JP3029226B2

JP3029226B2 - 周波数ダイバーシチ伝送装置

Info

Publication number: JP3029226B2
Application number: JP19735293A
Authority: JP
Inventors: 繁冨里; 博鈴木
Original assignee: エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社
Priority date: 1993-08-09
Filing date: 1993-08-09
Publication date: 2000-04-04
Anticipated expiration: 2015-04-04
Also published as: JPH0758727A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は移動通信に利用する。特
にフェージング変動を克服するための周波数ダイバーシ
チ伝送に関する。

【０００２】

【従来の技術】移動通信などの無線通信においては、フ
ェージング変動を克服するため、従来からダイバーシチ
技術が用いられている。ダイバーシチ技術としては、空
間ダイバーシチと周波数ダイバーシチとが広く知られて
いる。また、周波数ダイバーシチ効果を得る技術とし
て、マルチキャリア伝送方式および周波数ホッピング
（Freqency Hopping: ＦＨ）伝送方式が知られている。
さらに、周波数ホッピング伝送方式には、１シンボルの
情報に対して１回以上の周波数ホッピングを行う高速周
波数ホッピング（ＦＦＨ： Fast FH）と、数シンボル以
上の信号をもとにして形成されたバースト信号ごとに周
波数ホッピングを行う低速周波数ホッピング（ＳＦＨ：
Slow FH）とがある。特に高速周波数ホッピングは、１
シンボルごとに周波数ダイバーシチ効果が得られるの
で、極めて安定した伝送路を形成できる。

【０００３】図１３は高速周波数ホッピングを用いた周
波数ダイバーシチ伝送装置の従来例を示すブロック構成
図である。

【０００４】この装置は送信装置と受信装置とを備え、
送信装置には、直交変調器２０１、周波数シンセサイザ
２０２、周波数制御回路２０３および帯域通過フィルタ
２０４を備える。直交変調器２０１は、入力されたシン
ボル系列を周波数シンセサイザ２０２の発生したキャリ
ア周波数により変調する。周波数シンセサイザ２０２の
発生する周波数は周波数制御回路２０３により制御さ
れ、入力されたシンボル系列の１シンボル期間にＫ個の
異なる周波数を所定の順序で発生する。直交変調器２０
１の出力は帯域通過フィルタ２０４を通過してアンテナ
から送信される。送信される被変調信号は１シンボルが
Ｋチップからなる信号である。ここで、Ｋ＝４とする。

【０００５】受信装置はミキサ２０５、ローカル発振器
２０６、帯域通過フィルタ２０７および二乗検波回路２
０８をＫ＝４系統備え、この４系統の信号を結合する合
成回路２０９を備える。アンテナで受信された信号は４
個のミキサ２０５に分配される。この４個のミキサ２０
５にはそれぞれローカル発振器２０６からのローカル周
波数が供給される。ミキサ２０５の出力を帯域通過フィ
ルタ２０７に入力し、高速周波数ホッピング信号のチッ
プ信号を抽出する。この抽出されたチップ信号を二乗検
波回路２０８により二乗検波してレベルを取り出し、合
成回路２０９により、１シンボルにわたるチップのレベ
ル和を検出出力とする。

【０００６】高速周波数ホッピングの復調方式として
は、コヒーレント検波とノンコヒーレント検波の二つの
方法が考えられる。ノンコヒーレント検波は、チップの
キャリア位相をみていないので、位相を含めて検波を行
うコヒーレント型に比べて伝送特性が劣化する。例えば
ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying ）の場合、ノン
コヒーレント検波では、コヒーレント検波に比べて同一
の誤り率を得るのにキャリア対雑音比（ＣＮＲ：Carrie
r to Noise Ratio）で６ｄＢ程度劣化することがわかっ
ている。しかし、実際の移動無線においては、伝送路の
フェージング変動が速いためキャリアの同期が難しく、
上述したようなノンコヒーレント検波が用いられてき
た。

【０００７】本発明者らは、周波数ホッピング信号をコ
ヒーレント検波することのできる方式について発明し、
特願平４−３１２３１７に開示した。また、個々のシン
ボルを分割したチップを符号化することによりさらに優
れた伝送特性を得る技術についても、特願平５−１４５
１２７に開示した。この出願に開示した技術について以
下に説明する。

【０００８】図１４は特願平５−１４５１２７に開示さ
れた周波数ダイバーシチ伝送装置を示すブロック構成図
である。この従来例は、周波数ホッピングにより周波数
ダイバーシチ効果を得る。

【０００９】この従来例装置は、入力シンボル系列の個
々のシンボルをＫ個（Ｋは２以上の整数）のキャリア周
波数により変調して送信する送信装置１と、この送信装
置の送信信号を受信してＫ種類のキャリア周波数にそれ
ぞれ同期するＫ種類のローカル周波数により復調する受
信装置２とを備える。送信装置１は、符号器１１、直交
変調器１２、周波数シンセサイザ１３、周波数制御回路
１４および帯域通過フィルタ１５を備え、受信装置２
は、ミキサ２１、周波数シンセサイザ２２、周波数制御
回路２３、帯域通過フィルタ２４、ＩＱ検波器２５およ
び復調回路２６を備える。

【００１０】送信装置１の入力端子に入力されるシンボ
ル系列ｂ(t) は、ｂ(t) ＝ｂ_i(t) ＋ｊｂ_q(t) …（１）で表され、これが符号器１１に入力される。符号器１１
は、このシンボル系列ｂ(t) をＫ個の符号化されたチッ
プに分割し、符号化チップ信号を生成する。符号化には
ウォルシュ(Walsh）関数などの直交関数が用いられる。
符号化チップ信号は直交変調器１２に入力される。直交
変調器１２では、周波数シンセサイザ１３から出力され
たキャリア信号ｃ_t(t) をローカルキャリアとして用
い、チップ変調波Ｓ(t) を生成する。ｋ番目（１≦ｋ≦
Ｋ）のチップに対するキャリア信号の周波数をω_kと
し、初期位相をφ_kとすると、ｃ_t(t) は、ｃ_t(t) ＝ｅｘｐ〔ｊω(t) ｔ＋φ(t) 〕 …（２）となる。ただし、 ω(t) ＝ω_k，ｉＴ＋（ｋ−１）Ｔ／Ｋ≦ｔ＜ｉＴ＋ｋＴ／Ｋ …（３ａ） φ(t) ＝φ_k，ｉＴ＋（ｋ−１）Ｔ／Ｋ≦ｔ＜ｉＴ＋ｋＴ／Ｋ …（３ｂ）である。キャリア信号ｃ_t(t) の周波数は周波数制御回
路１４から出力される制御信号に応じて切り換えられ
る。チップ変調波Ｓ(t) は、Ｓ(t) ＝ｂ(t) ｃ_t(t) …（４）となる。キャリア信号の周波数ω_kはあらかじめ定めら
れた順序でチップごとに変化する。その値は、システム
帯域Ｗ_R全体にわたって分布させるとともに、ｋ≠ｋ’
に対してω_k≠ω_k'とし、なるべく周波数を離したほう
がダイバーシチ効果がある。特に、周波数をシステム帯
域Ｗ_Rに均等に配置すると、ランダムなフェージングに
対して大きなダイバーシチ効果が期待される。ただし、
フェージングが変動しない場合には、レベルが低下して
いない帯域を選択してω_kを配置するなど、不均一に配
置した方が特性の改善が大きくなると期待される。ま
た、各ホッピング周波数ごとの位相については保存され
ており、この位相制御についても周波数制御回路１４に
より行う。

【００１１】以上のようにＫ回ホッピングしてＫチップ
により１つのシンボルを形成している伝送チャネルを以
下「ホッピングチャネル」という。チップの帯域がシス
テム帯域Ｗ_RでＮ_c個とれるとすると、ポッピングチャ
ネルの数はＮ_H＝Ｎ_c／Ｋとなる。各ホッピングチャネ
ルには最大でＫユーザを多重化できる。

【００１２】図１５は以上の変調方法をチップ数Ｋ＝４
の場合について示したものである。ここでは、シンボル
ｂ_iがＴごとに「１」、「−１、「１」に変化している
例を示す。これらのシンボルを１シンボルあたり４チッ
プに分割する。説明を簡単にするため、符号化を直交ウ
ォルシュ関数で行うこととする。したがって、符号化チ
ップ信号はシンボルと同一波形となる。次に、各々のチ
ップに周波数と初期位相が各々ｆ₁とφ₁、ｆ₂と
φ₂、ｆ₃とφ₃、ｆ₄とφ₄のキャリア信号を割り当
てて変調を行い、チップ変調波を得る。この動作を各シ
ンボルに対して繰り返すことにより、高速周波数ホッピ
ング方式の送信波が生成される。

【００１３】図１６はその時間−周波数平面上の信号を
示す。

【００１４】再び図１４を参照して説明する。受信装置
により受信される受信波は、伝送路のフェージングによ
る複素包絡線変動成分Ａ(t) と、熱雑音ｎ(t) とを用い
て、ｒ_x(t) ＝Ａ(t) Ｓ(t) ＋ｎ(t) …（５）で示される。ただし、Ａ(t) ＝Ａ_k(t) ，ｉＴ＋（ｋ−１）Ｔ／Ｋ≦ｔ＜ｉＴ＋ｋＴ／Ｋ …（６ａ）Ａ_k(t) ＝｜Ａ_k(t) ｜ｅｘｐ｛ｊＡｒｇ〔Ａ_k(t) 〕｝ …（６ｂ）である。受信波はミキサ２１に入力され、ここで周波数
シンセサイザ２２の出力ｃ_r(t) により逆ホッピングさ
れる。ｃ_r(t) は、送信機におけるキャリア信号ｃ
_t(t) を用いて、ｃ_r(t) ＝ｃ_t(t) ｅｘｐ〔ｊφ₀(t) 〕 …（７）で示される。φ₀(t) は送受信間における周波数シンセ
サイザ１３、２２の位相差であるが、ここでは周波数シ
ンセサイザ１３、２２の初期位相は完全に制御されてい
ると仮定し、 φ₀(t) ＝φ₀ …（８）とする。受信用の周波数シンセサイザ２２の周波数は、
周波数制御回路２３からの制御信号により送信側のホッ
ピングパターンに同期させて切り換えられる。ミキサ２
１の出力は帯域通過フィルタ２４を通過し、ＩＱ検波器
２５によって準同期検波される。準同期検波された複素
包絡線信号ｒ(t) は、ｒ(t) ＝ｒ_x(t) ｃ_r ^*(t) ＝Ａ(t) Ｓ(t) ｃ_r ^*(t) ＋ｎ(t) ｃ_r ^*(t) ＝Ｓ_r(t) ＋ｎ_r(t) …（９）で表せる。このとき、Ｓ_r(t) ＝Ａ(t) ｂ(t) ｅｘｐ（−ｊφ₀） …（１０）である。復調回路２６では、この複素包絡線信号ｒ(t)
におけるトレーニング信号を用いてチャネル同定を行
い、その結果に基づいてシンボルを判定することにより
復調を行う。復調の具体例は後述する。

【００１５】図１７は受信装置における受信無線周波数
ｆ_R、受信中間周波数ｆ_IF、システム帯域幅Ｗ_R、中間
周波数帯域幅幅Ｗ_IFの関係を表す。この図はチップ数Ｋ
＝４の場合の例を示す。Ｋチップに拡散された信号の帯
域は、拡散しないときの信号帯域幅をＷ_Sとすると、そ
のＫ倍になっている。ここでは４倍である。この図では
ホッピングしている信号はシステム帯域幅Ｗ_Rの帯域に
均等に配置されている。これを中間周波数帯に変換する
とき、そのキャリア周波数がすべてｆ_IFになるように周
波数シンセサイザ２２の周波数を制御する。

【００１６】図１８は周波数シンセサイザ１３、２２と
して用いられる高速周波数ホッピング用周波数シンセサ
イザの一例を示すブロック構成図である。この例はダイ
レクト・ディジタル・シンセサイザ（ＤＤＳ：Direct D
igital Synthesizer）を用いたものであり、フェーズア
キュミュレータ４１、メモリテーブル４２、ディジタル
・アナログ変換器４３および低域通過フィルタ４４を備
える。フェーズアキュミュレータ４１は、周波数制御入
力に応答してメモリテーブル４２の読み出しアドレスを
指定する。メモリテーブル４２の出力はディジタル・ア
ナログ変換器４３によりアナログ信号に変換され、低域
通過フィルタ４４を通って出力される。

【００１７】メモリテーブル４２としては例えば正弦波
形が記憶された読出専用メモリを用い、その読み出しア
ドレスの指定方法により、任意の周波数のキャリア信号
を生成する。メモリテーブル４２には、例えば図１９に
示すような正弦波形のサンプル値が書き込まれている。
この図では簡略化してサンプリング数を１６としてお
り、各々のサンプルにはアドレス「０」から「１５」が
対応している。このサンプル値を一定のクロック周期で
読み出す。比較的低い周波数波形を出力する場合には、
例えばアドレスを「０」、「２」、「４」、「６」…と
指定して順番に読み出していく。この波形を図２０に示
す。これより高い周波数波形を出力する場合には、例え
ばアドレスを「０」、「４」、「８」、「１２」…と指
定して順番に読み出していく。このようにアドレス指定
を変えることにより、周波数を変えることができる。

【００１８】図２１はチップ変調手段の別の構成例を示
す。周波数ホッピング時に図１５に示したようにキャリ
ア信号の周波数を瞬間的に切り換えると、チップ変調波
の位相および周波数の変化が急激となる。このため送信
スペクトルはサイドローブを多く含み、広い帯域が必要
となる。そこで、送信スペクトルを狭帯域化することが
望ましい。図２１はそのための構成例を示すものであ
る。ここでもＫ＝４として説明する。

【００１９】この構成例では、チップ変調手段として低
域通過フィルタ７２および直交変調器７３を４系統備
え、直交変調器７３には互いに異なるキャリア周波数が
供給される。また、この系統を切り換えるスイッチ回路
７１および合成する合成回路７４を備える。符号化チッ
プ信号はスイッチ回路７１により各チップごとに４つの
ブランチに分配される。これらの符号化チップ信号を各
々低域通過フィルタ７２で波形整形することにより、狭
帯域な符号化チップ信号波形を形成する。波形整形のイ
ンパルスレスポンスとしては、サンプリング関数、（ル
ート）ロールオフ関数、各種ウインドウ関数がある。特
殊な波形に対しては、その波形をＲＯＭに書き込んでお
き、波形整形を行ってもよい。これらの波形整形された
符号化チップ信号を直交変調器７３で変調し、それを合
成回路７４で合成する。

【００２０】図２２は復調回路２６の一例を示すブロッ
ク構成図である。ここでは線形復調方式を用いた例を示
す。

【００２１】この復調回路は、送信側の符号器１１によ
り符号化された信号を復号化するための復号器８１を備
え、Ｋ個の複素包絡線信号にそれぞれ複素係数を乗算す
る手段としてスイッチ８２、メモリ８３および複素乗算
器８４−１〜８４−４を備え、複素係数が乗算された複
素包絡線信号を合成してシンボルを判定する手段として
合成回路８５および判定回路８６を備え、複素係数をあ
らかじめ定められたパターンのトレーニング信号に対す
る判定結果にしたがって設定する手段として減算器８７
および複素係数制御回路８８を備える。

【００２２】復号器８１は、送信側での符号化に対応し
た復号化を行う。これにより１シンボルに対応するＫチ
ップの複素包絡線信号が得られ、これがスイッチ８２を
介してメモリ８３に蓄積される。スイッチ８２は周波数
制御回路２３の動作に同期して制御される。複素乗算器
８７−１〜８７−４はメモリ８３に記憶された複素包絡
線信号と複素係数制御回路８８により設定された複素係
数ｗ₁〜ｗ₄との乗算を行い、合成回路８５はこの乗算
信号を合成する。判定回路８６は合成回路８５から出力
された合成信号ｙ_iの判定を行い、送信シンボルの復調
を行う。

【００２３】複素係数制御回路８８による複素係数ｗ₁
〜ｗ₄の設定は、減算器８７により判定回路８６の入出
力信号の差分を求め、その誤差をもとに、既知のトレー
ニング信号を用いた最小二乗法により決定する。この具
体的な動作について以下に説明する。

【００２４】複素乗算器８４−１〜８４−４および合成
回路８５は、〔ｉ−１〕の時点で求めた複素係数ベクト
ルｗ_i-1で複素包絡線信号ｒ(t) に重み付けし、それを
合成して合成信号ｙ_iを得る。この合成信号ｙ_iは、ｙ_i＝ｗ_i-1ｒ_i ^H …（１１）と表される。ｗ_i-1、ｒ_i ^Hはベクトルであり、ｒ_i ^H＝（ｒ₁ ^*，ｒ₂ ^*，ｒ₃ ^*，ｒ₄ ^*）ｗ_i-1＝（ｗ₁，ｗ₂，ｗ₃，ｗ₄） …（１２）である。肩文字のＨは複素共役転置を表す。この合成信
号ｙ_iの判定を行い、判定結果ｄ_iを出力する。この判
定結果ｄ_iと合成信号ｙ_iとを用いて、ｅ_i＝ｄ_i−ｙ
_i …（１
３）により誤差ｅ_iを計算する。この誤差ｅ_iを被素係
数制御回路８８に入力し、例えば最小二乗法に基づいて
複素係数ベクトルｗ_iを計算する。理想的には、複素係
数ベクトルｗ_iの各成分ｗ_kは複素包絡線成分Ａ_kに対
してほぼＡ_k ^*に等しくなる。この複素係数ベクトルｗ
_iを用いて合成信号ｙ_i+1を求める。以上の動作を繰り
返すことによりシンボルの復調が行われる。

【００２５】複素係数ベクトルｗ_iの値は、最初にトレ
ーニング信号を用いて収束させる。このトレーニング過
程では、式（１３）のｄ_iとして実際の判定値を用いる
のではなく、受信側で既知のトレーニング信号を用い
る。これにより、誤判定の確率がなくなり、確実に収束
させることができる。トレーニング信号としては、自己
相関関数が１つのピークをもつものが望ましい。

【００２６】図２３は基地局から移動局への下り伝送時
における信号形式を示す。周波数ホッピング方式では、
基地局から移動機への下り伝送時には複数のユーザが時
分割により一つの周波数を使用することになる。図２３
ではチップ数Ｋ＝４とし、ユーザ数Ｍ＝４の場合を示
し、ｍ番目（ｍ＝１、…、Ｍ）のユーザのｋ番目（ｋ＝
１、…、Ｋ）の符号化チップ信号をｍ−ｋと表す。例え
ば１番目のユーザへの信号について、１番目の符号化チ
ップ信号を送信するために周波数ｆ₁を使用し、２番
目、３番目、４番目の符号化チップ信号を送信するため
に、それぞれ周波数ｆ₂、ｆ₃、ｆ₄を使用する。

【００２７】図２４はこのような信号を送信するための
チップ変調手段の構成例を示す。この構成例はＴＤＭＡ
方式の送信機を利用したものであり、多重化回路１０１
と、４系統の変調器１０２および発振器１０３と、４系
統の信号を結合する合成器１０４とを備える。４系列の
ユーザ信号ｂ₁(t) 、ｂ₂(t) 、ｂ₃(t) 、ｂ₄(t)
は、それぞれチップごとに周波数ｆ₁(t) 、ｆ₂(t) 、
ｆ₃(t) 、ｆ₄(t) に割り当てられ、別々の変調器１０
２により変調される。このとき、発振器１０３の周波数
はそれぞれｆ₁(t) 、ｆ₂(t) 、ｆ₃(t) 、ｆ₄(t) と
固定でよく、周波数ホッピングする必要はない。

【００２８】Ｋチップの高速周波数ホッピングを行った
場合、信号帯域はＫ倍となるため、周波数利用効率が１
／Ｋに低下する。この効率の低下を改善するため、同一
周波数で複数のシンボル系列を同時に送信することが行
われる。すなわち、同一周波数を複数のユーザで同時に
使用する。このとき、単純に同一周波数を複数のユーザ
で使用すると、他のユーザの信号が干渉するため受信側
で復調が困難となる。そこで符号器１１では、同一周波
数を使用するシンボル系列において互いに直交する信号
をあらかじめ各々のシンボル系列のチップに乗積する。
このような直交信号としては、例えばウォルシュ関数が
用いられる。

【００２９】図２５はチップ数Ｋ＝４、同一周波数を使
用するユーザ数Ｍ＝４の場合の直交関数ｈ_m(t) （ただ
しｍ＝１、…、４）の例を示す。４つのシンボル系列の
それぞれのチップにｈ_m(t) を乗算することにより符号
化チップ信号を生成し、それらを加算することにより多
重化する。ただし、ｈ_m(t) は、チップｋのとき、ｈ_m(t) ＝ｈ_m,k …（１４）であり、 Σｈ_m,kｈ_m,k ^*＝１ …（１５ａ） Σｈ_m,kｈ_m',k ＝０ …（１５ｂ）の正規直交条件を満たすものとする。ただし、Σはｋ＝
１からＫの総和であり、ｈ_m,k ^*はｈ_m,kの複素共役、
ｋ’≠ｋである。

【００３０】このような正規直交条件を満たすｈ_m,kの
系列として特願平５−１４５１２７にはウォルシュ関数
が示されいるが、この関数以外にも多くの関数が利用可
能である。たとえば、ユニタリ行列Ｕを構成するｍ番目
の複素列ベクトルの第ｋ要素をｈ_m,kとすれば、式（１
５ａ）と（１５ｂ）はＵ^HＵ＝Ｉで表される。ただし、
^Hは複素共役転置、Ｉは単位マトリクスである。したが
って、複素数領域における正規直交条件を満たすことに
なり、これを多重化用のコードに用いることができる。
なお、ユニタリ行列の各要素の絶対値がウォルシュ関数
のように「１」になるように規格化されているほうが、
多重化処理が容易になる。ユニタリ行列の各要素の絶対
値が「１」になるコードの例には、実数ベント関数を用
いた構成法が、たとえば、松藤、末広、「Ｂｅｎｔから
導かれる２相および４相直交行列」、電子情報通信学会
研究報告ＳＳＴ９２−７７、１９９３−３に示されてい
る。

【００３１】このような符号化により多重化された信号
を受信するためには、受信装置で直交関数ｈ_m(t) の複
素共役ｈ_m ^*(t) を複素乗算して復号する必要がある。
図２２に示した復号器８１では、複素包絡線信号にｈ_m
^*(t) を複素乗算し、乗算された信号をスイッチ８２に
入力する。このとき、フェージングの影響が小さく各チ
ップのレベルがほぼ同一の場合は複素包絡線成分Ａ_kの
値がほぼ一定となるため、最小二乗法により得られる複
素係数ｗ_kはＡ_k ^*とほぼ等しくなる。したがって、各
複素包絡線は一定の重みで合成されることとなり、式
（１５ａ）によりｍ番目の信号が抽出される。また、ｍ
番目以外の信号は式（１５ｂ）により零となる。また、
フェージングの影響が大きく各複素包絡線信号にレベル
差があるときには、最小二乗法により、レベルの大きい
複素包絡線信号に対してはより大きな重み付けが行われ
る。この場合、合成される各複素包絡線信号のレベルは
等しくならないため、直交条件が成立せず、ｍ番目以外
の信号を完全にキャンセルすることができなくなる。し
かしながら、レベルの大きい複素包絡線信号に対してよ
り大きな重み付けを行う動作は、ダイバーシチ受信にお
ける最大比合成とほぼ等価となるため、ダイバーシチ効
果が期待できる。直交条件が成立せずにキャンセルでき
ない他チャネルの成分がこのダイバーシチ効果により抑
制され、希望チャネル成分を受信できるようになる。

【００３２】以上説明したようにコヒーレント合成にお
いては多重化が可能であり、高速周波数ホッピングに伴
う信号帯域拡大による周波数利用効率の低下を避けるこ
とができる。この性質はコヒーレント処理によるもので
あるから、ノンコヒーレント高速周波数ホッピングには
ない特徴である。

【００３３】同一周波数を複数のユーザで使用する場
合、基地局から各移動局への下り伝送においては、同一
周波数を利用するユーザの信号をベースバンドで符号化
して多重化することがよい。このような符号化回路の構
成を図２６に示す。この符号回路は複素乗算器１２１−
１〜１２１−４と合成器１２２とを備える。ユーザ信号
ｂ₁(t) 〜ｂ₄(t) はそれぞれ複素乗算器１２１−１〜
１２１−４に入力し、それぞれ直交関数ｈ₁(t) 〜ｈ₄
(t) が乗算される。これらの信号は合成器１２２により
合成される。このようにベースバンドで合成することに
より、チップ変調手段が１系統ですむ。

【００３４】図２２に示した線形復調方式では、フェー
ジング変動が大きい場合には複素包絡線レベルが一定で
ないため、上述したように他ユーザの信号のキャンセル
が不十分となることがあり、伝送特性の劣化がある。こ
のようなフェージング変動による劣化を抑制しながら復
調を行うには、最尤判定を用いた非線形復調方式が適し
ている。このような構成例を図２７に示す。

【００３５】図２７に示す復調回路は、シンボル候補を
送信側のチップ符号化手段と同一論理で符号化する符号
器１４０を備え、この符号器１４０の出力からＫ個の複
素包絡線信号のそれぞれに対する推定値を求める手段と
して複素乗算器１３４および複素係数制御回路１３５を
Ｋ系統備え、この推定値と検波されたＫ個の複素包絡線
信号とのそれぞれの減算を行って推定誤差を求める手段
として減算器１３３をＫ個備え、この推定誤差の二乗和
を求める手段としてＫ個の二乗演算回路１３６と加算器
１３７を備え、シンボルパターン候補のある時点から次
の時点への遷移に対応したパスを求め、そのなかから推
定誤差の二乗和が最小となるパスを選択してシンボル判
定を行う最尤推定回路１３８を備え、この最尤推定回路
１３８で求めたパスに対応してシンボル候補を出力する
信号発生器１３９を備える。さらに、検波されたＫ個の
複素包絡線信号をシリアル・パラレル変換するため、ス
イッチ１３１およびメモリ１３２を備える。

【００３６】ここで、ＱＰＳＫを例に説明する。ただ
し、自分の信号が変調されている希望波１波と、他ユー
ザの信号のみが変調されている干渉波がＮ波あるとし、
希望波には自分の信号以外に〔Ｍ−１〕の他ユーザの信
号が多重化され、また、波の干渉波にはそれぞれＭのユ
ーザが多重化されているとする。この場合、他ユーザの
信号の総数は〔Ｎ＋１〕Ｍ−１となる。ＱＰＳＫでは、
自分の信号の送信シンボルパターンとしては４通り考え
られ、他ユーザの信号のシンボルパターンとしては４
^(N+1)M-1通り考えられる。本復調方式では、これらの４
×４^(N+1)M-1通りの送信シンボルパターンの候補の中か
ら、最も確からしいパターンを推定し、シンボルを判定
する。

【００３７】まず、準同期検波されたＫチップの複素包
絡線信号をスイッチ１３１を介してメモリ１３２に蓄積
する。スイッチ１３１は周波数制御回路２３（図１４）
の動作に同期して制御される。この復調方式では、複素
包絡線を線形変換して送信シンボルを直接に推定するの
ではなく、非線形処理により推定する。このため、最尤
推定回路１３８では、自分および他ユーザの信号のシン
ボルパターン候補のある時点から次の時点への遷移に対
応したパスを形成し、そのパスの尤度の比較によりシン
ボル判定を行う。パスの総数はシンボルパターン候補の
総数である４×４^(N+1)M-1となる。

【００３８】信号発生器１３９は、このパス情報に対応
して、自分および他ユーザの信号の総数である（Ｎ＋
１）Ｍ系列のシンボル候補を出力する。符号器１４０
は、信号発生器１３９から出力されたシンボル系列候補
を送信側に対応して符号化し、符号化チップ信号候補を
生成する。複素係数制御回路１３５は、複素包絡線信号
のキャリア成分推定値を求める。この推定値は複素係数
である。また、推定の初期にはトレーニング信号を用い
る。この複素係数と符号化チップ信号候補を複素乗算器
１３４で複素乗算することにより、自分および他ユーザ
の信号の複素包絡線信号に対するレプリカをそれぞれ生
成する。

【００３９】次に、これらの自分および他ユーザの信号
のレプリカと、メモリ１３２に蓄積されている複素包絡
線信号との減算を減算器１３３により行い、推定誤差を
求める。この推定誤差をメモリ１３２に蓄積された複素
包絡線それぞれに対して求めるので、チップ数Ｋに対し
てＫ個並列に行われる。これにより、Ｋ個の推定誤差が
求められる。この推定誤差は複素係数制御回路１３５に
帰還され、キャリア成分推定値の更新に用いられる。さ
らに、二乗演算回路１３６と加算器１３７とにより、Ｋ
個の推定誤差の二乗和を求める。この推定誤差の二乗和
は、パスの総数である４×４^(N+1)M-1通りすべてについ
て行う。

【００４０】最尤推定回路１３８は、４×４^(N+1)M-1通
りのパスの中で、推定誤差の二乗和が最小となるパスを
選択し、この選択されたパスに対応するシンボル候補が
最も確からしいと判定する。これにより送信シンボルが
決定される。

【００４１】以上説明した非線形復調方式が図２２に示
した線形復調方式と異なる点は、自分の信号だけでなく
干渉成分となる他のユーザの信号についても各々伝送路
推定を行い、受信信号のレプリカを生成していることで
ある。線形復調方式では、干渉成分となる他のユーザの
信号については雑音と同等に扱うため、フェージング変
動により自分の信号と他のユーザの信号との間の直交性
が不十分となった場合、式（１３）で示される推定誤差
に干渉成分が残留することとなる。このため、指定誤差
に基づいて行う伝送路推定が精度よく行えず、伝送特性
が劣化する。これに対して非線形復調方式では、他のユ
ーザの信号についても伝送路推定を行っているため、推
定誤差から他のユーザの信号による干渉の影響が取り除
かれ、伝送路推定の精度が向上する。このため、線形復
調方式に比べて伝送特性が改善される。

【００４２】同一キャリア周波数を利用する他ユーザ
は、同一基地局内のコードが異なるユーザと、他の同一
キャリアを利用するユーザとに分類でき、干渉波と希望
波に含まれる他ユーザの信号成分をすべてキャンセルし
ているが、どちらもフェージング条件ではキャンセル動
作が難しいばかりでなく、回路規模が大きくなるので、
希望波の他ユーザ信号のみ、干渉波の中で自分の信号と
同一の直交コードを用いている他ユーザの信号のみ、あ
るいはそれらの組み合わせなど、干渉をキャンセルする
ための構成についていろいろな簡略化が考えられる。

【００４３】簡略化については、基本的に干渉波の数を
減らすことも考えられる。Ｋユーザの多重化をＫ／２に
減らせば、Ｋが大きいときには特に減少効果が大きい。
この方法では自局の干渉と他局の干渉との双方が減少す
るが、他局の影響を減らすことが目的であれば、Ｎ_H個
のホッピングチャネルのうち、実際に使用するホッピン
グチャネルをたとえばＮ_H／２に減らせばよい。このよ
うにすれば、同一ホッピングチャネルを使用するユーザ
数はＫであるが、他局からの干渉量は、ホッピングチャ
ネルを隣接する他局でならべく衝突しないようにして１
／２に減少させることができる。

【００４４】以上の説明では伝送路のインパルスレスポ
ンスの時間的な広がり幅がチップ時間幅より十分に小さ
いとみなして説明した。しかし、高速伝送ビットレート
あるいはチップ数Ｋが増大すると、チップ時間幅が小さ
くなり、チップ幅より伝送路のインパルスレスポンス幅
が大きくなる可能性がある。このような場合には、チッ
プが遅延し、同一周波数を使用している後続のホッピン
グチャネルに干渉を与える。同じ理由により、同一周波
数を利用している先行するホッピングチャネルから干渉
を受けることになる。

【００４５】このような干渉条件において干渉キャンセ
ルを行うには、信号のエネルギを集めるため、後続のホ
ッピングチャネルのチップのサンプル値を使うことが考
えられる。このとき、二つのチップを合成することにな
るので、各チップのフェージング変動が独立であれば、
２ブランチのダイバーシチ効果が得られる。ただし、干
渉キャンセラは先行するホッピングチャネルと後続のホ
ッピングチャネルの干渉を消さなければならないので、
回路規模は極めて大きくなる。これを避けるには、干渉
を減らすためにホッピングチャネルの実際の使用を減ら
し、同一キャリア周波数で連続して使用しないようにす
ればよい。

【００４６】干渉キャンセラの特性はトレーニング信号
による初期収束に大きく依存する。干渉キャンセラを良
好に動作させるためには、まずトレーニング信号の信号
系列における位相を同期させ、さらに各ユーザのトレー
ニング信号の間の相互相関が小さいことが望ましい。こ
のようにすると、相互相関のない干渉波を雑音とみな
し、雑音の誤差が最小となるように係数を制御すること
ができる。しかし、ユーザ間のトレーニング信号の同期
は同一基地局内では容易にできるが、他局間のユーザに
ついては基地局間を同期させるための特別な装置が必要
である。同期していない場合には、その時間的なずれに
より、希望波のトレーニング区間において干渉波がデー
タ信号区間となることがある。ランダムな変調では、希
望波のトレーニング区間で干渉波のデータが偶然に希望
波のトレーニング信号に近い相関性のある信号になるこ
とがある。このとき、キャンセラは希望波と干渉波との
区別がつかなくなるので、キャンル特性が劣化する。同
期させて、さらにトレーニング信号の相互関係を小さく
すると、最小二乗法による係数設定では、その二乗平均
をとる時間内でトレーニング信号と相関をとることにな
るので、相互関係のない干渉波を雑音とみなし、雑音の
誤差が最小となるように係数を制御する。

【００４７】図２８および図２９は上述の出願に開示さ
れた別の例を示すブロック構成図であり、図２８は送信
装置、図２９は受信装置を示す。この実施例でもチップ
数Ｋ＝４としている。先の例では、周波数ホッピングに
より周波数ダイバーシチ効果を得ていたが、この例では
複数のキャリア信号を同時に使用するマルチキャリア方
式により周波数ダイバーシチ効果を得ている。この場
合、全く同一のマルチキャリア周波数を用いるユーザが
最大でＫ存在し、各ユーザのシンボルを分割したチップ
を符号化することによりユーザを分離することが従来の
単純なマルチキャリア方式と異なる。したがって、各キ
ャリアの変調帯域幅はマルチキャリア化によってＫ倍に
なっているが、Ｋユーザが多重化されているので、等価
的な１ユーザあたりの帯域幅は増大していない。

【００４８】図２８に示した送信装置は、入力シンボル
系列の個々のシンボルを複数のチップに分割してそのチ
ップ列を符号化することにより１シンボルあたりＫ個の
符号化チップ信号を出力する符号器１４１を備え、この
Ｋ個の符号化チップ信号によりＫ種類のキャリア周波数
を各々変調して１シンボルあたりＫ個のチップ変調波を
生成するため、直交変調器１４２−１〜１４２−４およ
び発振器１４３−１〜１４３−４を備える。直交変調器
１４２−１〜１４２−４および発振器１４３−１〜１４
３−４は、キャリア周波数の異なるＫ個のチップ変調波
を同時かつ並列的に生成する。

【００４９】符号器１４１は、１シンボルを４チップに
分割した符号化チップ信号をタイミングを調節して出力
する。この符号化チップ信号を図３０に示す。周波数ホ
ッピング方式の１シンボルを構成するホッピングチャネ
ルがマルチキャリア化され、マルチキャリアチャネルと
なる。発振器１４３−１〜１４３−４は、それぞれ周波
数ｆ₁、ｆ₂、ｆ₃、ｆ₄のキャリア信号を出力し、直
交変調器１４２−１〜１４２−４はそれぞれのキャリア
信号を用いて変調を行う。これによりマルチキャリアチ
ップ変調波が生成される。

【００５０】この場合、受信装置は、図２９に示すよう
に、ミキサ１５１、ローカル発振器１５２、帯域通過フ
ィルタ１５３およびＩＱ検波器１５４からなる受信機を
４系列並べることにより構成される。４つのＩＱ検波器
１５４によりそれぞれ検波された包絡線信号は、図２２
に示したような復調回路に入力される。

【００５１】周波数ホッピングにおける復調回路では、
複素包絡線信号がシリアルに入力されるため、パラレル
に変換するスイッチおよびメモリが必要となる。しか
し、マルチキャリア伝送の場合には包絡線信号がパラレ
ルに復調回路に入力されるため、スイッチおよびメモリ
は不要であり、また、符号器における符号化もパラレル
に処理される。また、マルチキャリア方式では、周波数
ホッピング方式と異なり、同時刻に複数の周波数を用い
て信号伝送を行っているため、シンセサイザの周波数を
高速に切り換える必要はない。ただし、図２９に示すよ
うに複数のローカル発振器１５２が必要である。

【００５２】図３０に示した信号では、チップ長Ｔ_cを
シンボル長Ｔ_sの１／Ｋ倍（Ｋ＝４）としているが、Ｔ
_s／Ｋ＜Ｔ_c≦Ｔ_sとしてもよい。その場合、１つのチ
ップ変調波が占有する帯域が狭くなるとともに、変復調
における動作周波数も低くなる。ビットあたりのエネル
ギは増加するので、伝送変復調における動作周波数も低
くなる。ビットあたりのエネルギは増加するので、伝送
特性も改善される。したがって、同時ユーザ数の現象と
ともに適応的にチップ長を制御することが望ましい。図
３１にＫ＝４、Ｔ_c＝Ｔ_sとした場合の信号を示す。

【００５３】マルチキャリアの場合にも、干渉キャンセ
ラの規模の低減および高速化による伝送路インパルスレ
スポンスによる影響の低減のためには、実際に利用でき
るユーザ数を減らすことが考えられる。

【００５４】図３２および図３３は空間ダイバーシチを
組み合わせた受信装置およびその復調回路の例を示す。
複数本のアンテナを用いて受信することにより、空間ダ
イバーシチ効果が得られ、伝送特性をさらに改善するこ
とができる。ここでは、移動通信でよく用いられるアン
テナ数Ｌ＝２の場合の受信装置構成例を示す。チップ数
Ｋ＝２とする。

【００５５】受信装置は二つのアンテナ１７１、１７２
を備える。アンテナ１７１で受信された信号はミキサ２
１−１、帯域通過フィルタ２４−１およびＩＱ検波器２
５−１を経由して復調回路１７３に入力される。アンテ
ナ１７２で受信された信号は、同様に、ミキサ２１−
２、帯域通過フィルタ２４−２およびＩＱ検波器２５−
２を経由して復調回路１７３に入力される。ミキサ２１
−１、２１−２には、周波数シンセサイザ２２からロー
カルキャリアが入力される。周波数シンセサイザ２２の
出力周波数は周波数制御回路２３からの制御信号により
切り換えられる。この構成により、アンテナ１７１およ
び１７２で受信された信号が各々周波数変換および準同
期検波され、複素包絡線信号が求められる。復調回路１
７３はこれらの複素包絡線信号を復調する。

【００５６】復調回路１７３は二つの復号器８１−１、
８１−２および二つのスイッチ８２−１、８２−２を備
える。復号器８１−１はアンテナ１７１により受信され
た信号の複素包絡線信号を復号化し、スイッチ８２−１
を介してメモリ８３の一つめおよび二つめの領域に蓄積
する。復号器８１−２はアンテナ１７２により受信され
た信号の複素包絡線信号を復号化し、スイッチ８２−２
を介してメモリ８３の三つめおよび四つめの領域に蓄積
する。これらの蓄積された複素包絡線信号を用いて、図
２２を参照して説明したＫ＝４の場合と同様の動作によ
り複素包絡線信号の合成を行う。図２７に示した復調回
路の場合にも、同様にして複数本のアンテナにより受信
する構成に変更することができる。

【００５７】図３４は１ユーザが複数のチャネルを使用
し、より一層の高速伝送を可能とする構成例を示す。す
なわち、１ユーザの信号を複数のチャネルに分配するシ
リアル・パラレル変換器１９１を備え、１ユーザの信号
をあたかも複数ユーザが用いているように信号を分配す
る。この例では四つに分配している。このようにする
と、伝送速度は１／４となる。分配された四つの信号に
ついて、例えば図２６に示した符号化回路によりチップ
に分割し、符号化チップ信号を生成する。符号化以後の
送信装置動作は同一周波数を複数のユーザで使用する場
合と同じである。受信については、図２２に示した復調
回路を送信側の分配数と同数だけ設けて復調してもよ
く、図２７に示した復調回路を用いて復調してもよい。
図２７に示した復調回路では、希望波信号だけでなく干
渉波信号についても信号パターンを推定して復調してい
るため、図１４に示した例において干渉波とみなしてい
た信号を希望波信号とみなすことにより復調できる。

【００５８】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、以上説明し
た先の出願に開示した技術を前提とし、実用的な改善を
加えた周波数ダイバーシチ伝送装置を提供することを目
的とする。

【００５９】

【課題を解決するための手段】本発明の第一の観点によ
ると、シンボル系列の個々のシンボルをＫ個（Ｋは２以
上の整数）のチップに分割して異なるキャリア周波数に
より伝送する周波数ダイバーシチ伝送装置において、１
バースト分のシンボル系列について、それぞれのシンボ
ルを分割して得られたチップの順番をそのバースト内で
並べ替えて伝送する手段を備えたことを特徴とする周波
数ダイバーシチ伝送装置が提供される。

【００６０】個々のシンボルに対してキャリア周波数を
変化させる論理がバースト内のシンボル系列に対して同
一であり、並べ替えて伝送する手段は、個々のシンボル
を分割して得られたチップをその順番ごとに並べ替えて
同一のキャリア周波数を用いるチップごとに一括する手
段を含むことが望ましい。この場合に、並べ替えて伝送
する手段は、一括する手段により一括されたチップごと
に異なるキャリア周波数で並列的に伝送する手段を含む
ことができる。

【００６１】本発明の第二の観点によると、シンボル系
列の個々のシンボルをＫ個（Ｋは２以上の整数）のチッ
プに分割して異なるキャリア周波数により伝送する送信
装置および受信装置を備え、受信装置は、シンボル系列
に含まれるあらかじめ定められたパターンのトレーニン
グ信号により受信チャネルを同定する手段と、他のチャ
ネルから混入したトレーニング信号により干渉信号の伝
送路推定を行う手段とを含む周波数ダイバーシチ伝送装
置において、伝送路推定を行う手段は、ひとつのシンボ
ルに対してそのチップにより干渉源となるチャネルが異
なるとき、そのチップ位置により伝送路推定値を切り替
える手段を含むことを特徴とする周波数ダイバーシチ伝
送装置が提供される。

【００６２】本発明の第三の観点によると、シンボル系
列の個々のシンボルをＫ個（Ｋは２以上の整数）のチッ
プに分割して異なるキャリア周波数により伝送する送信
装置および受信装置を備え、受信装置は、シンボル系列
に含まれるあらかじめ定められたパターンのトレーニン
グ信号により受信チャネルを同定する手段と、他のチャ
ネルから混入したトレーニング信号により干渉信号の伝
送路推定を行う手段とを含む周波数ダイバーシチ伝送装
置において、伝送路推定を行う手段は複数のチャネルか
らの干渉信号によりそれぞれ得られた伝送路推定値を合
成する手段を含むことを特徴とする周波数ダイバーシチ
伝送装置が提供される。

【００６３】本発明の第四の観点によると、シンボル系
列をチップ系列に分割して異なるキャリア周波数により
伝送する周波数ダイバーシチ伝送装置において、シンボ
ル系列をあらかじめ定められた個数ごとにブロック化し
て誤り訂正符号化を行う手段と、この手段の出力する符
号系列をチップ系列として伝送する手段とを備えたこと
を特徴とする周波数ダイバーシチ伝送装置が提供され
る。

【００６４】

【作用】１バースト分のシンボル系列について、それぞ
れのシンボルを分割して得られたチップの順番をそのバ
ースト内で並べ替える。このとき、特に同一のキャリア
周波数を用いるチップごとに一括すると、周波数ホッピ
ング時の周波数切り替え速度を低下させることができ、
ハードウェアの実現が容易になる。

【００６５】また、一括されたチップごとに異なるキャ
リア周波数で並列的に伝送することもできる。これは従
来のマルチキャリア方式と同様の技術であるが、シンボ
ル全体ではなくそれを分割したチップを並列に伝送する
ことになり、占有時間が短いので周波数の有効利用を図
ることができる。このとき、チップを符号化すると、同
一シンボルから得られたチップではあってもその論理値
が異なるので、外乱の影響を軽減でき、伝送品質を高め
ることができる。

【００６６】他のチャネルから混入したトレーニング信
号により干渉信号の伝送路推定を行う場合に、希望信号
と干渉信号とのタイミングが一致していないことがあ
る。そのような場合には、個々のシンボルに対してその
チップ位置により伝送路推定値を切り替えることがよ
い。

【００６７】また、複数のチャネルからの干渉信号によ
りそれぞれ得られた伝送路推定値を合成することもでき
る。

【００６８】シンボル系列をあらかじめ定められた個数
ごとにブロック化して誤り訂正符号化し、得られた符号
系列をチップ系列として異なる周波数により伝送するこ
ともできる。

【００６９】

【実施例】図１は本発明第一実施例の周波数ダイバーシ
チ伝送装置を示すブロック構成図である。

【００７０】この実施例装置は、シンボル系列の個々の
シンボルをＫ個（Ｋは２以上の整数）のチップに分割し
て異なるキャリア周波数により伝送する送信装置１およ
び受信装置２を備え、送信装置１は符号器１１、直交変
調器１２、周波数シンセサイザ１３、周波数制御回路１
４および帯域通過フィルタ１５を備え、受信装置２はは
ミキサ２１、周波数シンセサイザ２２、周波数制御回路
２３、帯域通過フィルタ２４、ＩＱ検波器２５および復
調回路２７を備える。

【００７１】ここで本実施例の特徴とするところは、１
バースト分のシンボル系列について、それぞれのシンボ
ルを分割して得られたチップの順番をそのバースト内で
並べ替えて伝送する手段として、送信装置１には符号器
１１と直交変調器１２との間にチップ並べ替え回路１６
を備え、受信装置にはＩＱ検波器２５と復調回路２６と
の間にチップ並べ替え回路２７を備えたことにある。

【００７２】図２は符号器１１の出力する符号化チップ
の配置を示し、図３はチップ並べ替え回路１６により並
べ替えられたチップ配置を示す。この実施例では、個々
のシンボルに対してキャリア周波数を変化させる論理が
バースト内のシンボル系列に対して同一であり、チップ
並べ替え回路１６は、符号器１１の出力する符号化チッ
プ信号から構成される送信バーストについて、トレーニ
ング信号とデータ信号とからなる１バースト分を蓄積
し、個々のシンボルを分割して得られたチップをその順
番ごとに並べ替えて同一のキャリア周波数を用いるチッ
プごとに一括する。ここで、チップ数Ｋ＝４とし、１バ
ースト内のシンボル数をＮ_Sとしている。

【００７３】受信装置２では、チップ並べ替え回路２７
において、チップ並べ替え回路１６と逆の論理により、
図３に示したバースト構成を図２に示したバースト構成
に変換する。すなわち、ホッピング周波数ごとに一括さ
れていたチップを各シンボルごとにまとめる。これによ
り、復調回路２６の入力は従来と同様のバースト構成と
なり、従来例に示したと同等の復調回路２６で復調でき
る。

【００７４】図４は時間−周波数平面上での伝送信号を
示す。

【００７５】この実施例では、チップ数Ｋ＝４で図２、
図３に示したようにチップの並べ替えを行うことによ
り、同一周波数を用いるチップだけを見れば、その伝送
速度が４倍になっている。このため、各チップに対する
伝送路におけるフェージング変動の速さが１／Ｋとなっ
たことと等価である。このため、最大ドップラ周波数が
大きいフェージグ条件でも良好な特性を維持することが
できる。

【００７６】また、本実施例では、同一のホッピング周
波数を用いるチップを一括して送信するため、ホッピン
グによる周波数の切り換え速度が、チップの並べ替えを
行わない場合と比較して１／Ｎ_sとなる。このため、本
実施例では、高速周波数ホッピング方式における１シン
ボルごとの周波数ダイバーシチ効果を低速周波数ホッピ
ング方式と同程度の周波数切り換え速度で得ることがで
きるとともに、周波数シンセサイザの切り換え時間にお
ける要求条件が緩和され、ハードウェアの実現がより容
易となる。

【００７７】図５は本発明第二実施例の周波数ダイバー
シチ伝送装置を示すブロック構成図であり、図２７と同
様の送信装置を示す。また、図６にこの実施例における
時間−周波数平面上での伝送信号を示す。この実施例
は、マルチキャリア方式で伝送することが第一実施例と
異なる。すなわち、符号器１４１から並列に出力された
符号化チップ信号をバッファ１４５で一時的に蓄積し、
チップの位置ごとに一括されたチップを異なるキャリア
周波数で並列的に伝送する。受信装置としては、図２８
に示した従来例と同等のものを用いることができる。本
実施例では、図２７に示した従来例と同様に複数の発振
器が必要となるが、周波数の切り換えは不要である。

【００７８】図７は非線形復調回路の一例を示すブロッ
ク構成図である。この復調回路は、希望信号と干渉信号
のタイミングが一致していない、すなわち非同期の条件
で使用するものである。この構成は図２７に示した従来
例と基本的に同等であるが、最尤推定回路１３０による
判定方法が図２７に示した最尤推定回路１３８と異な
る。すなわち、この最尤推定回路１３０は、ひとつのシ
ンボルに対してそのチップにより干渉源となるチャネル
が異なるとき、そのチップ位置により伝送路推定値を切
り替えて最尤推定を行う。

【００７９】図８は下り伝送路で基地局間の同期が完全
な場合の信号状態を示し、図９に同期が不完全な場合の
信号状態を示す。ここでは、簡単化のためＫ＝２で干渉
局数を１とする。ホッピング周波数をｆ₁およびｆ₂と
し、ホッピングチャネル群＃１〜＃４はすでに述べたよ
うな多重化が行われている。希望信号はホッピングチャ
ネル群＃１に含まれている。

【００８０】図８に示すように、基地局間の同期が完全
な場合には、ホッピングチャネル群＃１にはホッピング
チャネル群＃３がヒットする。このため、干渉波として
はホッピングチャネル群＃３を想定すればよい。しかし
ながら、非同期の場合には、図９に示すように、ホッピ
ングチャネル群＃１にはホッピングチャネル群＃３の一
部およびホッピングチャネル群＃４の一部の双方のホッ
ピング群がヒットする。たとえば、非同期条件でホッピ
ングチャネル群＃４がヒットする場合のほうがホッピン
グチャネル群＃３がヒットする割合より大きくなった場
合に、図２７に示したような非線形復調回路で完全同期
を前提としてホッピングチャネル群＃３のトレーニング
信号を用いて伝送路の推定を行ってレプリカを生成する
と、伝送路推定が不十分となるため干渉のキャンセル効
果が低下する。このため、受信特性が劣化することが予
想される。

【００８１】そこで本実施例では、干渉信号の伝送路推
定に用いるトレーニング信号について、ヒットする割合
に応じて切り換えることにより受信特性を改善する。た
とえば図８に示すような場合には、ホッピングチャネル
群＃３がヒットする割合のほうが大きいため、ホッピン
グチャネル群＃３のトレーニング信号を用いて伝送路推
定を行うが、＃４のヒットする割合が＃４のヒットする
割合を上回る場合には、＃４のトレーニング信号を用い
ることとする。ヒットの割合の判定は、たとえば復調回
路でホッピングチャネル群＃３および＃４の双方のトレ
ーニング信号を用いて伝送路推定を行い、受信信号と受
信装置で生成したレプリカから求められる推定誤差の二
乗をトレーニング区間において比較し、この誤差がより
小さくなるほうをヒットの割合が多いと判定することに
より行う。

【００８２】ただし、トレーニング信号をヒットの割合
に応じて切り換えると、ヒットの割合が０．５付近では
二つのホッピングチャネル群のヒット量がほぼ等しくな
るため、どちらのトレーニング信号を用いても、完全同
期条件時に比較して受信特性において劣化がある。

【００８３】そこで、ヒットの割合によらず良好な受信
特性を維持するために、ヒットする干渉波について、そ
のヒットの割合に応じて合成したレプリカを生成し、そ
れを用いて干渉をキャンセルしてもよい。たとえば図９
に示した条件では、ホッピングチャネル群＃３と＃４の
信号にホッピングチャネル群＃１へのヒットの割合を乗
算して符号化チップ信号を生成し、干渉波の伝送路にお
ける変動を考慮した合成レプリカを生成する。この場
合、完全同期時に比べて、シンボル候補のパターン数が
増大して演算量が増加するが、ヒットする干渉信号につ
いて、ほぼ正確にレプリカを生成できる。このため、非
同期時でも、完全同期と同等の受信特性が得られる。

【００８４】ヒットの割合の検出については、たとえ
ば、トレーニング区間においてヒットする二つのホッピ
ングチャネル群を種々の割合で合成したレプリカを生成
し、これらのレプリカを用いて各々伝送路推定を行い、
最も推定誤差が小さくなる割合を判定し、以後のデータ
信号区間ではこの割合で合成レプリカを生成する。図９
に示したような条件では、ホッピングチャネル群＃３と
＃４との信号がホッピングチャネル群＃１にヒットする
割合として、たとえば、０．１ごとの１１種類、すなわ
ち（０．０，１．０）、（０．１，０．９）、（０．
２，０．８）、…、（１．０，０．０）を仮定し、この
１１種類の割合に基づいて生成したレプリカを用いて、
各々トレーニング区間で伝送路推定を行い、推定誤差が
最小となる割合を判定し、以後のデータ区間ではこの割
合に応じて合成レプリカを生成する。

【００８５】ヒットの割合検出の別の方法として、ヒッ
トの割合を変数とし、トレーニング区間で伝送路推定だ
けでなくヒットの割合も最小二乗法により決定する方法
も考えられる。図９に示した条件では、ホッピングチャ
ネル群＃３と＃４との信号がホッピングチャネル群＃１
にヒットする割合をそれぞれα₁、α₂とし、受信信号
とレプリカとから求められる推定誤差の二乗が最小とな
るようにα₁、α₂を決定する。

【００８６】以上説明したヒット割合の検出は、ヒット
の割合がバーストごとにあまり変化しない場合には、必
ずしもバーストごとに行う必要はない。

【００８７】図１０は本発明の別の実施例を示すブロッ
ク構成図である。この実施例では、個々のシンボルをチ
ップに分割するのではなく、シンボル系列をあらかじめ
定められた個数ごとにブロック化して誤り訂正符号化を
行い、得られた符号系列をチップ系列として伝送するこ
とを特徴とする。このため、送信装置１には符号器１１
の代わりに誤り訂正符号器１７を備えたことが第一実施
例と大きく異なる。また、この実施例ではチップの並べ
替えは行っていない。

【００８８】誤り訂正符号器１７は、バースト中の４シ
ンボルごとにブロック化し、このブロックごとに誤り訂
正符号化を行い、新たに７シンボルの信号からなるブロ
ックを生成する。直交変調器１２、周波数シンセサイザ
１３および周波数制御回路１４では、１ブロックを１シ
ンボルとみなし、ブロック中の１シンボルを１チップと
みなして、従来と同様の方法により周波数ホッピングを
行う。このとき、ひとつのブロックが７シンボルの信号
に符号化されるので、チップ数Ｋ＝７の場合と同様に周
波数ｆ₁〜ｆ₇を用いてホッピングする。図１１に符号
化方法を示し、図１２に時間−周波数平面上での伝送信
号を示す。

【００８９】誤り訂正符号化された信号を復調する復調
回路２６としては、非線形復調方式のものが適してい
る。復調時には、まず、送信側と同様に各ブロック中の
シンボルをチップとみなし、シリアル・パラレル変換を
行う。このパラレルの信号から、シンボル候補の代わり
に４シンボルを１ブロックとしたブロック候補を求め、
このブロック候補に送信側と同じ誤り訂正符号化を行う
ことにより符号化チップ信号候補を生成する。これ以後
の動作は従来の非線形復調方式と同等であり、符号化チ
ップ信号候補からレプリカを生成し、受信信号との比較
により推定誤差を求め、二乗和が最も小さくなるブロッ
ク候補を最も確からしいと判定する。このブロック候補
をシンボルにより変換してシンボル判定出力とする。ま
た、推定誤差に基づいて伝送路の変動を推定する。以上
の動作により、誤り訂正符号化された信号が復調され
る。

【００９０】本発明の周波数ダイバーシチ伝送装置は、
セルラ方式の移動通信に利用することができる。移動通
信でよく用いられるセルラ構成では、隣接する二つのセ
ルで同じ周波数を使用すると、移動機がセルの周辺にい
るとき、他局からの干渉が増加する。このような場合、
二つの基地局でシンボルのタイミングを同期させ、さら
にホッピングの位相（周波数変化の位相）が異なるよう
にして送信する。このとき、移動機が受信する信号は、
伝送路インパルスレスポンスの時間的な広がりがチップ
幅を越えた状態となる。そこで、ホッピングチャネルを
減らして自局内の干渉を軽減すれば、二つのチップの受
信信号を容易に合成できる。しかも、移動機の移動に伴
うセルの切り換え時にも通信が完全に連続したままで切
り換えができる。マルチキャリアの場合には、タイミン
グが異なる自分の信号が遅延して重畳されることになる
ので、合成において等化処理を同時に行えば、遅延によ
る符号間干渉を取り除くことができ、ホッピングと全く
同じ効果を得ることができる。ここでは下り伝送につい
て説明したが、複数の移動機が存在するので、上り伝送
の場合も同様となる。

【００９１】また、セルラ方式において移動機がセルの
周辺にいるとき、自分と同一コード、同一周波数を用い
る他局のユーザが存在すると受信特性が劣化する。特
に、線形復調方式を用いる場合には、他のユーザが自分
と直交していることを利用して干渉をキャンセルするた
め、コードが同一である場合にはキャンセルが不十分と
なる。そこで、セルラ方式に利用する場合には、干渉を
軽減するため、たとえば移動機がセルの周辺にいるとき
には、その移動機と同一コード、同一周波数を使用する
ようなチャネルは隣接する他局では使用しないようにす
ることも可能である。また、隣接する他局の同一コー
ド、同一周波数を用いるチャネルについても、その移動
機が利用して送受信を行うようにし、受信電力を増加さ
せ、通信が完全に連続したままでの相手局の切り換えを
可能とすることもできる。

【００９２】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の周波数ダ
イバーシチ伝送装置は、情報伝送速度そのものを減らす
ことなくホッピングチャネルを減らし、チャネル間の干
渉を減らすことができる。

【００９３】特に、チップの順番を並べ替える場合に
は、周波数ホッピング時の周波数切り替え速度を低下さ
せることができ、ハードウェアの実現が容易になる。

【００９４】一括されたチップごとに異なるキャリア周
波数で並列的に伝送する場合には、個々のシンボルを伝
送するための周波数の占有時間が短いので、周波数の有
効利用を図ることができる。このとき、チップを符号化
すると、同一シンボルから得られたチップではあっても
その論理値が異なるので、外乱の影響を軽減でき、伝送
品質を高めることができる。

【００９５】他のチャネルから混入したトレーニング信
号により干渉信号の伝送路推定を行う場合に、個々のシ
ンボルに対してそのチップ位置により伝送路推定値を切
り替えると、複数の局からの信号の同期がとれていない
場合でも十分な伝送品質を得ることができる。また、複
数のチャネルからの干渉信号によりそれぞれ得られた伝
送路推定値を合成する場合にも同様である。

【００９６】シンボル系列をあらかじめ定められた個数
ごとにブロック化して誤り訂正符号化し、得られた符号
系列をチップ系列として異なる周波数により伝送する
と、ホッピングの周波数切り換え速度を低速にすること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明第一実施例の周波数ダイバーシチ伝送装
置を示すブロック構成図。

【図２】符号器の出力する符号化チップの配置を示す
図。

【図３】チップ並べ替え回路により並べ替えられたチッ
プ配置を示す図。

【図４】時間−周波数平面上での伝送信号を示す図。

【図５】本発明第二実施例の周波数ダイバーシチ伝送装
置を示すブロック構成図。

【図６】時間−周波数平面上での伝送信号を示す図。

【図７】非線形復調回路の一例を示すブロック構成図。

【図８】下り伝送路で基地局間の同期が完全な場合の信
号状態を示す図。

【図９】基地局間の同期が不完全な場合の信号状態を示
す図。

【図１０】本発明の別の実施例を示すブロック構成図。

【図１１】誤り訂正符号化方法を示す図。

【図１２】時間−周波数平面上での伝送信号を示す図。

【図１３】高速周波数ホッピングを用いた周波数ダイバ
ーシチ伝送装置の従来例を示すブロック構成図。

【図１４】特願平５−１４５１２７に開示された周波数
ダイバーシチ伝送装置を示すブロック構成図。

【図１５】変調方法を説明する図であり、チップ変調波
形の一例を示す図。

【図１６】伝送信号を時間−周波数平面上で示す図。

【図１７】受信装置における受信無線周波数ｆ_R、受信
中間周波数ｆ_IF、システム帯域幅Ｗ_R、中間周波数帯域
幅幅Ｗ_IFの関係を表す図。

【図１８】高速周波数ホッピング用周波数シンセサイザ
の一例を示すブロック構成図。

【図１９】メモリテーブルに書き込まれたサンプル値の
一例を示す図。

【図２０】出力波形の一例を示す図。

【図２１】チップ変調手段の別の構成例を示す図。

【図２２】復調回路の一例を示すブロック構成図。

【図２３】基地局から移動局への下り伝送時における信
号形式を示す図。

【図２４】このような信号を送信するためのチップ変調
手段の構成例を示す図。

【図２５】直交関数の一例を示す図。

【図２６】同一周波数を複数のユーザで使用する場合に
同一周波数を利用するユーザの信号をベースバンドで符
号化して多重化する符号化回路の構成例を示す図。

【図２７】最尤判定による非線形復調方式により復調を
行う復調回路の一例を示すブロック構成図。

【図２８】先の出願に示された別の例を示すブロック構
成図であり、送信装置の構成を示す図。

【図２９】受信装置の構成を示す図。

【図３０】マルチキャリア方式の場合の符号化チップ信
号を示す図。

【図３１】マルチキャリア方式の場合の符号化チップ信
号の別の例を示す図。

【図３２】空間ダイバーシチを組み合わせた受信装置の
例を示すブロック構成図。

【図３３】空間ダイバーシチを組み合わせた復調装置の
例を示すブロック構成図。

【図３４】送信装置の別の構成例を示す図。

【符号の説明】

１送信装置２受信装置１１符号器１２直交変調器１３周波数シンセサイザ１４周波数制御回路１５帯域通過フィルタ１６、２７チップ並べ替え回路１７誤り訂正符号器２１、２１−１、２１−２ミキサ２２周波数シンセサイザ２３周波数制御回路２４、２４−１、２４−２帯域通過フィルタ２５、２５−１、２５−２ＩＱ検波器２６復調回路４１フェーズアキュミュレータ４２メモリテーブル４３ディジタル・アナログ変換器４４低域通過フィルタ７１スイッチ回路７２低域通過フィルタ７３直交変調器７４合成回路８１、８１−１、８１−２復号器８２、８２−１、８２−２スイッチ８３メモリ８４−１〜８４−４複素乗算器８５合成回路８６判定回路８７減算器８８複素係数制御回路１０１多重化回路１０２変調器１０３発振器１０４合成器１２１−１〜１２１−４複素乗算器１２２合成器１３１スイッチ１３２メモリ１３３減算器１３４複素乗算器１３５複素係数制御回路１３６二乗演算回路１３７加算器１３８、１３０最尤推定回路１３９信号発生器１４０符号器１４１符号器１４２−１〜１４２−４直交変調器１４３−１〜１４３−４発振器１４５バッファ１５１ミキサ１５２ローカル発振器１５３帯域通過フィルタ１５４ＩＱ検波器１７１、１７２アンテナ１７３復調回路１９１シリアル・パラレル変換器２０１直交変調器２０２周波数シンセサイザ２０３周波数制御回路２０４帯域通過フィルタ２０５ミキサ２０６ローカル発振器２０７帯域通過フィルタ２０８二乗検波回路２０９合成回路

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 7/00 H04B 7/02 - 7/12 H04B 7/24 - 7/26 113 H04J 1/00 - 1/20 H04J 4/00 - 15/00 H04L 1/02 - 1/06 H04L 5/00 - 5/12 H04L 27/00 - 27/30 H04Q 7/00 - 7/04

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】シンボル系列の個々のシンボルをＫ個
（Ｋは２以上の整数）のチップに分割して異なるキャリ
ア周波数により伝送する周波数ダイバーシチ伝送装置に
おいて、１バースト分のシンボル系列について、それぞれのシン
ボルを分割して得られたチップの順番をそのバースト内
で並べ替えて伝送する手段を備えたことを特徴とする周
波数ダイバーシチ伝送装置。
【請求項２】個々のシンボルに対してキャリア周波数
を変化させる論理がバースト内のシンボル系列に対して
同一であり、上記並べ替えて伝送する手段は、個々のシンボルを分割
して得られたチップをその順番ごとに並べ替えて同一の
キャリア周波数を用いるチップごとに一括する手段を含
む請求項１記載の周波数ダイバーシチ伝送装置。
【請求項３】上記並べ替えて伝送する手段は、上記一
括する手段により一括されたチップごとに異なるキャリ
ア周波数で並列的に伝送する手段を含む請求項２記載の
周波数ダイバーシチ伝送装置。
【請求項４】シンボル系列の個々のシンボルをＫ個
（Ｋは２以上の整数）のチップに分割して異なるキャリ
ア周波数により伝送する送信装置および受信装置を備
え、上記受信装置は、上記シンボル系列に含まれるあらかじ
め定められたパターンのトレーニング信号により受信チ
ャネルを同定する手段と、他のチャネルから混入したト
レーニング信号により干渉信号の伝送路推定を行う手段
とを含む周波数ダイバーシチ伝送装置において、上記伝送路推定を行う手段は、ひとつのシンボルに対し
てそのチップにより干渉源となるチャネルが異なると
き、そのチップ位置により伝送路推定値を切り替える手
段を含むことを特徴とする周波数ダイバーシチ伝送装
置。
【請求項５】シンボル系列の個々のシンボルをＫ個
（Ｋは２以上の整数）のチップに分割して異なるキャリ
ア周波数により伝送する送信装置および受信装置を備
え、上記受信装置は、上記シンボル系列に含まれるあらかじ
め定められたパターンのトレーニング信号により受信チ
ャネルを同定する手段と、他のチャネルから混入したト
レーニング信号により干渉信号の伝送路推定を行う手段
とを含む周波数ダイバーシチ伝送装置において、上記伝送路推定を行う手段は複数のチャネルからの干渉
信号によりそれぞれ得られた伝送路推定値を合成する手
段を含むことを特徴とする周波数ダイバーシチ伝送装
置。
【請求項６】シンボル系列をチップ系列に分割して異
なるキャリア周波数により伝送する周波数ダイバーシチ
伝送装置において、上記シンボル系列をあらかじめ定められた個数ごとにブ
ロック化して誤り訂正符号化を行う手段と、この手段の出力する符号系列をチップ系列として伝送す
る手段とを備えたことを特徴とする周波数ダイバーシチ
伝送装置。
【請求項７】請求項１ないし６のいずれか記載の周波
数ダイバーシチ伝送装置を用いたセルラ方式の移動通信
装置。