JPH06205064A - 直交検波器 - Google Patents
直交検波器Info
- Publication number
- JPH06205064A JPH06205064A JP29793A JP29793A JPH06205064A JP H06205064 A JPH06205064 A JP H06205064A JP 29793 A JP29793 A JP 29793A JP 29793 A JP29793 A JP 29793A JP H06205064 A JPH06205064 A JP H06205064A
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- Japan
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- output
- clock
- signal
- frequency
- demodulator
- Prior art date
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【構成】 局部発振器17は、局部発振信号を出力す
る。π/2移相器18は、局部発振信号(同相出力)の
位相をずらして直交出力を生成する。切換スイッチ19
は、クロック発生器15からのクロックにより、同相出
力と直交出力を交互に切り換え選択する。ミキサ11
は、QPSK信号に切換スイッチ19からの信号を乗算
してベースバンド信号に周波数変換する。LPF12及
びA/D変換器13は、遅延器16で遅延されたクロッ
クにより、ベースバンド信号をディジタル信号に変換す
る。ディジタル復調器14は、クロック発生器15から
のクロックによって動作し、復調データを出力する。 【効果】 従来のQPSK復調器で各々2個必要であっ
たミキサ、LPF、A/D変換器を各々1個とすること
ができ、QPSK復調器の小型化、低価格化を実現する
ことができる。
る。π/2移相器18は、局部発振信号(同相出力)の
位相をずらして直交出力を生成する。切換スイッチ19
は、クロック発生器15からのクロックにより、同相出
力と直交出力を交互に切り換え選択する。ミキサ11
は、QPSK信号に切換スイッチ19からの信号を乗算
してベースバンド信号に周波数変換する。LPF12及
びA/D変換器13は、遅延器16で遅延されたクロッ
クにより、ベースバンド信号をディジタル信号に変換す
る。ディジタル復調器14は、クロック発生器15から
のクロックによって動作し、復調データを出力する。 【効果】 従来のQPSK復調器で各々2個必要であっ
たミキサ、LPF、A/D変換器を各々1個とすること
ができ、QPSK復調器の小型化、低価格化を実現する
ことができる。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、直交検波器に関し、例
えば4相偏移変調(以下QPSK:Quadrature Phase S
hift Keying という)等により変調された信号を直交検
波(所謂同期検波)する直交検波器に関する。
えば4相偏移変調(以下QPSK:Quadrature Phase S
hift Keying という)等により変調された信号を直交検
波(所謂同期検波)する直交検波器に関する。
【0002】
【従来の技術】図5は、従来の直交検波器を用いた所謂
QPSK復調器の回路構成を示すブロック図である。こ
の図5において、端子30から入力された、例えば搬送
波周波数がfC Hz、シンボルレートがRd bpsのQPSK
信号は、分配器38によって2分配される。搬送波周波
数fC に極めて近い周波数fLOを有する信号(局部発振
信号)を発振する局部発振器36からの信号は2分配さ
れ、片方はミキサ31Iへ、もう片方はπ/2移相器3
7によってπ/2だけ位相をずらされた後に、ミキサ3
1Q へ入力される。分配器38によって2分配された片
方の信号は上記局部発振器36からの信号とミキサ31
I において掛け合わされ、ベースバンド信号に周波数変
換される。周波数変換された信号はローパスフィルタ
(以下LPFという)32I によって整形されてアナロ
グ/ディジタル(以下A/Dという)変換器33I に入
力される。A/D変換器33I に入力された信号は、ク
ロック発生器35によって発生される周波数がRd Hz の
クロックによってサンプリングされ、A/D変換され
る。分配器38によって2分配されたもう片方の信号は
上記局部発振器36からの信号をπ/2だけ位相をずら
した信号とミキサ31Q において掛け合わされ、ベース
バンド信号に周波数変換される。周波数変換された信号
はLPF32Q によって整形されてA/D変換器33Q
に入力される。A/D変換器33Q に入力された信号
は、クロック発生器35によって発生される周波数がRd
Hz のクロックによってサンプリングされ、A/D変換
される。A/D変換器33I 、33Q の各出力は、搬送
波周波数fC が局部発振周波数fLOと全く等しい周波数
ではないために位相回転を伴っており、そのため所謂コ
スタスループ等で構成されるディジタル復調器34に入
力される。ディジタル復調器34はクロック発生器35
にて発生されるクロックによって動作し、復調データを
出力する。
QPSK復調器の回路構成を示すブロック図である。こ
の図5において、端子30から入力された、例えば搬送
波周波数がfC Hz、シンボルレートがRd bpsのQPSK
信号は、分配器38によって2分配される。搬送波周波
数fC に極めて近い周波数fLOを有する信号(局部発振
信号)を発振する局部発振器36からの信号は2分配さ
れ、片方はミキサ31Iへ、もう片方はπ/2移相器3
7によってπ/2だけ位相をずらされた後に、ミキサ3
1Q へ入力される。分配器38によって2分配された片
方の信号は上記局部発振器36からの信号とミキサ31
I において掛け合わされ、ベースバンド信号に周波数変
換される。周波数変換された信号はローパスフィルタ
(以下LPFという)32I によって整形されてアナロ
グ/ディジタル(以下A/Dという)変換器33I に入
力される。A/D変換器33I に入力された信号は、ク
ロック発生器35によって発生される周波数がRd Hz の
クロックによってサンプリングされ、A/D変換され
る。分配器38によって2分配されたもう片方の信号は
上記局部発振器36からの信号をπ/2だけ位相をずら
した信号とミキサ31Q において掛け合わされ、ベース
バンド信号に周波数変換される。周波数変換された信号
はLPF32Q によって整形されてA/D変換器33Q
に入力される。A/D変換器33Q に入力された信号
は、クロック発生器35によって発生される周波数がRd
Hz のクロックによってサンプリングされ、A/D変換
される。A/D変換器33I 、33Q の各出力は、搬送
波周波数fC が局部発振周波数fLOと全く等しい周波数
ではないために位相回転を伴っており、そのため所謂コ
スタスループ等で構成されるディジタル復調器34に入
力される。ディジタル復調器34はクロック発生器35
にて発生されるクロックによって動作し、復調データを
出力する。
【0003】図6は、図5に示したQPSK復調器のタ
イミングチャートを示す図である。この図6において、
図6AがLPF32I の出力を示し、図6BがLPF3
2Qの出力を示し、図6CがA/D変換器33I 、33
Q に入力されるクロックのタイミングを示している。
イミングチャートを示す図である。この図6において、
図6AがLPF32I の出力を示し、図6BがLPF3
2Qの出力を示し、図6CがA/D変換器33I 、33
Q に入力されるクロックのタイミングを示している。
【0004】このような構成のQPSK復調器を用いた
場合、同相成分(以下I-chという)と直交成分(以下Q-
chという)の二つの信号を処理するためにミキサ、LP
F、A/D変換器がそれぞれ2組必要となる。このた
め、コストが高い、小型化に適さない、また、I-chとQ-
chの振幅特性や位相特性がバラつくとデータの誤りとな
るために調整部品が必要になる等の問題があった。
場合、同相成分(以下I-chという)と直交成分(以下Q-
chという)の二つの信号を処理するためにミキサ、LP
F、A/D変換器がそれぞれ2組必要となる。このた
め、コストが高い、小型化に適さない、また、I-chとQ-
chの振幅特性や位相特性がバラつくとデータの誤りとな
るために調整部品が必要になる等の問題があった。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、このような
実情に鑑みてなされたものであり、直交検波器を用いた
QPSK復調器の低コスト化、小型化、高性能化を目的
とするものである。
実情に鑑みてなされたものであり、直交検波器を用いた
QPSK復調器の低コスト化、小型化、高性能化を目的
とするものである。
【0006】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記課題を解
決するために、局部発振手段と、クロック発生手段と、
局部発振手段の出力をクロック発生手段からのクロック
のタイミングで切り換えて、同相出力と直交出力を交互
に出力するスイッチング手段と、スイッチング手段の出
力を用いて外部からの入力信号を周波数変換を行う周波
数変換手段と、クロック発生手段の出力クロックを所定
時間遅延させる遅延手段と、遅延手段で遅延されたクロ
ックのタイミングによって周波数変換手段の出力をアナ
ログ/ディジタル変換するアナログ/ディジタル変換手
段とを備え、一つの信号経路で直交検波を行うことを特
徴とする。
決するために、局部発振手段と、クロック発生手段と、
局部発振手段の出力をクロック発生手段からのクロック
のタイミングで切り換えて、同相出力と直交出力を交互
に出力するスイッチング手段と、スイッチング手段の出
力を用いて外部からの入力信号を周波数変換を行う周波
数変換手段と、クロック発生手段の出力クロックを所定
時間遅延させる遅延手段と、遅延手段で遅延されたクロ
ックのタイミングによって周波数変換手段の出力をアナ
ログ/ディジタル変換するアナログ/ディジタル変換手
段とを備え、一つの信号経路で直交検波を行うことを特
徴とする。
【0007】また、本発明は、局部発振手段と、クロッ
ク発生手段と、局部発振手段の出力をクロック発生手段
からのクロックのタイミングで切り換えて、同相出力と
直交出力を交互に出力するスイッチング手段と、スイッ
チング手段の出力を用いて外部からの入力信号を周波数
変換を行う周波数変換手段と、クロック発生手段の出力
クロックを反転させるさせる反転手段と、反転手段で反
転されたクロックのタイミングによって上記周波数変換
手段の出力をアナログ/ディジタル変換するアナログ/
ディジタル変換手段とを備え、一つの信号経路で直交検
波を行うことを特徴とする。
ク発生手段と、局部発振手段の出力をクロック発生手段
からのクロックのタイミングで切り換えて、同相出力と
直交出力を交互に出力するスイッチング手段と、スイッ
チング手段の出力を用いて外部からの入力信号を周波数
変換を行う周波数変換手段と、クロック発生手段の出力
クロックを反転させるさせる反転手段と、反転手段で反
転されたクロックのタイミングによって上記周波数変換
手段の出力をアナログ/ディジタル変換するアナログ/
ディジタル変換手段とを備え、一つの信号経路で直交検
波を行うことを特徴とする。
【0008】
【作用】本発明を適用した直交検波器では、例えばQP
SK信号を、局部発振手段からの同相出力と直交出力を
交互に切り換えて同期検波すると共に、クロック発生手
段からのクロックを所定時間遅延したクロックのタイミ
ングによってディジタル信号に変換する。
SK信号を、局部発振手段からの同相出力と直交出力を
交互に切り換えて同期検波すると共に、クロック発生手
段からのクロックを所定時間遅延したクロックのタイミ
ングによってディジタル信号に変換する。
【0009】また、本発明を適用した直交検波器では、
例えばOQPSK信号を、局部発振手段からの同相出力
と直交出力を交互に切り換えて同期検波すると共に、ク
ロック発生手段からのクロックを反転させたクロックに
よってディジタル信号に変換する。
例えばOQPSK信号を、局部発振手段からの同相出力
と直交出力を交互に切り換えて同期検波すると共に、ク
ロック発生手段からのクロックを反転させたクロックに
よってディジタル信号に変換する。
【0010】
【実施例】以下、本発明に係る直交検波器の実施例を図
面を参照しながら説明する。この実施例は、4相偏移変
調(以下QPSK:Quadrature Phase Shift Keying と
いう)された信号(以下QPSK信号という)を復調す
るQPSK復調器に本発明に係る直交検波器を適用した
ものであり、図1は、このQPSK復調器の具体的な回
路構成を示すブロック図である。
面を参照しながら説明する。この実施例は、4相偏移変
調(以下QPSK:Quadrature Phase Shift Keying と
いう)された信号(以下QPSK信号という)を復調す
るQPSK復調器に本発明に係る直交検波器を適用した
ものであり、図1は、このQPSK復調器の具体的な回
路構成を示すブロック図である。
【0011】入力端子10に入力された、例えば搬送波
周波数がfC Hz、シンボルレートがRd bpsのQPSK信
号は、ミキサ11に入力される。搬送波周波数fC に極
めて近い周波数fLOを有する信号(局部発振信号)を発
振する局部発振器17からの信号は2分配され、片方
(同相出力)は切換スイッチ19の端子19aへ、もう
片方はπ/2移相器18に入力されてπ/2だけ位相を
ずらされた後に(得られるのは直交出力である)、切換
スイッチ19の端子19bへ入力される。切換スイッチ
19は、クロック発生器15によって発生される周波数
2×Rdのクロックにより、出力信号を端子19aからの
ものと端子19bからのものを交互に切り換え選択す
る。切換スイッチ19から出力される信号は端子10か
らの入力信号とミキサ11において掛け合わされ、ベー
スバンド信号に周波数変換される。周波数変換された信
号はローパスフィルタ(以下LPFという)12によっ
て整形されてアナログ/ディジタル(以下A/Dとい
う)変換器13に入力される。A/D変換器13に入力
された信号は、クロック発生器15によって発生される
周波数が2×Rdのクロックを遅延器16によって時間τ
2 だけ遅延されたクロックにより、サンプリングされ、
A/D変換される。ここで、切換スイッチ19を切り換
えるときに起こるLPF12の出力の不安定な時間をτ
1 とすれば、遅延器16による遅延時間τ2 はτ1 <τ
2 <1 /(2×Rd) となるように選ばれる。A/D変換器
13の出力は、搬送波周波数fC が局部発振周波数fLO
と全く等しい周波数ではないために位相回転を伴ってお
り、そのため所謂コスタスループ等で構成されるディジ
タル復調器14に入力される。ディジタル復調器14は
クロック発生器15にて発生されるクロックによって動
作し、復調データを出力する。
周波数がfC Hz、シンボルレートがRd bpsのQPSK信
号は、ミキサ11に入力される。搬送波周波数fC に極
めて近い周波数fLOを有する信号(局部発振信号)を発
振する局部発振器17からの信号は2分配され、片方
(同相出力)は切換スイッチ19の端子19aへ、もう
片方はπ/2移相器18に入力されてπ/2だけ位相を
ずらされた後に(得られるのは直交出力である)、切換
スイッチ19の端子19bへ入力される。切換スイッチ
19は、クロック発生器15によって発生される周波数
2×Rdのクロックにより、出力信号を端子19aからの
ものと端子19bからのものを交互に切り換え選択す
る。切換スイッチ19から出力される信号は端子10か
らの入力信号とミキサ11において掛け合わされ、ベー
スバンド信号に周波数変換される。周波数変換された信
号はローパスフィルタ(以下LPFという)12によっ
て整形されてアナログ/ディジタル(以下A/Dとい
う)変換器13に入力される。A/D変換器13に入力
された信号は、クロック発生器15によって発生される
周波数が2×Rdのクロックを遅延器16によって時間τ
2 だけ遅延されたクロックにより、サンプリングされ、
A/D変換される。ここで、切換スイッチ19を切り換
えるときに起こるLPF12の出力の不安定な時間をτ
1 とすれば、遅延器16による遅延時間τ2 はτ1 <τ
2 <1 /(2×Rd) となるように選ばれる。A/D変換器
13の出力は、搬送波周波数fC が局部発振周波数fLO
と全く等しい周波数ではないために位相回転を伴ってお
り、そのため所謂コスタスループ等で構成されるディジ
タル復調器14に入力される。ディジタル復調器14は
クロック発生器15にて発生されるクロックによって動
作し、復調データを出力する。
【0012】ここで、図2に示すタイミングチャートを
用いて、このQPSK復調器の動作を説明する。今、切
換スイッチ19がクロックで制御されずに端子19aに
接続されたままだと仮定すれば、LPF12の出力は、
上述の図5に示した従来のQPSK復調器のLPF32
I の出力に一致し、上述の図6Aに示したI-ch波形と一
致する。次に、切換スイッチ19がクロックで制御され
ずに端子19bに接続されたままだと仮定すれば、LP
F12の出力は、図5に示した従来のQPSK復調器の
LPF32Q の出力に一致し、上述の図6B示したQ-ch
波形と一致する。
用いて、このQPSK復調器の動作を説明する。今、切
換スイッチ19がクロックで制御されずに端子19aに
接続されたままだと仮定すれば、LPF12の出力は、
上述の図5に示した従来のQPSK復調器のLPF32
I の出力に一致し、上述の図6Aに示したI-ch波形と一
致する。次に、切換スイッチ19がクロックで制御され
ずに端子19bに接続されたままだと仮定すれば、LP
F12の出力は、図5に示した従来のQPSK復調器の
LPF32Q の出力に一致し、上述の図6B示したQ-ch
波形と一致する。
【0013】そこで、この実施例では、切換スイッチ1
9を、例えば図2Bに示すように、クロック発生器15
の出力クロック(周波数は2×Rd)で切り換えると、図
2Aに示に示すように、I-ch信号とQ-ch信号が交互に時
分割多重されたような波形がLPF12から出力され
る。この図2Aにおいて、上述したように、時間τ1 は
切換スイッチ19を切り換えるときに起こるLPF12
の出力の不安定な時間を示す。上述の図2Aに示したよ
うなLPF12の出力をA/D変換器13に入力し、図
2Cに示すように、遅延器16によって時間τ2 だけ遅
延されたクロックによってサンプリングしてA/D変換
することにより、図2Dに示すように、I-ch、Q-chのデ
ータがA/D変換器13から交互に出力される。ここ
で、遅延器16による遅延時間τ2 は、上述したように
τ1 <τ2 <1 /(2×Rd) となるように選ばれる。A/
D変換器13の出力はデジタル復調器14に入力され、
デジタル復調器14は復調データを出力する。なお、図
2においては、説明しやすいようにA/D変換器13の
出力が位相回転をともなっていないように図示している
が、これは上述したようにデジタル復調器14によって
位相回転成分が吸収されていることを示している。
9を、例えば図2Bに示すように、クロック発生器15
の出力クロック(周波数は2×Rd)で切り換えると、図
2Aに示に示すように、I-ch信号とQ-ch信号が交互に時
分割多重されたような波形がLPF12から出力され
る。この図2Aにおいて、上述したように、時間τ1 は
切換スイッチ19を切り換えるときに起こるLPF12
の出力の不安定な時間を示す。上述の図2Aに示したよ
うなLPF12の出力をA/D変換器13に入力し、図
2Cに示すように、遅延器16によって時間τ2 だけ遅
延されたクロックによってサンプリングしてA/D変換
することにより、図2Dに示すように、I-ch、Q-chのデ
ータがA/D変換器13から交互に出力される。ここ
で、遅延器16による遅延時間τ2 は、上述したように
τ1 <τ2 <1 /(2×Rd) となるように選ばれる。A/
D変換器13の出力はデジタル復調器14に入力され、
デジタル復調器14は復調データを出力する。なお、図
2においては、説明しやすいようにA/D変換器13の
出力が位相回転をともなっていないように図示している
が、これは上述したようにデジタル復調器14によって
位相回転成分が吸収されていることを示している。
【0014】以上の説明で明らかなように、本発明に係
る直交検波器を用いたQPSK復調器では、従来各々2
個必要であったミキサ、LPF、A/D変換器が各々1
個づつでよくなり、QPSK復調器の小型化、低価格化
を図ることができる。また、分配器が不用となり、I-c
h、Q-chの信号が同一のミキサ11、LPF12、A/
D変換器13で処理されるために振幅特性、位相特性等
が全く同一になり、QPSK復調器の無調整化、高性能
化を図ることができる。
る直交検波器を用いたQPSK復調器では、従来各々2
個必要であったミキサ、LPF、A/D変換器が各々1
個づつでよくなり、QPSK復調器の小型化、低価格化
を図ることができる。また、分配器が不用となり、I-c
h、Q-chの信号が同一のミキサ11、LPF12、A/
D変換器13で処理されるために振幅特性、位相特性等
が全く同一になり、QPSK復調器の無調整化、高性能
化を図ることができる。
【0015】なお、クロック発生器15で発生するクロ
ック周波数をシンボルレートRbの2×n倍に選び、切換
スイッチ19の切り換え、及びA/D変換器13のサン
プリング周波数を2×n×Rbとすることにより、通常の
n倍オーバーサンプリングと同じ効果をあげることもで
きる。
ック周波数をシンボルレートRbの2×n倍に選び、切換
スイッチ19の切り換え、及びA/D変換器13のサン
プリング周波数を2×n×Rbとすることにより、通常の
n倍オーバーサンプリングと同じ効果をあげることもで
きる。
【0016】つぎに、発明に係る直交検波器の他の実施
例を図面を参照しながら説明する。この実施例は、オフ
セット4相偏移変調(以下OQPSK:Offset Quadrat
urePhase Shift Keyingという)された信号(以下OQ
PSK信号という)を復調するOQPSK復調器に、本
発明に係る直交検波器を適用したものであり、図3は、
このOQPSK復調器の具体的な回路構成を示すブロッ
ク図である。
例を図面を参照しながら説明する。この実施例は、オフ
セット4相偏移変調(以下OQPSK:Offset Quadrat
urePhase Shift Keyingという)された信号(以下OQ
PSK信号という)を復調するOQPSK復調器に、本
発明に係る直交検波器を適用したものであり、図3は、
このOQPSK復調器の具体的な回路構成を示すブロッ
ク図である。
【0017】入力端子20に入力された、例えば搬送波
周波数がfC Hz、シンボルレートがRd bpsのOQPSK
信号は、ミキサ21に入力される。搬送周波数fC に極
めて近い周波数fLOを有する信号(局部発振信号)を発
振する局部発振器27からの信号は2分配され、片方
(同相出力)は切換スイッチ29内の端子29aへ、も
う片方はπ/2移相器28に入力されてπ/2だけ位相
をずらされた後に(得られるのは直交出力である)、切
換スイッチ29の端子29bへ入力される。切換スイッ
チ29は、クロック発生器25によって発生されるデュ
ーティ比が50%、周波数2×Rdのクロックにより、出
力信号を端子29aからのものと端子29bからのもの
を交互に切り換え選択する。切換スイッチ29から出力
される信号は端子20からの入力信号とミキサ21にお
いて掛け合わされ、ベースバンド信号に周波数変換され
る。周波数変換された信号はLPF22によって整形さ
れてA/D変換器23に入力される。A/D変換器23
に入力された信号は、クロック発生器25によって発生
される周波数2×Rd、デューティ比50%のクロックを
インバータ26によって反転させたクロックにより、サ
ンプリングされ、A/D変換される。ここで、切換スイ
ッチ29を切り換えるときに起こるLPF22の出力の
不安定な時間をτ1 とする。A/D変換器23の出力
は、搬送波周波数fC が局部発振周波数fLOと全く等し
い周波数ではないために位相回転を伴っており、そのた
めコスタスループ等で構成されるディジタル復調器24
に入力される。ディジタル復調器24はクロック発生器
25にて発生されるクロックによって動作し、復調デー
タを出力する。
周波数がfC Hz、シンボルレートがRd bpsのOQPSK
信号は、ミキサ21に入力される。搬送周波数fC に極
めて近い周波数fLOを有する信号(局部発振信号)を発
振する局部発振器27からの信号は2分配され、片方
(同相出力)は切換スイッチ29内の端子29aへ、も
う片方はπ/2移相器28に入力されてπ/2だけ位相
をずらされた後に(得られるのは直交出力である)、切
換スイッチ29の端子29bへ入力される。切換スイッ
チ29は、クロック発生器25によって発生されるデュ
ーティ比が50%、周波数2×Rdのクロックにより、出
力信号を端子29aからのものと端子29bからのもの
を交互に切り換え選択する。切換スイッチ29から出力
される信号は端子20からの入力信号とミキサ21にお
いて掛け合わされ、ベースバンド信号に周波数変換され
る。周波数変換された信号はLPF22によって整形さ
れてA/D変換器23に入力される。A/D変換器23
に入力された信号は、クロック発生器25によって発生
される周波数2×Rd、デューティ比50%のクロックを
インバータ26によって反転させたクロックにより、サ
ンプリングされ、A/D変換される。ここで、切換スイ
ッチ29を切り換えるときに起こるLPF22の出力の
不安定な時間をτ1 とする。A/D変換器23の出力
は、搬送波周波数fC が局部発振周波数fLOと全く等し
い周波数ではないために位相回転を伴っており、そのた
めコスタスループ等で構成されるディジタル復調器24
に入力される。ディジタル復調器24はクロック発生器
25にて発生されるクロックによって動作し、復調デー
タを出力する。
【0018】ここで、図4に示すタイミングチャートを
用いて、このOQPSK復調器の動作を説明する。今、
切換スイッチ29がクロックで制御されずに端子29a
に接続されたままだと仮定すれば、LPF22の出力
は、図4Aに示すように、I-ch波形となる。これは上述
の図5に示した通常のQPSK復調器にOQPSK信号
を入力したときのLPF32I の出力と一致する。次
に、切換スイッチ29がクロックで制御されずに端子2
9bに接続されたままだと仮定すれば、LPF22の出
力は、図4Bに示すように、Q-ch波形となる。これは上
述の図5に示した通常のQPSK復調器にOQPSK信
号を入力したときのLPF32Q の出力と一致する。こ
のように、OQPSKの場合には、Q-chのデータはシン
ボルレートの逆数の半分の時間だけ、すなわち1/(2
×Rd)だけオフセットしている。
用いて、このOQPSK復調器の動作を説明する。今、
切換スイッチ29がクロックで制御されずに端子29a
に接続されたままだと仮定すれば、LPF22の出力
は、図4Aに示すように、I-ch波形となる。これは上述
の図5に示した通常のQPSK復調器にOQPSK信号
を入力したときのLPF32I の出力と一致する。次
に、切換スイッチ29がクロックで制御されずに端子2
9bに接続されたままだと仮定すれば、LPF22の出
力は、図4Bに示すように、Q-ch波形となる。これは上
述の図5に示した通常のQPSK復調器にOQPSK信
号を入力したときのLPF32Q の出力と一致する。こ
のように、OQPSKの場合には、Q-chのデータはシン
ボルレートの逆数の半分の時間だけ、すなわち1/(2
×Rd)だけオフセットしている。
【0019】そこで、この実施例では、切換スイッチ2
9を、例えば図4Cに示すように、クロック発生器25
の出力クロック(周波数は2×Rd)で切り換えると、図
4Dに示すように、I-ch信号とQ-ch信号が交互に時分割
多重されたような波形がLPF22から出力される。こ
の図4Dにおいて、上述したように、時間τ1 は切換ス
イッチ29を切り換えるときに起こるLPF22の出力
の不安定な時間を示す。上述の図4Dに示したようなL
PF22の出力をA/D変換器23に入力し、図4Eに
示すように、インバータ26で反転させたクロックを用
いてサンプリングしてA/D変換することにより、図4
Fに示すように、I-ch、Q-chのデータがA/D変換器2
3から交互に出力される。A/D変換器23の出力はデ
ジタル復調器24に入力され、デジタル復調器24は復
調データを出力する。なお、図4においては、説明しや
すいようにA/D変換器23の出力が位相回転をともな
っていないように図示しているが、これは上述したよう
にデジタル復調器24によって位相回転成分が吸収され
ていることを示している。
9を、例えば図4Cに示すように、クロック発生器25
の出力クロック(周波数は2×Rd)で切り換えると、図
4Dに示すように、I-ch信号とQ-ch信号が交互に時分割
多重されたような波形がLPF22から出力される。こ
の図4Dにおいて、上述したように、時間τ1 は切換ス
イッチ29を切り換えるときに起こるLPF22の出力
の不安定な時間を示す。上述の図4Dに示したようなL
PF22の出力をA/D変換器23に入力し、図4Eに
示すように、インバータ26で反転させたクロックを用
いてサンプリングしてA/D変換することにより、図4
Fに示すように、I-ch、Q-chのデータがA/D変換器2
3から交互に出力される。A/D変換器23の出力はデ
ジタル復調器24に入力され、デジタル復調器24は復
調データを出力する。なお、図4においては、説明しや
すいようにA/D変換器23の出力が位相回転をともな
っていないように図示しているが、これは上述したよう
にデジタル復調器24によって位相回転成分が吸収され
ていることを示している。
【0020】以上の説明で明らかなように、本発明に係
る直交検波器を用いたOQPSK復調器では、従来各々
2個必要であったミキサ、LPF、A/D変換器が各々
1個づつでよくなり、OQPSK復調器の小型化、低価
格化を図ることができる。また、分配器が不用となり、
I-ch、Q-chの信号が同一のミキサ21、LPF22、A
/D変換器23で処理されるために振幅特性、位相特性
等が全く同一になり、QPSK復調器の無調整化、高性
能化を図ることができる。
る直交検波器を用いたOQPSK復調器では、従来各々
2個必要であったミキサ、LPF、A/D変換器が各々
1個づつでよくなり、OQPSK復調器の小型化、低価
格化を図ることができる。また、分配器が不用となり、
I-ch、Q-chの信号が同一のミキサ21、LPF22、A
/D変換器23で処理されるために振幅特性、位相特性
等が全く同一になり、QPSK復調器の無調整化、高性
能化を図ることができる。
【0021】なお、クロック発生器25で発生するクロ
ック周波数をシンボルレートRbの2×n倍に選び、切換
スイッチ29の切り換え、及びA/D変換器23のサン
プリング周波数を2×n×Rbとすることにより、通常の
n倍オーバーサンプリングと同じ効果をあげることもで
きる。
ック周波数をシンボルレートRbの2×n倍に選び、切換
スイッチ29の切り換え、及びA/D変換器23のサン
プリング周波数を2×n×Rbとすることにより、通常の
n倍オーバーサンプリングと同じ効果をあげることもで
きる。
【0022】
【発明の効果】以上の説明でも明らかなように、本発明
では、例えばQPSK信号を、局部発振手段からの同相
出力と直交出力を交互に切り換えて同期検波すると共
に、クロック発生手段からのクロックを所定時間遅延し
たクロックのタイミングによってディジタル信号に変換
することにより、従来の装置では各々2個必要であった
ミキサ、LPF、A/D変換器が各々1個づつでよくな
り、QPSK復調器の小型化、低価格化を図ることがで
きる。また、分配器が不用となり、I-ch、Q-chの信号が
同一のミキサ、LPF、A/D変換器で処理されるため
に振幅特性、位相特性等が全く同一になり、QPSK復
調器の無調整化、高性能化を図ることができる。
では、例えばQPSK信号を、局部発振手段からの同相
出力と直交出力を交互に切り換えて同期検波すると共
に、クロック発生手段からのクロックを所定時間遅延し
たクロックのタイミングによってディジタル信号に変換
することにより、従来の装置では各々2個必要であった
ミキサ、LPF、A/D変換器が各々1個づつでよくな
り、QPSK復調器の小型化、低価格化を図ることがで
きる。また、分配器が不用となり、I-ch、Q-chの信号が
同一のミキサ、LPF、A/D変換器で処理されるため
に振幅特性、位相特性等が全く同一になり、QPSK復
調器の無調整化、高性能化を図ることができる。
【0023】また、本発明では、例えばOQPSK信号
を、局部発振手段からの同相出力と直交出力を交互に切
り換えて同期検波すると共に、クロック発生手段からの
クロックを反転させたクロックによってディジタル信号
に変換することにより、従来のOQPSK復調器では各
々2個必要であったミキサ、LPF、A/D変換器が各
々1個づつでよくなり、OQPSK復調器の小型化、低
価格化を図ることができる。また、分配器が不用とな
り、I-ch、Q-chの信号が同一のミキサ、LPF、A/D
変換器で処理されるために振幅特性、位相特性等が全く
同一になり、QPSK復調器の無調整化、高性能化を図
ることができる。
を、局部発振手段からの同相出力と直交出力を交互に切
り換えて同期検波すると共に、クロック発生手段からの
クロックを反転させたクロックによってディジタル信号
に変換することにより、従来のOQPSK復調器では各
々2個必要であったミキサ、LPF、A/D変換器が各
々1個づつでよくなり、OQPSK復調器の小型化、低
価格化を図ることができる。また、分配器が不用とな
り、I-ch、Q-chの信号が同一のミキサ、LPF、A/D
変換器で処理されるために振幅特性、位相特性等が全く
同一になり、QPSK復調器の無調整化、高性能化を図
ることができる。
【図1】本発明に係る直交検波器を適用したQPSK復
調器の具体的な回路構成を示すブロック図である。
調器の具体的な回路構成を示すブロック図である。
【図2】上記QPSK復調器の動作を説明するためのタ
イミングチャートである。
イミングチャートである。
【図3】本発明に係る直交検波器を適用したOQPSK
復調器の具体的な回路構成を示すブロック図である。
復調器の具体的な回路構成を示すブロック図である。
【図4】上記OQPSK復調器の動作を説明するための
タイミングチャートである。
タイミングチャートである。
【図5】従来のQPSK復調器の回路構成を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図6】上記従来のQPSK復調器の動作を説明するた
めのタイミングチャートである。
めのタイミングチャートである。
11・・・ミキサ 12・・・LPF 13・・・A/D変換器 15・・・クロック発生器 16・・・遅延器 17・・・局部発振器 18・・・π/2移相器 19・・・切換スイッチ 21・・・ミキサ 22・・・LPF 23・・・A/D変換器 25・・・クロック発生器 26・・・インバータ 27・・・局部発振器 28・・・π/2移相器 29・・・切換スイッチ
Claims (2)
- 【請求項1】 局部発振手段と、 クロック発生手段と、 上記局部発振手段の出力を上記クロック発生手段からの
クロックのタイミングで切り換えて、同相出力と直交出
力を交互に出力するスイッチング手段と、 該スイッチング手段の出力を用いて外部からの入力信号
を周波数変換を行う周波数変換手段と、 上記クロック発生手段の出力クロックを所定時間遅延さ
せる遅延手段と、 該遅延手段で遅延されたクロックのタイミングによって
上記周波数変換手段の出力をアナログ/ディジタル変換
するアナログ/ディジタル変換手段とを備え、 一つの信号経路で直交検波を行うことを特徴とする直交
検波器。 - 【請求項2】 局部発振手段と、 クロック発生手段と、 上記局部発振手段の出力を上記クロック発生手段からの
クロックのタイミングで切り換えて、同相出力と直交出
力を交互に出力するスイッチング手段と、 該スイッチング手段の出力を用いて外部からの入力信号
を周波数変換を行う周波数変換手段と、 上記クロック発生手段の出力クロックを反転させるさせ
る反転手段と、 該反転手段で反転されたクロックのタイミングによって
上記周波数変換手段の出力をアナログ/ディジタル変換
するアナログ/ディジタル変換手段とを備え、 一つの信号経路で直交検波を行うことを特徴とする直交
検波器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP00029793A JP3362427B2 (ja) | 1993-01-05 | 1993-01-05 | 直交検波器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP00029793A JP3362427B2 (ja) | 1993-01-05 | 1993-01-05 | 直交検波器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06205064A true JPH06205064A (ja) | 1994-07-22 |
JP3362427B2 JP3362427B2 (ja) | 2003-01-07 |
Family
ID=11469968
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP00029793A Expired - Fee Related JP3362427B2 (ja) | 1993-01-05 | 1993-01-05 | 直交検波器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3362427B2 (ja) |
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR19990048041A (ko) * | 1997-12-08 | 1999-07-05 | 이형도 | 개인용 통신단말기의 변복조기 |
JP2001245010A (ja) * | 2000-01-24 | 2001-09-07 | Sony Internatl Europ Gmbh | 復調装置及び復調方法 |
JP2007124329A (ja) * | 2005-10-28 | 2007-05-17 | Sharp Corp | 復調装置 |
WO2010027092A1 (ja) * | 2008-09-08 | 2010-03-11 | 日本電気株式会社 | 受信装置及び方法並びに信号供給装置及び方法 |
US7880656B2 (en) | 2007-10-11 | 2011-02-01 | Samsung Electronics Co., Ltd. | RF chip including shared converter and transceiver including the RF chip |
JP2012050078A (ja) * | 2010-08-18 | 2012-03-08 | Swatch Group Research & Development Ltd | 低速ダイレクトコンバージョン方式fsk無線周波数信号受信機 |
US8964821B2 (en) | 2011-10-14 | 2015-02-24 | Qualcomm Incorporated | Shared feedback for adaptive transmitter pre-distortion |
-
1993
- 1993-01-05 JP JP00029793A patent/JP3362427B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR19990048041A (ko) * | 1997-12-08 | 1999-07-05 | 이형도 | 개인용 통신단말기의 변복조기 |
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JPWO2010027092A1 (ja) * | 2008-09-08 | 2012-02-02 | 日本電気株式会社 | 受信装置及び方法並びに信号供給装置及び方法 |
US8315586B2 (en) | 2008-09-08 | 2012-11-20 | Nec Corporation | Signal receiving device and signal receiving method using same, and signal supplying unit and signal supplying method using same |
JP5585449B2 (ja) * | 2008-09-08 | 2014-09-10 | 日本電気株式会社 | 受信装置及び方法 |
JP2012050078A (ja) * | 2010-08-18 | 2012-03-08 | Swatch Group Research & Development Ltd | 低速ダイレクトコンバージョン方式fsk無線周波数信号受信機 |
US8964821B2 (en) | 2011-10-14 | 2015-02-24 | Qualcomm Incorporated | Shared feedback for adaptive transmitter pre-distortion |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP3362427B2 (ja) | 2003-01-07 |
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Legal Events
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---|---|---|---|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20020924 |
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