JPH0435922B2 - - Google Patents
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- JPH0435922B2 JPH0435922B2 JP56180713A JP18071381A JPH0435922B2 JP H0435922 B2 JPH0435922 B2 JP H0435922B2 JP 56180713 A JP56180713 A JP 56180713A JP 18071381 A JP18071381 A JP 18071381A JP H0435922 B2 JPH0435922 B2 JP H0435922B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C1/00—Amplitude modulation
Landscapes
- Amplitude Modulation (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
正弦波を合成する既知の方法は、基準クロツク
信号から調波周波数信号を得た後、ある選択され
た調波周波数をろ波することにより所定周波数の
出力信号を得ていた。他の既知の方法は、帰還ル
ープ内にデイジタル分割器を具えた位相ロツク・
ループが使用されていた。これらの方法はいずれ
も搬送波の位相連続スイツチングを与えるもので
はなく、また両方法ともエージング、温度影響な
どによるドリフトおよび誤作動を受ける多くのア
ナログ構成部品を必要とする。 上記の問題を解決するためには、デイジタル信
号発生合成器が有用である。従来のデイジタル合
成器を第1図のブロツク図に示す。周波数(F)を定
める関係式は F=△φ/△T(1/2π)である。 ここで△Tがデイジタル・クロツクの周期であ
るならば、△Tは一義的に周波数を定める。な
お、△φは微分位相である。衆知のように周波数
および位相変調はこの合成器から簡単に得られ
る。振幅変調(以後AMという)は、これより困
難で、通常、デイジタル−アナログ変換器の前、
後いずれかに乗算器を挿入して実現することがで
きる。もし乗算器がデイジタル−アナログ変換器
の後にある場合は、通常のAMアナログ変調器を
形成する。乗算器がデイジタル−アナログ変換器
の前にある場合は、複合デイジタル乗算器が要求
される。 デイジタル−アナログ変換後の振幅変調は、そ
れが発生器全体をデイジタル形にしない点で不利
である。また、変調指数はデイジタル制御するこ
とが困難であり、そしてアナログ乗算器は調波お
よびスプリアス信号の発生によつて搬送波の質を
低下させる。 デイジタル乗算器を用いれば、これらの問題を
解決することができる。第2図は振幅変調を具え
た従来技術によるデイジタル合成器のブロツク図
である。変調源はエイリアシングを防ぐためにろ
波されたより高い周波数を含む任意なランダム波
であつても良い。搬送波の項sin(ωcT)は普通、
ROMルツクアツプ位相−振幅変換器から導かれ
る。変調の項は1+MRm(T)である。ここでMは
変調指数、Rm(T)は変調波である。これはデイジ
タル形式であるが、いくつかの問題点があり、例
えば、最大搬送周波数は乗算器の速度により制限
される。 過粗から生じるスプリアス信号を減少させるた
めに、少なくとも10ビツトの振幅分解能が要求さ
れるので、10×10形乗算器が必要となる。この規
模の乗算器は現在の技術をもつてしてもきわめて
複雑である。最大速度は乗算当たり約90nsであ
り、乗算器および1+MRm(T)発生器の追加によ
つて合成器の複雑度はほぼ倍加される。 本発明の一実施例によれば、変調信号は、
ROM(読出し専用メモリ)の位相ルツクアツプ
表をアドレス指定するアナログ−デイジタル変換
器に加えられる。ROM位相ルツクアツプ表の出
力は、極性発生器に加えられる。極性発生器の出
力および位相累算器からの出力は位相加算器に導
入される。位相加算器の出力は正弦ルツクアツプ
ROMの入力に加えられ、次いで該ROMの出力
はデイジタル−アナログ変換器に加えられ、更に
低域フイルタを通過して、振幅変調された搬送波
信号が得られる。本発明はそれにより少しも乗算
を必要とせずに位相領域内で搬送波信号をデイジ
タル振幅変調する。 本発明は、乗算を必要とせずに位相領域内で振
幅変調を行わせる。第3図は、本発明の一実施例
による振幅変調を含むデイジタル合成器のブロツ
ク図である。本発明の動作は下記のとおりであ
る。 振幅変調は位相変調の特殊な場合である。振幅
および位相の両変調が生じるように搬送波信号を
位相変調することができる。位相変調の項が除去
されると、AM(振幅変調)のみが生じる。 これを達成する方法を理解するために、次の関
数を考える。 sin(ωcT+X) (1) ただしωcは搬送波周波数であり、Xは一定の
位相オフセツトである。位相オフセツトが下記に
示すX(T)によつて表される時間の連続関数である
とする。 X(T)=cos-1〔0.5(1+MRm(T)〕 (2) ただし、Rm(T)は変調源であり、Mは変調指数
である。いま、X(T)を用いて、下記の如く2個の
被位相変調波G1(T)およびG2(T)を発生する。三角
法を用いて、右辺はそれぞれ左辺に等しいことが
示される。第5図Aは式(3)の成分スペクトルを示
し、第5図Bは式(4)の成分スペクトルを示す。分
かりやすくするため、cos(ωcT)×sin〔X(T)〕の
スペクトルは第5図AおよびBの原点に移動し
た。 cos(ωcT)×sin〔X(T)〕の項は現実には搬送波
ωcの周りに存在する。分かりやすくするため、
基本項sin〔X(T)〕のみが図示されている。cos(ωc
T)の項はsin〔X(T)〕の項を搬送波の回りにアツ
プ変換する。 G1(T)=sin(ωcT+X(T))=sin(ωcT)〔1/2 +MRm(T)/2〕−cos(ωcT)×sin〔X(T)〕 (3) G2(T)=sin(ωcT−X(T))=sin(ωcT)〔1/2 +MRm(T)/2〕−cos(ωcT)×sin〔X(T)〕 (4) 第5図Cから、これら2つの被位相変調波の和
は興味ある特性を示す、 G1(T)+G2(T)=sin(ωcT)(1
+MRm(T)(5) 結果は純振幅変調の場合の典型的な形である。
すべての位相変調が無効にされるならば、AMの
みが生じることに注目されたい。上記は連続アナ
ログ信号について成り立つ。 デイジタル技法を用いると、式(6)のように、式
(5)に(Fクロツク/2)周辺の周波数を有する
G3(T)項が付加されたものが発生される。これら
の項は、出力低域フイルタによつて容易にろ波す
ることができる。 sin(ωcT)(1+MRm(T))+G3(T) (6) すなわち式(6)は低域フイルタによつてろ波され
てから式(5)になる。 式(6)を作るために、正振幅=+1および負振幅
=−1をもつ方形波として定められる関数S(T)を
考える。反復速度はFクロツク/2である。S(T)
を用いれば、式(3)および(4)は三角法による組合せ
形で表され、次式(7)の結果が得られる: sin(ωcT+S(T)X(T))=sin(ωcT)cos(X(T)) +cos(ωcT)S(T)sin〔X(T)〕 (7) 最右項cos(ωcT)S(T)sin〔X(T)〕はきわめて複
雑な周波数スペクトルをもつ。これは1つの例外
をもつ式(3)および(4)に現れるのと同じ不要項であ
る。S(T)方形波は、PM(位相変調)項の周波数
をアツプ変換する。かくして、第1不要スペクト
ル線がFクロツク/2の回りに生じる。出力用低
域フイルタ(LPF)がこれらの周波数成分およ
びより高いすべての成分を除去をするように設計
されている場合、式(7)は次のようになる: sin(ωcT+S(T)X(T))LPF=sin(ω
cT)(1+MRm(T))(8) 実際にFクロツクが無限大に近づくにつれて、
cos(ωcT)S(T)sin〔X(T)〕の項も無限大に近づ
き、残る唯一の信号はAMスペクトルとなる。式
(7)および(8)のスペクトル情報についてはそれぞれ
第6図AおよびBの特性図を参照されたい。式(8)
は連続結果の式(5)に相当する。式(7)は第4図に関
して具体化される。搬送波は回転ベクトルV2に
よつて表わされる。デイジタル・クロツクの各サ
イクルは、X(T)または−X(T)のいずれかに搬送波
を位相変調させる。結果はそれぞれV1およびV3
で示す。これはAMとPMの両方を生じる。既に
述べたとおり、PMは出力用LPFによつてろ波さ
れる。AMはX軸上に投影される合成ベクトル
(V2=V1+V3)により生じ、ベクトルV2は搬送
波速度で回転する。変調波Rm(T)が変化するとき
X(T)項はベクトルV2の搬送波振幅がRm(T)に比例
して変わるような適切な大きさである。 第3図のブロツク図を参照するに、AMを行う
ために追加された唯一の速度クリテイカル部分は
加算器30である。この追加は第2図に示された
従来技術の乗算器を有効に置換し、これによつて
より速いクロツクしたがつてより速い搬送波速度
を与えるAM発生器が得られる。ハードウエア
も、従来技術の乗算器法に比べて著しく減少され
る。 第3図において、加算器10およびラツチ20
から成る位相累算器2は、直線的に増加する位相
を累算する。微分位相△φの値4は、出力搬送波
速度を決定する。外部制御器は、△φおよび△T
クロツク入力を与える。位相累算器2の出力
(ωcTに相当)は加算器30の一方の入力に入力
される。加算器30のもう1つの入力は、AM位
相発生器から導入される。このAM位相発生器は
極性発生器50、振幅−位相発生器ROM位相ル
ツク・アツプ表60、およびアナログ−デイジタル
変換器70によつて構成される。変調指数100%
のAM用ROM60の内容は、次の第1表にて与
えられる。ROM60は11ビツトの256語であり、
そして与えられた値は8進値である、また0=0
ラジアン、2777=πラジアンである。
信号から調波周波数信号を得た後、ある選択され
た調波周波数をろ波することにより所定周波数の
出力信号を得ていた。他の既知の方法は、帰還ル
ープ内にデイジタル分割器を具えた位相ロツク・
ループが使用されていた。これらの方法はいずれ
も搬送波の位相連続スイツチングを与えるもので
はなく、また両方法ともエージング、温度影響な
どによるドリフトおよび誤作動を受ける多くのア
ナログ構成部品を必要とする。 上記の問題を解決するためには、デイジタル信
号発生合成器が有用である。従来のデイジタル合
成器を第1図のブロツク図に示す。周波数(F)を定
める関係式は F=△φ/△T(1/2π)である。 ここで△Tがデイジタル・クロツクの周期であ
るならば、△Tは一義的に周波数を定める。な
お、△φは微分位相である。衆知のように周波数
および位相変調はこの合成器から簡単に得られ
る。振幅変調(以後AMという)は、これより困
難で、通常、デイジタル−アナログ変換器の前、
後いずれかに乗算器を挿入して実現することがで
きる。もし乗算器がデイジタル−アナログ変換器
の後にある場合は、通常のAMアナログ変調器を
形成する。乗算器がデイジタル−アナログ変換器
の前にある場合は、複合デイジタル乗算器が要求
される。 デイジタル−アナログ変換後の振幅変調は、そ
れが発生器全体をデイジタル形にしない点で不利
である。また、変調指数はデイジタル制御するこ
とが困難であり、そしてアナログ乗算器は調波お
よびスプリアス信号の発生によつて搬送波の質を
低下させる。 デイジタル乗算器を用いれば、これらの問題を
解決することができる。第2図は振幅変調を具え
た従来技術によるデイジタル合成器のブロツク図
である。変調源はエイリアシングを防ぐためにろ
波されたより高い周波数を含む任意なランダム波
であつても良い。搬送波の項sin(ωcT)は普通、
ROMルツクアツプ位相−振幅変換器から導かれ
る。変調の項は1+MRm(T)である。ここでMは
変調指数、Rm(T)は変調波である。これはデイジ
タル形式であるが、いくつかの問題点があり、例
えば、最大搬送周波数は乗算器の速度により制限
される。 過粗から生じるスプリアス信号を減少させるた
めに、少なくとも10ビツトの振幅分解能が要求さ
れるので、10×10形乗算器が必要となる。この規
模の乗算器は現在の技術をもつてしてもきわめて
複雑である。最大速度は乗算当たり約90nsであ
り、乗算器および1+MRm(T)発生器の追加によ
つて合成器の複雑度はほぼ倍加される。 本発明の一実施例によれば、変調信号は、
ROM(読出し専用メモリ)の位相ルツクアツプ
表をアドレス指定するアナログ−デイジタル変換
器に加えられる。ROM位相ルツクアツプ表の出
力は、極性発生器に加えられる。極性発生器の出
力および位相累算器からの出力は位相加算器に導
入される。位相加算器の出力は正弦ルツクアツプ
ROMの入力に加えられ、次いで該ROMの出力
はデイジタル−アナログ変換器に加えられ、更に
低域フイルタを通過して、振幅変調された搬送波
信号が得られる。本発明はそれにより少しも乗算
を必要とせずに位相領域内で搬送波信号をデイジ
タル振幅変調する。 本発明は、乗算を必要とせずに位相領域内で振
幅変調を行わせる。第3図は、本発明の一実施例
による振幅変調を含むデイジタル合成器のブロツ
ク図である。本発明の動作は下記のとおりであ
る。 振幅変調は位相変調の特殊な場合である。振幅
および位相の両変調が生じるように搬送波信号を
位相変調することができる。位相変調の項が除去
されると、AM(振幅変調)のみが生じる。 これを達成する方法を理解するために、次の関
数を考える。 sin(ωcT+X) (1) ただしωcは搬送波周波数であり、Xは一定の
位相オフセツトである。位相オフセツトが下記に
示すX(T)によつて表される時間の連続関数である
とする。 X(T)=cos-1〔0.5(1+MRm(T)〕 (2) ただし、Rm(T)は変調源であり、Mは変調指数
である。いま、X(T)を用いて、下記の如く2個の
被位相変調波G1(T)およびG2(T)を発生する。三角
法を用いて、右辺はそれぞれ左辺に等しいことが
示される。第5図Aは式(3)の成分スペクトルを示
し、第5図Bは式(4)の成分スペクトルを示す。分
かりやすくするため、cos(ωcT)×sin〔X(T)〕の
スペクトルは第5図AおよびBの原点に移動し
た。 cos(ωcT)×sin〔X(T)〕の項は現実には搬送波
ωcの周りに存在する。分かりやすくするため、
基本項sin〔X(T)〕のみが図示されている。cos(ωc
T)の項はsin〔X(T)〕の項を搬送波の回りにアツ
プ変換する。 G1(T)=sin(ωcT+X(T))=sin(ωcT)〔1/2 +MRm(T)/2〕−cos(ωcT)×sin〔X(T)〕 (3) G2(T)=sin(ωcT−X(T))=sin(ωcT)〔1/2 +MRm(T)/2〕−cos(ωcT)×sin〔X(T)〕 (4) 第5図Cから、これら2つの被位相変調波の和
は興味ある特性を示す、 G1(T)+G2(T)=sin(ωcT)(1
+MRm(T)(5) 結果は純振幅変調の場合の典型的な形である。
すべての位相変調が無効にされるならば、AMの
みが生じることに注目されたい。上記は連続アナ
ログ信号について成り立つ。 デイジタル技法を用いると、式(6)のように、式
(5)に(Fクロツク/2)周辺の周波数を有する
G3(T)項が付加されたものが発生される。これら
の項は、出力低域フイルタによつて容易にろ波す
ることができる。 sin(ωcT)(1+MRm(T))+G3(T) (6) すなわち式(6)は低域フイルタによつてろ波され
てから式(5)になる。 式(6)を作るために、正振幅=+1および負振幅
=−1をもつ方形波として定められる関数S(T)を
考える。反復速度はFクロツク/2である。S(T)
を用いれば、式(3)および(4)は三角法による組合せ
形で表され、次式(7)の結果が得られる: sin(ωcT+S(T)X(T))=sin(ωcT)cos(X(T)) +cos(ωcT)S(T)sin〔X(T)〕 (7) 最右項cos(ωcT)S(T)sin〔X(T)〕はきわめて複
雑な周波数スペクトルをもつ。これは1つの例外
をもつ式(3)および(4)に現れるのと同じ不要項であ
る。S(T)方形波は、PM(位相変調)項の周波数
をアツプ変換する。かくして、第1不要スペクト
ル線がFクロツク/2の回りに生じる。出力用低
域フイルタ(LPF)がこれらの周波数成分およ
びより高いすべての成分を除去をするように設計
されている場合、式(7)は次のようになる: sin(ωcT+S(T)X(T))LPF=sin(ω
cT)(1+MRm(T))(8) 実際にFクロツクが無限大に近づくにつれて、
cos(ωcT)S(T)sin〔X(T)〕の項も無限大に近づ
き、残る唯一の信号はAMスペクトルとなる。式
(7)および(8)のスペクトル情報についてはそれぞれ
第6図AおよびBの特性図を参照されたい。式(8)
は連続結果の式(5)に相当する。式(7)は第4図に関
して具体化される。搬送波は回転ベクトルV2に
よつて表わされる。デイジタル・クロツクの各サ
イクルは、X(T)または−X(T)のいずれかに搬送波
を位相変調させる。結果はそれぞれV1およびV3
で示す。これはAMとPMの両方を生じる。既に
述べたとおり、PMは出力用LPFによつてろ波さ
れる。AMはX軸上に投影される合成ベクトル
(V2=V1+V3)により生じ、ベクトルV2は搬送
波速度で回転する。変調波Rm(T)が変化するとき
X(T)項はベクトルV2の搬送波振幅がRm(T)に比例
して変わるような適切な大きさである。 第3図のブロツク図を参照するに、AMを行う
ために追加された唯一の速度クリテイカル部分は
加算器30である。この追加は第2図に示された
従来技術の乗算器を有効に置換し、これによつて
より速いクロツクしたがつてより速い搬送波速度
を与えるAM発生器が得られる。ハードウエア
も、従来技術の乗算器法に比べて著しく減少され
る。 第3図において、加算器10およびラツチ20
から成る位相累算器2は、直線的に増加する位相
を累算する。微分位相△φの値4は、出力搬送波
速度を決定する。外部制御器は、△φおよび△T
クロツク入力を与える。位相累算器2の出力
(ωcTに相当)は加算器30の一方の入力に入力
される。加算器30のもう1つの入力は、AM位
相発生器から導入される。このAM位相発生器は
極性発生器50、振幅−位相発生器ROM位相ル
ツク・アツプ表60、およびアナログ−デイジタル
変換器70によつて構成される。変調指数100%
のAM用ROM60の内容は、次の第1表にて与
えられる。ROM60は11ビツトの256語であり、
そして与えられた値は8進値である、また0=0
ラジアン、2777=πラジアンである。
【表】
【表】
最大周波数Fクロツク/4のランダム変調波
Rm(T)は、アナログ−デイジタル変換器70によ
つてデイジタル化される。このデイジタル値は、
ROM位相ルツク・アツプ表60のアドレスを指定
する。ROMはこの機能を果たすだけ十分高速で
ある。前記アドレス指定により得られる、前記
Rm(T)に対応するROM出力(X(T)=cos-1(1/2+
MRm(T)/2)に相当は次に極性発生器50に送
られる。 極性発生器50の目的は、クロツク・パルスN
でX(T)、クロツク・パルスN+1で−X(T)などの
出力を送りだすことである。X(T)、−X(T)、X(T)
……の順序で位相加算器30の入力になる。これ
は位相が搬送波を変調する場所である。このよう
な極性発生器50はたとえば同図の点線枠内に示
されたような回路で構成される。ROM60の11
ビツト出力の各ビツトは極性発生器50のそれぞ
れ対応する排他的論理和回路(XOR)の一方の
入力に接続され、各XORの他の入力はクロツク
入力の2分周出力に接続される。該2分周出力は
また各XOR出力と共に極性発生器50の12ビツ
ト出力となり、加算器30に入力される。極性発
生器50の11ビツト入力は一般に2の補数であ
り、該入力の極性反転は、2分周出力がハイレベ
ルのときに各XORがインバータ動作をし、該11
ビツト・インバータ出力と2分周出力(=1)と
が加算されて得られる。次に位相加算器30の出
力(ωcT±X(T)に相当)は正弦ルツク・アツプ
ROM100(この出力はsin(ωcT±X(T))に相
当)、デイジタル−アナログ変換器110および
低域フイルタ120によつて振幅に変換される。
低域フイルタ120の出力130は不要周波数成
分の除去された所定のAM搬送波(式(8)参照)で
ある。 さらに詳細に説明する。T=N・△T=TNの
とき、極性発生器50の入力はX(TN)であり、
出力は、たとえば入力と同極性のX(TN)であ
る。位相累算器2の出力は(△φ/△T)・TN=
ωcTNであるので位相加算器30の出力はωcTN+
X(TN)となる。つぎに T=(N+1)・△T=
TN+1のとき、極性発生器50の出力は、その入
力X(TN+1)の極性が反転されて、−X(TN+1)と
なる。位相累算器2の出力はωcTN+1となるので
位相加算器30の出力は、 ωcTN+1−X(TN+1)となる。位相加算器30で
のこれらの出力は、正弦ルツク・アツプROM1
00でその正弦関数値がとられ、それぞれ T=
TN、TN+1における正弦ルツク・アツプROM10
0の出力となる。極性発生器50での極性反転は
Fクロツク/2の周波数で行われるため、(7)式で
示された不要項cos(ωcT)S(T)sin〔X(T)〕が所望
の進幅変調波からかなり離れた、Fクロツク/2
を中心にしてその周辺に存在する周波数成分を持
つようになり、容易にこれらの不要周波数成分を
LPFで取り除くことができる。 変調指数Mが可変であれば、ROM位相ルツク
アツプ表60はROMに代わつてRAMである。
RAMの内容は、新しい変調指数が要求される毎
に更新される。合成器は、△φおよびクロツク入
力を与える制御器が含まれているので、この同じ
制御器はRAMの内容を計算するのに用いられ
る。変調指数Mが一定ならば、ROMの内容は固
定される。 精密な進幅の減衰 本方法が他より優れている点は、優れた分解能
で精度の良い搬送波減衰を行えることである。第
7図は本発明の一実施例により得られる精密な減
衰器の分解能対減衰の関係を示す特性図である。
ここである選択された周波数における出力は、基
準の0dBとして定められる。本発明による搬送波
は、第7図で示されるとおりの分解能で、選択さ
れた範囲(例えば10dB)内の任意な値まで減衰
される。分解能はX(T)のビツト数に基づく制限を
受ける。この場合X(T)はいかなる値の時間に対し
ても一定である。その結果は直流AMである。第
8図は前記第3図の構成をより簡単にしたブロツ
ク図である。この装置は乗算を必要とせず、且つ
最少のハードウエアで構成されている。次式(9)は
減衰器機能用のX(T)=Xを定める。 X(T)=X=定数=cos-1(Rm/1024) (9) ただしRmは式(10)に定められる減衰をセツトす
る。 減衰=20log(Rm/1024)dB (10) ここで10ビツト方式では0Rm<1024。 RmおよびX(T)が10ビツトによつて説明される
場合、分解能は式(11)から得られる。この精密度
は、臨界アナログ回路の試験用にまたは校正器と
して有用である。 分解能(dB)=(0.00848)10exp
(−0.05A)(11) ただし、Aは搬送波の1dB以下の減衰である。 第8図を参照するに、位相累算器2はキヤリ
ア・レートをきめる。加算器30は位相順序X、
−X、X、……で加算する。X(T)は減衰の与えら
れた値に対して一定であるから、ROMは位相を
作る必要がない。それは合成器制御器を用いて計
算することができる。この場合、Rm変数は同一
減衰を生じる一定の直流入力値を表す。かくし
て、加算器30の出力は所定のアナログ出力に変
換される。 両側波帯抑制搬送波 両側波帯抑制搬送波(以下DSBSCという)を
作ることがしばしば要求される。DSBSCは従来
の二重平衡形混合器を用いることによつて得られ
る。すべてのいわゆる平衡形変調器は、部分限界
による不平衡度をもつ。この不平衡により搬送波
は出力端子に出現するが、そのレベルは減少して
いる。式(2)を変形することによつて、DSBSCが
得られる。 X(T)=cos-1(Rm(T))/2、0R
m(T)1(12) とする。 搬送波の項を除去するために、定数0.5が除去
される。第9図は、本発明の別実施例によるブロ
ツク図で、X(T)が式(12)に基づくことが示されてい
る。この条件の下で、搬送波の項は0である。
DSBSC用のROM60の内容は次の第2表に示
す。ROM60は11ビツトの256語であり、与え
られた値は8進値である。
Rm(T)は、アナログ−デイジタル変換器70によ
つてデイジタル化される。このデイジタル値は、
ROM位相ルツク・アツプ表60のアドレスを指定
する。ROMはこの機能を果たすだけ十分高速で
ある。前記アドレス指定により得られる、前記
Rm(T)に対応するROM出力(X(T)=cos-1(1/2+
MRm(T)/2)に相当は次に極性発生器50に送
られる。 極性発生器50の目的は、クロツク・パルスN
でX(T)、クロツク・パルスN+1で−X(T)などの
出力を送りだすことである。X(T)、−X(T)、X(T)
……の順序で位相加算器30の入力になる。これ
は位相が搬送波を変調する場所である。このよう
な極性発生器50はたとえば同図の点線枠内に示
されたような回路で構成される。ROM60の11
ビツト出力の各ビツトは極性発生器50のそれぞ
れ対応する排他的論理和回路(XOR)の一方の
入力に接続され、各XORの他の入力はクロツク
入力の2分周出力に接続される。該2分周出力は
また各XOR出力と共に極性発生器50の12ビツ
ト出力となり、加算器30に入力される。極性発
生器50の11ビツト入力は一般に2の補数であ
り、該入力の極性反転は、2分周出力がハイレベ
ルのときに各XORがインバータ動作をし、該11
ビツト・インバータ出力と2分周出力(=1)と
が加算されて得られる。次に位相加算器30の出
力(ωcT±X(T)に相当)は正弦ルツク・アツプ
ROM100(この出力はsin(ωcT±X(T))に相
当)、デイジタル−アナログ変換器110および
低域フイルタ120によつて振幅に変換される。
低域フイルタ120の出力130は不要周波数成
分の除去された所定のAM搬送波(式(8)参照)で
ある。 さらに詳細に説明する。T=N・△T=TNの
とき、極性発生器50の入力はX(TN)であり、
出力は、たとえば入力と同極性のX(TN)であ
る。位相累算器2の出力は(△φ/△T)・TN=
ωcTNであるので位相加算器30の出力はωcTN+
X(TN)となる。つぎに T=(N+1)・△T=
TN+1のとき、極性発生器50の出力は、その入
力X(TN+1)の極性が反転されて、−X(TN+1)と
なる。位相累算器2の出力はωcTN+1となるので
位相加算器30の出力は、 ωcTN+1−X(TN+1)となる。位相加算器30で
のこれらの出力は、正弦ルツク・アツプROM1
00でその正弦関数値がとられ、それぞれ T=
TN、TN+1における正弦ルツク・アツプROM10
0の出力となる。極性発生器50での極性反転は
Fクロツク/2の周波数で行われるため、(7)式で
示された不要項cos(ωcT)S(T)sin〔X(T)〕が所望
の進幅変調波からかなり離れた、Fクロツク/2
を中心にしてその周辺に存在する周波数成分を持
つようになり、容易にこれらの不要周波数成分を
LPFで取り除くことができる。 変調指数Mが可変であれば、ROM位相ルツク
アツプ表60はROMに代わつてRAMである。
RAMの内容は、新しい変調指数が要求される毎
に更新される。合成器は、△φおよびクロツク入
力を与える制御器が含まれているので、この同じ
制御器はRAMの内容を計算するのに用いられ
る。変調指数Mが一定ならば、ROMの内容は固
定される。 精密な進幅の減衰 本方法が他より優れている点は、優れた分解能
で精度の良い搬送波減衰を行えることである。第
7図は本発明の一実施例により得られる精密な減
衰器の分解能対減衰の関係を示す特性図である。
ここである選択された周波数における出力は、基
準の0dBとして定められる。本発明による搬送波
は、第7図で示されるとおりの分解能で、選択さ
れた範囲(例えば10dB)内の任意な値まで減衰
される。分解能はX(T)のビツト数に基づく制限を
受ける。この場合X(T)はいかなる値の時間に対し
ても一定である。その結果は直流AMである。第
8図は前記第3図の構成をより簡単にしたブロツ
ク図である。この装置は乗算を必要とせず、且つ
最少のハードウエアで構成されている。次式(9)は
減衰器機能用のX(T)=Xを定める。 X(T)=X=定数=cos-1(Rm/1024) (9) ただしRmは式(10)に定められる減衰をセツトす
る。 減衰=20log(Rm/1024)dB (10) ここで10ビツト方式では0Rm<1024。 RmおよびX(T)が10ビツトによつて説明される
場合、分解能は式(11)から得られる。この精密度
は、臨界アナログ回路の試験用にまたは校正器と
して有用である。 分解能(dB)=(0.00848)10exp
(−0.05A)(11) ただし、Aは搬送波の1dB以下の減衰である。 第8図を参照するに、位相累算器2はキヤリ
ア・レートをきめる。加算器30は位相順序X、
−X、X、……で加算する。X(T)は減衰の与えら
れた値に対して一定であるから、ROMは位相を
作る必要がない。それは合成器制御器を用いて計
算することができる。この場合、Rm変数は同一
減衰を生じる一定の直流入力値を表す。かくし
て、加算器30の出力は所定のアナログ出力に変
換される。 両側波帯抑制搬送波 両側波帯抑制搬送波(以下DSBSCという)を
作ることがしばしば要求される。DSBSCは従来
の二重平衡形混合器を用いることによつて得られ
る。すべてのいわゆる平衡形変調器は、部分限界
による不平衡度をもつ。この不平衡により搬送波
は出力端子に出現するが、そのレベルは減少して
いる。式(2)を変形することによつて、DSBSCが
得られる。 X(T)=cos-1(Rm(T))/2、0R
m(T)1(12) とする。 搬送波の項を除去するために、定数0.5が除去
される。第9図は、本発明の別実施例によるブロ
ツク図で、X(T)が式(12)に基づくことが示されてい
る。この条件の下で、搬送波の項は0である。
DSBSC用のROM60の内容は次の第2表に示
す。ROM60は11ビツトの256語であり、与え
られた値は8進値である。
【表】
【表】
【表】
100%振幅変調
本発明のもう1つの応用は、制限のない完全に
100%の変調指数を得ることである。アナログ成
分を用いると、制限の問題があるので完全に100
%AMを得ることは困難である。受信機または変
調アナライザを試験するとき、100%AMは校正
信号として役立つ。 単側波帯 単側波帯(以下SSBという)を作るには、特殊
な側波帯抑制フイルタまたは90°移相器のいずれ
かが通常要求される。しかし両方法とも合成スペ
クトルを劣化させる欠点がある。試験に通常要求
されるような簡単な2個の信号音について、本発
明は90°移相または側波帯フイルタなしで信号を
作る。 第10図は、ツートーンの下部単側波帯
(LSSB)スペクトルの特性図である。これは上
述のDSBSC方式を用いて作られる。この場合、
使用者は適当な△φ、クロツク、およびR(m)Tを
印加する合成器制御器に2つの周波数信号F1、
F2を入力する。次に制御器は、Fc−(F1+F2)/
2の偽搬送波の回りにDSBSCを作る。2つの信
号音SSBシステムはDSBSC信号に相当する。 上部SSB信号は同様に、Fc+(F1+F2)/2の
偽搬送波の回りに作られる。
100%の変調指数を得ることである。アナログ成
分を用いると、制限の問題があるので完全に100
%AMを得ることは困難である。受信機または変
調アナライザを試験するとき、100%AMは校正
信号として役立つ。 単側波帯 単側波帯(以下SSBという)を作るには、特殊
な側波帯抑制フイルタまたは90°移相器のいずれ
かが通常要求される。しかし両方法とも合成スペ
クトルを劣化させる欠点がある。試験に通常要求
されるような簡単な2個の信号音について、本発
明は90°移相または側波帯フイルタなしで信号を
作る。 第10図は、ツートーンの下部単側波帯
(LSSB)スペクトルの特性図である。これは上
述のDSBSC方式を用いて作られる。この場合、
使用者は適当な△φ、クロツク、およびR(m)Tを
印加する合成器制御器に2つの周波数信号F1、
F2を入力する。次に制御器は、Fc−(F1+F2)/
2の偽搬送波の回りにDSBSCを作る。2つの信
号音SSBシステムはDSBSC信号に相当する。 上部SSB信号は同様に、Fc+(F1+F2)/2の
偽搬送波の回りに作られる。
第1図は従来技術によるデイジタル合成器のブ
ロツク図、第2図は振幅変調をもつ従来技術によ
るデイジタル合成器のブロツク図、第3図は本発
明の一実施例によるデイジタル振幅変調器のブロ
ツク図、第4図は振幅変調法を示すベクトル図、
第5図は位相変調された信号および純振幅変調さ
れた信号の簡潔化されたスペクトル、第6図は本
実施例の作動に表れる振幅変調スペクトルおよび
位相変調スペクトルの周波数スペクトル、第7図
は本発明の実施例により構成された精密減衰器用
の分解能対減衰の関係を示す特性図、第8図優れ
たは分解能をもつ精密搬送波減衰を与える他の実
施例のブロツク図、第9図は本発明の実施例によ
り構成された両側波帯抑制式搬送波発生器のブロ
ツク図、第10図はツートーン下部単側波帯スペ
クトルを示す特性図である。 2:位相累算器、10,30:加算器、6,2
0:ラツチ、50:極性発生器、60:ROM位
相ルツクアツプ表、70:A/D変換器、10
0:正弦波ルツクアツプROM、110:D/A
変換器、120:低域フイルタ。
ロツク図、第2図は振幅変調をもつ従来技術によ
るデイジタル合成器のブロツク図、第3図は本発
明の一実施例によるデイジタル振幅変調器のブロ
ツク図、第4図は振幅変調法を示すベクトル図、
第5図は位相変調された信号および純振幅変調さ
れた信号の簡潔化されたスペクトル、第6図は本
実施例の作動に表れる振幅変調スペクトルおよび
位相変調スペクトルの周波数スペクトル、第7図
は本発明の実施例により構成された精密減衰器用
の分解能対減衰の関係を示す特性図、第8図優れ
たは分解能をもつ精密搬送波減衰を与える他の実
施例のブロツク図、第9図は本発明の実施例によ
り構成された両側波帯抑制式搬送波発生器のブロ
ツク図、第10図はツートーン下部単側波帯スペ
クトルを示す特性図である。 2:位相累算器、10,30:加算器、6,2
0:ラツチ、50:極性発生器、60:ROM位
相ルツクアツプ表、70:A/D変換器、10
0:正弦波ルツクアツプROM、110:D/A
変換器、120:低域フイルタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 所定の微分位相量をクロツク信号に応答して
順次累算し、デイジタル出力する位相累算手段2
と、 入力変調信号をデイジタル変調信号に変換する
アナログ−デイジタル変換手段70と、 前記デイジタル変調信号に対応するデイジタル
位相変調信号を発生する振幅−位相変換手段60
と、 前記クロツク信号と関連する信号に応答して前
記デイジタル位相変調信号の極性を交互に変えて
出力する極性発生手段50と、 前記位相累算手段2と前記極性発生手段50と
に接続され、これらの出力信号を加算して出力す
る加算手段30と、 前記加算手段30の出力信号に関連するデイジ
タル三角関数値信号を発生するルツク・アツプ手
段100と、 前記デイジタル三角関数値信号をアナログ信号
に変換するデイジタル−アナログ変換手段110
と、 前記デイジタル−アナログ変換手段110に接
続されたフイルタ手段120と、 を備えて成るデイジタル式振幅変調装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18071381A JPS5881364A (ja) | 1981-11-11 | 1981-11-11 | デイジタル位相領域振幅変調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18071381A JPS5881364A (ja) | 1981-11-11 | 1981-11-11 | デイジタル位相領域振幅変調装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5881364A JPS5881364A (ja) | 1983-05-16 |
JPH0435922B2 true JPH0435922B2 (ja) | 1992-06-12 |
Family
ID=16088008
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP18071381A Granted JPS5881364A (ja) | 1981-11-11 | 1981-11-11 | デイジタル位相領域振幅変調装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5881364A (ja) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS60214033A (ja) * | 1984-04-09 | 1985-10-26 | Advantest Corp | 信号発生装置 |
US4635279A (en) * | 1985-07-25 | 1987-01-06 | Rca Corporation | Arrangement for coherently generating sinusoids of different frequencies, and angle modulation data receiver using the arrangement |
US4806881A (en) * | 1987-08-28 | 1989-02-21 | Hewlett-Packard Company | Multi-channel modulated numerical frequency synthesizer |
JP2503568Y2 (ja) * | 1990-02-16 | 1996-07-03 | 横河電機株式会社 | 位相変調回路 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5685961A (en) * | 1979-12-14 | 1981-07-13 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Phase modulator |
-
1981
- 1981-11-11 JP JP18071381A patent/JPS5881364A/ja active Granted
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5685961A (en) * | 1979-12-14 | 1981-07-13 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Phase modulator |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5881364A (ja) | 1983-05-16 |
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