、合成する信号同士の受信時刻が異なるため、フェ
ージングなどによる位相変動が存在する移動体通信にお
いては、検波前にダイバーシチ合成を行なうと、受信信
号の位相が正しく合成できないといった問題がある。
【００３１】以下、この問題について詳細に説明する。
まず、この説明にあたって、送信側で同一の信号を時間
Ｔだけずらして送信し、受信側でタイミングを合わせて
合成する時間ダイバーシチシステムを考える。このシス
テムのブロック図を図２６に示す。図２６において、送
信信号は送信機２４０で２つに分けられ、一方は並直列
変換器２４１に、他方は遅延器２４２においてＮビット
時間と等しい時間Ｔの遅延を与えられた後に並直列変換
器２４１に入力される。並直列変換器２４１は２つの入
力のデータを多重し、入力信号の２倍の速度を有するデ
ータを出力する。すなわち、時間ダイバーシチシステム
では同一のデータが一定時間間隔で２回送信される。
【００３２】並直列変換器２４１の出力はＢＰＳＫ変調
器２４３に入力されてＢＰＳＫ変調され、高周波増幅器
等（図示せず）により増幅されてアンテナから送信され
る。受信機２５０では、アンテナで受信された電波が高
周波増幅器等（図示せず）により増幅されて同期検波回
路２５１に入力される。受信信号は同期検波回路２５１
で検波された後、直並列変換器２５２に入力されて、送
信側と対応する元の２本のデータ列に分離される。
【００３３】直並列変換器２５２の出力のうち、送信側
で時間Ｔの遅延を与えられていない方の系列は、遅延器
２５３に入力されてＮビットに等しい時間Ｔの遅延を与
えられ、合成回路２５４に入力される。また、送信側で
あらかじめ時間Ｔの遅延を与えられた系列は、そのまま
合成回路２５４に入力される。合成回路２５４は２つの
入力データを合成し、合成結果は判定器２５５に入力さ
れて符号が０か１か判定される。
【００３４】次に、時間ダイバーシチシステムにおける
同期検波回路２５１に入力される前の受信信号の信号空
間図を示す。図２７において、信号Ａは時刻ｔにおける
受信信号、ベクトルａは時刻ｔにおける搬送波位相ベク
トルとする。また信号Ｂは信号Ａが受信されてからＴ時
間後、すなわち、時刻（ｔ＋Ｔ）に受信された受信信号
とし、ベクトルｂは時刻（ｔ＋Ｔ）における搬送波位相
ベクトルとする。ａとｂの位相差が小さいことは、時間
Ｔの間のフェージングによる位相変動が小さく、搬送波
位相の変動が小さいことを表している。
【００３５】また、前述のようにＡとＢは時間間隔Ｔで
送信された同一の信号であり、これらの符号は共に０、
すなわち、搬送波と同位相の信号であるとする。この
時、ＡとＢを等利得合成すれば合成結果はＣとなる。搬
送波位相の変動が小さいため、同期検波回路２５１にお
いて合成結果Ｃの検波にａを用いてもｂを用いても、正
しい結果として符号０を得ることができる。
【００３６】しかしながら時間Ｔの間に、フェージング
による位相変動のために、搬送波位相ベクトルがｂ’の
ように変動し、受信信号もＢ’のように変動したと仮定
する。このとき信号ＡとＢ’を合成すると、合成結果
Ｃ’は図のようにＣに比較して振幅が小さくなってしま
う。また、ベクトルａを用いて検波を行なうと、Ｃ’と
ａの位相差はπ／２以上離れているため、検波結果は１
となって誤りが生じる。
【００３７】すなわち、時間ダイバーシチシステムで検
波前にダイバーシチ合成を行なおうとすると、フェージ
ングによる位相変動に起因してダイバーシチ合成が正し
く行なえず、十分なダイバーシチゲインを期待できずに
特性が著しく劣化する。一方、同期検波機能を有するビ
タビ復号器では位相補正前にダイバーシチ合成を行なう
必要がある。
【００３８】従って、従来の同期検波機能を有するビタ
ビ復号器を時間ダイバーシチシステムに適用しようとす
ると、ダイバーシチ合成を復号器入力の前段で行なわな
ければならないため、フェージングによる位相変動があ
る条件下では特性が劣化してしまうという課題があっ
た。
【００３９】本発明は、上記のような課題を解消するた
めになされたもので、フェージングによる位相変動があ
る条件下でも特性が劣化しない復調器および通信システ
ムを提供することを目的とする。
【００４０】
【課題を解決するための手段】請求項１は、同一内容を
有する複数のデータ列を相互に時間差を設けて多重化し
た多重化データ列を復調する復調器において、多重化デ
ータ列の位相を補正する位相補正手段と、位相補正手段
から出力された多重化データ列を複数のデータ列に分離
させると共に、これらのデータ列の時間差を戻して合成
するダイバーシチ合成手段と、ダイバーシチ合成手段か
ら出力された合成信号をビタビ復号するビタビ復号手段
とを備えることを特徴とする。
【００４１】請求項２において、位相補正手段は、位相
補正量データを保持する位相補正メモリと、位相補正メ
モリから読み出した位相補正量データと多重化データ列
とを乗算する乗算部とを備えることを特徴とする。
【００４２】請求項３において、ダイバーシチ合成手段
は、多重化データ列を分離し、複数のデータ列を出力す
る分離部と、分離部から出力された複数のデータ列のう
ち、少なくとも一のデータ列を時間差に対応した時間だ
け遅延させる遅延部と、遅延部により遅延されたデータ
列と遅延部により遅延されずに分離部から出力されたデ
ータ列とを合成する合成部とを備えることを特徴とす
る。
【００４３】請求項４において、合成部は、入力された
データ列の絶対値を検出する絶対値検出器と、絶対値検
出器で検出された絶対値に基づいて、データ列に重み付
けした後に合成するベクトル加算器とを備えることを特
徴とする。
【００４４】請求項５において、合成部は、入力された
データ列の受信レベルを検出するレベル検出器と、レベ
ル検出器で検出された受信レベルに基づいて、遅延部に
より遅延されたデータ列と遅延部により遅延されずに分
離部から出力されたデータ列とのいずれか一方を選択す
るデータ列選択器とを備えることを特徴とする。
【００４５】請求項６は、入力された信号を変調して送
信する送信機と、送信機が送信した信号を受信してこの
受信信号を復調する受信機とを備える通信システムにお
いて、送信機は、入力された信号を畳込み符号化してデ
ータ列を出力する畳込み手段と、畳込み手段から出力さ
れたデータ列を分岐して、互いに時間差を設けて多重化
する多重化手段と、多重化手段で生成された多重化デー
タ列を変調して送信信号とする変調手段とを備え、受信
機は、受信信号の位相を補正する位相補正手段と、位相
補正手段から出力された信号を複数のデータ列に分離さ
せると共に、これらのデータ列の時間差を戻して合成す
るダイバーシチ合成手段と、ダイバーシチ合成手段から
出力された合成信号をビタビ復号するビタビ復号手段と
を備えることを特徴とする。
【００４６】請求項７は、入力された信号を変調して送
信する送信機と、送信機が送信した信号を受信してこの
受信信号を復調する受信機とを備える通信システムにお
いて、送信機は、入力された信号を符号化率１／４で畳
込み符号化して４本のデータ列を出力する第２の畳込み
手段と、第２の畳込み手段から出力された各データ列を
各々２つに分岐し、互いに時間差を設けて多重化する第
２の多重化手段と、第２の多重化手段で生成された多重
化データ列を変調して送信信号とする変調手段とを備
え、受信機は、受信信号の位相を補正する位相補正手段
と、位相補正手段から出力された信号を８本のデータ列
に分離させると共に、これらのデータ列の時間差を戻し
て合成する第２のダイバーシチ合成手段と、第２のダイ
バーシチ合成手段から出力された合成信号をビタビ復号
するビタビ復号手段とを備える。
【００４７】請求項８は、入力された信号を変調して送
信する送信機と、送信機が送信した信号を受信してこの
受信信号を復調する受信機とを備える通信システムにお
いて、送信機は、入力された信号を畳込み符号化して２
本のデータ列を出力する畳込み手段と、畳込み手段から
出力されたデータ列を各々２つに分岐して並行な４本の
データ列とし、２本目から４本目のデータ列を順番に
Ｔ，２Ｔ，３Ｔ（Ｔは所定時間）の時間だけ遅延させる
と共に、これらのデータ列を多重化する第３の多重化手
段と、第３の多重化手段で生成された多重化データ列を
変調して送信信号とする変調手段とを備え、受信機は、
受信信号の位相を補正する位相補正手段と、位相補正手
段から出力された信号を４本のデータ列に分離させると
共に、これらのデータ列の時間差を戻して合成する第３
のダイバーシチ合成手段と、第３のダイバーシチ合成手
段から出力された合成信号をビタビ復号するビタビ復号
手段とを備えることを特徴とする。
【００４８】請求項９は、入力された信号を変調して送
信する送信機と、送信機が送信した信号を受信してこの
受信信号を復調する受信機とを備える通信システムにお
いて、送信機は、入力された信号を畳込み符号化して２
本のデータ列を出力する畳込み手段と、畳込み手段から
出力されたデータ列を各々２つに分岐して並行な４本の
データ列とし、２本目から４本目のデータ列を順番に２
Ｔ，Ｔ，３Ｔ（Ｔは所定時間）の時間だけ遅延させると
共に、これらのデータ列を順序を入れ替えて多重化する
第４の多重化手段と、第４の多重化手段で生成された多
重化データ列を変調して送信信号とする変調手段とを備
え、受信機は、受信信号の位相を補正する位相補正手段
と、位相補正手段から出力された信号を４本のデータ列
に分離させると共に、これらのデータ列の時間差および
順番を戻して合成する第４のダイバーシチ合成手段と、
第４のダイバーシチ合成手段から出力された合成信号を
ビタビ復号するビタビ復号手段とを備える。
【００４９】請求項１０は、入力された信号を変調して
送信する送信機と、送信機が送信した信号を受信してこ
の受信信号を復調する受信機とを備える通信システムに
おいて、送信機は、入力された信号を符号化して複数の
データ列を出力する畳込み手段と、畳込み手段から出力
された各データ列を分岐し、互いに時間差を設けて多重
化する多重化手段と、多重化手段で生成された多重化デ
ータ列を変調する変調手段と、変調手段で変調された変
調信号をスペクトル拡散して送信信号とするスペクトル
拡散手段とを備え、受信機は、受信信号をスペクトル逆
拡散するスペクトル逆拡散手段と、スペクトル逆拡散手
段から出力された信号の位相を補正する位相補正手段
と、位相補正手段から出力された信号を複数のデータ列
に分離させると共に、これらのデータ列の時間差を戻し
て合成するダイバーシチ合成手段と、ダイバーシチ合成
手段から出力された合成信号をビタビ復号するビタビ復
号手段とを備えることを特徴とする。
【００５０】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る復調器および
通信システムの好適な実施形態について添付図面を参照
して説明する。
【００５１】実施の形態１．図１は、実施の形態１に係
る通信システム１の構成を示すブロック図である。図１
において、通信システム１は、入力された信号を変調し
て送信する送信機１０と、送信機１０が送信した信号を
受信してこの受信信号を復調する受信機２０とを備えて
いる。送信機１０は、音声・画像データを入力して畳込
み符号化する畳込み符号器（畳込み手段）１１と、畳込
み符号器１１から出力された２本のデータ列を各々２つ
に分岐し、互いに時間差を設けて多重化する多重化手段
１２と、多重化手段１２から出力された多重化データ列
を２相位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ：Binary Phase
Shift Keying）変調方式を用いて変調して送信信号と
するＢＰＳＫ変調器（変調手段）１３とを備えている。
【００５２】また、多重化手段１２は、畳込み符号器１
１から出力された２本のデータ列を各々２つに分岐する
分岐部１２ａ，１２ｂと、分岐部１２ａ，１２ｂで２つ
に分岐されたデータ列の一方を、遅延時間がＮビットの
データ期間Ｔと等しい時間だけ遅延させる遅延部１２
ｃ，１２ｄと、遅延部１２ｃ，１２ｄにより遅延された
データ列と遅延部１２ｃ，１２ｄにより遅延されずに分
岐部１２ａ，１２ｂから出力されたデータ列とを多重化
する並直列変換器１２ｅとを備えている。
【００５３】一方、受信機２０は、送信機１０から出力
された多重化データ列を入力して復調する復調器３０を
備えている。図２に示すように、復調器３０は、ビタビ
復号の状態数だけ並列して設けられた複数の状態別復調
処理部３１と、各状態別復調処理部３１から出力された
メトリックを比較する比較回路３２と、比較回路３２の
比較結果に基づいて各状態別処理部３１から出力された
メトリックの中から所定のメトリックを選択する選択回
路３３とを備えている。また、復調器３０は、比較回路
３２から出力された過去の状態遷移を状態ごとに記憶す
るパスメモリ３４と、選択回路３３で選択されたメトリ
ックを状態ごとに記憶するパスメトリックメモリ３５
と、位相補正量データを記憶する位相補正メモリ３６と
を備えている。
【００５４】状態別復調処理部３１は、受信信号（多重
化データ列）の位相を補正する位相補正手段４０と、位
相補正手段４０から出力された多重化データ列を複数の
データ列に分離させると共に、これらのデータ列の時間
差を戻して合成するダイバーシチ合成手段５０と、ダイ
バーシチ合成手段５０から出力された合成信号をビタビ
復号するビタビ復号手段６０とを備えている。ここで、
位相補正手段４０は、位相補正量データを保持する位相
補正メモリ４１と、位相補正メモリ４１から出力された
位相補正量データと受信信号とを乗算する乗算器（乗算
部）４２とを備えている。
【００５５】また、ダイバーシチ合成手段５０は、乗算
器４２から出力された多重化データ列を分離して、４本
のデータ列を並列に出力する直並列変換器（分離部）５
１と、直並列変換器５１から出力された４本のデータ列
のうち、１本目と３本目のデータ列を時間Ｔだけ遅延さ
せるシフトレジスタ（遅延部）５２，５３と、シフトレ
ジスタ５２から出力されたデータ列と直並列変換器５１
から出力された２本目のデータ列とを合成する合成回路
（合成部）５４と、シフトレジスタ５３から出力された
データ列と直並列変換器５１から出力された４本目のデ
ータ列とを合成する合成回路（合成部）５５とを備えて
いる。
【００５６】さらに、ビタビ復号手段６０は、合成回路
５４，５５で合成されたデータ列を入力して枝メトリッ
クを算出する枝メトリック計算回路６１と、パスメトリ
ックが状態ごとに記憶されたパスメトリックメモリ６２
と、枝メトリック計算回路６１から出力された枝メトリ
ックにパスメトリックメモリ６２に記憶されたパスメト
リックを加算して、比較回路３２および選択回路３３に
並列に出力する加算器６３とを備えている。
【００５７】また、状態別復調処理部３１は、受信信号
の位相誤差を計算する位相誤差計算回路６４と、位相誤
差計算回路６４で求めた位相誤差に係数αを乗算する乗
算器６５と、乗算器６５から出力された乗算結果を、位
相補正メモリ４１から出力された位相補正量データに加
算して、比較回路３２に出力する加算器６６とを備えて
いる。
【００５８】次に、通信システム１の動作について説明
する。図１において、音声、映像等のデータは音声符号
器等（図示せず）によりディジタル信号に変換され、送
信すべきデータ列となる。データ列は送信機１０に入力
されて符号化率Ｒ＝１／２の畳込み符号器１１で畳込み
符号化される。畳込み符号器１１の出力である２本のデ
ータ列は、さらにそれぞれ２つに分けられ、一方はその
まま並直列変換器１２ｅへ入力される。また、もう一方
は遅延時間がＮビットのデータ期間Ｔと等しい遅延器１
２ｃ，１２ｄで時間Ｔの遅延を与えられた後に並直列変
換器１２ｅへ入力される。並直列変換器１２ｅは４つの
並列な入力データ列を、入力データ列の４倍のデータレ
ートである直列のデータ列に変換して出力する。
【００５９】並直列変換器１２ｅのデータ変換の様子
を、図を用いて説明する。図３は畳込み符号化されたデ
ータ列｛Ａi｝及び｛Ｂi｝と、｛Ａi｝及び｛Ｂi｝に遅
延器１２ｃ，１２ｄによる遅延時間Ｔに相当するＮビッ
トの遅延を与えたデータ列｛Ａ i'｝及び｛Ｂi'｝と、並
直列変換器１２ｅの出力｛Γi｝の時間変化を示した図
である。ここで、ｉはデータの番号を表す整数である。
図３から、｛Ａi｝と｛Ａi'｝及び｛Ｂi｝と｛Ｂi'｝の
関係はそれぞれ次式のように書き表せる。 Ａi'＝Ａi-N Ｂi'＝Ｂi-N
【００６０】また並直列変換器１２ｅの出力｛Γi｝
は、｛Ａi｝，｛Ａi'｝，｛Ｂi｝，｛Ｂi'｝によって次
のように書き表せる。 Γi ＝｛Γi,1，Γi,2，Γi,3，Γi,4｝ ＝｛Ａi，Ａi'，Ｂi，Ｂi'｝＝｛Ａi，Ａi-N，Ｂi，Ｂi-N｝ 並直列変換器１２ｅの出力はＢＰＳＫ変調器１３でＢＰ
ＳＫ変調され、高周波増幅器等（図示せず）で電力増幅
された後に送信される。送信された電波は受信機で受信
され、高周波増幅器等（図示せず）で電力増幅された
後、復調器３０に入力される。
【００６１】次に、復調器３０の動作について説明す
る。なお、ここでの説明は、ビタビ復号における状態ｋ
から状態ｍへの遷移についてのみであるが、他の状態遷
移についても動作は同様である。図２より、復調部３０
に入力された受信信号ｒiは乗算器４２に入力されて、
位相補正メモリ４１に記憶された、各状態毎に異なる位
相補正量φi kで位相補正される。すなわち、乗算器の出
力をｒi kとすると、 ｒi k＝ｒi×ｅｘｐ（−ｊφi k） なる関係が成立する。この位相補正は従来の技術で述べ
た位相補正機能を持つビタビ復号器の位相補正動作と同
一の機能であり、状態毎の同期検波に相当する。
【００６２】乗算器４２から出力された、位相補正され
た受信信号ｒi kは、直並列変換器５１に入力される。直
並列変換器５１は受信信号ｒi kを、４分の１のデータレ
ートを持つ４つの並列な受信信号系列に変換して出力す
る。
【００６３】直並列変換器５１における変換の様子を、
図を用いて説明する。図４は直並列変換器５１の入力受
信信号系列｛ｒi k｝と、直並列変換器５１の出力のう
ち、送信側で遅延を与えられていない受信信号系列｛ａ
i k｝及び｛ｂi k｝と、送信側で遅延器１２ｃ，１２ｄに
よってＮビットのデータ期間と等しい遅延Ｔを与えられ
た受信信号系列｛ａi k'｝及び｛ｂi k'｝の時間変化を示
した図である。
【００６４】図４に示すように、｛ｒi k｝と｛ａi k｝，
｛ａi k'｝，｛ｂi k｝，｛ｂi k'｝の関係は次式のように
書き表せる。 ｒi k ＝｛ｒi , 1 k，ｒi,2 k，ｒi,3 k，ｒi,4 k｝ ＝｛ａi k， ａi k'， ｂi k， ｂi k'｝
【００６５】また雑音による誤りを無視すると、
｛ａi k'｝及び｛ｂi k'｝はそれぞれ｛ａi k｝及び
｛ｂi k｝に対して送信時にＮビットのデータ期間と等し
いＴの遅延を与えられているので、時間Ｔあたりのビッ
ト数Ｎを用いて｛ａi k｝と｛ａi k'｝及び｛ｂi k｝と
｛ｂi k'｝の関係を次のように書き表せる。 ａi k'＝ａi-N k ｂi k'＝ｂi-N k
【００６６】このことから、｛ｒi k｝は、｛ａi k｝，
｛ｂi k｝を用いて以下のように書き表すことができる。 ｒi k ＝｛ａi k， ａi k'， ｂi k， ｂi k'｝ ＝｛ａi k，ａi-N k，ｂi k，ｂi-N k｝
【００６７】直並列変換器５１の出力である分離された
４つの受信信号系列｛ａi k｝，｛ａ i k'｝，｛ｂi k｝，
｛ｂi k'｝のうち、送信側でＮビットに相当する時間遅
延Ｔを与えられた系列｛ａi k'｝，｛ｂi k'｝は、合成回
路５４，５５と位相誤差計算回路６４に、また送信側で
Ｎビットに相当する時間遅延Ｔを与えられていない系列
｛ａi k｝，｛ｂi k｝は、シフトレジスタ５２，５３に入
力される。
【００６８】シフトレジスタ５２，５３では、入力受信
信号系列｛ａi k｝，｛ｂi k｝にＮビット期間と等しい時
間Ｔの遅延が与えられる。従って、一対のシフトレジス
タ５２，５３からは、それぞれＮビットだけ過去の受信
信号が出力される。すなわち、一方のシフトレジスタ５
２からは｛ａi-N k｝が、また、他方のシフトレジスタ５
３からは｛ｂi-N k｝が出力される。
【００６９】このように、合成回路５４の入力である２
つの受信信号系列において、送受信機合わせたトータル
の遅延量は共にＴとなり、入力は共に｛ａi-N k｝となっ
て一致する。また、合成回路５５の入力である２つの受
信信号系列において、送受信機合わせたトータルの遅延
量も共にＴとなり、入力は共に｛ｂi-N k｝となって一致
する。合成回路５４，５５では受信信号を等利得合成し
て、枝メトリック計算回路６１に出力する。
【００７０】次に、合成回路５４，５５の動作を、図を
用いて説明する。図５は、等利得合成を行なう場合の合
成回路５４の構成を示すブロック図である。なお、合成
回路５５も合成回路５４と同様の構成とする。図５に示
すように、合成回路５４は、等利得合成を行なうベクト
ル加算器５４ａを備えている。そして、合成回路５４に
入力された｛ａi -N k｝と｛ａi k'｝は、ベクトル加算器
５４ａに入力され、等利得で加算されて合成回路５４か
ら出力される。このとき、合成回路５４の出力をαi k、
合成回路５５の出力をβi kとすると、 αi k＝ａi -N k＋ａi k' βi k＝ｂi -N k＋ｂi k' となる。
【００７１】合成回路５４，５５から出力された、合成
された受信信号は、枝メトリック計算回路６１に入力さ
れて枝メトリックＢｍi,i+1 k → mが求められる。ａi kに
対するレプリカ信号をｒａi kとし、ｂi kに対するレプリ
カ信号をｒｂi kとすると、枝メトリックＢｍi,i+1 k → m
は、以下の式により求められる。 Ｂｍi,i+1 k → m＝｜αi k―ｒａi k｜2＋｜βi k―ｒｂi k｜
2
【００７２】枝メトリック計算回路６１から出力される
枝メトリックＢｍi,i+1 k → mは、加算器６３に入力され
て、パスメトリックメモリ６２から出力される、状態ｋ
におけるパスメトリックＰｍi kと加算される。加算器６
２からは状態ｋから状態ｍへの遷移に対応するメトリッ
クＭi,i+1 k → mが出力され、比較回路３２と選択回路３
３とに並列に入力される。すなわち、メトリックＭ
i,i+1 k → mは次の式により表される。 Ｍi,i+1 k → m＝Ｐｍi k＋Ｂｍi,i+1 k → m
【００７３】比較回路３２では、状態ｋから状態ｍへの
遷移に対応するメトリックＭi,i+1 k → mと、他の状態遷
移に対応するメトリックを比較し、メトリックの大きな
パス、すなわち、より確からしいパスを表す信号を選択
回路３３に出力する。ここで、もし状態ｋから状態ｍへ
の遷移に対応するメトリックＭi,i+1 k → mが、他の遷移
に対応するメトリックよりも大きな場合、比較回路３２
は０を選択回路３３に出力し、その逆であれば１を出力
するものとする。以下、状態ｋから状態ｍへの遷移に対
応するメトリックＭi,i+1 k → mが他の遷移に対応するメ
トリックよりも大きい、すなわち、比較回路３２から選
択回路３３に０が出力されると仮定して説明する。
【００７４】シフトレジスタ５２，５３の出力
｛ａi-N k｝，｛ｂi-N k｝ならびに直並列変換器５１の出
力のうち、シフトレジスタ５２，５３に入力されなかっ
た出力｛ａi k'｝，｛ｂi k'｝は、合成回路５４，５５に
入力されると共に位相誤差計算回路６４にも入力され
る。位相誤差計算回路６４では、｛ａi-N k｝，
｛ａi k'｝及び｛ｂi-N k｝，｛ｂi k'｝とレプリカ信号の
位相を比較し、位相誤差を求める。レプリカ信号は状態
ｋから状態ｍへの遷移に対する理想的な受信信号である
から、受信信号系列｛ａi-N k｝，｛ａi k'｝及び｛ｂi-N
k｝，｛ｂi k'｝との位相を比較することにより、同期検
波回路と同様に位相誤差を求めることができる。
【００７５】位相誤差計算回路６４における位相誤差の
求め方を具体的に説明する。図６は信号空間を示す図で
あり、状態ｋから状態ｍへの遷移におけるレプリカ信号
はｒａi k及びｒｂi kである。なお搬送波ベクトルはｒａ
i kと同一方向とする。すなわち、ｒａi kの符号は０であ
り、ｒｂi kの符号は１であるとする。受信信号ａi k及び
ａi k'に対する理想的な受信信号がレプリカ信号ｒａi k
であるから、ａi-N kとｒａi kとの位相差θａi k、ａi k'
とｒａi kとの位相差θａi k'、ｂi-N kとｒｂi kとの位相
差θｂi kおよびｂi k'とｒｂi kとの位相差θｂi k'を用い
て、位相誤差θi kを次のように表せる。 θi k＝θａi k＋θａi k'＋θｂi k＋θｂi k'
【００７６】位相誤差計算回路６４で求められた位相誤
差θi kは、乗算器６５に入力されて係数αが乗算され、
乗算結果は加算器６６に入力されて、位相補正メモリ４
１から出力される位相補正量φi kに加算される。加算器
６６からは、状態ｋから状態ｍへの遷移における位相補
正量の候補φi, i+1 k → mが出力される。候補φi,i+1 k → m
は次の式により表される。 φi,i+1 k → m＝φi k＋αθi k
【００７７】本実施の形態１は、上記のように比較回路
３２においてパスメトリックを比較した結果、状態ｋか
ら状態ｍへのパスメトリックが他のパスにおけるパスメ
トリックよりも大きい、すなわち、状態ｋから状態ｍへ
の状態遷移が、他の状態遷移よりも確からしいと仮定し
ているので、次の状態ｍにおける位相補正量φi+1 mはφ
i,i+1 k → mで更新される。すなわち、位相補正量φi+1 m
＝φi,i+1 k → mとなる。
【００７８】選択回路３３は比較回路３２の出力によ
り、入力のパスメトリック、位相補正量およびシフトレ
ジスタを選択して、次の時間の状態ｍにおける値に更新
する。上記のように比較回路３２から０が出力される
と、選択回路３３は状態ｋから状態ｍへの遷移に対応す
るメトリックＭi,i+1 k → mを選択し、状態ｍのパスメト
リックメモリに入力する。また、状態ｋから状態ｍへの
遷移に対応する位相補正量φi,i+1 k → mを選択し、状態
ｍの位相補正メモリに入力する。さらに、状態ｋにおけ
るシフトレジスタの値を、状態ｍにおけるシフトレジス
タに入力する。
【００７９】本復調器３０において、全ての状態につい
て上記のような更新を行なう。そして、全ての受信信号
を受信し終わった後に、最も確からしい状態と、最も確
からしい状態から過去にさかのぼる最も確からしいパス
を選択する。さらに、最も確からしいパスに沿って得ら
れた復号器入力である、最も確からしい状態におけるパ
スメモリの内容を、復号結果として出力する。そして、
復調器３０から出力された信号は、音声復号器等（図示
せず）により復号され、音声、映像等のデータとして出
力される。
【００８０】このように、本実施の形態１は、時間ダイ
バーシチシステムに必要である直並列変換器５１とシフ
トレジスタ５２，５３を、ビタビ復号器の各状態毎に具
備する構成としている。これによって、各状態毎に位相
補正後の受信信号タイミングを揃えて合成を行なうこと
が可能となる。さらに、従来例の同期検波機能を有する
ビタビ復号器と同様に、位相補正量をより確からしいパ
スに沿って更新することに加え、シフトレジスタの中身
も同様に更新することで、ビタビ復号の最尤パスに沿っ
た同期検波と時間ダイバーシチを同時に実現することが
可能となる。これらによって、従来例では不可能であっ
たビタビ復号の状態毎に同期検波を行なう方式の時間ダ
イバーシチシステムへの適用が可能となり、良好な特性
を実現できる。
【００８１】実施の形態２．次に、実施の形態２に係る
復調器について説明する。図７は、実施の形態２の復調
器に内蔵された合成回路７０を示すブロック図である。
なお、この実施の形態２の復調器が図２に示す復調器３
０と異なるのは、合成回路５４と合成回路５５の代わり
に、合成回路７０が各々設けられている点であり、その
他の構成については、復調器３０と同一又は同等であ
る。
【００８２】図７に示すように、合成回路７０は、シフ
トレジスタ５２から出力されたデータ列｛ａi-N k｝の絶
対値を検出する絶対値検出器７１と、絶対値検出器７１
から出力された絶対値|ａi-N k|とデータ列｛ａi-N k｝と
を乗算して、データ列に重み付けをする乗算器７２と、
直並列変換器５１から出力されたデータ列｛ａi k’｝の
絶対値を検出する絶対値検出器７３とを備えている。ま
た、合成回路７０は、絶対値検出器７３から出力された
絶対値|ａi k’|とデータ列｛ａi k’｝とを乗算して、重
み付けをする乗算器７４と、乗算器７２の乗算結果と乗
算器７４の乗算結果とをベクトル加算するベクトル加算
器７５とを備えている。
【００８３】次に、合成回路７０の動作について説明す
る。上述した実施の形態１では、合成回路５４，５５は
等利得合成を行なう構成としたが、これは必ずしも等利
得合成である必要はなく、例えば最大比合成でもよい。
そこで、合成回路７０では、最大比合成を行なってい
る。まず、合成回路７０に入力されたデータ列
｛ａi-N k｝，｛ａi k’｝は、それぞれ絶対値検出器７
１，７３に入力されて絶対値|ａi-N k|，|ａi k’|が検出
される。検出された絶対値|ａi-N k|，|ａi k’|は、それ
ぞれ乗算器７２，７４でデータ列｛ａi-N k｝，
｛ａi k’｝に乗算され、ＳＮ比に応じた重み付けがされ
た後に、ベクトル加算器７５に入力され、加算されて枝
メトリック計算回路６１に入力される。
【００８４】重み付けされて加算される様子を図８に示
す。図８において、|ａi-N k|＝２，|ａi k’|＝１とする
と、ベクトル加算器７５の入力のうちデータ列
｛ａi k’｝が１倍であるのに対して、データ列
｛ａi-N k｝は太線で示したように２倍される。すなわ
ち、振幅が大きい信号は信頼度が高いので重みを加え、
振幅が小さな信号は信頼度が低いので重みを軽んじてお
り、この重み付けによりダイバーシチ効果を高めること
が可能となる。データ列｛ａi-N k｝，｛ａi k’｝は重み
付けをされてからベクトル加算器７５で加算されて加算
出力が得られる。
【００８５】以上のように、合成回路７０を最大比合成
とすることで、等利得合成に比べて大きなダイバーシチ
効果が得られる。
【００８６】実施の形態３．次に、実施の形態３に係る
復調器について説明する。図９は、実施の形態３の復調
器に内蔵された合成回路８０を示すブロック図である。
なお、この実施の形態３の復調器が図２に示す復調器３
０と異なるのは、合成回路５４と合成回路５５の代わり
に、合成回路８０が各々設けられている点であり、その
他の構成については、復調器３０と同一又は同等であ
る。
【００８７】図９に示すように、合成回路８０は、シフ
トレジスタ５２から出力されたデータ列｛ａi-N k｝の受
信レベルを検出するレベル検出器８１と、直並列変換器
５１から出力されたデータ列｛ａi k’｝の受信レベルを
検出するレベル検出器８２と、レベル検出器８１，８２
から各々出力された信号レベルを比較する比較回路８３
と、比較回路８３の比較結果に基づいて、データ列｛ａ
i-N k｝とデータ列｛ａ i k’｝とのいずれか一方を選択す
る選択回路（データ列選択器）８４とを備えている。
【００８８】次に、合成回路８０の動作について説明す
る。まず、合成回路８０に入力されたデータ列
｛ａi-N k｝，｛ａi k’｝は、選択回路８４に入力される
と共に、それぞれレベル検出器８１，８２に入力されて
信号のレベルが検出される。レベル検出器８１，８２
は、それぞれ検出した信号レベルを比較回路８３に出力
する。比較回路８３では、入力されたデータ列
｛ａi-N k｝，｛ａi k’｝の信号レベルを比較して、受信
レベルが大きい方を示す信号を選択回路８４に出力す
る。すなわち、データ列｛ａi-N k｝が大きければ０を、
データ列｛ａi k’｝が大きければ１を選択回路８４に出
力する。
【００８９】選択回路８４は、比較回路８３から入力さ
れる信号に応じて、データ列｛ａi- N k｝，｛ａi k’｝の
どちらか一方を出力する。すなわち、比較回路８３から
０が入力されればデータ列｛ａi-N k｝を、反対に１が入
力されればデータ列｛ａi k’｝を、合成出力として枝メ
トリック計算回路６１に出力する。このように、受信レ
ベルが大きい方のデータ列を常に出力することで、選択
合成を行なうことができる。また、選択合成に必要なレ
ベル検出器８１，８２、比較回路８３、選択回路８４
は、ベクトル加算器５４ａと比較して小さな回路規模で
実現可能である。
【００９０】以上のように合成回路８０を選択合成とす
ることで、等利得合成に比べて簡単な回路構成とするこ
とができる。
【００９１】実施の形態４．次に、実施の形態４に係る
通信システムについて説明する。図１０は、送信機に内
蔵された畳込み符号器（第２の畳込み手段）９０、第２
の多重化手段９１およびＢＰＳＫ変調器（変調手段）１
３と、受信機に内蔵された位相補正手段４０、第２のダ
イバーシチ合成手段９２およびビタビ復号手段６０とを
示すブロック図である。なお、この実施の形態４の通信
システムが図１に示す通信システム１と異なるのは、畳
込み符号器１１、多重化手段１２およびダイバーシチ合
成手段５０の代わりに、畳込み符号器９０、第２の多重
化手段９１および第２のダイバーシチ合成手段９２が設
けられている点であり、その他の構成については、通信
システム１と同一又は同等である。
【００９２】図１０に示すように、第２の多重化手段９
１は、畳込み符号器９０から出力された４本のデータ列
を各々２つに分岐する分岐部９１ａ〜９１ｄと、分岐部
９１ａ〜９１ｄで分岐したデータ列のうち２，４，６，
８本目のデータ列を遅延させる遅延部９１ｅ〜９１ｈ
と、遅延部９１ｅ〜９１ｈから出力されたデータ列およ
び９１ａ〜９１ｄで分岐したデータ列のうち１，３，
５，７本目のデータ列を多重化して、ＢＰＳＫ変調器１
３に出力する並直列変換器９１ｉとを備えている。
【００９３】また、第２のダイバーシチ合成手段９２
は、位相補正手段４０から出力された多重データ列を８
本のデータ列に分離して並列に出力する直並列変換器９
２ａと、直並列変換器９２ａから出力された８本のデー
タ列のうち１，３，５，７本目のデータ列を遅延させる
シフトレジスタ９２ｂ〜９２ｅと、シフトレジスタ９２
ｂから出力されたデータ列と直並列変換器９２ａから出
力された２本目のデータ列とを合成してビタビ復号手段
６０に出力する合成回路９２ｆとを備えている。
【００９４】さらに、第２のダイバーシチ合成手段９２
は、シフトレジスタ９２ｃから出力されたデータ列と直
並列変換器９２ａから出力された４本目のデータ列とを
合成してビタビ復号手段６０に出力する合成回路９２ｇ
と、シフトレジスタ９２ｄから出力されたデータ列と直
並列変換器９２ａから出力された６本目のデータ列とを
合成してビタビ復号手段６０に出力する合成回路９２ｈ
と、シフトレジスタ９２ｅから出力されたデータ列と直
並列変換器９２ａから出力された８本目のデータ列とを
合成してビタビ復号手段６０に出力する合成回路９２ｉ
とを備えている。
【００９５】図１に示す実施の形態１では、畳込み符号
器１１の符号化率Ｒを１／２としたが、これは必ずしも
１／２である必要はない。例えば、符号化率を高めるた
めに畳込み符号化ビットの一部を周期的に消去すること
によって得られるビタビ復号用パンクチャド符号を行な
って、Ｒを３／４にしてもよい。パンクチャド符号化す
れば符号化率を高めることができるため、伝送効率を向
上させることができる。そこで、図１０に示す実施の形
態４では、畳込み符号器９０の符号化率Ｒを１／４とし
ている。その結果、符号化率Ｒを１／２とした場合に比
べて、誤り訂正能力を向上させることができる。
【００９６】また、畳込み符号器９０から出力された４
本のデータ列は、第２の多重化手段９１の分岐部９１ａ
〜９１ｄで８本のデータ列に分岐されて、並直列変換器
９１ｉに入力される。並直列変換器９１ｉでは、これら
のデータ列が１本の多重化データ列に多重化されて、Ｂ
ＰＳＫ変調器１３に出力される。従って、並直列変換器
９１ｉの出力は、入力データ列の８倍のデータレートと
なる。また、直並列変換器９２ａでは、１本の多重化デ
ータ列を８本のデータ列に分離させる。従って、直並列
変換器９２ａの出力のデータレートは入力データ列の１
／８のデータレートとなる。
【００９７】実施の形態５．次に、実施の形態５に係る
通信システムについて説明する。図１１は、送信機に内
蔵された畳込み符号器１１、第３の多重化手段９３およ
びＢＰＳＫ変調器１３と、受信機に内蔵された位相補正
手段４０、第３のダイバーシチ合成手段９４およびビタ
ビ復号手段６０とを示すブロック図である。なお、この
実施の形態５の通信システムが図１に示す通信システム
１と異なるのは、多重化手段１２およびダイバーシチ合
成手段５０の代わりに、第３の多重化手段９３および第
３のダイバーシチ合成手段９４が設けられている点であ
り、その他の構成については、通信システム１と同一又
は同等である。
【００９８】図１１に示すように、第３の多重化手段９
３は、畳込み符号器１１から出力された２本のデータ列
を各々２つに分岐する分岐部９３ａ，９３ｂと、分岐部
９３ａ，９３ｂで分岐した４本のデータ列のうち２本目
から４本目のデータ列を、順番にＴ，２Ｔ，３Ｔ（Ｔは
所定時間）の時間だけ遅延させる遅延部９３ｃ〜９３ｅ
と、分岐部９３ａで分岐した１本目のデータ列と遅延部
９３ｃ〜９３ｅから出力された３本のデータ列とを順番
を変えずに多重化して、ＢＰＳＫ変調器１３に出力する
並直列変換器９３ｆとを備えている。
【００９９】また、第３のダイバーシチ合成手段９４
は、位相補正手段４０から出力された多重データ列を４
本のデータ列に分離して並列に出力する直並列変換器９
４ａと、直並列変換器９４ａから出力された４本のデー
タ列のうち１本目から３本目のデータ列を、順番に３
Ｔ，２Ｔ，Ｔ（Ｔは所定時間）の時間だけ遅延させるシ
フトレジスタ９４ｂ〜９４ｄと、シフトレジスタ９４
ｂ，９４ｃから出力されたデータ列を合成してビタビ復
号手段６０に出力する合成回路９４ｅと、シフトレジス
タ９４ｄから出力されたデータ列と直並列変換器９４ａ
から出力された４本目のデータ列とを合成してビタビ復
号手段６０に出力する合成回路９４ｆとを備えている。
【０１００】図１に示す実施の形態１では、送信機１０
および受信機２０の回路内で与える遅延時間をＮビット
のデータ期間に等しい時間Ｔとしたが、これは必ずしも
Ｔである必要はなく、例えば、４本のデータ列に対して
０，Ｔ，２Ｔ，３Ｔの遅延時間を第３の多重化手段９３
で与え、第３のダイバーシチ合成手段９４で与える遅延
時間を３Ｔ，２Ｔ，Ｔ，０として、データのタイミング
を合わせてもよい。このように、データ列ごとに異なる
遅延時間を与えることによって、時間ダイバーシチによ
るダイバーシチ効果を高めることができる。
【０１０１】実施の形態６．次に、実施の形態６に係る
通信システムについて説明する。図１２は、送信機に内
蔵された畳込み符号器１１、第４の多重化手段９５およ
びＢＰＳＫ変調器１３と、受信機に内蔵された位相補正
手段４０、第４のダイバーシチ合成手段９６およびビタ
ビ復号手段６０とを示すブロック図である。なお、この
実施の形態６の通信システムが図１に示す通信システム
１と異なるのは、多重化手段１２およびダイバーシチ合
成手段５０の代わりに、第４の多重化手段９５および第
４のダイバーシチ合成手段９６が設けられている点であ
り、その他の構成については、通信システム１と同一又
は同等である。
【０１０２】図１２に示すように、第４の多重化手段９
５は、畳込み符号器１１から出力された２本のデータ列
を各々２つに分岐する分岐部９５ａ，９５ｂと、分岐部
９５ａ，９５ｂで分岐した４本のデータ列のうち２本目
から４本目のデータ列を、順番に２Ｔ，Ｔ，３Ｔ（Ｔは
所定時間）の時間だけ遅延させる遅延部９５ｃ〜９５ｅ
と、分岐部９５ａで分岐した１本目のデータ列と遅延部
９５ｃ〜９５ｅから出力された３本のデータ列とを、２
本目と３本目との順番を入れ替えて多重化して、ＢＰＳ
Ｋ変調器１３に出力する並直列変換器９５ｆとを備えて
いる。
【０１０３】また、第４のダイバーシチ合成手段９６
は、位相補正手段４０から出力された多重データ列を４
本のデータ列に分離して並列に出力する直並列変換器９
６ａと、直並列変換器９６ａから出力された４本のデー
タ列のうち１本目から３本目のデータ列を、順番に３
Ｔ，２Ｔ，Ｔ（Ｔは所定時間）の時間だけ遅延させるシ
フトレジスタ９６ｂ〜９６ｄと、シフトレジスタ９６
ｂ，９６ｄから出力されたデータ列を合成してビタビ復
号手段６０に出力する合成回路９６ｅと、シフトレジス
タ９４ｃから出力されたデータ列と直並列変換器９４ａ
から出力された４本目のデータ列とを合成してビタビ復
号手段６０に出力する合成回路９６ｆとを備えている。
【０１０４】図１に示す実施の形態１では、送信機１０
および受信機２０の回路内で与える遅延時間をＮビット
のデータ期間に等しい時間Ｔとしたが、これは必ずしも
Ｔである必要はなく、例えば、４本のデータ列に対して
０，２Ｔ，Ｔ，３Ｔの遅延時間を第４の多重化手段９５
で与え、第４のダイバーシチ合成手段９６で与える遅延
時間を３Ｔ，Ｔ，２Ｔ，０として、データのタイミング
を合わせてもよい。この場合、４本のデータ列のうち２
本目と３本目を入れ替えているので、同一のデータ列間
の遅延量はそれぞれ２Ｔとなり、フェージング等の影響
による受信信号レベルの変動が緩慢な場合は、遅延量が
Ｔの場合と比べて時間ダイバーシチによる改善効果が大
きい。
【０１０５】実施の形態７．次に、実施の形態７に係る
通信システムを説明する。図１３は、実施の形態７の通
信システム１００を示すブロック図である。この実施の
形態７が図１に示す実施の形態１と異なるのは、ＢＰＳ
Ｋ変調器１３から出力される変調信号をスペクトル拡散
して送信信号とする拡散回路（スペクトル拡散手段）１
１０を送信機１０が備えている点と、受信信号をスペク
トル逆拡散して復調器３０に与える逆拡散回路（スペク
トル逆拡散手段）１２０を受信機２０が備えている点で
ある。その他の構成については実施の形態１と同一又は
同等である。なお、実施の形態１と同一又は同等な構成
部分については同一符号を付し、その説明は省略する。
【０１０６】次に、動作について説明する。実施の形態
１と同様に、音声、映像等のデータは音声符号器等によ
りディジタル信号に変換され、送信すべきデータ列とな
る。送信すべきデータ列は符号化率Ｒ＝１／２の畳込み
符号器１１で畳込み符号化される。畳込み符号器１１の
出力である２本のデータ列は、さらにそれぞれ２つに分
けられ、一方のデータ列はそのまま並直列変換器１２ｅ
に入力される。
【０１０７】また、他方のデータ列は遅延時間がＮビッ
トのデータ期間Ｔと等しい遅延器１２ｃ，１２ｄで時間
Ｔの遅延を与えられた後に並直列変換器１２ｅに入力さ
れる。並直列変換器１２ｅは４本の並列な入力データ列
を、入力データ列の４倍のデータレートの、直列のデー
タ列に変換して出力する。並直列変換器１２ｅの出力は
ＢＰＳＫ変調器１３でＢＰＳＫ変調され、拡散回路１１
０に入力されてスペクトル拡散が行なわれる。
【０１０８】図１４に示すように、拡散回路１１０は、
ＰＮ系列を発生させるＰＮ系列発生器１１１と、入力さ
れたＢＰＳＫ変調信号とＰＮ系列とを乗算する乗算器１
１２とを備えている。そして、拡散回路１１０に入力さ
れたＢＰＳＫ変調信号は、乗算器１１２に入力される。
乗算器１１２では、ＰＮ系列発生器１１１から出力され
る変調データレートよりも高いレートのＰＮ系列と、Ｂ
ＰＳＫ変調信号とが掛け合わされ、スペクトル拡散信号
が生成される。
【０１０９】図１５は、ＢＰＳＫ変調信号、ＰＮ系列お
よびスペクトル拡散信号の信号波形とスペクトル形状と
を示した図である。（ａ）に示す狭帯域スペクトルを持
つＢＰＳＫ変調信号は、（ｂ）に示す変調データレート
よりも高いレートのＰＮ系列と掛けあわされて、（ｃ）
に示すスペクトル拡散信号に変換される。図１５に示す
ように、スペクトル拡散信号はＢＰＳＫ変調信号と比べ
て広帯域の信号となる。
【０１１０】拡散回路１１０から出力されたスペクトル
拡散信号は、高周波増幅器等（図示せず）で電力増幅さ
れた後に送信される。送信された信号は、受信機２０で
受信され、高周波増幅器等（図示せず）で電力増幅され
た後に逆拡散回路１２０へ入力されて、スペクトルの逆
拡散が行なわれる。
【０１１１】図１６に示すように、逆拡散回路１２０
は、ＰＮ系列を発生させるＰＮ系列発生器１２１と、入
力された受信拡散信号とＰＮ系列とを乗算する乗算器１
２２と、ＰＮ系列発生器１２１から出力されるＰＮ系列
が送信機１０のＰＮ系列と同期するように制御する時間
弁別回路１２３とを備えている。そして、逆拡散回路１
２０に入力された受信拡散信号は、時間弁別回路１２３
に入力され、ＰＮ系列発生器１２１から出力されるＰＮ
系列が送信機のＰＮ系列と同期するようにＰＮ系列発生
器１２１を制御する。また、受信拡散信号は乗算器１２
２に入力され、ＰＮ系列発生器１２１から出力されたＰ
Ｎ系列と受信拡散信号とが掛け合わされて、ＢＰＳＫ変
調信号が出力される。
【０１１２】図１７は、受信信号、送信機１０と同期し
たＰＮ系列およびＢＰＳＫ変調信号の信号波形とスペク
トル形状とを示した図である。図１７において、（ａ）
に示す受信信号は、広帯域の希望波以外に狭帯域の他局
からの妨害波が混入しているものと仮定する。この受信
信号に、（ｂ）のような送信機と同期したＰＮ系列を掛
けあわせることで相関受信を行ない、（ｃ）に示す狭帯
域スペクトルを持つＢＰＳＫ変調信号を得ることができ
る。
【０１１３】このとき、他局からの妨害波は送信側で拡
散されていないために相関受信されず、スペクトル拡散
されて（ｃ）に示すように低レベルの信号に変換され
る。すなわち、送信側でスペクトル拡散を行ない、受信
側で逆拡散を行なうスペクトル拡散システムとすること
で、他局からの妨害による影響を軽減でき、秘匿性の高
い通信を実現できる。
【０１１４】逆拡散回路１２０から出力されたＢＰＳＫ
変調信号は、復調器３０に入力されて、各状態毎に位相
補正され、位相補正された出力はシフトレジスタでタイ
ミングを揃えて合成される。合成出力はビタビ復号さ
れ、最尤復号結果が復調器３０から出力される。復調器
３０の出力は音声復号器等により復号され、音声、映像
等のデータとして出力される。
【０１１５】以上の動作において、各状態毎に位相補正
後の受信信号タイミングを揃えて合成を行ない、従来例
の同期検波機能を有するビタビ復号器と同様に、位相補
正量をより確からしいパスに沿って更新することに加
え、シフトレジスタの中身も同様に更新することで、ビ
タビ復号の最尤パスに沿った同期検波と時間ダイバーシ
チを同時に実現することが可能となる。
【０１１６】その結果、従来例では不可能であったビタ
ビ復号の状態毎に同期検波を行なう方式の時間ダイバー
シチシステムへの適用が可能となり、良好な特性を実現
できる。さらに、送信時及び受信時に、それぞれスペク
トルの拡散及び逆拡散を行ない、スペクトル拡散通信シ
ステムとすることで、干渉や妨害に強く、また秘匿性に
優れた通信システムを提供することが可能となる。
【０１１７】なお、上記実施の形態７では、送信機１０
でＢＰＳＫ変調を行なった後にスペクトル拡散を行な
い、受信機２０で逆拡散を行なった後に同期検波を行な
う構成としたが、これは必ずしもこの順番である必要は
なく、スペクトル拡散を行なった後にＢＰＳＫ変調を行
ない、同期検波を行なった後に逆拡散を行なう構成とし
てもよい。
【０１１８】
【発明の効果】本発明に係る復調器および通信システム
は、以上のように構成されているため、次のような効果
を得ることができる。すなわち、ビタビ復号器の状態毎
に時間ダイバーシチのためのシフトレジスタと同期検波
のためのメモリを内包することにより、同期検波の後で
ダイバーシチ合成を行なうことを可能とし、フェージン
グによる位相変動がある条件下でも良好な特性を実現で
きる。
【０１１９】また、復号器における合成回路を最大比合
成とすることで、大きなダイバーシチ効果を得ることが
できる。さらに、復号器における合成回路を選択合成と
することで、小さな回路構成を実現することができる。
さらに、畳込み符号としてパンクチャド符号を採用して
符号化率を上げることによって、伝送効率を向上させる
ことができる。また、符号化率を下げることによって、
誤り訂正能力を向上させることができる。
【０１２０】さらに、時間ダイバーシチのために送受信
機で与える遅延時間を、分離した系列間で異なる量とす
ることによって、時間ダイバーシチのダイバーシチ効果
を向上させることができる。さらに、時間ダイバーシチ
のために送受信機で与える遅延時間を、同一系列間で最
大とすることによって、変動が緩慢なフェージングに対
する特性改善効果を大きくすることができる。
【０１２１】さらに、変調信号をスペクトル拡散し、受
信信号を復調前に逆拡散するスペクトル拡散通信システ
ムとすることによって、耐妨害性能を向上し、秘匿性を
高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態１に係る通信システムの構成を示す
ブロック図である。
【図２】復調器の構成を示すブロック図である。
【図３】時間Ｔの遅延を与えたデータ列と、並直列変換
器の出力との時間変化を示した図である。
【図４】送信側で遅延を与えられていない受信信号系列
と、送信側で遅延Ｔを与えられた受信信号系列との時間
変化を示した図である。
【図５】等利得合成を行なう合成回路の構成を示すブロ
ック図である。
【図６】位相誤差計算回路における位相誤差を示す信号
空間図である。
【図７】最大比合成を行なう合成回路の構成を示すブロ
ック図である。
【図８】ベクトル加算器による重み付け加算を示す図で
ある。
【図９】選択合成を行なう合成回路の構成を示すブロッ
ク図である。
【図１０】実施の形態４に係る通信システムを示すブロ
ック図である。
【図１１】実施の形態５に係る通信システムを示すブロ
ック図である。
【図１２】実施の形態６に係る通信システムを示すブロ
ック図である。
【図１３】実施の形態７に係る通信システムを示すブロ
ック図である。
【図１４】拡散回路の構成を示すブロック図である。
【図１５】ＢＰＳＫ変調信号、ＰＮ系列およびスペクト
ル拡散信号の信号波形とスペクトル形状とを示す図であ
る。
【図１６】逆拡散回路の構成を示すブロック図である。
【図１７】受信信号、ＰＮ系列およびＢＰＳＫ変調信号
の信号波形とスペクトル形状とを示す図である。
【図１８】従来技術に係る復号器を内蔵した受信機を示
すブロック図である。
【図１９】（ａ）（ｂ）は、同期検波回路で行なわれる
符号の判定を示す図である。
【図２０】同期検波回路の構成を示すブロック図であ
る。
【図２１】搬送波再生回路の構成を示すブロック図であ
る。
【図２２】（ａ）〜（ｄ）は、受信信号の分布を示す信
号空間図である。
【図２３】ビタビ復号器の構成を示すブロック図であ
る。
【図２４】同期検波機能を有するビタビ復号器を内蔵し
た受信機を示すブロック図である。
【図２５】同期検波機能を有するビタビ復号器における
状態ｋから状態ｍへの遷移を示すブロック図である。
【図２６】時間ダイバーシチシステムの構成を示すブロ
ック図である。
【図２７】同期検波回路に入力される前の受信信号の信
号空間を示す図である。
【符号の説明】
１…通信システム、１０…送信機、１１…畳込み符号器
（畳込み手段）、１２…多重化手段、１３…ＢＰＳＫ変
調器（変調手段）、２０…受信機、３０…復調器、４０
…位相補正手段、４１…位相補正メモリ、４２…乗算器
（乗算部）、５０…ダイバーシチ合成手段、５１…直並
列変換器（分離部）、５２，５３…シフトレジスタ（遅
延部）、５４，５５…合成回路（合成部）、６０…ビタ
ビ復号手段、７１…絶対値検出器、７５…ベクトル加算
器、８１，８２…レベル検出器、８４…選択回路（デー
タ列選択器）、９０…畳込み符号器（第２の畳込み手
段）、９１…第２の多重化手段、９２…第２のダイバー
シチ合成手段、９３…第３の多重化手段、９４…第３の
ダイバーシチ合成手段、９５…第４の多重化手段、９６
…第４のダイバーシチ合成手段、１１０…拡散回路（ス
ペクトル拡散手段）、１２０…逆拡散回路（スペクトル
逆拡散手段）。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J065 AA01 AB01 AC02 AD10 AF02 AH06 AH09 AH14 AH15 AH18 5K004 AA05 FA03 FA21 FD05 FJ13 5K059 CC07 DD33 DD35 DD39 EE01 EE02 EE03

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 同一内容を有する複数のデータ列を相互
    に時間差を設けて多重化した多重化データ列を復調する
    復調器において、 前記多重化データ列の位相を補正する位相補正手段と、 前記位相補正手段から出力された多重化データ列を複数
    のデータ列に分離させると共に、これらのデータ列の時
    間差を戻して合成するダイバーシチ合成手段と、 前記ダイバーシチ合成手段から出力された合成信号をビ
    タビ復号するビタビ復号手段とを備えることを特徴とす
    る復調器。
  2. 【請求項２】 前記位相補正手段は、 位相補正量データを保持する位相補正メモリと、 前記位相補正メモリから読み出した前記位相補正量デー
    タと前記多重化データ列とを乗算する乗算部とを備える
    ことを特徴とする請求項１記載の復調器。
  3. 【請求項３】 前記ダイバーシチ合成手段は、 前記多重化データ列を分離し、複数のデータ列を出力す
    る分離部と、 前記分離部から出力された前記複数のデータ列のうち、
    少なくとも一のデータ列を前記時間差に対応した時間だ
    け遅延させる遅延部と、 前記遅延部により遅延されたデータ列と前記遅延部によ
    り遅延されずに前記分離部から出力されたデータ列とを
    合成する合成部とを備えることを特徴とする請求項１記
    載の復調器。
  4. 【請求項４】 前記合成部は、入力されたデータ列の絶
    対値を検出する絶対値検出器と、前記絶対値検出器で検
    出された絶対値に基づいて、データ列に重み付けした後
    に合成するベクトル加算器とを備えることを特徴とする
    請求項３記載の復調器。
  5. 【請求項５】 前記合成部は、入力されたデータ列の受
    信レベルを検出するレベル検出器と、前記レベル検出器
    で検出された受信レベルに基づいて、前記遅延部により
    遅延されたデータ列と前記遅延部により遅延されずに前
    記分離部から出力されたデータ列とのいずれか一方を選
    択するデータ列選択器とを備えることを特徴とする請求
    項３記載の復調器。
  6. 【請求項６】 入力された信号を変調して送信する送信
    機と、前記送信機が送信した信号を受信してこの受信信
    号を復調する受信機とを備える通信システムにおいて、 前記送信機は、 入力された信号を畳込み符号化してデータ列を出力する
    畳込み手段と、 前記畳込み手段から出力されたデータ列を分岐して、互
    いに時間差を設けて多重化する多重化手段と、 前記多重化手段で生成された多重化データ列を変調して
    送信信号とする変調手段とを備え、 前記受信機は、 前記受信信号の位相を補正する位相補正手段と、 前記位相補正手段から出力された信号を複数のデータ列
    に分離させると共に、これらのデータ列の時間差を戻し
    て合成するダイバーシチ合成手段と、 前記ダイバーシチ合成手段から出力された合成信号をビ
    タビ復号するビタビ復号手段とを備えることを特徴とす
    る通信システム。
  7. 【請求項７】 入力された信号を変調して送信する送信
    機と、前記送信機が送信した信号を受信してこの受信信
    号を復調する受信機とを備える通信システムにおいて、 前記送信機は、 入力された信号を符号化率１／４で畳込み符号化して４
    本のデータ列を出力する第２の畳込み手段と、 前記第２の畳込み手段から出力された各データ列を各々
    ２つに分岐し、互いに時間差を設けて多重化する第２の
    多重化手段と、 前記第２の多重化手段で生成された多重化データ列を変
    調して送信信号とする変調手段とを備え、 前記受信機は、 前記受信信号の位相を補正する位相補正手段と、 前記位相補正手段から出力された信号を８本のデータ列
    に分離させると共に、これらのデータ列の時間差を戻し
    て合成する第２のダイバーシチ合成手段と、 前記第２のダイバーシチ合成手段から出力された合成信
    号をビタビ復号するビタビ復号手段とを備えることを特
    徴とする通信システム。
  8. 【請求項８】 入力された信号を変調して送信する送信
    機と、前記送信機が送信した信号を受信してこの受信信
    号を復調する受信機とを備える通信システムにおいて、 前記送信機は、 入力された信号を畳込み符号化して２本のデータ列を出
    力する畳込み手段と、 前記畳込み手段から出力されたデータ列を各々２つに分
    岐して並行な４本のデータ列とし、２本目から４本目の
    データ列を順番にＴ，２Ｔ，３Ｔ（Ｔは所定時間）の時
    間だけ遅延させると共に、これらのデータ列を多重化す
    る第３の多重化手段と、 前記第３の多重化手段で生成された多重化データ列を変
    調して送信信号とする変調手段とを備え、 前記受信機は、 前記受信信号の位相を補正する位相補正手段と、 前記位相補正手段から出力された信号を４本のデータ列
    に分離させると共に、これらのデータ列の時間差を戻し
    て合成する第３のダイバーシチ合成手段と、 前記第３のダイバーシチ合成手段から出力された合成信
    号をビタビ復号するビタビ復号手段とを備えることを特
    徴とする通信システム。
  9. 【請求項９】 入力された信号を変調して送信する送信
    機と、前記送信機が送信した信号を受信してこの受信信
    号を復調する受信機とを備える通信システムにおいて、 前記送信機は、 入力された信号を畳込み符号化して２本のデータ列を出
    力する畳込み手段と、 前記畳込み手段から出力されたデータ列を各々２つに分
    岐して並行な４本のデータ列とし、２本目から４本目の
    データ列を順番に２Ｔ，Ｔ，３Ｔ（Ｔは所定時間）の時
    間だけ遅延させると共に、これらのデータ列を順序を入
    れ替えて多重化する第４の多重化手段と、 前記第４の多重化手段で生成された多重化データ列を変
    調して送信信号とする変調手段とを備え、 前記受信機は、 前記受信信号の位相を補正する位相補正手段と、 前記位相補正手段から出力された信号を４本のデータ列
    に分離させると共に、これらのデータ列の時間差および
    順番を戻して合成する第４のダイバーシチ合成手段と、 前記第４のダイバーシチ合成手段から出力された合成信
    号をビタビ復号するビタビ復号手段とを備えることを特
    徴とする通信システム。
  10. 【請求項１０】 入力された信号を変調して送信する送
    信機と、前記送信機が送信した信号を受信してこの受信
    信号を復調する受信機とを備える通信システムにおい
    て、 前記送信機は、 入力された信号を符号化して複数のデータ列を出力する
    畳込み手段と、 前記畳込み手段から出力された各データ列を分岐し、互
    いに時間差を設けて多重化する多重化手段と、 前記多重化手段で生成された多重化データ列を変調する
    変調手段と、 前記変調手段で変調された変調信号をスペクトル拡散し
    て送信信号とするスペクトル拡散手段とを備え、 前記受信機は、 前記受信信号をスペクトル逆拡散するスペクトル逆拡散
    手段と、 前記スペクトル逆拡散手段から出力された信号の位相を
    補正する位相補正手段と、 前記位相補正手段から出力された信号を複数のデータ列
    に分離させると共に、これらのデータ列の時間差を戻し
    て合成するダイバーシチ合成手段と、 前記ダイバーシチ合成手段から出力された合成信号をビ
    タビ復号するビタビ復号手段とを備えることを特徴とす
    る通信システム。
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