JPH0435922B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

正弦波を合成する既知の方法は、基準クロツク
信号から調波周波数信号を得た後、ある選択され
た調波周波数をろ波することにより所定周波数の
出力信号を得ていた。他の既知の方法は、帰還ル
ープ内にデイジタル分割器を具えた位相ロツク・
ループが使用されていた。これらの方法はいずれ
も搬送波の位相連続スイツチングを与えるもので
はなく、また両方法ともエージング、温度影響な
どによるドリフトおよび誤作動を受ける多くのア
ナログ構成部品を必要とする。 上記の問題を解決するためには、デイジタル信
号発生合成器が有用である。従来のデイジタル合
成器を第１図のブロツク図に示す。周波数(F)を定
める関係式は Ｆ＝△φ／△Ｔ（１／2π）である。 ここで△Ｔがデイジタル・クロツクの周期であ
るならば、△Ｔは一義的に周波数を定める。な
お、△φは微分位相である。衆知のように周波数
および位相変調はこの合成器から簡単に得られ
る。振幅変調（以後AMという）は、これより困
難で、通常、デイジタル−アナログ変換器の前、
後いずれかに乗算器を挿入して実現することがで
きる。もし乗算器がデイジタル−アナログ変換器
の後にある場合は、通常のAMアナログ変調器を
形成する。乗算器がデイジタル−アナログ変換器
の前にある場合は、複合デイジタル乗算器が要求
される。 デイジタル−アナログ変換後の振幅変調は、そ
れが発生器全体をデイジタル形にしない点で不利
である。また、変調指数はデイジタル制御するこ
とが困難であり、そしてアナログ乗算器は調波お
よびスプリアス信号の発生によつて搬送波の質を
低下させる。 デイジタル乗算器を用いれば、これらの問題を
解決することができる。第２図は振幅変調を具え
た従来技術によるデイジタル合成器のブロツク図
である。変調源はエイリアシングを防ぐためにろ
波されたより高い周波数を含む任意なランダム波
であつても良い。搬送波の項sin（ω_cＴ）は普通、
ROMルツクアツプ位相−振幅変換器から導かれ
る。変調の項は１＋MRm(T)である。ここでＭは
変調指数、Rm(T)は変調波である。これはデイジ
タル形式であるが、いくつかの問題点があり、例
えば、最大搬送周波数は乗算器の速度により制限
される。 過粗から生じるスプリアス信号を減少させるた
めに、少なくとも10ビツトの振幅分解能が要求さ
れるので、10×10形乗算器が必要となる。この規
模の乗算器は現在の技術をもつてしてもきわめて
複雑である。最大速度は乗算当たり約90nsであ
り、乗算器および１＋MRm(T)発生器の追加によ
つて合成器の複雑度はほぼ倍加される。 本発明の一実施例によれば、変調信号は、
ROM（読出し専用メモリ）の位相ルツクアツプ
表をアドレス指定するアナログ−デイジタル変換
器に加えられる。ROM位相ルツクアツプ表の出
力は、極性発生器に加えられる。極性発生器の出
力および位相累算器からの出力は位相加算器に導
入される。位相加算器の出力は正弦ルツクアツプ
ROMの入力に加えられ、次いで該ROMの出力
はデイジタル−アナログ変換器に加えられ、更に
低域フイルタを通過して、振幅変調された搬送波
信号が得られる。本発明はそれにより少しも乗算
を必要とせずに位相領域内で搬送波信号をデイジ
タル振幅変調する。 本発明は、乗算を必要とせずに位相領域内で振
幅変調を行わせる。第３図は、本発明の一実施例
による振幅変調を含むデイジタル合成器のブロツ
ク図である。本発明の動作は下記のとおりであ
る。 振幅変調は位相変調の特殊な場合である。振幅
および位相の両変調が生じるように搬送波信号を
位相変調することができる。位相変調の項が除去
されると、AM（振幅変調）のみが生じる。 これを達成する方法を理解するために、次の関
数を考える。 sin（ω_cＴ＋Ｘ） (1) ただしω_cは搬送波周波数であり、Ｘは一定の
位相オフセツトである。位相オフセツトが下記に
示すＸ(T)によつて表される時間の連続関数である
とする。 Ｘ(T)＝cos^-1〔0.5（１＋MRm(T)〕 (2) ただし、Rm(T)は変調源であり、Ｍは変調指数
である。いま、Ｘ(T)を用いて、下記の如く２個の
被位相変調波G1(T)およびG2(T)を発生する。三角
法を用いて、右辺はそれぞれ左辺に等しいことが
示される。第５図Ａは式(3)の成分スペクトルを示
し、第５図Ｂは式(4)の成分スペクトルを示す。分
かりやすくするため、cos（ω_cＴ）×sin〔Ｘ(T)〕の
スペクトルは第５図ＡおよびＢの原点に移動し
た。 cos（ω_cＴ）×sin〔Ｘ(T)〕の項は現実には搬送波
ω_cの周りに存在する。分かりやすくするため、
基本項sin〔Ｘ(T)〕のみが図示されている。cos（ω_c
Ｔ）の項はsin〔Ｘ(T)〕の項を搬送波の回りにアツ
プ変換する。 G1(T)＝sin（ω_cＴ＋Ｘ(T)）＝sin（ω_cＴ）〔１／２ ＋MRm(T)／２〕−cos（ω_cＴ）×sin〔Ｘ(T)〕 (3) G2(T)＝sin（ω_cＴ−Ｘ(T)）＝sin（ω_cＴ）〔１／２ ＋MRm(T)／２〕−cos（ω_cＴ）×sin〔Ｘ(T)〕 (4) 第５図Ｃから、これら２つの被位相変調波の和
は興味ある特性を示す、 G1(T)＋G2(T)＝sin（ω_cＴ）（１
＋MRm(T)(5) 結果は純振幅変調の場合の典型的な形である。
すべての位相変調が無効にされるならば、AMの
みが生じることに注目されたい。上記は連続アナ
ログ信号について成り立つ。 デイジタル技法を用いると、式(6)のように、式
(5)に（Ｆクロツク／２）周辺の周波数を有する
G3(T)項が付加されたものが発生される。これら
の項は、出力低域フイルタによつて容易にろ波す
ることができる。 sin（ω_cＴ）（１＋MRm(T)）＋G3(T) (6) すなわち式(6)は低域フイルタによつてろ波され
てから式(5)になる。 式(6)を作るために、正振幅＝＋１および負振幅
＝−１をもつ方形波として定められる関数Ｓ(T)を
考える。反復速度はＦクロツク／２である。Ｓ(T)
を用いれば、式(3)および(4)は三角法による組合せ
形で表され、次式(7)の結果が得られる： sin（ω_cＴ＋Ｓ(T)Ｘ(T)）＝sin（ω_cＴ）cos（Ｘ(T)） ＋cos（ω_cＴ）Ｓ(T)sin〔Ｘ(T)〕 (7) 最右項cos（ω_cＴ）Ｓ(T)sin〔Ｘ(T)〕はきわめて複
雑な周波数スペクトルをもつ。これは１つの例外
をもつ式(3)および(4)に現れるのと同じ不要項であ
る。Ｓ(T)方形波は、PM（位相変調）項の周波数
をアツプ変換する。かくして、第１不要スペクト
ル線がＦクロツク／２の回りに生じる。出力用低
域フイルタ（LPF）がこれらの周波数成分およ
びより高いすべての成分を除去をするように設計
されている場合、式(7)は次のようになる： sin（ω_cＴ＋Ｓ(T)Ｘ(T)）_LPF＝sin（ω
_cＴ）（１＋MRm(T)）(8) 実際にＦクロツクが無限大に近づくにつれて、
cos（ω_cＴ）Ｓ(T)sin〔Ｘ(T)〕の項も無限大に近づ
き、残る唯一の信号はAMスペクトルとなる。式
(7)および(8)のスペクトル情報についてはそれぞれ
第６図ＡおよびＢの特性図を参照されたい。式(8)
は連続結果の式(5)に相当する。式(7)は第４図に関
して具体化される。搬送波は回転ベクトルV2に
よつて表わされる。デイジタル・クロツクの各サ
イクルは、Ｘ(T)または−Ｘ(T)のいずれかに搬送波
を位相変調させる。結果はそれぞれV1およびV3
で示す。これはAMとPMの両方を生じる。既に
述べたとおり、PMは出力用LPFによつてろ波さ
れる。AMはＸ軸上に投影される合成ベクトル
（V2＝V1＋V3）により生じ、ベクトルV2は搬送
波速度で回転する。変調波Rm(T)が変化するとき
Ｘ(T)項はベクトルV2の搬送波振幅がRm(T)に比例
して変わるような適切な大きさである。 第３図のブロツク図を参照するに、AMを行う
ために追加された唯一の速度クリテイカル部分は
加算器３０である。この追加は第２図に示された
従来技術の乗算器を有効に置換し、これによつて
より速いクロツクしたがつてより速い搬送波速度
を与えるAM発生器が得られる。ハードウエア
も、従来技術の乗算器法に比べて著しく減少され
る。 第３図において、加算器１０およびラツチ２０
から成る位相累算器２は、直線的に増加する位相
を累算する。微分位相△φの値４は、出力搬送波
速度を決定する。外部制御器は、△φおよび△Ｔ
クロツク入力を与える。位相累算器２の出力
（ω_cＴに相当）は加算器３０の一方の入力に入力
される。加算器３０のもう１つの入力は、AM位
相発生器から導入される。このAM位相発生器は
極性発生器５０、振幅−位相発生器ROM位相ル
ツク・アツプ表60、およびアナログ−デイジタル
変換器７０によつて構成される。変調指数100％
のAM用ROM６０の内容は、次の第１表にて与
えられる。ROM６０は11ビツトの256語であり、
そして与えられた値は８進値である、また０＝０
ラジアン、2777＝πラジアンである。

【表】

【表】 最大周波数Ｆクロツク／４のランダム変調波
Rm(T)は、アナログ−デイジタル変換器７０によ
つてデイジタル化される。このデイジタル値は、
ROM位相ルツク・アツプ表60のアドレスを指定
する。ROMはこの機能を果たすだけ十分高速で
ある。前記アドレス指定により得られる、前記
Rm(T)に対応するROM出力（Ｘ(T)＝cos^-1（1/2＋
MRm(T)／２）に相当は次に極性発生器５０に送
られる。 極性発生器５０の目的は、クロツク・パルスＮ
でＸ(T)、クロツク・パルスＮ＋１で−Ｘ(T)などの
出力を送りだすことである。Ｘ(T)、−Ｘ(T)、Ｘ(T)
……の順序で位相加算器３０の入力になる。これ
は位相が搬送波を変調する場所である。このよう
な極性発生器５０はたとえば同図の点線枠内に示
されたような回路で構成される。ROM６０の11
ビツト出力の各ビツトは極性発生器５０のそれぞ
れ対応する排他的論理和回路（XOR）の一方の
入力に接続され、各XORの他の入力はクロツク
入力の２分周出力に接続される。該２分周出力は
また各XOR出力と共に極性発生器５０の12ビツ
ト出力となり、加算器３０に入力される。極性発
生器５０の11ビツト入力は一般に２の補数であ
り、該入力の極性反転は、２分周出力がハイレベ
ルのときに各XORがインバータ動作をし、該11
ビツト・インバータ出力と２分周出力（＝１）と
が加算されて得られる。次に位相加算器３０の出
力（ω_cＴ±Ｘ(T)に相当）は正弦ルツク・アツプ
ROM１００（この出力はsin（ω_cＴ±Ｘ(T)）に相
当）、デイジタル−アナログ変換器１１０および
低域フイルタ１２０によつて振幅に変換される。
低域フイルタ１２０の出力１３０は不要周波数成
分の除去された所定のAM搬送波（式(8)参照）で
ある。 さらに詳細に説明する。Ｔ＝Ｎ・△Ｔ＝T_Nの
とき、極性発生器５０の入力はＸ（T_N）であり、
出力は、たとえば入力と同極性のＸ（T_N）であ
る。位相累算器２の出力は（△φ／△Ｔ）・T_N＝
ω_cT_Nであるので位相加算器３０の出力はω_cT_N＋
Ｘ（T_N）となる。つぎに Ｔ＝（Ｎ＋１）・△Ｔ＝
T_N+1のとき、極性発生器５０の出力は、その入
力Ｘ（T_N+1）の極性が反転されて、−Ｘ（T_N+1）と
なる。位相累算器２の出力はω_cT_N+1となるので
位相加算器３０の出力は、 ω_cT_N+1−Ｘ（T_N+1）となる。位相加算器３０で
のこれらの出力は、正弦ルツク・アツプROM１
００でその正弦関数値がとられ、それぞれ Ｔ＝
T_N、T_N+1における正弦ルツク・アツプROM１０
０の出力となる。極性発生器５０での極性反転は
Ｆクロツク／２の周波数で行われるため、(7)式で
示された不要項cos（ω_cＴ）Ｓ(T)sin〔Ｘ(T)〕が所望
の進幅変調波からかなり離れた、Ｆクロツク／２
を中心にしてその周辺に存在する周波数成分を持
つようになり、容易にこれらの不要周波数成分を
LPFで取り除くことができる。 変調指数Ｍが可変であれば、ROM位相ルツク
アツプ表60はROMに代わつてRAMである。
RAMの内容は、新しい変調指数が要求される毎
に更新される。合成器は、△φおよびクロツク入
力を与える制御器が含まれているので、この同じ
制御器はRAMの内容を計算するのに用いられ
る。変調指数Ｍが一定ならば、ROMの内容は固
定される。 精密な進幅の減衰 本方法が他より優れている点は、優れた分解能
で精度の良い搬送波減衰を行えることである。第
７図は本発明の一実施例により得られる精密な減
衰器の分解能対減衰の関係を示す特性図である。
ここである選択された周波数における出力は、基
準の0dBとして定められる。本発明による搬送波
は、第７図で示されるとおりの分解能で、選択さ
れた範囲（例えば10dB）内の任意な値まで減衰
される。分解能はＸ(T)のビツト数に基づく制限を
受ける。この場合Ｘ(T)はいかなる値の時間に対し
ても一定である。その結果は直流AMである。第
８図は前記第３図の構成をより簡単にしたブロツ
ク図である。この装置は乗算を必要とせず、且つ
最少のハードウエアで構成されている。次式(9)は
減衰器機能用のＸ(T)＝Ｘを定める。 Ｘ(T)＝Ｘ＝定数＝cos^-1（Rm／1024） (9) ただしRmは式(10)に定められる減衰をセツトす
る。 減衰＝20log（Rm／1024）dB (10) ここで10ビツト方式では０Rm＜1024。 RmおよびＸ(T)が10ビツトによつて説明される
場合、分解能は式(11)から得られる。この精密度
は、臨界アナログ回路の試験用にまたは校正器と
して有用である。 分解能（dB）＝（0.00848）10exp
（−0.05A）(11) ただし、Ａは搬送波の1dB以下の減衰である。 第８図を参照するに、位相累算器２はキヤリ
ア・レートをきめる。加算器３０は位相順序Ｘ、
−Ｘ、Ｘ、……で加算する。Ｘ(T)は減衰の与えら
れた値に対して一定であるから、ROMは位相を
作る必要がない。それは合成器制御器を用いて計
算することができる。この場合、Rm変数は同一
減衰を生じる一定の直流入力値を表す。かくし
て、加算器３０の出力は所定のアナログ出力に変
換される。 両側波帯抑制搬送波 両側波帯抑制搬送波（以下DSBSCという）を
作ることがしばしば要求される。DSBSCは従来
の二重平衡形混合器を用いることによつて得られ
る。すべてのいわゆる平衡形変調器は、部分限界
による不平衡度をもつ。この不平衡により搬送波
は出力端子に出現するが、そのレベルは減少して
いる。式(2)を変形することによつて、DSBSCが
得られる。 Ｘ(T)＝cos^-1（Rm(T)）／２、０R
m(T)１(12) とする。 搬送波の項を除去するために、定数0.5が除去
される。第９図は、本発明の別実施例によるブロ
ツク図で、Ｘ(T)が式(12)に基づくことが示されてい
る。この条件の下で、搬送波の項は０である。
DSBSC用のROM６０の内容は次の第２表に示
す。ROM６０は11ビツトの256語であり、与え
られた値は８進値である。

【表】

【表】

【表】 100％振幅変調 本発明のもう１つの応用は、制限のない完全に
100％の変調指数を得ることである。アナログ成
分を用いると、制限の問題があるので完全に100
％AMを得ることは困難である。受信機または変
調アナライザを試験するとき、100％AMは校正
信号として役立つ。 単側波帯 単側波帯（以下SSBという）を作るには、特殊
な側波帯抑制フイルタまたは90°移相器のいずれ
かが通常要求される。しかし両方法とも合成スペ
クトルを劣化させる欠点がある。試験に通常要求
されるような簡単な２個の信号音について、本発
明は90°移相または側波帯フイルタなしで信号を
作る。 第１０図は、ツートーンの下部単側波帯
（LSSB）スペクトルの特性図である。これは上
述のDSBSC方式を用いて作られる。この場合、
使用者は適当な△φ、クロツク、およびＲ(m)Ｔを
印加する合成器制御器に２つの周波数信号F₁、
F₂を入力する。次に制御器は、F_c−（F₁＋F₂）／
２の偽搬送波の回りにDSBSCを作る。２つの信
号音SSBシステムはDSBSC信号に相当する。 上部SSB信号は同様に、F_c＋（F₁＋F₂）／２の
偽搬送波の回りに作られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来技術によるデイジタル合成器のブ
ロツク図、第２図は振幅変調をもつ従来技術によ
るデイジタル合成器のブロツク図、第３図は本発
明の一実施例によるデイジタル振幅変調器のブロ
ツク図、第４図は振幅変調法を示すベクトル図、
第５図は位相変調された信号および純振幅変調さ
れた信号の簡潔化されたスペクトル、第６図は本
実施例の作動に表れる振幅変調スペクトルおよび
位相変調スペクトルの周波数スペクトル、第７図
は本発明の実施例により構成された精密減衰器用
の分解能対減衰の関係を示す特性図、第８図優れ
たは分解能をもつ精密搬送波減衰を与える他の実
施例のブロツク図、第９図は本発明の実施例によ
り構成された両側波帯抑制式搬送波発生器のブロ
ツク図、第１０図はツートーン下部単側波帯スペ
クトルを示す特性図である。 ２：位相累算器、１０，３０：加算器、６，２
０：ラツチ、５０：極性発生器、６０：ROM位
相ルツクアツプ表、７０：Ａ／Ｄ変換器、１０
０：正弦波ルツクアツプROM、１１０：Ｄ／Ａ
変換器、１２０：低域フイルタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 所定の微分位相量をクロツク信号に応答して
   順次累算し、デイジタル出力する位相累算手段２
   と、 入力変調信号をデイジタル変調信号に変換する
   アナログ−デイジタル変換手段７０と、 前記デイジタル変調信号に対応するデイジタル
   位相変調信号を発生する振幅−位相変換手段６０
   と、 前記クロツク信号と関連する信号に応答して前
   記デイジタル位相変調信号の極性を交互に変えて
   出力する極性発生手段５０と、 前記位相累算手段２と前記極性発生手段５０と
   に接続され、これらの出力信号を加算して出力す
   る加算手段３０と、 前記加算手段３０の出力信号に関連するデイジ
   タル三角関数値信号を発生するルツク・アツプ手
   段１００と、 前記デイジタル三角関数値信号をアナログ信号
   に変換するデイジタル−アナログ変換手段１１０
   と、 前記デイジタル−アナログ変換手段１１０に接
   続されたフイルタ手段１２０と、 を備えて成るデイジタル式振幅変調装置。