JPS5881364A - デイジタル位相領域振幅変調装置 - Google Patents
デイジタル位相領域振幅変調装置Info
- Publication number
- JPS5881364A JPS5881364A JP18071381A JP18071381A JPS5881364A JP S5881364 A JPS5881364 A JP S5881364A JP 18071381 A JP18071381 A JP 18071381A JP 18071381 A JP18071381 A JP 18071381A JP S5881364 A JPS5881364 A JP S5881364A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- output
- digital
- phase
- adder
- Prior art date
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- Granted
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C1/00—Amplitude modulation
Landscapes
- Amplitude Modulation (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
正弦波を合成する既知の方法は、基準クロック信号から
調波周波数信号を得た後、ある選択された調波周波数を
ろ波することにより所定周波数の出力信号を得ていた。
調波周波数信号を得た後、ある選択された調波周波数を
ろ波することにより所定周波数の出力信号を得ていた。
他の既知の方法は、帰還ループ内にディジタル分割器を
具えた位相ロック・ループが使用されていた。これらの
方法はいずれも搬送波の位相連続スイッチングを与える
ものではなく、また両方法ともエーシング、温度影響な
どによるド９７）および誤作動を受ける高価なアナログ
構成部品を必要とする。
具えた位相ロック・ループが使用されていた。これらの
方法はいずれも搬送波の位相連続スイッチングを与える
ものではなく、また両方法ともエーシング、温度影響な
どによるド９７）および誤作動を受ける高価なアナログ
構成部品を必要とする。
上記の問題を解決するためには、ディジタル信号発生合
成器が有用である。従来のディジタル合成器を第１図の
ブロック図に示す。周波数（Ｆ）を定める関係式は ここでΔＴがディジタル・クロックの周期であるならば
、Δτは一義的に周波数を定める。なお、Δグは微分位
相である。衆知のように周波数および位相変調はこの合
成器から簡単に得られる。振幅変調（以後ＡＭという）
は、一般に困難であるから、ディジタル−アナログ変換
器の前、後いずれかに乗算器を挿入して実現することが
できる。
成器が有用である。従来のディジタル合成器を第１図の
ブロック図に示す。周波数（Ｆ）を定める関係式は ここでΔＴがディジタル・クロックの周期であるならば
、Δτは一義的に周波数を定める。なお、Δグは微分位
相である。衆知のように周波数および位相変調はこの合
成器から簡単に得られる。振幅変調（以後ＡＭという）
は、一般に困難であるから、ディジタル−アナログ変換
器の前、後いずれかに乗算器を挿入して実現することが
できる。
もし乗算器がディジタル−アナログ変換器の（＆にある
場合は、共通ＡＭアナログ変調器を形成する。
場合は、共通ＡＭアナログ変調器を形成する。
乗算器がディジタル−アナログ変換器の前にあるれが発
生器全体をディジタル形にしない点で不利である。また
、変調指数はディジタル制御することが困難であり、そ
してアナログ乗算器は調波およびスプリアス信号発生器
によって搬送波の質を低下させる。
生器全体をディジタル形にしない点で不利である。また
、変調指数はディジタル制御することが困難であり、そ
してアナログ乗算器は調波およびスプリアス信号発生器
によって搬送波の質を低下させる。
ディジタル乗算器を用いれば、これらの問題を解決する
ことができる。第２図は振幅変調を具えた従来技術によ
るディジタル合成器のブロック図である。変調源はエイ
リアシングを防ぐためにろ一波されたより高い周波数の
任意なランダム波であることが望ましい。搬送波の項５
ｉｎ（ωｃＴ ）は普通、ＲＯＭルックアップ位相−振
幅変換器から導かれる。変調の項は１＋ＭＲｍ（Ｔ）で
ある。ここでＭは変調指数、Ｒｍ（Ｔ）は変調波である
。これはディジタル形式であるが、いくつかの問題点例
えば、最大搬送周波数は乗算器の速度により制限される
。
ことができる。第２図は振幅変調を具えた従来技術によ
るディジタル合成器のブロック図である。変調源はエイ
リアシングを防ぐためにろ一波されたより高い周波数の
任意なランダム波であることが望ましい。搬送波の項５
ｉｎ（ωｃＴ ）は普通、ＲＯＭルックアップ位相−振
幅変換器から導かれる。変調の項は１＋ＭＲｍ（Ｔ）で
ある。ここでＭは変調指数、Ｒｍ（Ｔ）は変調波である
。これはディジタル形式であるが、いくつかの問題点例
えば、最大搬送周波数は乗算器の速度により制限される
。
過粗から生じるスゲリアス信号を減少させるためＫ、少
なくとも１０ビツトの振幅分解能が要求されるので、ｌ
０ＸＩＯ形乗算器が必要となる。
なくとも１０ビツトの振幅分解能が要求されるので、ｌ
０ＸＩＯ形乗算器が必要となる。
この規模の乗算器は現在の技術をもってしてもきわめて
複雑である。最大速度は乗算器たり約９０ｎｓであり、
乗算器および１＋ＭＲｍ（Ｔ）発生器の追加によって合
成器の複雑度ははぼ倍加される。
複雑である。最大速度は乗算器たり約９０ｎｓであり、
乗算器および１＋ＭＲｍ（Ｔ）発生器の追加によって合
成器の複雑度ははぼ倍加される。
変調信号は、ＲＯＭ（読出し専用メモリ）の位相ルック
アツプ表をアドレス指定するアナログ−ディジタル変換
器に加えられる。ＲＯＭ位相ルックアツプ表の出力は、
極性発生器に加えられる。
アツプ表をアドレス指定するアナログ−ディジタル変換
器に加えられる。ＲＯＭ位相ルックアツプ表の出力は、
極性発生器に加えられる。
極性発生器の出力および位相累算器からの出力は位相加
算器に導入される。位相加算器の出力は正弦ルックアッ
プＲＯＭの入力に加えられ、次いで該ＲＯＭの出力はデ
ィジタル−アナログ変換器に加えられ、更に低域フィル
タを通過して、振幅変調された搬送波信号が得られる。
算器に導入される。位相加算器の出力は正弦ルックアッ
プＲＯＭの入力に加えられ、次いで該ＲＯＭの出力はデ
ィジタル−アナログ変換器に加えられ、更に低域フィル
タを通過して、振幅変調された搬送波信号が得られる。
本発明はそれにより少しも乗算を必要とせずに位相領域
内で搬送波信号をディジタル振幅変調する。
内で搬送波信号をディジタル振幅変調する。
本発明は、乗算を必要とせずに位相領域内で振幅変調を
行わせる。第３図は、本発明の一実施例による振幅変調
を含むディジタル合成器のブロック図である。本発明の
動作は下記のとおりである。
行わせる。第３図は、本発明の一実施例による振幅変調
を含むディジタル合成器のブロック図である。本発明の
動作は下記のとおりである。
振幅変調は位相変調の特殊な場合である。振幅および位
相の両変調が生じるように搬送波信号な位相変調するこ
とができる。位相変調の項が除去されると、ＡＭ（振幅
変調）のみが生じる。
相の両変調が生じるように搬送波信号な位相変調するこ
とができる。位相変調の項が除去されると、ＡＭ（振幅
変調）のみが生じる。
これを達成する方法を理解するためＫ、次の関数を考え
る。
る。
ｓｉｎ （ｆｆｌｅＴ＋Ｘ ）
ｆｌｌただし＃Ｃは搬送波周波数であり、Ｘは一
定の位相オフセットである。位相オフセットがＸ（Ｔ）
によって表される時間の連続関数であるとすれば、Ｘ（
Ｔ）＝ｃｏｓ−’（０，５（１＋ＭＲｍ（Ｔ））ｆ２）
ただし、Ｒｍ（Ｔ）は変調源であり、Ｍは変調指数であ
る。いま、Ｘ（Ｔ）を用いて、２個の被位相変調波Ｇ１
（Ｔ）およびＧ２（Ｔ）を発生する。三角法を用いて、
右辺はそれぞれ左辺に等しいことが示される。第５図人
は式（３）の成分スペクトルを示し、第５図Ｂは式（４
１の成分スペクトルを示す。明らかにするため、ｃｏｓ
（６’ｃＴ ）Ｘ ｓｉｎ （Ｘ （Ｔ ） ） の
スペクトルは第５図人およびＢの原点に移動した。
ｆｌｌただし＃Ｃは搬送波周波数であり、Ｘは一
定の位相オフセットである。位相オフセットがＸ（Ｔ）
によって表される時間の連続関数であるとすれば、Ｘ（
Ｔ）＝ｃｏｓ−’（０，５（１＋ＭＲｍ（Ｔ））ｆ２）
ただし、Ｒｍ（Ｔ）は変調源であり、Ｍは変調指数であ
る。いま、Ｘ（Ｔ）を用いて、２個の被位相変調波Ｇ１
（Ｔ）およびＧ２（Ｔ）を発生する。三角法を用いて、
右辺はそれぞれ左辺に等しいことが示される。第５図人
は式（３）の成分スペクトルを示し、第５図Ｂは式（４
１の成分スペクトルを示す。明らかにするため、ｃｏｓ
（６’ｃＴ ）Ｘ ｓｉｎ （Ｘ （Ｔ ） ） の
スペクトルは第５図人およびＢの原点に移動した。
ｃｏｓ （ωｃ’ｌ’ ） ｘ ｓｉｎ （Ｘ （Ｔ
） ） の項は実際に搬送波ωＣの回りに入る。明確
のために、基本項５ｉｎ（Ｘ（Ｔ））のみが図示されて
いる。ｃｏｓ（ωｃＴ）の項は搬送波の回りのｓｉｎ
（Ｘ （Ｔ ） ）の項をアップ変換する。
） ） の項は実際に搬送波ωＣの回りに入る。明確
のために、基本項５ｉｎ（Ｘ（Ｔ））のみが図示されて
いる。ｃｏｓ（ωｃＴ）の項は搬送波の回りのｓｉｎ
（Ｘ （Ｔ ） ）の項をアップ変換する。
Ｇ２（Ｔ）＝ｓｉｎ （（ＥＩ ＣＴ−Ｘ（Ｔ ） ）
＝ｓｉｎ（ωｃＴ ） （２＋第５図Ｃから、これら
２つの被位相変調波の和は興味ある特性を示す、 Ｇｌ（Ｔ）−＋’Ｇ２（Ｔ）＝ｓｉｎ（ａ＋ｃＴ）（１
＋ＭＲｍの）１５）結果は純振幅変調の場合の典型的な
形である。
＝ｓｉｎ（ωｃＴ ） （２＋第５図Ｃから、これら
２つの被位相変調波の和は興味ある特性を示す、 Ｇｌ（Ｔ）−＋’Ｇ２（Ｔ）＝ｓｉｎ（ａ＋ｃＴ）（１
＋ＭＲｍの）１５）結果は純振幅変調の場合の典型的な
形である。
すべての位相変調が無効にされるならば、ＡＭのみが生
じることに注目されたい。上記は連続アナログ信号につ
いて成り立つ。
じることに注目されたい。上記は連続アナログ信号につ
いて成り立つ。
ディジタル法を用いて、式（５）は周波数Ｆクロック／
２の回りに、項Ｇ３ （Ｔ）の追加によって得られる。
２の回りに、項Ｇ３ （Ｔ）の追加によって得られる。
これらの項は、出力低域フィルタによって容易にろ波す
ることができる。
ることができる。
５ｉｎ（ωｃＴ）（１＋ＭＲｍ（Ｔ））＋０３（Ｔ）
（６）すなわち式（６）は低域フィルタによって
ろ波されてから式（５）になる。
（６）すなわち式（６）は低域フィルタによって
ろ波されてから式（５）になる。
式（６）を作るために、正振幅＝＋１および負振幅＝−
１をもつ方形波として定められる関数５（Ｔ）を考える
。反復速度はＦクロック／２である。
１をもつ方形波として定められる関数５（Ｔ）を考える
。反復速度はＦクロック／２である。
Ｓ（りを用いれば、式（３）および（４）は三角法によ
る組合せ形で表され、次式（７）の結果が得られる：ｓ
ｉｎ（ａｍｃＴ＋８（Ｔ）Ｘ（Ｔ））＝ｓｉｎ（ωｃＴ
）ｃｏｓ （Ｘ（Ｔ））十ｃｏｓ （ωｅＴ）８（Ｔ）
ｓｉｎ （Ｘ （Ｔ ） ） （７）最右項
ｃｏｓ（ωｃＴ）８（Ｔ）ｓｉｎ（Ｘ（Ｔ） ）はきわ
めて複雑な周波数スペクトルをもつ。これは１つの例外
なもつ式（３）および（４）に現れるのと同じ不要項で
ある。８（Ｔ）方形波は、周波数を高くするＰＭ←位相
変調）項を変える。かくして、第１不要スペクトル線が
Ｆクロック／２の回りに生じる。出力用低域フィルタ（
ＬＰＦ）がこれらの周波数成分およびより高いすぺ゛て
の成分を除去するように設計されている場合、式（７）
は次のようになる：５ｉｎ（ｅｋＴ＋５（Ｔ）ｘ（Ｔ）
）Ｌ、、＝ｓｉｎ（ａ＋ｃＴ）（１＋ＭＲｍｍ）（８） 実際にＦクロックが無限大に近づくにつれて、ｃｏｓ
（ωｃＴ）Ｓ（Ｔ） ｓｉｎ （Ｘ（Ｔ） ）の項も無
限大に近づき、残る唯一の信号はＡＭスペクトルとなる
。
る組合せ形で表され、次式（７）の結果が得られる：ｓ
ｉｎ（ａｍｃＴ＋８（Ｔ）Ｘ（Ｔ））＝ｓｉｎ（ωｃＴ
）ｃｏｓ （Ｘ（Ｔ））十ｃｏｓ （ωｅＴ）８（Ｔ）
ｓｉｎ （Ｘ （Ｔ ） ） （７）最右項
ｃｏｓ（ωｃＴ）８（Ｔ）ｓｉｎ（Ｘ（Ｔ） ）はきわ
めて複雑な周波数スペクトルをもつ。これは１つの例外
なもつ式（３）および（４）に現れるのと同じ不要項で
ある。８（Ｔ）方形波は、周波数を高くするＰＭ←位相
変調）項を変える。かくして、第１不要スペクトル線が
Ｆクロック／２の回りに生じる。出力用低域フィルタ（
ＬＰＦ）がこれらの周波数成分およびより高いすぺ゛て
の成分を除去するように設計されている場合、式（７）
は次のようになる：５ｉｎ（ｅｋＴ＋５（Ｔ）ｘ（Ｔ）
）Ｌ、、＝ｓｉｎ（ａ＋ｃＴ）（１＋ＭＲｍｍ）（８） 実際にＦクロックが無限大に近づくにつれて、ｃｏｓ
（ωｃＴ）Ｓ（Ｔ） ｓｉｎ （Ｘ（Ｔ） ）の項も無
限大に近づき、残る唯一の信号はＡＭスペクトルとなる
。
式（７）および（８）のスペクトル情報についてはそれ
ぞれ第６図人およびＢの特性図を参照されたい。式（８
）は連続結果の式（５１に相当する。式（７）は第４図
に関して具体化される。搬送波は回転ベクトルｖ２によ
って表される。ディジタル・クロックの各サイクルは、
Ｘ（Ｔ）ｔたは−Ｘ（Ｔ）のいずれかに搬送波を位相変
調させる。結果はそれぞれｖｌおよび■３で示す。これ
はＡＭとＰＭの両方を生じる。既に述べたとおり、ＰＭ
は出力用ＬＰＦによってろ波される。ＡＭはＸ軸上に投
影される合成ベクトル（Ｖ２＝Ｖ１＋Ｖ３ ）Ｋより生
じるが、ベクトルｖ２は搬送波速度で回転する。変調波
Ｒｍ （Ｔ ）が修正された大きさのＸ（Ｔ）項の変化
につれて、ベクトルｖ２の搬送波振幅はＲｍ（Ｔ）に比
例して変わる。
ぞれ第６図人およびＢの特性図を参照されたい。式（８
）は連続結果の式（５１に相当する。式（７）は第４図
に関して具体化される。搬送波は回転ベクトルｖ２によ
って表される。ディジタル・クロックの各サイクルは、
Ｘ（Ｔ）ｔたは−Ｘ（Ｔ）のいずれかに搬送波を位相変
調させる。結果はそれぞれｖｌおよび■３で示す。これ
はＡＭとＰＭの両方を生じる。既に述べたとおり、ＰＭ
は出力用ＬＰＦによってろ波される。ＡＭはＸ軸上に投
影される合成ベクトル（Ｖ２＝Ｖ１＋Ｖ３ ）Ｋより生
じるが、ベクトルｖ２は搬送波速度で回転する。変調波
Ｒｍ （Ｔ ）が修正された大きさのＸ（Ｔ）項の変化
につれて、ベクトルｖ２の搬送波振幅はＲｍ（Ｔ）に比
例して変わる。
第３図のブロック図を参照するに、ＡＭを行うために追
加された唯一の速度クリティカル部分は加算器３０であ
る。この追加は第２図に示された従来技術の乗算器を有
効に置換し、これによってより速いクロックしたがって
より速い搬送波速度を与えるＡＭ発生器が得られる。ハ
ードウェアも、従来技術の乗算器法に比べて著しく減少
される。
加された唯一の速度クリティカル部分は加算器３０であ
る。この追加は第２図に示された従来技術の乗算器を有
効に置換し、これによってより速いクロックしたがって
より速い搬送波速度を与えるＡＭ発生器が得られる。ハ
ードウェアも、従来技術の乗算器法に比べて著しく減少
される。
第３図において、加算器１０およびラッチ２゜から成る
位相累算器２は、直線的に増加する位相を累算する。微
分位相Δダの値４は、出力搬送波速度を決定する。外部
制御器は、ΔグおよびΔＴクロック入力を与える。加算
器３ｏのもう１つの入力は、ＡＭ位相発生器から導入さ
れる。このＡＭ位相発生器は極性発生器５０、振幅−位
相発生器ＲＯＭ位相ルック・アップ表６０．およびアナ
ログ−ディジタル変換器７ｏによって構成される。変調
指数１００％のＡＭ用ＲＯＭ６０の内容は、次の第１表
にて与えられる。Ｒ，０Ｍ６０は１１ビツトの２５６語
であり、そして与えられた値は８進値である。また鑓＝
タラジアン、２７７７＝πラジアンである。
位相累算器２は、直線的に増加する位相を累算する。微
分位相Δダの値４は、出力搬送波速度を決定する。外部
制御器は、ΔグおよびΔＴクロック入力を与える。加算
器３ｏのもう１つの入力は、ＡＭ位相発生器から導入さ
れる。このＡＭ位相発生器は極性発生器５０、振幅−位
相発生器ＲＯＭ位相ルック・アップ表６０．およびアナ
ログ−ディジタル変換器７ｏによって構成される。変調
指数１００％のＡＭ用ＲＯＭ６０の内容は、次の第１表
にて与えられる。Ｒ，０Ｍ６０は１１ビツトの２５６語
であり、そして与えられた値は８進値である。また鑓＝
タラジアン、２７７７＝πラジアンである。
第 １ 表
バイトａｙｓケージｗ７ａデシマル １−６４ ６５−
１２８ １２９−１９２ １９３−２５６１２４１
１３ １２６４ １７７７１２
３０ ２７ １２７５
１フ７７１２１６ ４２ １３
０６ １７？７１２０５ ５５
１３１７ １７７６１１７３ ７１
１３３０ １７７５１１６２
１０４ １３４０ １７７４１１５０
１１７ １３５１ １７７３
１１３６ １３２ １３６２
１７７１１１２４ １４６ １３７２
１７７０１１１３ １６１ １
４０！ ’ １７６６１１０１ １７
４ １４１３ １７６４１０６７
２０？ ！４２３ １７６１１
０５５ ２２３ １４３３ １
７５７１０４２ ２３６ １４４３
１７５４１０３０ ２５１ １４５３
１７５２１０１６ ２６４ １
４６３ １７４７１００４ ３００
１４７３ １７４４７７２
３１３ １５Ｇ２ １７４０７５
７ ３２６ １５１２
１フ３５７４５ ３４１ １５２１
１７３１７３２ ３５４ １５３
０ １７２５７２０ ３６７
１５４０ １７２１７０５ ４０２
１５４７ １７１５６７３ ４１
５ １５５５ １７１１６６０４ｊＯ１
５６４１７０４ ６４６４４，３１５７３１６７７ ６３３４５６１６０１１６７２ ６２０４７１１６１０１６６５ ６０６５０４１６１６１６６０ ５７３ＳＩＴ １６２４ １６５３
５６０ ５３２ １６３２ １
６４５５４５ ５４５ １６４０
１６４０５３２ ５６０ １６４５
１６３２５１７ ５７３ １６５３
１６２４５０４ ６０６ １６６０
１６１６４７１ ６２０ １６６
５ １６１０４５６ ６３３ １
６７２ １６０１４４３ ６４６
１６７７ １５７３４３０ ６６０
１７０４ １５６４４１５ １８７３
１７１１ １５５５４０２ ７
０５ １７１５ １５４７３６？
７２０ １７２１ １５４０３５４
７３２ １７２５ １５３０
！４１ ７４５ １７３１ １
５２１３２＠ ７５７ １７３５
１５１２３１３ ７７２ １７４０
１５０２３００ １００４ １７４４
１４７３２６４ １０１６ １７４７
１４６３！５１ １０３０ １７
５２ １４５３２３１！ １Ｇ４２
１７５４ １４４３２２３ １０５５
１７５７ １４３３！０７ １０６７
１７６１ １４２３１７４ １１
０１ １７６４ １４１３１ｇ１ １
１１３ １７６６ １４０３１４６
１１２４ １７７０ １３７２１３２
１１３６ １７７１ １３６２１１７
１１５０ １７７３ １３５１１
０４ １１６２ １７７４ １３４０７
１ １１７３ １７７５ １３３０
１１ ６５ １２０５ １７７６ １３１７
４２ １２１１＄ １７’１７ １
３０６２７ １２３０ １７７７ １
２７５１３ １２４１ １７７７ １２
６４０ １２５２ ２０００ １２５２
最大周波数Ｆクロック／４のランダム変調波Ｒｍ（Ｔ）
は、アナログ−ディジタル変換器７゜によってディジタ
ル化される。このディジタル値は、ＲＯＭ位相ルック・
アップ表６０のアドレスを指定する。ＲＯＭはこの機能
を果たすだけ十分高速である。ＲＯＭ出力は次に極性発
生器５０に送られる。
１２８ １２９−１９２ １９３−２５６１２４１
１３ １２６４ １７７７１２
３０ ２７ １２７５
１フ７７１２１６ ４２ １３
０６ １７？７１２０５ ５５
１３１７ １７７６１１７３ ７１
１３３０ １７７５１１６２
１０４ １３４０ １７７４１１５０
１１７ １３５１ １７７３
１１３６ １３２ １３６２
１７７１１１２４ １４６ １３７２
１７７０１１１３ １６１ １
４０！ ’ １７６６１１０１ １７
４ １４１３ １７６４１０６７
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０５５ ２２３ １４３３ １
７５７１０４２ ２３６ １４４３
１７５４１０３０ ２５１ １４５３
１７５２１０１６ ２６４ １
４６３ １７４７１００４ ３００
１４７３ １７４４７７２
３１３ １５Ｇ２ １７４０７５
７ ３２６ １５１２
１フ３５７４５ ３４１ １５２１
１７３１７３２ ３５４ １５３
０ １７２５７２０ ３６７
１５４０ １７２１７０５ ４０２
１５４７ １７１５６７３ ４１
５ １５５５ １７１１６６０４ｊＯ１
５６４１７０４ ６４６４４，３１５７３１６７７ ６３３４５６１６０１１６７２ ６２０４７１１６１０１６６５ ６０６５０４１６１６１６６０ ５７３ＳＩＴ １６２４ １６５３
５６０ ５３２ １６３２ １
６４５５４５ ５４５ １６４０
１６４０５３２ ５６０ １６４５
１６３２５１７ ５７３ １６５３
１６２４５０４ ６０６ １６６０
１６１６４７１ ６２０ １６６
５ １６１０４５６ ６３３ １
６７２ １６０１４４３ ６４６
１６７７ １５７３４３０ ６６０
１７０４ １５６４４１５ １８７３
１７１１ １５５５４０２ ７
０５ １７１５ １５４７３６？
７２０ １７２１ １５４０３５４
７３２ １７２５ １５３０
！４１ ７４５ １７３１ １
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１５１２３１３ ７７２ １７４０
１５０２３００ １００４ １７４４
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１４６３！５１ １０３０ １７
５２ １４５３２３１！ １Ｇ４２
１７５４ １４４３２２３ １０５５
１７５７ １４３３！０７ １０６７
１７６１ １４２３１７４ １１
０１ １７６４ １４１３１ｇ１ １
１１３ １７６６ １４０３１４６
１１２４ １７７０ １３７２１３２
１１３６ １７７１ １３６２１１７
１１５０ １７７３ １３５１１
０４ １１６２ １７７４ １３４０７
１ １１７３ １７７５ １３３０
１１ ６５ １２０５ １７７６ １３１７
４２ １２１１＄ １７’１７ １
３０６２７ １２３０ １７７７ １
２７５１３ １２４１ １７７７ １２
６４０ １２５２ ２０００ １２５２
最大周波数Ｆクロック／４のランダム変調波Ｒｍ（Ｔ）
は、アナログ−ディジタル変換器７゜によってディジタ
ル化される。このディジタル値は、ＲＯＭ位相ルック・
アップ表６０のアドレスを指定する。ＲＯＭはこの機能
を果たすだけ十分高速である。ＲＯＭ出力は次に極性発
生器５０に送られる。
極性発生器５０の目的は、りａツク・パルスＮでＸ（Ｔ
）、クロック・パルスＮ＋１で−Ｘ（Ｔ）などの出力を
送りだすことである。Ｘ（Ｔ）、 −Ｘ（Ｔ）。
）、クロック・パルスＮ＋１で−Ｘ（Ｔ）などの出力を
送りだすことである。Ｘ（Ｔ）、 −Ｘ（Ｔ）。
Ｘ（Ｔ）・・・・・・の順序で位相加算器３ｏの入力に
なる。
なる。
これは位相が搬送波を変調する場合である。次に位相加
算器３０の出力は正弦ルック・アップＲＯＭ１００、デ
ィジタル−アナログ変換器１１０および低域フィルタ１
２０によって振幅に変換される。低域フィルタ１２０の
出力１３０は所定のＡＭＩｌ送波である。
算器３０の出力は正弦ルック・アップＲＯＭ１００、デ
ィジタル−アナログ変換器１１０および低域フィルタ１
２０によって振幅に変換される。低域フィルタ１２０の
出力１３０は所定のＡＭＩｌ送波である。
変調指数Ｍが可変であれば、ＲＯＭ位相ルックアツプ表
６０はＲＯＭＫ代わってＲＡＭである。
６０はＲＯＭＫ代わってＲＡＭである。
ＲＡＭの内容は、新しい変調指数が要求される毎に更新
される。合成器は、Δ〆およびクロック人力を与える制
御器が含まれているので、この同じ制御器はＲＡＭの内
容を計算するのに用いられも変調指数Ｍが一定ならば、
ＲＯＭの内容は固定される。
される。合成器は、Δ〆およびクロック人力を与える制
御器が含まれているので、この同じ制御器はＲＡＭの内
容を計算するのに用いられも変調指数Ｍが一定ならば、
ＲＯＭの内容は固定される。
精密な振幅の減衰
第７図は本発明の一実施例により得られる精密な減衰器
による分解能対減衰の関係を示す特性図る である。ここであ内選択された周波数における出力は、
基準のＯｄＢ として定められる。本発明による搬送波
は、第７図で示されるとおりの分解能で１択された範囲
（例えば１０ｄＢ）内の任意な値まで減衰される。分解
能はＸ （Ｔ）のビット数に基づ〈制限を受ける。この
場合Ｘ（Ｔ）はいかなる値の時間に対しても一定である
。その結果は直流ＡＭである。第８図は前記第３図の構
成をより簡単にしたプａツク図である。この装置は乗算
を必要とせず 、且つ最少のハード９エアで構成されて
いる。次式（９）は減衰器機能用のＸ（Ｔ）＝Ｘを定め
る。
による分解能対減衰の関係を示す特性図る である。ここであ内選択された周波数における出力は、
基準のＯｄＢ として定められる。本発明による搬送波
は、第７図で示されるとおりの分解能で１択された範囲
（例えば１０ｄＢ）内の任意な値まで減衰される。分解
能はＸ （Ｔ）のビット数に基づ〈制限を受ける。この
場合Ｘ（Ｔ）はいかなる値の時間に対しても一定である
。その結果は直流ＡＭである。第８図は前記第３図の構
成をより簡単にしたプａツク図である。この装置は乗算
を必要とせず 、且つ最少のハード９エアで構成されて
いる。次式（９）は減衰器機能用のＸ（Ｔ）＝Ｘを定め
る。
Ｘ（Ｔ）＝Ｘ＝定数＝ｃｏｓ−１（Ｒｍ／ １０２４
） １９まただしＲｍは式（１０） Ｋ定められ
る減衰をセットする。
） １９まただしＲｍは式（１０） Ｋ定められ
る減衰をセットする。
減衰＝ ２０ ｌｏｇ （Ｒｍ／ １０２４） ｄＢ
（１０）ここで１０ビット方式では０ ＜Ｒ
ｍ ＜ １０２４゜ＲｍおよびＸ（Ｔ）が１０ピツ）Ｋ
よって説明される場合、分解能は式（１１）から得られ
る。この精密度は、臨界アナログ回路の試験用にまたは
校正器として有用である。
（１０）ここで１０ビット方式では０ ＜Ｒ
ｍ ＜ １０２４゜ＲｍおよびＸ（Ｔ）が１０ピツ）Ｋ
よって説明される場合、分解能は式（１１）から得られ
る。この精密度は、臨界アナログ回路の試験用にまたは
校正器として有用である。
分解能（ｄＢ）＝（０，００８４８）１０ｅｘｐ（−〇
、０５Ａ）（１１）ただし人は搬送波の１ｄＢ以下の減
衰である。
、０５Ａ）（１１）ただし人は搬送波の１ｄＢ以下の減
衰である。
第８図を参照するに、位相累算器２はキャリア・レート
をきめる。加算器３０は位相順序Ｘ、−Ｘ。
をきめる。加算器３０は位相順序Ｘ、−Ｘ。
Ｘ、・・・・・・で加算する。Ｘ（Ｔ）は減衰の与えら
れた値に対して一定であるから、ＲＯＭは位相を作る必
要がない。それは合成制御器を用いて計算することがで
きる。この場合、Ｒｍ変数は同一減衰を生じる一定の直
流入力値を−１す。かくして、加算器３０の出力は所定
のアナログ出力に変換される。
れた値に対して一定であるから、ＲＯＭは位相を作る必
要がない。それは合成制御器を用いて計算することがで
きる。この場合、Ｒｍ変数は同一減衰を生じる一定の直
流入力値を−１す。かくして、加算器３０の出力は所定
のアナログ出力に変換される。
両側波帯抑制搬送波（以下Ｄ８Ｂ８０という）を作るこ
とがしばしば要求される。ＤＳＢ８０ は従来の二重
平衡形混合器を用いることによって得られる。すべ【の
いわゆる平衡形変調器は、成分制限による不平衡度をも
つ。この不平衡により搬送波は出力端子に出現するが、
そのレベルは減少している。式（２）を変形することに
よって、Ｄ８Ｂ８０が得られる。
とがしばしば要求される。ＤＳＢ８０ は従来の二重
平衡形混合器を用いることによって得られる。すべ【の
いわゆる平衡形変調器は、成分制限による不平衡度をも
つ。この不平衡により搬送波は出力端子に出現するが、
そのレベルは減少している。式（２）を変形することに
よって、Ｄ８Ｂ８０が得られる。
とする、。
搬送波の項を除去するために、定数０．５が除去される
。第９図は、本発明の別実施例によるブロック図で、Ｘ
（Ｔ）が式（１２）に基づくことが示され【いる。この
条件の下で、搬送波の項は０である。ＤＳＢＳＯ用のＲ
ＯＭ６０ の内容は次の第２表に示す。ＲＯＭ６０は
１１ビツトの２５６語であり、与えられた値は８遂値で
ある。
。第９図は、本発明の別実施例によるブロック図で、Ｘ
（Ｔ）が式（１２）に基づくことが示され【いる。この
条件の下で、搬送波の項は０である。ＤＳＢＳＯ用のＲ
ＯＭ６０ の内容は次の第２表に示す。ＲＯＭ６０は
１１ビツトの２５６語であり、与えられた値は８遂値で
ある。
第 ２ 表
１７７０ １２５２ ２００７ ２
５２５１７６０ １２５３ ２０１７
２５２４１７５０ １２５３ ２０２７
２５２４１７４０ １２５４ ２
０３７ ２５２３１７３０ １２５５
２０４７ ２５２２１７２０ １２５
６ ２０５７ ２５２１１７１０
１２６０ ２０６７ ２５１７１７００
１２６２ ２０７７ ２５１５１
６フ０ １２６３ ２１０７
２５１４１６６０ １２６６ ２１１７
２５１１１６５０ １２７０ ２１２
７ ２５０７１６４１ １２７２
２１３６ ２５０５１６３１ １２７５
２１４６ ２５０２１６２１ １３
００ ２１５６ ２４７７１６１２
１３０３ ２１６５ ２４７４１６０
２ １３０７ ２１７５ ２４７０
１５７３ １３１２ ２２０４ ２
４６５１５６３ １３１６ ２２１４
２４６１１５５４ １３２２ ２２２３
２４５５１５４４ １３２６ ２
２３３ ２４５１１５３５ １３３２
２２４２ ２４４５１５２６ １３３
７ ２２５１ ２４４０１５１７
１３４３ ２２６０ ２４３４１５１０
１３５０ ２２６７ ２４２７１
５０１ １３５５ ２２７６ ２４
２２１４７２ １３６２ ２３０５
２４１５１４６４ １３７０ ２３１３
２４０７１４５５ １３フＳ
２３２２ ２４０２１４４７ １４０２
２３３Ｇ ２３７５１４４０
１４１０ ２３３７ ２３６７１４３２
１４１６ ２３４５ ２３６１１
４２４ １４２４ ２３５３ ２３
５３１４１６ １４３２ ２３６１ 、
２３４５１４１０ １４４０ ２３６
７ ２３３７１４０２ １４４７
２３７５ ２３３０１３７５ ｆ４ｓｓ
２４０２ ２３２２１３フロ
１４６４ ｕ０７ ２３１３１
３６２ １４７２ ２４１５ ２３
０５１３５５ ２５０１ ２４２２
２２７６１３５０ １５１０ ２４２７
２２６７１３４３ １５１７ ２４
３４ ２２６０１３３７ １５２６
２４４０ ２２５１１３３２ １５３５
２４４５ ２２４２１３２６ １
５４４ ２４５１ ２２３３１３２２
１５５４ ２４５５ ２２２３１３
１６ ２５６３ ２４６１ ２２１
４１３１２ １５フ３ ２４６５
２２０４１３（１７１６０２２４７０２１７５ １３０３１６１２２４）４ ２１６７１３０
０ １０１ ２４７７ ２１５６１
２７５ １６３１ ２５０２ ２１
４６１２１２ １＠４１ ２５０５
２１３６１２７０ １１８５０ ２５０７
２１２７１２６６ １６６０ ２
５１１ ２１１７１２＠３ ０１７０
２５１４ ２１０７１２６２ １フＧ
ｏ ２５１５ ２０７７１２６０
１７１０ ２５１７ ２０６７１２
５６ １７！Ｏ２５２１２０５７１２ｓ５ １７
３０ ２５２２ ２０４７１２５４
１７４０ ２５２３ ２０３７１２５
３ １７５０ ２５２４ ２０２７
１２５３ １７６０ ２５２４ ２
０１７１２５！ １７７０ ２５２５
２００７１２５！ ２０００ ２５
ｆ１５ ２０００１００％振幅変調 本発明のもう１つの応用は、制限のない完全に１００％
の変調指数を得ることである。アナログ成分を用いると
、制限の問題があるので完全に１００％ＡＭを得ること
は困難である。受信機または変調アナライザを試験する
とき、１００％ＡＭは校正信号として役立つ。
５２５１７６０ １２５３ ２０１７
２５２４１７５０ １２５３ ２０２７
２５２４１７４０ １２５４ ２
０３７ ２５２３１７３０ １２５５
２０４７ ２５２２１７２０ １２５
６ ２０５７ ２５２１１７１０
１２６０ ２０６７ ２５１７１７００
１２６２ ２０７７ ２５１５１
６フ０ １２６３ ２１０７
２５１４１６６０ １２６６ ２１１７
２５１１１６５０ １２７０ ２１２
７ ２５０７１６４１ １２７２
２１３６ ２５０５１６３１ １２７５
２１４６ ２５０２１６２１ １３
００ ２１５６ ２４７７１６１２
１３０３ ２１６５ ２４７４１６０
２ １３０７ ２１７５ ２４７０
１５７３ １３１２ ２２０４ ２
４６５１５６３ １３１６ ２２１４
２４６１１５５４ １３２２ ２２２３
２４５５１５４４ １３２６ ２
２３３ ２４５１１５３５ １３３２
２２４２ ２４４５１５２６ １３３
７ ２２５１ ２４４０１５１７
１３４３ ２２６０ ２４３４１５１０
１３５０ ２２６７ ２４２７１
５０１ １３５５ ２２７６ ２４
２２１４７２ １３６２ ２３０５
２４１５１４６４ １３７０ ２３１３
２４０７１４５５ １３フＳ
２３２２ ２４０２１４４７ １４０２
２３３Ｇ ２３７５１４４０
１４１０ ２３３７ ２３６７１４３２
１４１６ ２３４５ ２３６１１
４２４ １４２４ ２３５３ ２３
５３１４１６ １４３２ ２３６１ 、
２３４５１４１０ １４４０ ２３６
７ ２３３７１４０２ １４４７
２３７５ ２３３０１３７５ ｆ４ｓｓ
２４０２ ２３２２１３フロ
１４６４ ｕ０７ ２３１３１
３６２ １４７２ ２４１５ ２３
０５１３５５ ２５０１ ２４２２
２２７６１３５０ １５１０ ２４２７
２２６７１３４３ １５１７ ２４
３４ ２２６０１３３７ １５２６
２４４０ ２２５１１３３２ １５３５
２４４５ ２２４２１３２６ １
５４４ ２４５１ ２２３３１３２２
１５５４ ２４５５ ２２２３１３
１６ ２５６３ ２４６１ ２２１
４１３１２ １５フ３ ２４６５
２２０４１３（１７１６０２２４７０２１７５ １３０３１６１２２４）４ ２１６７１３０
０ １０１ ２４７７ ２１５６１
２７５ １６３１ ２５０２ ２１
４６１２１２ １＠４１ ２５０５
２１３６１２７０ １１８５０ ２５０７
２１２７１２６６ １６６０ ２
５１１ ２１１７１２＠３ ０１７０
２５１４ ２１０７１２６２ １フＧ
ｏ ２５１５ ２０７７１２６０
１７１０ ２５１７ ２０６７１２
５６ １７！Ｏ２５２１２０５７１２ｓ５ １７
３０ ２５２２ ２０４７１２５４
１７４０ ２５２３ ２０３７１２５
３ １７５０ ２５２４ ２０２７
１２５３ １７６０ ２５２４ ２
０１７１２５！ １７７０ ２５２５
２００７１２５！ ２０００ ２５
ｆ１５ ２０００１００％振幅変調 本発明のもう１つの応用は、制限のない完全に１００％
の変調指数を得ることである。アナログ成分を用いると
、制限の問題があるので完全に１００％ＡＭを得ること
は困難である。受信機または変調アナライザを試験する
とき、１００％ＡＭは校正信号として役立つ。
単側波帯（以下ＳＯＢという）を作るには、特殊な側波
帯抑制フィルタまたは９０°移相器のいずれかが通常要
求される。しかし両方法とも合成スペクトルを劣化させ
る欠点がある。試験に通常要求されるような簡単な２個
の信号音について、本発明は９０°移相または側波帯フ
ィルタなしで信号を作る。
帯抑制フィルタまたは９０°移相器のいずれかが通常要
求される。しかし両方法とも合成スペクトルを劣化させ
る欠点がある。試験に通常要求されるような簡単な２個
の信号音について、本発明は９０°移相または側波帯フ
ィルタなしで信号を作る。
第１Ｏ図は、２音の下部単側波帯（ＬＳ８Ｂ）スペクト
ルの特性図である・。これは上述のＤａＢＳＯ方式を用
いて作られる。この場合、使用者は適嶺なΔグ、クロッ
ク、およびＲ（ｍ）Ｔを印加する合成制御器に２つの周
波数信号Ｆｌ、 Ｆ、を入力する。次に制御器は二Ｆｃ
−（Ｆｔ十Ｆｚ ）／ ２の偽搬送波の回りＫＤ８Ｂ８
０を作る。２つの信号音８８ＢシステムはＤ８Ｂ８０
信号に相当する。
ルの特性図である・。これは上述のＤａＢＳＯ方式を用
いて作られる。この場合、使用者は適嶺なΔグ、クロッ
ク、およびＲ（ｍ）Ｔを印加する合成制御器に２つの周
波数信号Ｆｌ、 Ｆ、を入力する。次に制御器は二Ｆｃ
−（Ｆｔ十Ｆｚ ）／ ２の偽搬送波の回りＫＤ８Ｂ８
０を作る。２つの信号音８８ＢシステムはＤ８Ｂ８０
信号に相当する。
上部８８Ｂ信号は同様Ｋ 、 Ｆｃ＋ （Ｆｒ 十Ｆｚ
）／ ２の偽搬送波の回りに炸られる。
）／ ２の偽搬送波の回りに炸られる。
第１図は従来技術によるディジタル合成器のブロック図
、第２図は振幅変調をもつ従来技術によるディジタル合
成器のブロック図、第３図は本発明の一実施例によるデ
ィジタル振幅変調器のブロック図、第４図は振幅変調法
を示すベクトル図、第５図は位相変調された信号および
純振幅変調された信号δ簡潔化されたスペクトル、第６
図は本実施例の作動に表れる振幅変調スペクトルおよび
位相変調スペクトルの周波数スペクトル、第７図は本発
明の実施例により構成された精密減衰器用の分解能対減
衰の・関、、、Ｐ／ｋを示す特性図、第８図は異常な分
解能をもつ精密搬送波、減衰を与える他の実施例のブロ
ック図、第９図は本発明の実施例により構成された両側
波帯抑制式搬送波発生器のブロック図、第１０．図は２
音下部単側波帯スペクトルを示す特性図である。 ２：位相累算器、１０．３０ ：加算器、６．２０：１
００：正弦波ルック７’／プＲＯＭ、１１０：Ｄ／Ａ変
換器、１２０：低域フィルタ。 出願人 横河・ヒユーレット・パッヵード株式会社代理
人 弁理士 長 谷 川 次 男・頴− ＦＩＧ ／
、第２図は振幅変調をもつ従来技術によるディジタル合
成器のブロック図、第３図は本発明の一実施例によるデ
ィジタル振幅変調器のブロック図、第４図は振幅変調法
を示すベクトル図、第５図は位相変調された信号および
純振幅変調された信号δ簡潔化されたスペクトル、第６
図は本実施例の作動に表れる振幅変調スペクトルおよび
位相変調スペクトルの周波数スペクトル、第７図は本発
明の実施例により構成された精密減衰器用の分解能対減
衰の・関、、、Ｐ／ｋを示す特性図、第８図は異常な分
解能をもつ精密搬送波、減衰を与える他の実施例のブロ
ック図、第９図は本発明の実施例により構成された両側
波帯抑制式搬送波発生器のブロック図、第１０．図は２
音下部単側波帯スペクトルを示す特性図である。 ２：位相累算器、１０．３０ ：加算器、６．２０：１
００：正弦波ルック７’／プＲＯＭ、１１０：Ｄ／Ａ変
換器、１２０：低域フィルタ。 出願人 横河・ヒユーレット・パッヵード株式会社代理
人 弁理士 長 谷 川 次 男・頴− ＦＩＧ ／
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 Ｌ ｌＩ形増加位相数を累算しそして受信した微分位相
入力に応答して位相数に対応したディジタル位相信号を
発生する位相累算器と、前記ディジタル位相信号が印加
される第１入力端と第２入力端と出力端とを具え該第１
．第２入力端に印加された信号を加算すると共にその加
算に対応した加算信号を出力端に発生する加算器と、逍 前記加算信号に応答してディジタル正弦値信号を発生す
るために前記加算器に接続された正弦波ルックアップ手
段と、前記ディジタル正弦値信号に応答してアナログ信
号出力を発生するディジタル−アナログ変換器と、前記
アナログ信号出力を受信してその選択されたスペクトル
を出力として送りだすフィルタと、ディジタル入力信号
を受信しそして交互に極性化されたディジタル信号を発
生すると共に該極性化されたディジタル信号を前記加算
器の第２入力端に供給する極性発生器とから成るディジ
タル位相領域振幅変調装置 ２ 前記位相累算器は、微分位相入力信号が印加される
第１入力端及び第２入力端、出力端を具えた加算器と、
前記加算器の出力および印加されたクロック信号を受信
すると共に前記加算器の第２入力端に出力を送りだすラ
ッチ回路とより成ることを特徴とする特許請求の範囲第
１項記載のディジタル位相領域振幅変調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18071381A JPS5881364A (ja) | 1981-11-11 | 1981-11-11 | デイジタル位相領域振幅変調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18071381A JPS5881364A (ja) | 1981-11-11 | 1981-11-11 | デイジタル位相領域振幅変調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5881364A true JPS5881364A (ja) | 1983-05-16 |
| JPH0435922B2 JPH0435922B2 (ja) | 1992-06-12 |
Family
ID=16088008
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18071381A Granted JPS5881364A (ja) | 1981-11-11 | 1981-11-11 | デイジタル位相領域振幅変調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5881364A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60214033A (ja) * | 1984-04-09 | 1985-10-26 | Advantest Corp | 信号発生装置 |
| JPS6331306A (ja) * | 1985-07-25 | 1988-02-10 | ゼネラル・エレクトリック・カンパニイ | 複数の正弦波を同期的に発生させる装置 |
| JPH0192821A (ja) * | 1987-08-28 | 1989-04-12 | Yokogawa Hewlett Packard Ltd | デジタル周波数シンセサイザー |
| JPH03105053U (ja) * | 1990-02-16 | 1991-10-31 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5685961A (en) * | 1979-12-14 | 1981-07-13 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Phase modulator |
-
1981
- 1981-11-11 JP JP18071381A patent/JPS5881364A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5685961A (en) * | 1979-12-14 | 1981-07-13 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Phase modulator |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60214033A (ja) * | 1984-04-09 | 1985-10-26 | Advantest Corp | 信号発生装置 |
| JPS6331306A (ja) * | 1985-07-25 | 1988-02-10 | ゼネラル・エレクトリック・カンパニイ | 複数の正弦波を同期的に発生させる装置 |
| JPH0192821A (ja) * | 1987-08-28 | 1989-04-12 | Yokogawa Hewlett Packard Ltd | デジタル周波数シンセサイザー |
| JPH03105053U (ja) * | 1990-02-16 | 1991-10-31 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0435922B2 (ja) | 1992-06-12 |
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