JPH08274829A - マルチキャリア信号生成回路 - Google Patents
マルチキャリア信号生成回路Info
- Publication number
- JPH08274829A JPH08274829A JP7093173A JP9317395A JPH08274829A JP H08274829 A JPH08274829 A JP H08274829A JP 7093173 A JP7093173 A JP 7093173A JP 9317395 A JP9317395 A JP 9317395A JP H08274829 A JPH08274829 A JP H08274829A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- multicarrier
- carrier
- signal
- analog
- modulation
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】マルチキャリア変調方式において多搬送波時の
ＤＡ変換器の量子化ビット増大による限界を回避し、ア
ナログ直交変調時に発生するキャリアリーク等の発生に
よる変調精度の劣化を解決する。 【構成】入力シリアルデータをデータ分配器１で複数の
マルチキャリアサブグループに分配して複数のマルチキ
ャリアサブグループ生成器２に入力する。それらの出力
Ｉ，Ｑ信号と、初期位相がランダム化された搬送波とを
複数のディジタル直交変調器５にそれぞれ入力してディ
ジタル直交変調を行う。それらの出力をそれぞれＤＡ変
換器６でアナログ変換し、ＬＰＦ７で高調波成分を除去
したのちアナログ加算器８で合成出力するように構成し
た。
ＤＡ変換器の量子化ビット増大による限界を回避し、ア
ナログ直交変調時に発生するキャリアリーク等の発生に
よる変調精度の劣化を解決する。 【構成】入力シリアルデータをデータ分配器１で複数の
マルチキャリアサブグループに分配して複数のマルチキ
ャリアサブグループ生成器２に入力する。それらの出力
Ｉ，Ｑ信号と、初期位相がランダム化された搬送波とを
複数のディジタル直交変調器５にそれぞれ入力してディ
ジタル直交変調を行う。それらの出力をそれぞれＤＡ変
換器６でアナログ変換し、ＬＰＦ７で高調波成分を除去
したのちアナログ加算器８で合成出力するように構成し
た。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル移動通信シ
ステムの送信装置に変調回路として一般的に用いられて
いるマルチキャリア信号生成回路の改良に関するもので
ある。
ステムの送信装置に変調回路として一般的に用いられて
いるマルチキャリア信号生成回路の改良に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】近年、周波数選択性フェージングに強い
変調方式としてマルチキャリア（多搬送波）変調方式が
注目されている。従来のマルチキャリア変調ではディジ
タルマルチキャリア信号を生成した後に、同相成分Ｉ信
号、直交成分Ｑ信号をそれぞれＤＡ変換を行い、通常用
いられているアナログ直交変調を行っている。従来のマ
ルチキャリア信号生成回路の構成例を図１に示す。シリ
アルのディジタル信号（シリアルデータ）をマルチキャ
リア信号に変換するマルチキャリア生成回路１１と、そ
の出力をアナログ信号に変換するＤＡ変換器１２，１３
と、ＤＡ変換後の不要高調波を除去する帯域フィルタ
（ＢＰＦ）１４，１５と、ＢＰＦ１４，１５からのＩ成
分，Ｑ成分をそれぞれ直交変調してマルチキャリア合成
信号を出力する直交変調器１６とから構成されている。
変調方式としてマルチキャリア（多搬送波）変調方式が
注目されている。従来のマルチキャリア変調ではディジ
タルマルチキャリア信号を生成した後に、同相成分Ｉ信
号、直交成分Ｑ信号をそれぞれＤＡ変換を行い、通常用
いられているアナログ直交変調を行っている。従来のマ
ルチキャリア信号生成回路の構成例を図１に示す。シリ
アルのディジタル信号（シリアルデータ）をマルチキャ
リア信号に変換するマルチキャリア生成回路１１と、そ
の出力をアナログ信号に変換するＤＡ変換器１２，１３
と、ＤＡ変換後の不要高調波を除去する帯域フィルタ
（ＢＰＦ）１４，１５と、ＢＰＦ１４，１５からのＩ成
分，Ｑ成分をそれぞれ直交変調してマルチキャリア合成
信号を出力する直交変調器１６とから構成されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、この方式では
マルチキャリア信号の搬送波の数が増えるとＤＡ変換器
の量子化ビットが有限であるために、搬送波の数を増や
すには限界があった。例えば、２波発生時は１ビット、
１０波発生時は４ビット、１００波発生時は７ビット相
当の量子化ビットを占有することになる。このため、仮
に、１２ビットのＤＡ変換器を用いて、１００波のマル
チキャリア信号を発生させた場合、１波当りの量子化ビ
ットが５ビットとなり、ディジタル変調方式に多値変調
を用いた場合等にはダイナミックレンジが狭くなってし
まい送信信号の品質が低下する等の不具合が生じる。ま
た、直交変調をアナログ回路で行っているために、Ｉ成
分，Ｑ成分の位相バランスの誤差や、キャリアリークの
発生等により、精度の良い直交変調を行うには問題があ
った。
マルチキャリア信号の搬送波の数が増えるとＤＡ変換器
の量子化ビットが有限であるために、搬送波の数を増や
すには限界があった。例えば、２波発生時は１ビット、
１０波発生時は４ビット、１００波発生時は７ビット相
当の量子化ビットを占有することになる。このため、仮
に、１２ビットのＤＡ変換器を用いて、１００波のマル
チキャリア信号を発生させた場合、１波当りの量子化ビ
ットが５ビットとなり、ディジタル変調方式に多値変調
を用いた場合等にはダイナミックレンジが狭くなってし
まい送信信号の品質が低下する等の不具合が生じる。ま
た、直交変調をアナログ回路で行っているために、Ｉ成
分，Ｑ成分の位相バランスの誤差や、キャリアリークの
発生等により、精度の良い直交変調を行うには問題があ
った。
【０００４】本発明の目的は、従来技術の問題点であっ
た多搬送波時のＤＡ変換器の量子化ビット増大の問題を
解決し、更に、アナログ直交変調時に発生するキャリア
リーク，イメージリークの発生による変調精度の劣化を
解決することのできるマルチキャリア信号生成回路を提
供することにある。
た多搬送波時のＤＡ変換器の量子化ビット増大の問題を
解決し、更に、アナログ直交変調時に発生するキャリア
リーク，イメージリークの発生による変調精度の劣化を
解決することのできるマルチキャリア信号生成回路を提
供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明のマルチキャリア
信号生成回路は、マルチキャリア信号生成回路を複数の
サブブロックに分割しサブブロック毎にディジタル直交
変調を行った後加算合成することを要旨とするものであ
る。すなわち、入力シリアルデータを複数のマルチキャ
リアサブグループに分配するデータ分配器と、該データ
分配器からのマルチキャリア信号を生成する複数のマル
チキャリアサブグループ生成器と、各マルチキャリアサ
ブグループの搬送波を発生する複数の搬送波発生回路
と、該複数の搬送波発生回路の初期位相をランダム化す
る初期位相ランダム化回路と、前記複数のマルチキャリ
アサブグループ生成器で生成されたベースバンド信号
と、前記複数の搬送波発生回路で発生された搬送波とが
それぞれ入力されてディジタル直交変調する複数のディ
ジタル直交変調器と、該複数のディジタル直交変調器の
出力データをそれぞれアナログ信号に変換する複数のＤ
Ａ変換器と、ＤＡ変換後の不要高調波を除去する複数の
ローパスフィルタと、該複数のローパスフィルタから出
力される各サブグループのアナログ信号を加算するアナ
ログ加算器とにより構成されたことを特徴とするもので
ある。
信号生成回路は、マルチキャリア信号生成回路を複数の
サブブロックに分割しサブブロック毎にディジタル直交
変調を行った後加算合成することを要旨とするものであ
る。すなわち、入力シリアルデータを複数のマルチキャ
リアサブグループに分配するデータ分配器と、該データ
分配器からのマルチキャリア信号を生成する複数のマル
チキャリアサブグループ生成器と、各マルチキャリアサ
ブグループの搬送波を発生する複数の搬送波発生回路
と、該複数の搬送波発生回路の初期位相をランダム化す
る初期位相ランダム化回路と、前記複数のマルチキャリ
アサブグループ生成器で生成されたベースバンド信号
と、前記複数の搬送波発生回路で発生された搬送波とが
それぞれ入力されてディジタル直交変調する複数のディ
ジタル直交変調器と、該複数のディジタル直交変調器の
出力データをそれぞれアナログ信号に変換する複数のＤ
Ａ変換器と、ＤＡ変換後の不要高調波を除去する複数の
ローパスフィルタと、該複数のローパスフィルタから出
力される各サブグループのアナログ信号を加算するアナ
ログ加算器とにより構成されたことを特徴とするもので
ある。
【０００６】
【実施例】図２は本発明の実施例を示すブロック図であ
る。シリアルデータのディジタル信号をデータ分配器１
により複数のサブキャリアグループに分割し、それぞれ
マルチキャリアサブグループ生成器２に分配入力する。
このマルチキャリアサブグループ生成器２では、従来技
術で説明した通常のマルチキャリア生成が行われる。ま
た、このようなマルチキャリア信号を合成するとき全チ
ャネルの位相が一致すると、合成された信号がインパル
ス状になるので、これを防ぐために、搬送波生成回路４
の初期位相をランダム化する初期位相ランダム化回路３
を用いる。
る。シリアルデータのディジタル信号をデータ分配器１
により複数のサブキャリアグループに分割し、それぞれ
マルチキャリアサブグループ生成器２に分配入力する。
このマルチキャリアサブグループ生成器２では、従来技
術で説明した通常のマルチキャリア生成が行われる。ま
た、このようなマルチキャリア信号を合成するとき全チ
ャネルの位相が一致すると、合成された信号がインパル
ス状になるので、これを防ぐために、搬送波生成回路４
の初期位相をランダム化する初期位相ランダム化回路３
を用いる。
【０００７】各マルチキャリアサブグループ生成器２で
生成されたｎ個のマルチキャリア信号は各搬送波生成回
路４の発振周波数ω1 〜ωn ごとにディジタル直交変調
器５により変調された後に、ＤＡ変換器６によりアナロ
グ信号に変換される。ＤＡ変換されたアナログ信号は、
高調波除去のためにローパスフィルタ（ＢＰＦ）７を通
してアナログ加算器８に入力されて合成される。すなわ
ち、各マルチキャリアサブグループ生成器２で生成され
たマルチキャリア信号はそれぞれディジタル直交変調さ
れＤＡ変換された後にアナログ加算器８でアナログ加算
されて最終的なマルチキャリア合成信号を得ることがで
きる。例として、サブグループを３つに分けて、１サブ
グループの生成キャリア数を３２波として各々直交変調
を行なったあと３合成することにより９６波のマルチキ
ャリア合成信号が生成される。
生成されたｎ個のマルチキャリア信号は各搬送波生成回
路４の発振周波数ω1 〜ωn ごとにディジタル直交変調
器５により変調された後に、ＤＡ変換器６によりアナロ
グ信号に変換される。ＤＡ変換されたアナログ信号は、
高調波除去のためにローパスフィルタ（ＢＰＦ）７を通
してアナログ加算器８に入力されて合成される。すなわ
ち、各マルチキャリアサブグループ生成器２で生成され
たマルチキャリア信号はそれぞれディジタル直交変調さ
れＤＡ変換された後にアナログ加算器８でアナログ加算
されて最終的なマルチキャリア合成信号を得ることがで
きる。例として、サブグループを３つに分けて、１サブ
グループの生成キャリア数を３２波として各々直交変調
を行なったあと３合成することにより９６波のマルチキ
ャリア合成信号が生成される。
【０００８】ここで、ディジタル直交変調器５について
説明する。図３はディジタル直交変調器５のブロック図
である。Ｉ（ｔ）とＱ（ｔ）はベースバンドで直交して
いるディジタル信号である。Ｉ（ｔ）と搬送波 sinωt
は乗算器３１で掛け合わされ、Ｉ（ｔ）× sinωt とな
る。Ｑ（ｔ）と搬送波 cosωt は乗算器３２で掛け合わ
され、Ｑ（ｔ）× cosωt となる。この２つの乗算結果
は加算器３３において加算される。従って、最終的なデ
ィジタル直交変調出力は、Ｉ（ｔ）× sinωt ＋Ｑ
（ｔ）× cosωt となり、Ｉ（ｔ）とＱ（ｔ）のベース
バンド信号は角周波数ωを中心とした周波数に変換さ
れ、ディジタル直交変調信号が得られる。
説明する。図３はディジタル直交変調器５のブロック図
である。Ｉ（ｔ）とＱ（ｔ）はベースバンドで直交して
いるディジタル信号である。Ｉ（ｔ）と搬送波 sinωt
は乗算器３１で掛け合わされ、Ｉ（ｔ）× sinωt とな
る。Ｑ（ｔ）と搬送波 cosωt は乗算器３２で掛け合わ
され、Ｑ（ｔ）× cosωt となる。この２つの乗算結果
は加算器３３において加算される。従って、最終的なデ
ィジタル直交変調出力は、Ｉ（ｔ）× sinωt ＋Ｑ
（ｔ）× cosωt となり、Ｉ（ｔ）とＱ（ｔ）のベース
バンド信号は角周波数ωを中心とした周波数に変換さ
れ、ディジタル直交変調信号が得られる。
【０００９】本構成により、マルチキャリアサブグルー
プ生成器２の出力をそれぞれディジタル直交変調を行
い、アナログ信号に変換後、帯域加算するため、ＤＡ変
換器６の量子化ビットが少なくてもよく、ディジタル直
交変調を行うために、従来発生していたキャリアリー
ク，イメージの発生がなくなるので、精度の良いマルチ
キャリア直交信号を得ることができる。
プ生成器２の出力をそれぞれディジタル直交変調を行
い、アナログ信号に変換後、帯域加算するため、ＤＡ変
換器６の量子化ビットが少なくてもよく、ディジタル直
交変調を行うために、従来発生していたキャリアリー
ク，イメージの発生がなくなるので、精度の良いマルチ
キャリア直交信号を得ることができる。
【００１０】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように、本発明に
よれば、シリアルデータを複数のサブグループに分配
し、各マルチキャリアサブグループ毎にそれぞれディジ
タル直交変調を行い、アナログ信号に変換後、帯域加算
するため、ＤＡ変換器の量子化ビットが少なくても良
く、マルチキャリアの搬送波数が増加しても、マルチキ
ャリアサブグループの数を増やすことによって、１波当
りのダイナミックレンジを十分確保できるため、従来方
式に比べて、精度のよいマルチキャリア直交信号を得る
ことができる。
よれば、シリアルデータを複数のサブグループに分配
し、各マルチキャリアサブグループ毎にそれぞれディジ
タル直交変調を行い、アナログ信号に変換後、帯域加算
するため、ＤＡ変換器の量子化ビットが少なくても良
く、マルチキャリアの搬送波数が増加しても、マルチキ
ャリアサブグループの数を増やすことによって、１波当
りのダイナミックレンジを十分確保できるため、従来方
式に比べて、精度のよいマルチキャリア直交信号を得る
ことができる。
【図１】従来の回路ブロック図である。
【図２】本発明の実施例を示すブロック図である。
【図３】本発明のディジタル直交変調器のブロック図で
ある。
ある。
１ データ分配器 ２ マルチキャリアサブグループ生成器 ３ 搬送波生成回路 ４ 初期位相ランダム化回路 ５ ディジタル直交変調器 ６ ＤＡ変換器 ７ ローパスフィルタ ８ アナログ加算器 １１ マルチキャリア生成回路 １２，１３ ＤＡ変換器 １４，１５ ローパスフィルタ １６ 直交変調器 ３１，３２ 乗算器 ３３ 加算器
Claims (1)
- 【請求項１】 入力シリアルデータを複数のマルチキャ
リアサブグループに分配するデータ分配器と、 該データ分配器からのマルチキャリア信号を生成する複
数のマルチキャリアサブグループ生成器と、 各マルチキャリアサブグループの搬送波を発生する複数
の搬送波発生回路と、 該複数の搬送波発生回路の初期位相をランダム化する初
期位相ランダム化回路と、 前記複数のマルチキャリアサブグループ生成器で生成さ
れたベースバンド信号と、前記複数の搬送波発生回路で
発生された搬送波とがそれぞれ入力されてディジタル直
交変調する複数のディジタル直交変調器と、 該複数のディジタル直交変調器の出力データをそれぞれ
アナログ信号に変換する複数のＤＡ変換器と、 ＤＡ変換後の不要高調波を除去する複数のローパスフィ
ルタと、 該複数のローパスフィルタから出力される各サブグルー
プのアナログ信号を加算するアナログ加算器とにより構
成されたことを特徴とするマルチキャリア信号生成回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09317395A JP3538257B2 (ja) | 1995-03-28 | 1995-03-28 | マルチキャリア信号生成回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09317395A JP3538257B2 (ja) | 1995-03-28 | 1995-03-28 | マルチキャリア信号生成回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08274829A true JPH08274829A (ja) | 1996-10-18 |
| JP3538257B2 JP3538257B2 (ja) | 2004-06-14 |
Family
ID=14075186
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09317395A Expired - Lifetime JP3538257B2 (ja) | 1995-03-28 | 1995-03-28 | マルチキャリア信号生成回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3538257B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004015310A (ja) * | 2002-06-05 | 2004-01-15 | Mitsubishi Electric Corp | 歪補償回路および送信機 |
| US9621197B2 (en) | 2015-03-10 | 2017-04-11 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Bi-phased on-off keying (OOK) transmitter and communication method |
-
1995
- 1995-03-28 JP JP09317395A patent/JP3538257B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004015310A (ja) * | 2002-06-05 | 2004-01-15 | Mitsubishi Electric Corp | 歪補償回路および送信機 |
| US9621197B2 (en) | 2015-03-10 | 2017-04-11 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Bi-phased on-off keying (OOK) transmitter and communication method |
| US9871681B2 (en) | 2015-03-10 | 2018-01-16 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Bi-phased on-off keying (OOK) transmitter and communication method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3538257B2 (ja) | 2004-06-14 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040105 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040316 |
|
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040319 |
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