JPH06205064A - 直交検波器 - Google Patents
直交検波器Info
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- JPH06205064A JPH06205064A JP29793A JP29793A JPH06205064A JP H06205064 A JPH06205064 A JP H06205064A JP 29793 A JP29793 A JP 29793A JP 29793 A JP29793 A JP 29793A JP H06205064 A JPH06205064 A JP H06205064A
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- JP
- Japan
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- output
- clock
- signal
- frequency
- demodulator
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Abstract
(57)【要約】
【構成】 局部発振器１７は、局部発振信号を出力す
る。π／２移相器１８は、局部発振信号（同相出力）の
位相をずらして直交出力を生成する。切換スイッチ１９
は、クロック発生器１５からのクロックにより、同相出
力と直交出力を交互に切り換え選択する。ミキサ１１
は、ＱＰＳＫ信号に切換スイッチ１９からの信号を乗算
してベースバンド信号に周波数変換する。ＬＰＦ１２及
びＡ／Ｄ変換器１３は、遅延器１６で遅延されたクロッ
クにより、ベースバンド信号をディジタル信号に変換す
る。ディジタル復調器１４は、クロック発生器１５から
のクロックによって動作し、復調データを出力する。 【効果】 従来のＱＰＳＫ復調器で各々２個必要であっ
たミキサ、ＬＰＦ、Ａ／Ｄ変換器を各々１個とすること
ができ、ＱＰＳＫ復調器の小型化、低価格化を実現する
ことができる。
る。π／２移相器１８は、局部発振信号（同相出力）の
位相をずらして直交出力を生成する。切換スイッチ１９
は、クロック発生器１５からのクロックにより、同相出
力と直交出力を交互に切り換え選択する。ミキサ１１
は、ＱＰＳＫ信号に切換スイッチ１９からの信号を乗算
してベースバンド信号に周波数変換する。ＬＰＦ１２及
びＡ／Ｄ変換器１３は、遅延器１６で遅延されたクロッ
クにより、ベースバンド信号をディジタル信号に変換す
る。ディジタル復調器１４は、クロック発生器１５から
のクロックによって動作し、復調データを出力する。 【効果】 従来のＱＰＳＫ復調器で各々２個必要であっ
たミキサ、ＬＰＦ、Ａ／Ｄ変換器を各々１個とすること
ができ、ＱＰＳＫ復調器の小型化、低価格化を実現する
ことができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直交検波器に関し、例
えば４相偏移変調（以下ＱＰＳＫ：Quadrature Phase S
hift Keying という）等により変調された信号を直交検
波（所謂同期検波）する直交検波器に関する。
えば４相偏移変調（以下ＱＰＳＫ：Quadrature Phase S
hift Keying という）等により変調された信号を直交検
波（所謂同期検波）する直交検波器に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５は、従来の直交検波器を用いた所謂
ＱＰＳＫ復調器の回路構成を示すブロック図である。こ
の図５において、端子３０から入力された、例えば搬送
波周波数がｆC Hz、シンボルレートがRd bpsのＱＰＳＫ
信号は、分配器３８によって２分配される。搬送波周波
数ｆC に極めて近い周波数ｆLOを有する信号（局部発振
信号）を発振する局部発振器３６からの信号は２分配さ
れ、片方はミキサ３１Iへ、もう片方はπ／２移相器３
７によってπ／２だけ位相をずらされた後に、ミキサ３
１Q へ入力される。分配器３８によって２分配された片
方の信号は上記局部発振器３６からの信号とミキサ３１
I において掛け合わされ、ベースバンド信号に周波数変
換される。周波数変換された信号はローパスフィルタ
（以下ＬＰＦという）３２I によって整形されてアナロ
グ／ディジタル（以下Ａ／Ｄという）変換器３３I に入
力される。Ａ／Ｄ変換器３３I に入力された信号は、ク
ロック発生器３５によって発生される周波数がRd Hz の
クロックによってサンプリングされ、Ａ／Ｄ変換され
る。分配器３８によって２分配されたもう片方の信号は
上記局部発振器３６からの信号をπ／２だけ位相をずら
した信号とミキサ３１Q において掛け合わされ、ベース
バンド信号に周波数変換される。周波数変換された信号
はＬＰＦ３２Q によって整形されてＡ／Ｄ変換器３３Q
に入力される。Ａ／Ｄ変換器３３Q に入力された信号
は、クロック発生器３５によって発生される周波数がRd
Hz のクロックによってサンプリングされ、Ａ／Ｄ変換
される。Ａ／Ｄ変換器３３I 、３３Q の各出力は、搬送
波周波数ｆC が局部発振周波数ｆLOと全く等しい周波数
ではないために位相回転を伴っており、そのため所謂コ
スタスループ等で構成されるディジタル復調器３４に入
力される。ディジタル復調器３４はクロック発生器３５
にて発生されるクロックによって動作し、復調データを
出力する。
ＱＰＳＫ復調器の回路構成を示すブロック図である。こ
の図５において、端子３０から入力された、例えば搬送
波周波数がｆC Hz、シンボルレートがRd bpsのＱＰＳＫ
信号は、分配器３８によって２分配される。搬送波周波
数ｆC に極めて近い周波数ｆLOを有する信号（局部発振
信号）を発振する局部発振器３６からの信号は２分配さ
れ、片方はミキサ３１Iへ、もう片方はπ／２移相器３
７によってπ／２だけ位相をずらされた後に、ミキサ３
１Q へ入力される。分配器３８によって２分配された片
方の信号は上記局部発振器３６からの信号とミキサ３１
I において掛け合わされ、ベースバンド信号に周波数変
換される。周波数変換された信号はローパスフィルタ
（以下ＬＰＦという）３２I によって整形されてアナロ
グ／ディジタル（以下Ａ／Ｄという）変換器３３I に入
力される。Ａ／Ｄ変換器３３I に入力された信号は、ク
ロック発生器３５によって発生される周波数がRd Hz の
クロックによってサンプリングされ、Ａ／Ｄ変換され
る。分配器３８によって２分配されたもう片方の信号は
上記局部発振器３６からの信号をπ／２だけ位相をずら
した信号とミキサ３１Q において掛け合わされ、ベース
バンド信号に周波数変換される。周波数変換された信号
はＬＰＦ３２Q によって整形されてＡ／Ｄ変換器３３Q
に入力される。Ａ／Ｄ変換器３３Q に入力された信号
は、クロック発生器３５によって発生される周波数がRd
Hz のクロックによってサンプリングされ、Ａ／Ｄ変換
される。Ａ／Ｄ変換器３３I 、３３Q の各出力は、搬送
波周波数ｆC が局部発振周波数ｆLOと全く等しい周波数
ではないために位相回転を伴っており、そのため所謂コ
スタスループ等で構成されるディジタル復調器３４に入
力される。ディジタル復調器３４はクロック発生器３５
にて発生されるクロックによって動作し、復調データを
出力する。
【０００３】図６は、図５に示したＱＰＳＫ復調器のタ
イミングチャートを示す図である。この図６において、
図６ＡがＬＰＦ３２I の出力を示し、図６ＢがＬＰＦ３
２Qの出力を示し、図６ＣがＡ／Ｄ変換器３３I 、３３
Q に入力されるクロックのタイミングを示している。
イミングチャートを示す図である。この図６において、
図６ＡがＬＰＦ３２I の出力を示し、図６ＢがＬＰＦ３
２Qの出力を示し、図６ＣがＡ／Ｄ変換器３３I 、３３
Q に入力されるクロックのタイミングを示している。
【０００４】このような構成のＱＰＳＫ復調器を用いた
場合、同相成分（以下I-chという）と直交成分（以下Q-
chという）の二つの信号を処理するためにミキサ、ＬＰ
Ｆ、Ａ／Ｄ変換器がそれぞれ２組必要となる。このた
め、コストが高い、小型化に適さない、また、I-chとQ-
chの振幅特性や位相特性がバラつくとデータの誤りとな
るために調整部品が必要になる等の問題があった。
場合、同相成分（以下I-chという）と直交成分（以下Q-
chという）の二つの信号を処理するためにミキサ、ＬＰ
Ｆ、Ａ／Ｄ変換器がそれぞれ２組必要となる。このた
め、コストが高い、小型化に適さない、また、I-chとQ-
chの振幅特性や位相特性がバラつくとデータの誤りとな
るために調整部品が必要になる等の問題があった。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、このような
実情に鑑みてなされたものであり、直交検波器を用いた
ＱＰＳＫ復調器の低コスト化、小型化、高性能化を目的
とするものである。
実情に鑑みてなされたものであり、直交検波器を用いた
ＱＰＳＫ復調器の低コスト化、小型化、高性能化を目的
とするものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記課題を解
決するために、局部発振手段と、クロック発生手段と、
局部発振手段の出力をクロック発生手段からのクロック
のタイミングで切り換えて、同相出力と直交出力を交互
に出力するスイッチング手段と、スイッチング手段の出
力を用いて外部からの入力信号を周波数変換を行う周波
数変換手段と、クロック発生手段の出力クロックを所定
時間遅延させる遅延手段と、遅延手段で遅延されたクロ
ックのタイミングによって周波数変換手段の出力をアナ
ログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタル変換手
段とを備え、一つの信号経路で直交検波を行うことを特
徴とする。
決するために、局部発振手段と、クロック発生手段と、
局部発振手段の出力をクロック発生手段からのクロック
のタイミングで切り換えて、同相出力と直交出力を交互
に出力するスイッチング手段と、スイッチング手段の出
力を用いて外部からの入力信号を周波数変換を行う周波
数変換手段と、クロック発生手段の出力クロックを所定
時間遅延させる遅延手段と、遅延手段で遅延されたクロ
ックのタイミングによって周波数変換手段の出力をアナ
ログ／ディジタル変換するアナログ／ディジタル変換手
段とを備え、一つの信号経路で直交検波を行うことを特
徴とする。
【０００７】また、本発明は、局部発振手段と、クロッ
ク発生手段と、局部発振手段の出力をクロック発生手段
からのクロックのタイミングで切り換えて、同相出力と
直交出力を交互に出力するスイッチング手段と、スイッ
チング手段の出力を用いて外部からの入力信号を周波数
変換を行う周波数変換手段と、クロック発生手段の出力
クロックを反転させるさせる反転手段と、反転手段で反
転されたクロックのタイミングによって上記周波数変換
手段の出力をアナログ／ディジタル変換するアナログ／
ディジタル変換手段とを備え、一つの信号経路で直交検
波を行うことを特徴とする。
ク発生手段と、局部発振手段の出力をクロック発生手段
からのクロックのタイミングで切り換えて、同相出力と
直交出力を交互に出力するスイッチング手段と、スイッ
チング手段の出力を用いて外部からの入力信号を周波数
変換を行う周波数変換手段と、クロック発生手段の出力
クロックを反転させるさせる反転手段と、反転手段で反
転されたクロックのタイミングによって上記周波数変換
手段の出力をアナログ／ディジタル変換するアナログ／
ディジタル変換手段とを備え、一つの信号経路で直交検
波を行うことを特徴とする。
【０００８】
【作用】本発明を適用した直交検波器では、例えばＱＰ
ＳＫ信号を、局部発振手段からの同相出力と直交出力を
交互に切り換えて同期検波すると共に、クロック発生手
段からのクロックを所定時間遅延したクロックのタイミ
ングによってディジタル信号に変換する。
ＳＫ信号を、局部発振手段からの同相出力と直交出力を
交互に切り換えて同期検波すると共に、クロック発生手
段からのクロックを所定時間遅延したクロックのタイミ
ングによってディジタル信号に変換する。
【０００９】また、本発明を適用した直交検波器では、
例えばＯＱＰＳＫ信号を、局部発振手段からの同相出力
と直交出力を交互に切り換えて同期検波すると共に、ク
ロック発生手段からのクロックを反転させたクロックに
よってディジタル信号に変換する。
例えばＯＱＰＳＫ信号を、局部発振手段からの同相出力
と直交出力を交互に切り換えて同期検波すると共に、ク
ロック発生手段からのクロックを反転させたクロックに
よってディジタル信号に変換する。
【００１０】
【実施例】以下、本発明に係る直交検波器の実施例を図
面を参照しながら説明する。この実施例は、４相偏移変
調（以下ＱＰＳＫ：Quadrature Phase Shift Keying と
いう）された信号（以下ＱＰＳＫ信号という）を復調す
るＱＰＳＫ復調器に本発明に係る直交検波器を適用した
ものであり、図１は、このＱＰＳＫ復調器の具体的な回
路構成を示すブロック図である。
面を参照しながら説明する。この実施例は、４相偏移変
調（以下ＱＰＳＫ：Quadrature Phase Shift Keying と
いう）された信号（以下ＱＰＳＫ信号という）を復調す
るＱＰＳＫ復調器に本発明に係る直交検波器を適用した
ものであり、図１は、このＱＰＳＫ復調器の具体的な回
路構成を示すブロック図である。
【００１１】入力端子１０に入力された、例えば搬送波
周波数がｆC Hz、シンボルレートがRd bpsのＱＰＳＫ信
号は、ミキサ１１に入力される。搬送波周波数ｆC に極
めて近い周波数ｆLOを有する信号（局部発振信号）を発
振する局部発振器１７からの信号は２分配され、片方
（同相出力）は切換スイッチ１９の端子１９ａへ、もう
片方はπ／２移相器１８に入力されてπ／２だけ位相を
ずらされた後に（得られるのは直交出力である）、切換
スイッチ１９の端子１９ｂへ入力される。切換スイッチ
１９は、クロック発生器１５によって発生される周波数
２×Rdのクロックにより、出力信号を端子１９ａからの
ものと端子１９ｂからのものを交互に切り換え選択す
る。切換スイッチ１９から出力される信号は端子１０か
らの入力信号とミキサ１１において掛け合わされ、ベー
スバンド信号に周波数変換される。周波数変換された信
号はローパスフィルタ（以下ＬＰＦという）１２によっ
て整形されてアナログ／ディジタル（以下Ａ／Ｄとい
う）変換器１３に入力される。Ａ／Ｄ変換器１３に入力
された信号は、クロック発生器１５によって発生される
周波数が２×Rdのクロックを遅延器１６によって時間τ
2 だけ遅延されたクロックにより、サンプリングされ、
Ａ／Ｄ変換される。ここで、切換スイッチ１９を切り換
えるときに起こるＬＰＦ１２の出力の不安定な時間をτ
1 とすれば、遅延器１６による遅延時間τ2 はτ1 ＜τ
2 ＜1 ／(2×Rd) となるように選ばれる。Ａ／Ｄ変換器
１３の出力は、搬送波周波数ｆC が局部発振周波数ｆLO
と全く等しい周波数ではないために位相回転を伴ってお
り、そのため所謂コスタスループ等で構成されるディジ
タル復調器１４に入力される。ディジタル復調器１４は
クロック発生器１５にて発生されるクロックによって動
作し、復調データを出力する。
周波数がｆC Hz、シンボルレートがRd bpsのＱＰＳＫ信
号は、ミキサ１１に入力される。搬送波周波数ｆC に極
めて近い周波数ｆLOを有する信号（局部発振信号）を発
振する局部発振器１７からの信号は２分配され、片方
（同相出力）は切換スイッチ１９の端子１９ａへ、もう
片方はπ／２移相器１８に入力されてπ／２だけ位相を
ずらされた後に（得られるのは直交出力である）、切換
スイッチ１９の端子１９ｂへ入力される。切換スイッチ
１９は、クロック発生器１５によって発生される周波数
２×Rdのクロックにより、出力信号を端子１９ａからの
ものと端子１９ｂからのものを交互に切り換え選択す
る。切換スイッチ１９から出力される信号は端子１０か
らの入力信号とミキサ１１において掛け合わされ、ベー
スバンド信号に周波数変換される。周波数変換された信
号はローパスフィルタ（以下ＬＰＦという）１２によっ
て整形されてアナログ／ディジタル（以下Ａ／Ｄとい
う）変換器１３に入力される。Ａ／Ｄ変換器１３に入力
された信号は、クロック発生器１５によって発生される
周波数が２×Rdのクロックを遅延器１６によって時間τ
2 だけ遅延されたクロックにより、サンプリングされ、
Ａ／Ｄ変換される。ここで、切換スイッチ１９を切り換
えるときに起こるＬＰＦ１２の出力の不安定な時間をτ
1 とすれば、遅延器１６による遅延時間τ2 はτ1 ＜τ
2 ＜1 ／(2×Rd) となるように選ばれる。Ａ／Ｄ変換器
１３の出力は、搬送波周波数ｆC が局部発振周波数ｆLO
と全く等しい周波数ではないために位相回転を伴ってお
り、そのため所謂コスタスループ等で構成されるディジ
タル復調器１４に入力される。ディジタル復調器１４は
クロック発生器１５にて発生されるクロックによって動
作し、復調データを出力する。
【００１２】ここで、図２に示すタイミングチャートを
用いて、このＱＰＳＫ復調器の動作を説明する。今、切
換スイッチ１９がクロックで制御されずに端子１９ａに
接続されたままだと仮定すれば、ＬＰＦ１２の出力は、
上述の図５に示した従来のＱＰＳＫ復調器のＬＰＦ３２
I の出力に一致し、上述の図６Ａに示したI-ch波形と一
致する。次に、切換スイッチ１９がクロックで制御され
ずに端子１９ｂに接続されたままだと仮定すれば、ＬＰ
Ｆ１２の出力は、図５に示した従来のＱＰＳＫ復調器の
ＬＰＦ３２Q の出力に一致し、上述の図６Ｂ示したQ-ch
波形と一致する。
用いて、このＱＰＳＫ復調器の動作を説明する。今、切
換スイッチ１９がクロックで制御されずに端子１９ａに
接続されたままだと仮定すれば、ＬＰＦ１２の出力は、
上述の図５に示した従来のＱＰＳＫ復調器のＬＰＦ３２
I の出力に一致し、上述の図６Ａに示したI-ch波形と一
致する。次に、切換スイッチ１９がクロックで制御され
ずに端子１９ｂに接続されたままだと仮定すれば、ＬＰ
Ｆ１２の出力は、図５に示した従来のＱＰＳＫ復調器の
ＬＰＦ３２Q の出力に一致し、上述の図６Ｂ示したQ-ch
波形と一致する。
【００１３】そこで、この実施例では、切換スイッチ１
９を、例えば図２Ｂに示すように、クロック発生器１５
の出力クロック（周波数は２×Rd）で切り換えると、図
２Ａに示に示すように、I-ch信号とQ-ch信号が交互に時
分割多重されたような波形がＬＰＦ１２から出力され
る。この図２Ａにおいて、上述したように、時間τ1 は
切換スイッチ１９を切り換えるときに起こるＬＰＦ１２
の出力の不安定な時間を示す。上述の図２Ａに示したよ
うなＬＰＦ１２の出力をＡ／Ｄ変換器１３に入力し、図
２Ｃに示すように、遅延器１６によって時間τ2 だけ遅
延されたクロックによってサンプリングしてＡ／Ｄ変換
することにより、図２Ｄに示すように、I-ch、Q-chのデ
ータがＡ／Ｄ変換器１３から交互に出力される。ここ
で、遅延器１６による遅延時間τ2 は、上述したように
τ1 ＜τ2 ＜1 ／(2×Rd) となるように選ばれる。Ａ／
Ｄ変換器１３の出力はデジタル復調器１４に入力され、
デジタル復調器１４は復調データを出力する。なお、図
２においては、説明しやすいようにＡ／Ｄ変換器１３の
出力が位相回転をともなっていないように図示している
が、これは上述したようにデジタル復調器１４によって
位相回転成分が吸収されていることを示している。
９を、例えば図２Ｂに示すように、クロック発生器１５
の出力クロック（周波数は２×Rd）で切り換えると、図
２Ａに示に示すように、I-ch信号とQ-ch信号が交互に時
分割多重されたような波形がＬＰＦ１２から出力され
る。この図２Ａにおいて、上述したように、時間τ1 は
切換スイッチ１９を切り換えるときに起こるＬＰＦ１２
の出力の不安定な時間を示す。上述の図２Ａに示したよ
うなＬＰＦ１２の出力をＡ／Ｄ変換器１３に入力し、図
２Ｃに示すように、遅延器１６によって時間τ2 だけ遅
延されたクロックによってサンプリングしてＡ／Ｄ変換
することにより、図２Ｄに示すように、I-ch、Q-chのデ
ータがＡ／Ｄ変換器１３から交互に出力される。ここ
で、遅延器１６による遅延時間τ2 は、上述したように
τ1 ＜τ2 ＜1 ／(2×Rd) となるように選ばれる。Ａ／
Ｄ変換器１３の出力はデジタル復調器１４に入力され、
デジタル復調器１４は復調データを出力する。なお、図
２においては、説明しやすいようにＡ／Ｄ変換器１３の
出力が位相回転をともなっていないように図示している
が、これは上述したようにデジタル復調器１４によって
位相回転成分が吸収されていることを示している。
【００１４】以上の説明で明らかなように、本発明に係
る直交検波器を用いたＱＰＳＫ復調器では、従来各々２
個必要であったミキサ、ＬＰＦ、Ａ／Ｄ変換器が各々１
個づつでよくなり、ＱＰＳＫ復調器の小型化、低価格化
を図ることができる。また、分配器が不用となり、I-c
h、Q-chの信号が同一のミキサ１１、ＬＰＦ１２、Ａ／
Ｄ変換器１３で処理されるために振幅特性、位相特性等
が全く同一になり、ＱＰＳＫ復調器の無調整化、高性能
化を図ることができる。
る直交検波器を用いたＱＰＳＫ復調器では、従来各々２
個必要であったミキサ、ＬＰＦ、Ａ／Ｄ変換器が各々１
個づつでよくなり、ＱＰＳＫ復調器の小型化、低価格化
を図ることができる。また、分配器が不用となり、I-c
h、Q-chの信号が同一のミキサ１１、ＬＰＦ１２、Ａ／
Ｄ変換器１３で処理されるために振幅特性、位相特性等
が全く同一になり、ＱＰＳＫ復調器の無調整化、高性能
化を図ることができる。
【００１５】なお、クロック発生器１５で発生するクロ
ック周波数をシンボルレートRbの２×ｎ倍に選び、切換
スイッチ１９の切り換え、及びＡ／Ｄ変換器１３のサン
プリング周波数を２×ｎ×Rbとすることにより、通常の
ｎ倍オーバーサンプリングと同じ効果をあげることもで
きる。
ック周波数をシンボルレートRbの２×ｎ倍に選び、切換
スイッチ１９の切り換え、及びＡ／Ｄ変換器１３のサン
プリング周波数を２×ｎ×Rbとすることにより、通常の
ｎ倍オーバーサンプリングと同じ効果をあげることもで
きる。
【００１６】つぎに、発明に係る直交検波器の他の実施
例を図面を参照しながら説明する。この実施例は、オフ
セット４相偏移変調（以下ＯＱＰＳＫ：Offset Quadrat
urePhase Shift Keyingという）された信号（以下ＯＱ
ＰＳＫ信号という）を復調するＯＱＰＳＫ復調器に、本
発明に係る直交検波器を適用したものであり、図３は、
このＯＱＰＳＫ復調器の具体的な回路構成を示すブロッ
ク図である。
例を図面を参照しながら説明する。この実施例は、オフ
セット４相偏移変調（以下ＯＱＰＳＫ：Offset Quadrat
urePhase Shift Keyingという）された信号（以下ＯＱ
ＰＳＫ信号という）を復調するＯＱＰＳＫ復調器に、本
発明に係る直交検波器を適用したものであり、図３は、
このＯＱＰＳＫ復調器の具体的な回路構成を示すブロッ
ク図である。
【００１７】入力端子２０に入力された、例えば搬送波
周波数がｆC Hz、シンボルレートがRd bpsのＯＱＰＳＫ
信号は、ミキサ２１に入力される。搬送周波数ｆC に極
めて近い周波数ｆLOを有する信号（局部発振信号）を発
振する局部発振器２７からの信号は２分配され、片方
（同相出力）は切換スイッチ２９内の端子２９ａへ、も
う片方はπ／２移相器２８に入力されてπ／２だけ位相
をずらされた後に（得られるのは直交出力である）、切
換スイッチ２９の端子２９ｂへ入力される。切換スイッ
チ２９は、クロック発生器２５によって発生されるデュ
ーティ比が５０％、周波数２×Rdのクロックにより、出
力信号を端子２９ａからのものと端子２９ｂからのもの
を交互に切り換え選択する。切換スイッチ２９から出力
される信号は端子２０からの入力信号とミキサ２１にお
いて掛け合わされ、ベースバンド信号に周波数変換され
る。周波数変換された信号はＬＰＦ２２によって整形さ
れてＡ／Ｄ変換器２３に入力される。Ａ／Ｄ変換器２３
に入力された信号は、クロック発生器２５によって発生
される周波数２×Rd、デューティ比５０％のクロックを
インバータ２６によって反転させたクロックにより、サ
ンプリングされ、Ａ／Ｄ変換される。ここで、切換スイ
ッチ２９を切り換えるときに起こるＬＰＦ２２の出力の
不安定な時間をτ1 とする。Ａ／Ｄ変換器２３の出力
は、搬送波周波数ｆC が局部発振周波数ｆLOと全く等し
い周波数ではないために位相回転を伴っており、そのた
めコスタスループ等で構成されるディジタル復調器２４
に入力される。ディジタル復調器２４はクロック発生器
２５にて発生されるクロックによって動作し、復調デー
タを出力する。
周波数がｆC Hz、シンボルレートがRd bpsのＯＱＰＳＫ
信号は、ミキサ２１に入力される。搬送周波数ｆC に極
めて近い周波数ｆLOを有する信号（局部発振信号）を発
振する局部発振器２７からの信号は２分配され、片方
（同相出力）は切換スイッチ２９内の端子２９ａへ、も
う片方はπ／２移相器２８に入力されてπ／２だけ位相
をずらされた後に（得られるのは直交出力である）、切
換スイッチ２９の端子２９ｂへ入力される。切換スイッ
チ２９は、クロック発生器２５によって発生されるデュ
ーティ比が５０％、周波数２×Rdのクロックにより、出
力信号を端子２９ａからのものと端子２９ｂからのもの
を交互に切り換え選択する。切換スイッチ２９から出力
される信号は端子２０からの入力信号とミキサ２１にお
いて掛け合わされ、ベースバンド信号に周波数変換され
る。周波数変換された信号はＬＰＦ２２によって整形さ
れてＡ／Ｄ変換器２３に入力される。Ａ／Ｄ変換器２３
に入力された信号は、クロック発生器２５によって発生
される周波数２×Rd、デューティ比５０％のクロックを
インバータ２６によって反転させたクロックにより、サ
ンプリングされ、Ａ／Ｄ変換される。ここで、切換スイ
ッチ２９を切り換えるときに起こるＬＰＦ２２の出力の
不安定な時間をτ1 とする。Ａ／Ｄ変換器２３の出力
は、搬送波周波数ｆC が局部発振周波数ｆLOと全く等し
い周波数ではないために位相回転を伴っており、そのた
めコスタスループ等で構成されるディジタル復調器２４
に入力される。ディジタル復調器２４はクロック発生器
２５にて発生されるクロックによって動作し、復調デー
タを出力する。
【００１８】ここで、図４に示すタイミングチャートを
用いて、このＯＱＰＳＫ復調器の動作を説明する。今、
切換スイッチ２９がクロックで制御されずに端子２９ａ
に接続されたままだと仮定すれば、ＬＰＦ２２の出力
は、図４Ａに示すように、I-ch波形となる。これは上述
の図５に示した通常のＱＰＳＫ復調器にＯＱＰＳＫ信号
を入力したときのＬＰＦ３２I の出力と一致する。次
に、切換スイッチ２９がクロックで制御されずに端子２
９ｂに接続されたままだと仮定すれば、ＬＰＦ２２の出
力は、図４Ｂに示すように、Q-ch波形となる。これは上
述の図５に示した通常のＱＰＳＫ復調器にＯＱＰＳＫ信
号を入力したときのＬＰＦ３２Q の出力と一致する。こ
のように、ＯＱＰＳＫの場合には、Q-chのデータはシン
ボルレートの逆数の半分の時間だけ、すなわち１／（２
×Rd）だけオフセットしている。
用いて、このＯＱＰＳＫ復調器の動作を説明する。今、
切換スイッチ２９がクロックで制御されずに端子２９ａ
に接続されたままだと仮定すれば、ＬＰＦ２２の出力
は、図４Ａに示すように、I-ch波形となる。これは上述
の図５に示した通常のＱＰＳＫ復調器にＯＱＰＳＫ信号
を入力したときのＬＰＦ３２I の出力と一致する。次
に、切換スイッチ２９がクロックで制御されずに端子２
９ｂに接続されたままだと仮定すれば、ＬＰＦ２２の出
力は、図４Ｂに示すように、Q-ch波形となる。これは上
述の図５に示した通常のＱＰＳＫ復調器にＯＱＰＳＫ信
号を入力したときのＬＰＦ３２Q の出力と一致する。こ
のように、ＯＱＰＳＫの場合には、Q-chのデータはシン
ボルレートの逆数の半分の時間だけ、すなわち１／（２
×Rd）だけオフセットしている。
【００１９】そこで、この実施例では、切換スイッチ２
９を、例えば図４Ｃに示すように、クロック発生器２５
の出力クロック（周波数は２×Rd）で切り換えると、図
４Ｄに示すように、I-ch信号とQ-ch信号が交互に時分割
多重されたような波形がＬＰＦ２２から出力される。こ
の図４Ｄにおいて、上述したように、時間τ1 は切換ス
イッチ２９を切り換えるときに起こるＬＰＦ２２の出力
の不安定な時間を示す。上述の図４Ｄに示したようなＬ
ＰＦ２２の出力をＡ／Ｄ変換器２３に入力し、図４Ｅに
示すように、インバータ２６で反転させたクロックを用
いてサンプリングしてＡ／Ｄ変換することにより、図４
Ｆに示すように、I-ch、Q-chのデータがＡ／Ｄ変換器２
３から交互に出力される。Ａ／Ｄ変換器２３の出力はデ
ジタル復調器２４に入力され、デジタル復調器２４は復
調データを出力する。なお、図４においては、説明しや
すいようにＡ／Ｄ変換器２３の出力が位相回転をともな
っていないように図示しているが、これは上述したよう
にデジタル復調器２４によって位相回転成分が吸収され
ていることを示している。
９を、例えば図４Ｃに示すように、クロック発生器２５
の出力クロック（周波数は２×Rd）で切り換えると、図
４Ｄに示すように、I-ch信号とQ-ch信号が交互に時分割
多重されたような波形がＬＰＦ２２から出力される。こ
の図４Ｄにおいて、上述したように、時間τ1 は切換ス
イッチ２９を切り換えるときに起こるＬＰＦ２２の出力
の不安定な時間を示す。上述の図４Ｄに示したようなＬ
ＰＦ２２の出力をＡ／Ｄ変換器２３に入力し、図４Ｅに
示すように、インバータ２６で反転させたクロックを用
いてサンプリングしてＡ／Ｄ変換することにより、図４
Ｆに示すように、I-ch、Q-chのデータがＡ／Ｄ変換器２
３から交互に出力される。Ａ／Ｄ変換器２３の出力はデ
ジタル復調器２４に入力され、デジタル復調器２４は復
調データを出力する。なお、図４においては、説明しや
すいようにＡ／Ｄ変換器２３の出力が位相回転をともな
っていないように図示しているが、これは上述したよう
にデジタル復調器２４によって位相回転成分が吸収され
ていることを示している。
【００２０】以上の説明で明らかなように、本発明に係
る直交検波器を用いたＯＱＰＳＫ復調器では、従来各々
２個必要であったミキサ、ＬＰＦ、Ａ／Ｄ変換器が各々
１個づつでよくなり、ＯＱＰＳＫ復調器の小型化、低価
格化を図ることができる。また、分配器が不用となり、
I-ch、Q-chの信号が同一のミキサ２１、ＬＰＦ２２、Ａ
／Ｄ変換器２３で処理されるために振幅特性、位相特性
等が全く同一になり、ＱＰＳＫ復調器の無調整化、高性
能化を図ることができる。
る直交検波器を用いたＯＱＰＳＫ復調器では、従来各々
２個必要であったミキサ、ＬＰＦ、Ａ／Ｄ変換器が各々
１個づつでよくなり、ＯＱＰＳＫ復調器の小型化、低価
格化を図ることができる。また、分配器が不用となり、
I-ch、Q-chの信号が同一のミキサ２１、ＬＰＦ２２、Ａ
／Ｄ変換器２３で処理されるために振幅特性、位相特性
等が全く同一になり、ＱＰＳＫ復調器の無調整化、高性
能化を図ることができる。
【００２１】なお、クロック発生器２５で発生するクロ
ック周波数をシンボルレートRbの２×ｎ倍に選び、切換
スイッチ２９の切り換え、及びＡ／Ｄ変換器２３のサン
プリング周波数を２×ｎ×Rbとすることにより、通常の
ｎ倍オーバーサンプリングと同じ効果をあげることもで
きる。
ック周波数をシンボルレートRbの２×ｎ倍に選び、切換
スイッチ２９の切り換え、及びＡ／Ｄ変換器２３のサン
プリング周波数を２×ｎ×Rbとすることにより、通常の
ｎ倍オーバーサンプリングと同じ効果をあげることもで
きる。
【００２２】
【発明の効果】以上の説明でも明らかなように、本発明
では、例えばＱＰＳＫ信号を、局部発振手段からの同相
出力と直交出力を交互に切り換えて同期検波すると共
に、クロック発生手段からのクロックを所定時間遅延し
たクロックのタイミングによってディジタル信号に変換
することにより、従来の装置では各々２個必要であった
ミキサ、ＬＰＦ、Ａ／Ｄ変換器が各々１個づつでよくな
り、ＱＰＳＫ復調器の小型化、低価格化を図ることがで
きる。また、分配器が不用となり、I-ch、Q-chの信号が
同一のミキサ、ＬＰＦ、Ａ／Ｄ変換器で処理されるため
に振幅特性、位相特性等が全く同一になり、ＱＰＳＫ復
調器の無調整化、高性能化を図ることができる。
では、例えばＱＰＳＫ信号を、局部発振手段からの同相
出力と直交出力を交互に切り換えて同期検波すると共
に、クロック発生手段からのクロックを所定時間遅延し
たクロックのタイミングによってディジタル信号に変換
することにより、従来の装置では各々２個必要であった
ミキサ、ＬＰＦ、Ａ／Ｄ変換器が各々１個づつでよくな
り、ＱＰＳＫ復調器の小型化、低価格化を図ることがで
きる。また、分配器が不用となり、I-ch、Q-chの信号が
同一のミキサ、ＬＰＦ、Ａ／Ｄ変換器で処理されるため
に振幅特性、位相特性等が全く同一になり、ＱＰＳＫ復
調器の無調整化、高性能化を図ることができる。
【００２３】また、本発明では、例えばＯＱＰＳＫ信号
を、局部発振手段からの同相出力と直交出力を交互に切
り換えて同期検波すると共に、クロック発生手段からの
クロックを反転させたクロックによってディジタル信号
に変換することにより、従来のＯＱＰＳＫ復調器では各
々２個必要であったミキサ、ＬＰＦ、Ａ／Ｄ変換器が各
々１個づつでよくなり、ＯＱＰＳＫ復調器の小型化、低
価格化を図ることができる。また、分配器が不用とな
り、I-ch、Q-chの信号が同一のミキサ、ＬＰＦ、Ａ／Ｄ
変換器で処理されるために振幅特性、位相特性等が全く
同一になり、ＱＰＳＫ復調器の無調整化、高性能化を図
ることができる。
を、局部発振手段からの同相出力と直交出力を交互に切
り換えて同期検波すると共に、クロック発生手段からの
クロックを反転させたクロックによってディジタル信号
に変換することにより、従来のＯＱＰＳＫ復調器では各
々２個必要であったミキサ、ＬＰＦ、Ａ／Ｄ変換器が各
々１個づつでよくなり、ＯＱＰＳＫ復調器の小型化、低
価格化を図ることができる。また、分配器が不用とな
り、I-ch、Q-chの信号が同一のミキサ、ＬＰＦ、Ａ／Ｄ
変換器で処理されるために振幅特性、位相特性等が全く
同一になり、ＱＰＳＫ復調器の無調整化、高性能化を図
ることができる。
【図１】本発明に係る直交検波器を適用したＱＰＳＫ復
調器の具体的な回路構成を示すブロック図である。
調器の具体的な回路構成を示すブロック図である。
【図２】上記ＱＰＳＫ復調器の動作を説明するためのタ
イミングチャートである。
イミングチャートである。
【図３】本発明に係る直交検波器を適用したＯＱＰＳＫ
復調器の具体的な回路構成を示すブロック図である。
復調器の具体的な回路構成を示すブロック図である。
【図４】上記ＯＱＰＳＫ復調器の動作を説明するための
タイミングチャートである。
タイミングチャートである。
【図５】従来のＱＰＳＫ復調器の回路構成を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図６】上記従来のＱＰＳＫ復調器の動作を説明するた
めのタイミングチャートである。
めのタイミングチャートである。
１１・・・ミキサ １２・・・ＬＰＦ １３・・・Ａ／Ｄ変換器 １５・・・クロック発生器 １６・・・遅延器 １７・・・局部発振器 １８・・・π／２移相器 １９・・・切換スイッチ ２１・・・ミキサ ２２・・・ＬＰＦ ２３・・・Ａ／Ｄ変換器 ２５・・・クロック発生器 ２６・・・インバータ ２７・・・局部発振器 ２８・・・π／２移相器 ２９・・・切換スイッチ
Claims (2)
- 【請求項１】 局部発振手段と、 クロック発生手段と、 上記局部発振手段の出力を上記クロック発生手段からの
クロックのタイミングで切り換えて、同相出力と直交出
力を交互に出力するスイッチング手段と、 該スイッチング手段の出力を用いて外部からの入力信号
を周波数変換を行う周波数変換手段と、 上記クロック発生手段の出力クロックを所定時間遅延さ
せる遅延手段と、 該遅延手段で遅延されたクロックのタイミングによって
上記周波数変換手段の出力をアナログ／ディジタル変換
するアナログ／ディジタル変換手段とを備え、 一つの信号経路で直交検波を行うことを特徴とする直交
検波器。 - 【請求項２】 局部発振手段と、 クロック発生手段と、 上記局部発振手段の出力を上記クロック発生手段からの
クロックのタイミングで切り換えて、同相出力と直交出
力を交互に出力するスイッチング手段と、 該スイッチング手段の出力を用いて外部からの入力信号
を周波数変換を行う周波数変換手段と、 上記クロック発生手段の出力クロックを反転させるさせ
る反転手段と、 該反転手段で反転されたクロックのタイミングによって
上記周波数変換手段の出力をアナログ／ディジタル変換
するアナログ／ディジタル変換手段とを備え、 一つの信号経路で直交検波を行うことを特徴とする直交
検波器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00029793A JP3362427B2 (ja) | 1993-01-05 | 1993-01-05 | 直交検波器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00029793A JP3362427B2 (ja) | 1993-01-05 | 1993-01-05 | 直交検波器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06205064A true JPH06205064A (ja) | 1994-07-22 |
| JP3362427B2 JP3362427B2 (ja) | 2003-01-07 |
Family
ID=11469968
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00029793A Expired - Fee Related JP3362427B2 (ja) | 1993-01-05 | 1993-01-05 | 直交検波器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3362427B2 (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR19990048041A (ko) * | 1997-12-08 | 1999-07-05 | 이형도 | 개인용 통신단말기의 변복조기 |
| JP2001245010A (ja) * | 2000-01-24 | 2001-09-07 | Sony Internatl Europ Gmbh | 復調装置及び復調方法 |
| JP2007124329A (ja) * | 2005-10-28 | 2007-05-17 | Sharp Corp | 復調装置 |
| WO2010027092A1 (ja) * | 2008-09-08 | 2010-03-11 | 日本電気株式会社 | 受信装置及び方法並びに信号供給装置及び方法 |
| US7880656B2 (en) | 2007-10-11 | 2011-02-01 | Samsung Electronics Co., Ltd. | RF chip including shared converter and transceiver including the RF chip |
| JP2012050078A (ja) * | 2010-08-18 | 2012-03-08 | Swatch Group Research & Development Ltd | 低速ダイレクトコンバージョン方式ｆｓｋ無線周波数信号受信機 |
| US8964821B2 (en) | 2011-10-14 | 2015-02-24 | Qualcomm Incorporated | Shared feedback for adaptive transmitter pre-distortion |
-
1993
- 1993-01-05 JP JP00029793A patent/JP3362427B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR19990048041A (ko) * | 1997-12-08 | 1999-07-05 | 이형도 | 개인용 통신단말기의 변복조기 |
| JP2001245010A (ja) * | 2000-01-24 | 2001-09-07 | Sony Internatl Europ Gmbh | 復調装置及び復調方法 |
| JP2007124329A (ja) * | 2005-10-28 | 2007-05-17 | Sharp Corp | 復調装置 |
| US7880656B2 (en) | 2007-10-11 | 2011-02-01 | Samsung Electronics Co., Ltd. | RF chip including shared converter and transceiver including the RF chip |
| WO2010027092A1 (ja) * | 2008-09-08 | 2010-03-11 | 日本電気株式会社 | 受信装置及び方法並びに信号供給装置及び方法 |
| JPWO2010027092A1 (ja) * | 2008-09-08 | 2012-02-02 | 日本電気株式会社 | 受信装置及び方法並びに信号供給装置及び方法 |
| US8315586B2 (en) | 2008-09-08 | 2012-11-20 | Nec Corporation | Signal receiving device and signal receiving method using same, and signal supplying unit and signal supplying method using same |
| JP5585449B2 (ja) * | 2008-09-08 | 2014-09-10 | 日本電気株式会社 | 受信装置及び方法 |
| JP2012050078A (ja) * | 2010-08-18 | 2012-03-08 | Swatch Group Research & Development Ltd | 低速ダイレクトコンバージョン方式ｆｓｋ無線周波数信号受信機 |
| US8964821B2 (en) | 2011-10-14 | 2015-02-24 | Qualcomm Incorporated | Shared feedback for adaptive transmitter pre-distortion |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3362427B2 (ja) | 2003-01-07 |
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