JP2008524900A - 高周波トランスミッタにおけるアナログｉ／ｑ変調器の振幅および位相アンバランスおよび直流オフセットの較正 - Google Patents

高周波トランスミッタにおけるアナログｉ／ｑ変調器の振幅および位相アンバランスおよび直流オフセットの較正 Download PDF

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Abstract

本発明は、高周波トランスミッタにおけるアナログＩ／Ｑ変調器を較正するための方法および配置に関し、Ｉ／Ｑ変調器の較正をバランス操作なしに行うことができ、複雑さを最小限にすることができる方法および関連する回路配置を提供することを目的とする。本発明によれば、この目的は、本方法についていえば、伝送信号を本方法に従ってＩ／Ｑ変調器により３手順で生成し、前記伝送信号をその都度評価してその評価の結果を記録し、第４の手順において、改善した補正係数を前の評価結果を基礎として計算し、この改善補正係数は本方法のその後の実行に用いることができ、本方法の実行をＩ／Ｑ変調器の振幅および／または位相応答の誤差が既定の閾値を下回るか、または本方法の実行回数が既定の回数に達するまで繰り返すことによって達成することができる。

Description

本発明は、Ｉ／Ｑ変調に先立って同相経路および直交位相経路内でそれぞれ第１および第２の補正係数により入力信号を重み付けすることにより出力信号を生成する、高周波トランスミッタにおけるアナログＩ／Ｑ変調器の較正のための方法に関する。
また、本発明は、上流側にＩ／Ｑ変調器の振幅および位相アンバランスを是正するための補正配置を具えた、高周波トランスミッタにおけるアナログＩ／Ｑ変調器の較正のための配置に関する。
通信工学分野では、電波により情報を送信するために、伝送信号の生成にアナログＩ／Ｑ変調器を用いるトランスミッタが特に利用されている。
一般にこの種の送信器に対しては、変調精度およびＩ／Ｑ変調器のキャリアおよびサイドバンドの抑制という観点から特殊の要求がある。ここでは、同相経路における増幅が、直交位相経路における増幅と十分な精度で同期する必要があるという点が問題となる。同様に、同相および直交位相のための発振器信号の位相位置を十分な精度で９０度位相シフトする必要があり、またＩ／Ｑ変調器の入力側のＤＣ電位成分をバランスする必要がある。
Ｊａｍｅｓ Ｋ． Ｃａｖｅｒｓ： Ｎｅｗ Ｍｅｔｈｏｄｓ ｆｏｒ Ａｄａｐｔａｔｉｏｎ ｏｆ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒｓ ａｎｄ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒｓ ｉｎ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ Ｌｉｎｅａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ， ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｖｅｈｉｃ． Ｔｅｃｈ．， Ｖｏｌ． ４６，Ｎｏ．３， Ａｕｇ． １９９７には、レベル指示器を用いてＩ／Ｑ変調器の出力側包絡線を評価し、それに基づいてＩ／Ｑ変調器の較正を行う方法が記載されている。レベル指示器の伝送特性を評価するため、振幅の変化するテスト信号が送信される。
上記方法は、Ｉ／Ｑ変調器の入力信号とレベル指示器の出力信号との間における遅延に対して高い感応性を持つ。それゆえこの遅延を別に評価する必要がある。
米国特許第６７０４５５１号には、第１の較正用信号をＩ／Ｑ変調器の同相経路に入力し、第２の較正用信号をＩ／Ｑ変調器の直交位相経路に入力するＩ／Ｑ変調器の較正方法が記載されている。２つの較正用信号はＩ／Ｑ変調器における変換の前に入力される。次に、こうして生成した信号を検波し、信号のデジタル化を行うことにより、それぞれ第１および第２のデジタル信号を生成する。第１および第２デジタル信号の最上位ビットの各々のあり得る変動を最も小さくするまで、二つの較正用信号の決定および変化を交互に行い、Ｉ／Ｑ変調器の同相経路および直交位相経路の較正を行う。この操作の間、較正ビット値のうち最も顕著なビット（デジタル信号の最小値に対応する）を記録する。
米国特許出願第２００３／００９５６０７号には、同相信号、直交信号およびＲＦ信号の出力包絡線の関数としての事前歪み係数の決定を行うＩ／Ｑ変調器の自動較正方法が記載されている。この方法では、非線形領域にある出力包絡線の代表値を線形領域にある出力包絡線の値に変換する。次に、包絡線の線形領域内における一次方程式の解としてベクトルｘの変数の決定を行い、このベクトルｘから事前歪み係数を決定する。
このように、既知の方法の欠点として、時間遅延および検出器の伝送特性を知る必要があること、較正用の値を決定するための計算の複雑さが増加することがあげられる。
したがって、本発明は、Ｉ／Ｑ変調器の較正をバランス操作なしに行え、複雑さを最小限に抑えることを可能にする、高周波トランスミッタにおけるアナログＩ／Ｑ変調器の較正のための方法およびそれに関連する回路配置を提供することを目的とする。
本発明によれば、上述したタイプの高周波トランスミッタにおけるアナログＩ／Ｑ変調器の較正方法において、上の目的は以下のように実現される。第１の手順として、出力信号のサイドバンド抑制に係る第１の補正係数ＣＩ、ＣＱ、出力信号のキャリア抑制に係る第２補正係数ＤＩ、ＤＱをその都度第１の既定値ＣＩ，１、ＣＱ，１、ＤＩ，１、ＤＱ，１に設定し、Ｉ／Ｑ変調器の入力に周波数ｆ０の回転指数関数を満たす入力信号を与え、第１の変調器出力信号を生成して第１の評価を行い、第１の評価結果を記録する。第２の手順として、第１および第２の補正係数をその都度第２の既定値ＣＩ，２、ＣＱ，２、ＤＩ，２、ＤＱ，２に設定し、第２のＩ／Ｑ変調器出力信号を生成、第２の評価を行い、第２の評価結果を記録する。第３の手順として、第１および第２の補正係数をその都度第３の既定値ＣＩ，３、ＣＱ，３、ＤＩ，３、ＤＱ，３に設定し、第３のＩ／Ｑ変調器出力信号を生成、第３の評価を行い、第３の評価結果を記録する。第４の手順として、Ｉ／Ｑ変調器の振幅および／または位相アンバランスおよび／または残余キャリアの振幅を減少させる改善した補正係数を、第１、第２および第３の手順で得られた結果を用いて、第１および第２の補正係数について計算する。第１、第２、第３および第４の手順をこれらの改善した補正係数を用いて繰り返し、Ｉ／Ｑ変調器の振幅および／または位相応答のエラーが既定の閾値を下回るか、または本方法の既定の実行回数に達するまで続ける。
Ｉ／Ｑアンバランスとキャリア抑制は互いに独立に較正する。いずれも計算した変数の関数としての観測された変数について、線形モデルの仮定に基づいて行う。
Figure 2008524900
 ベクトル／行列表記法では、上式は以下のように表される。
Figure 2008524900
 ここで、ν、ｕ、
Figure 2008524900
 はそれぞれ観測された変数、アンバランス、補正値である。
Figure 2008524900
 は理想的なケースではアンバランスｕに一致し、これを相殺する。変換行列Ａは未知である。補正が完全な場合、観測される変数νは０となる。三つの部分的な測定から成る適応手順を１または２以上行ってもよい。ここで、適応手順の前に、例えば本方法における初期値が０である補正値
Figure 2008524900
 が与えられているものと仮定している。
ある特別な実施形態において、
Figure 2008524900
 は第１の部分的測定により観測される。第２の部分的測定を行う前に、第２補正値
Figure 2008524900
 を式
Figure 2008524900
 に従って算出し、その後
Figure 2008524900
 を観測する。第３の部分的測定を行う前に、第３補正値
Figure 2008524900
 を式
Figure 2008524900
 に従って算出し、その後
Figure 2008524900
 を観測する。変数νについてのこれら三回の事前観測に基づき、式
Figure 2008524900
 に従って変換行列の各係数の予測を行い、改善補正値
Figure 2008524900
 を、算出された変換行列の各係数から始めて式
Figure 2008524900
 に従って算出する。ここで、Ｉ／Ｑ変調器の振幅および位相応答エラーの双方を最小限に抑えるためには、適応手順は、Δｕとしてできれば連続する漸減値を用いて多数回行う方が有利となる。
観測結果に予測誤差が含まれない場合、
Figure 2008524900
 は評価の対象であるアンバランスｕと完全に一致する。
適応手順の回数は、例えば、Ｉ／Ｑ変調器の振幅および／または位相応答における誤差の大きさによって決定する。これが既定の閾値より小さいか、または本方法の既定の実行回数に達した場合、較正は終了する。
本発明のある実施形態においては、第１補正係数ＣＩ、ＣＱまたは第２補正係数ＤＩ、ＤＱは第１、第２および第３の手順を通じて同じ値とする。
本発明に係る方法は、第１から第４までの手順を何度も繰り返して行ってもよい。第１および第２補正係数ＣＩ、ＣＱ、ＤＩ、ＤＱとして第１手順またはそれ以前で既定する値は、０としてもよいし、他の任意に選んだ値としてもよい。第２および／または第３の手順において、これらの値は別の任意に選んだ値に置き換えてもよいし、古い値をそのまま用いてもよい。
例えば、サイドバンド抑制ＣＩ、ＣＱのための較正値を決定するため、第１の補正係数ＣＩおよびＣＱの値は各手順ごとに変化させる一方、第２の補正係数ＤＩおよびＤＱは第１、第２および第３の手順を通じた同一の既定値のままとしておくことができる。値の組（ＣＩ，１，ＣＱ，１）は第１手順で設定し、値の組（ＣＩ，２，ＣＱ，２）は第２手順で設定し、値の組（ＣＩ，３，ＣＱ，３）は第３手順で設定する。
同様に、キャリア抑制のための較正値ＤＩ、ＤＱを決定するため、第２の補正係数ＤＩおよびＤＱの値は各手順ごとに変化させる一方、第１の補正係数ＣＩおよびＣＱは第１、第２および第３の手順を通じた同一の既定値のままとしておくことができる。こうして、値の組（ＤＩ，１，ＤＱ，１）（ＤＩ，２，ＤＱ，２）（ＤＩ，３，ＤＱ，３）が第１、第２および第３の手順で用いられる。
サイドバンド抑制のための較正値ＣＩおよびＣＱの決定およびキャリア抑制のための較正値ＤＩおよびＤＱの決定の順序は任意に選択することができる。
例えば、サイドバンド抑制のための較正値の決定を本方法の第１の実行時に行い、キャリア抑制のための較正値の決定を次の第２の実行時に行うことができ、またその逆も可能である。これらの実行は繰り返し行ってもよい。
別の較正手順として、サイドバンド抑制またはキャリア抑制のための較正値の一連の決定を繰り返し行い、その後キャリア抑制またはサイドバンド抑制のための較正値の決定を１回または繰り返して行うことができる。
別の変形例では、例えば、サイドバンド抑制およびキャリア抑制のための較正値の決定を、本方法の一回の実行の間に行う。
本発明のある特別な実施形態においては、第１の手順で、第１の補正係数ＣＩ、ＣＱおよび／または第２の補正係数ＤＩ、ＤＱを本方法の前回の実行時に決定した補正係数に設定する。
第１、第２、第３および第４の手順より成る本方法の実行の都度、第１および／または第２の補正係数について、改善または最適化した補正係数を決定する。これらはその全部または一部を本方法の後の手順または実行時に用いてもよい。これらの改善した補正係数を既定値とし、第１、第２または第３の手順の最初に補正係数ＣＩ、ＣＱ、ＤＩ、ＤＱをこの既定値に設定する。
本発明のある実施形態では、補正係数ＣＩ、ＣＱ、ＤＩ、ＤＱの少なくとも１つは、次の手順の前に変化値ΔＣおよび／またはΔＤの作用により変化させる。
本発明によれば、第１の手順において、第１および／または第２の補正係数を既定値または本方法の前回の実行時に決定された最適値に設定することができる。第１の手順はこれらの初期値ＣＩ、ＣＱ、ＤＩ、ＤＱを用いて行う。第２の手順の最初では、補正係数の値を部分的に維持し、または完全に置き換えてもよい。ここで、補正値の変化は、別の値で置き換えられる値の他、変化値ΔＣおよび／またはΔＤの作用を受ける値による。例えば、第１手順からの補正値の組（ＣＩ，１，ＣＱ，１）は、第２手順用に（ＣＩ，２＝ＣＩ，１，ＣＱ，２＝ＣＱ，１＋ΔＣ）とされる。補正係数ＣＩおよび／またはＣＱおよびＤＩおよび／またはＤＱの１つまたは２以上について、その値に変化値ΔＣまたはΔＤを作用させることができる。
本発明の更なる実施形態においては、Ｉ／Ｑ変調器の入力側に入力される周波数ｆ０の回転指数関数を満たす入力信号を、同相入力に対しては部分関数
Figure 2008524900
 により生成し、直交位相入力に対しては部分関数
Figure 2008524900
 により生成する。
回転指数関数に一致する入力信号は、対応する入力にサイン信号およびコサイン信号を入力することにより生成することができる。この回転指数関数が周波数ｆ０で伝送される場合、
Figure 2008524900
 となり、ここで、ｆ０＜＜ｆＣであり、完全バランスの場合一定の電圧ｐ（ｔ）＝Ｋ０がパワー検波器の出力側に現れる。すると、ポワー検波器の出力側で、アンバランス直流電圧成分Ｅ≠Ｄにより周波数ｆ０のほぼ正弦関数の振動
Figure 2008524900
 が生じる。
この正弦振動の振幅Ｌ１および位相φ１は同相および直交方向の直流電圧成分のアンバランスに関する情報を含んでいるが、このアンバランスの効果をあらかじめ知ることはできない。
本発明のある特定の実施形態では、Ｉ／Ｑ変調器の出力信号をパワー検波し、レベル指示器出力信号ｐ（ｔ）を生成する。ここで、第１の評価は式
Figure 2008524900
 、および
Figure 2008524900
 に従い、ここで、改善した第１補正係数ＣＩおよびＣＱを決定するため、
Figure 2008524900
 、および
Figure 2008524900
 により行い、第２の評価は式
Figure 2008524900
 、および
Figure 2008524900
 により行い、第３の評価は式
Figure 2008524900
 、および
Figure 2008524900
 により行い、改善した第１補正係数ＣＩおよびＣＱの決定は式
Figure 2008524900
 と
Figure 2008524900
 と
Figure 2008524900
 と
Figure 2008524900
 により行い、または改善した第２補正係数ＤＩおよびＤＱの決定は、
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 として
Figure 2008524900
 と
Figure 2008524900
 と
Figure 2008524900
 と
Figure 2008524900
 により行う。
本発明のある実施形態では、Ｉ／Ｑ変調器の出力信号をＩ／Ｑ復調することにより複素ベースバンド受信信号
Figure 2008524900
 を生成する。ここで、第１の評価は式
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 により行い、第２の評価は
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 により行い、第３の評価は
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 により行い、改善した第２補正係数ＤＩおよびＤＱの決定は
Figure 2008524900
 と
Figure 2008524900
 と
Figure 2008524900
 と
Figure 2008524900
 により行い、または第１の評価は
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 により行い、第２の評価は
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 により行い、第３の評価は
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 により行い、改善第１補正係数ＣＩおよびＤＱの決定は
Figure 2008524900
 と
Figure 2008524900
 と
Figure 2008524900
 と
Figure 2008524900
 により行う。
本発明のある有利な実施形態では、本方法で用いられる積分を時間的に不連続に行い、関数変化のサンプリング後に和を求めるようにする。
時間不連続な実施形態の場合、上述した時間連続信号の代わりに時間不連続信号を用い、積分の代わりに和を求める。
本発明のある実施形態では、本方法は、高周波トランスミッタの始動時、圧力および／または温度などの環境条件変化、または高周波トランスミッタの動作モード変化に応じて、時間制御方式で行う。
本発明に係る方法は、Ｉ／Ｑ変調器の駆動中の様々な時に行うことができる。例えば、Ｉ／Ｑ変調器のスイッチを入れた直後または動作モード切り換え時に、Ｉ／Ｑ変調器をバランスし直すことが有効である。しかし、本方法は一定の周期ごと、または環境条件の変化に応じて行うことも可能である。この環境条件には、例えば圧力、温度、湿度またはトランスミッタに作用する干渉の存在といったものが含まれる。
本発明によれば、冒頭で述べたタイプの高周波トランスミッタにおけるアナログＩ／Ｑ変調器の較正用の配置において、発明の目的は、Ｉ／Ｑ変調器で生成された出力信号を評価するためのレベル指示器配置またはＩ／Ｑ復調器をＩ／Ｑ変調器の下流側に接続することにより達成される。
Ｉ／Ｑ変調器で生成された伝送信号は本方法を用いて評価される。この評価は例えばレベル指示器によって行うことができる。これはＩ／Ｑ変調器の伝送信号の現在出力を評価し、例えば入力信号を真に単調に反映した出力信号を出力する。この出力信号は、本方法で観測の対象となる変数に対応する。もう１つの可能性として、Ｉ／Ｑ変調器で生成された伝送信号を復調して評価対象となる出力信号を与えるバランスＩ／Ｑ復調器を用いることができる。
本発明のある実施形態では、レベル指示器配置は包絡線検波器およびローパスフィルタの直列接続とする。
本発明の別の実施形態では、この直列接続の後に非線形の伝送特性を持つ段を設ける。
本発明によれば、レベル指示器配置は、真に単調な伝送特性を有するレベル指示器、下流側ローパスフィルタおよび下流側にオプションで接続する非線形伝送特性を有する別の伝送段より成る。
本発明のある特定の実施形態では、Ｉ／Ｑ変調器は入力ノードに接続した信号入力を有し、この入力ノードは同相経路用乗算器および直交位相経路用乗算器に接続され、二つの乗算器はそれぞれフィルタを通してＩ／Ｑ復調器配置の各出力および直交位相発振器に接続される。
Ｉ／Ｑ変調器で生成された伝送信号を復調するＩ／Ｑ復調器は、通常複素受信信号を実部および虚部に分割する入力ノードより成る。乗算器はいずれの場合も同相経路および直交位相経路内に設ける。この乗算器は、接続した直交位相発振器の信号により制御される。いずれの場合も、各乗算器と関係する出力との間にローパスフィルタを設置する。
以下、図に示した実施例を参照しながら本発明を詳述する。しかしながら、本発明はこれらの例に限定されるものではない。
トランスミッタの一部として補正回路を有するＩ／Ｑ変調器を示す。 レベル指示器配置を示す。 Ｉ／Ｑ復調器を示す。
本発明の目的は、高周波トランスミッタにおけるアナログＩ／Ｑ変調器の較正を行うことにより、十分高い変調精度およびキャリア抑制を実現することにある。本方法ではバランスは必要とされない。これは特別なテスト用信号とおよびそれに関連づけられた評価によって実現される。本方法では、伝送高周波信号の評価用に様々なセンサを用いることできる。評価のためには線形または非線形レベル指示器を用いてもよいし、Ｉ／Ｑ復調器を用いてもよい。この場合のレベル指示器は、評価対象の入力変数（例えば現在出力）とその出力信号レベルとの間に真に単調な伝送特性を示す。
図１は送信器（図示なし）の一部として補正回路２を有するＩ／Ｑ変調器を示す。
Ｉ／Ｑ変調器１が理想的でない事実は、直流オフセットＥ１、ＥＱ、振幅のずれＦＡ、位相のずれＦＰにより表す。Ｉ／Ｑ変調器１の上流側には補正回路２を接続し、その補正係数３ＣＩ、ＣＱ、ＤＩ、ＤＱは、理想的には補正回路２と非理想Ｉ／Ｑ変調器１とが相組み合わさってアンバランスのない１個の理想的Ｉ／Ｑ変調器として作動するように設定する。ここで、高周波伝送信号ｓＲＦ（ｔ）の位相位置は自由な許容度とされる。すなわち自由に選択してよい。
アンバランス決定用の測定変数には２つの可能性がある。
第１に、図１に示すレベル指示器配置４の出力信号ｐ（ｔ）である。非線形伝送特性７を有する図示のステージは、例えばｌｏｇ／ｌｉｎ変換器や真に単調に作動する他の弱い線形特性により構成する。最も単純にするには省略してしまってもよい。
第２に、十分な精度に較正したＩ／Ｑ復調器１（ここでは理想的なＩ／Ｑ復調器として示す）の複素出力信号ｒＩ（ｔ）、ｒＱ（ｔ）である。特別なテスト用信号を用いた本発明に係る評価方法を使うことによって、例えば以下に示すようなシステム内の他の変数を知ることなく、求めるパラメータを決定することが可能になる。
・レベル指示器の伝送特性の直流オフセット
・レベル指示器の伝送特性の温度依存性
・伝送信号とレベル指示器の信号の間の伝搬時間
・Ｉ／Ｑ復調器信号の相回転
・Ｉ／Ｑ変調器とＩ／Ｑ復調器の間の伝搬時間
Ｉ／Ｑアンバランスおよびキャリア抑制は、原理的に互いに独立に較正される。いずれも計算された変数の関数としての観測変数について線形モデルの仮定に基づいて行われる。
Figure 2008524900
 ベクトル／行列表記では上式は下のように表される。
Figure 2008524900
 ここで、νは観測変数であり、ｕはアンバランス、
Figure 2008524900
 は補正値であり理想的にはアンバランスと一致する。変換行列Ａは未知である。補正が完全な場合、観測されるνは０となる。１または２以上の適応手順を行う。適応手順は３つの部分的な測定から成る。ここで、適応手順の前に補正値
Figure 2008524900
 が与えられているものとしている。
適応手順は以下に示す各手順より成る。
１）
Figure 2008524900
 の観測
２）式
Figure 2008524900
 による第２補正係数
Figure 2008524900
 の計算および
Figure 2008524900
 の観測
３）式
Figure 2008524900
 による第３補正係数
Figure 2008524900
 の計算および
Figure 2008524900
 の観測
４）次式を用いた変換行列係数の評価
Figure 2008524900
 および次式による改善した補正係数
Figure 2008524900
 の計算
Figure 2008524900
観測に評価誤差が含まれない場合、
Figure 2008524900
 は評価対象であるアンバランスｕに完全に一致する。実際には線形モデル（１）はおおよそ妥当するにすぎないため、適応手順を多数回、できれば連続的な漸減値Δｕを用いて行うことが望ましい。さらに、評価精度は別の妨害作用によっても限定される。しかし、測定時間を十分長く取ることにより、これは低いレベルに抑えることができる。
以下、本発明に係る方法を用いたレベル指示器４によるキャリア抑制の較正について説明する。
回転指数関数を周波数ｆ０で伝送する場合
Figure 2008524900
 となり、ここでｆ０＜＜ｆＣ、完全バランスの場合一定の電圧ｐ（ｔ）＝Ｋ０がレベル指示器４の出力側に現れる。そしてアンバランス直流電圧成分Ｅ≠Ｄによりレベル指示器４の出力側に周波数ｆ０のほぼ正弦関数の振動
Figure 2008524900
 が生じる。
この正弦振動の振幅Ｌ１および位相ｆ１は、ＩおよびＱ方向における直流電圧成分のアンバランスに関する情報を含んでいるものの、このアンバランスの影響をあらかじめ知ることはできない。そこで、行列Ｂとして評価する（（３）参照）。この行列には、信号生成と信号記録の間の遅延や、レベル指示器４の伝送特性に関する情報が潜在的に含まれている。観測ベクトルνはｐ（ｔ）からの全受信サイン周期にわたるスカラー積として、周波数ｆ０の回転指数関数
Figure 2008524900
 の対応する部分を用いて実部および虚部につき求められる。ここで、伝送信号と観測信号の間の遅延は適応手順の３測定を通じて一定であることが重要である。
適応手順における計算の手順を以下に説明する。ここで、前のセクションにおける計算手順（３）（４）は簡単のためまとめて行う。すなわち、行列Ｂは明示的には計算しない。
１）ｓ（ｔ）を直流補正値ＤＩ，１、ＤＱ，１を用いて伝送する。レベル指示器の出力信号を用いて
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 を決定する。
２）ｓ（ｔ）を修正した補正値ＤＩ，２、ＤＱ，２を用いて伝送する。例えばＤＩ，２＝ＤＩ，１＋ΔＤ、ＤＱ，２＝ＤＱ，１を用いる。レベル指示器の出力信号を用いて
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 を決定する。
３）ｓ（ｔ）をさらに修正した補正値を用いて伝送する。例えばＤＩ，３＝ＤＩ，１、ＤＱ，３＝ＤＱ，１＋ΔＤを用いる。レベル指示器の出力信号を用いて、
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 を決定する。
４）
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 を計算し、ここから改善した直流補正値
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 を計算する。
以下では、本発明に係る方法を用いた、レベル指示器４によるサイドバンド抑制の較正について記述する。
回転指数関数を周波数ｆ０で伝送する場合
Figure 2008524900
 となる。ここでｆ０＜＜ｆＣ、完全バランスの場合一定電圧ｐ（ｔ）＝Ｋ０がレベル指示器の出力側に現れる。そして、ＩおよびＱ経路における増幅のアンバランス、またはＩおよびＱに対する発振器信号の理想的な９０度位相シフトのアンバランスにより、レベル指示器の出力側に周波数２ｆ０のほぼ正弦関数の振動
Figure 2008524900
 が生じる。
この正弦振動の振幅Ｌ２および位相ｆ２には、ＩおよびＱ方向における振幅および位相位置のアンバランスに関する情報が含まれるものの、このアンバランスの影響をあらかじめ知ることはできない。そこで、（３）式に従い行列Ｂとして評価する。この行列には、信号生成と信号記録の間の遅延や、レベル指示器４の伝送特性に関する情報が潜在的に含まれている。観測ベクトルνはｐ（ｔ）からの全受信サイン周期にわたるスカラー積として、周波数ｆ０の回転指数関数
Figure 2008524900
 の対応する部分を用いて実部および虚部につき求められる。ここで、伝送信号と観測信号の間の遅延は適応手順の３測定を通じて一定であることが重要である。
適応手順における計算の手順を以下に説明する。ここで、前のセクションにおける計算手順（３）（４）は簡単のためまとめて行う。すなわち、行列Ｂは明示的には計算しない。
１）ｓ（ｔ）をＩ／Ｑ補正値ＣＩ，１、ＣＱ，１を用いて伝送する。レベル指示器の出力信号を用いて
Figure 2008524900
Figure 2008524900
 および
を決定する。
２）ｓ（ｔ）を修正した補正値ＣＩ，２、ＣＱ，２を用いて伝送する。例えばＣＩ，２＝ＣＩ，１＋ΔＣ、ＣＱ，２＝ＣＱ，１を用いる。レベル指示器の出力信号を用いて
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 を決定する。
３）ｓ（ｔ）をさらに修正したＩ／Ｑ補正値を用いて伝送する。例えばＣＩ，３＝ＣＩ，１、ＣＱ，３＝ＣＱ，１＋ΔＣを用いる。レベル指示器の出力信号を用いて、
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 を決定する。
４）
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 を計算し、ここから改善Ｉ／Ｑ補正値
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 を計算する。
以下では、本発明に係る方法を用いた、Ｉ／Ｑ復調器８によるキャリア抑制の較正について記述する。
適当なＩ／Ｑ復調器の配置を図３に示す。この配置８は、入力側に接続された入力ノード１０、入力ノード１０に接続された二つの乗算器１１、図１のＩ／Ｑ変調器の配置でも使用しているＩ／Ｑ発振器９、および経路ごとに１つのローパスフィルタより構成される。
回転指数関数を周波数ｆ０で伝送する場合
Figure 2008524900
 となり、ここでｆ０＜＜ｆＣ、完全バランスの場合直流フリー回転指数関数がＩ／Ｑ復調器８の出力側に現れる。そしてアンバランス直流電圧成分Ｅ≠ＤによりＩ／Ｑ復調器８の出力側に回転指数関数が定数電圧成分との和の形
Figure 2008524900
 で現れる。
この定数成分の振幅Ｌ３および位相φ３は、ＩおよびＱ方向における直流電圧成分のアンバランスに関する情報を含んでいるものの、このアンバランスの影響をあらかじめ知ることはできない。そこで、（３）式に従い行列Ｂとして評価する。この行列には、信号生成と信号記録の間の遅延や、レベル指示器４の伝送特性に関する情報が潜在的に含まれている。観測ベクトルνはｒ（ｔ）からの全受信サイン／コサイン周期にわたる積分として、実部および虚部につき求められる。ここで、伝送信号と観測信号の間の遅延は適応手順の３測定を通じて一定であることが同様に必要である。
適応手順における計算の手順を以下に説明する。ここで、前のセクションにおける計算手順（３）（４）は簡単のためまとめて行う。すなわち、行列Ｂは明示的には計算しない。
１）ｓ（ｔ）を直流補正値ＤＩ，１、ＤＱ，１を用いて伝送する。Ｉ／Ｑ復調器の出力信号を用いて
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 を決定する。
２）ｓ（ｔ）を修正した補正値ＤＩ，２、ＤＱ，２を用いて伝送する。例えばＤＩ，２＝ＤＩ，１＋ΔＤ、ＤＱ，２＝ＤＱ，１を用いる。Ｉ／Ｑ復調器の出力信号を用いて
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 を決定する。
３）ｓ（ｔ）をさらに修正した補正値を用いて伝送する。例えばＤＩ，３＝ＤＩ，１、ＤＱ，３＝ＤＱ，１＋ΔＤを用いる。Ｉ／Ｑ復調器の出力信号を用いて、
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 を決定する。
４）
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 を計算し、ここから改善した直流補正値
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 を計算する。
以下では、本発明に係る方法を用いた、Ｉ／Ｑ復調器８によるサイドバンド抑制の較正について記述する。
回転指数関数を周波数ｆ０で伝送する場合
Figure 2008524900
 となり、ここでｆ０＜＜ｆＣ、完全バランスの場合回転指数関数がＩ／Ｑ復調器８の出力側に現れる。そしてＩおよびＱ経路における増幅のアンバランス、またはＩおよびＱに対する発振器信号の理想的９０度位相シフトのアンバランスにより、Ｉ／Ｑ復調器８の出力側に楕円形に歪んだまたは不均等な回転をする指数関数が現れる。
この振動の歪みは、ＩおよびＱ方向における振幅および位相位置のアンバランスに関する情報を含んでいるものの、このアンバランスの影響をあらかじめ知ることはできない。そこで、（３）式に従い行列Ｂとして評価する。この行列には、信号生成と信号記録の間の遅延や、Ｉ／Ｑ復調器８の伝送特性に関する情報が潜在的に含まれている。観測ベクトルνはｒ（ｔ）からの全受信サイン周期にわたるスカラー積として、周波数ｆ０の回転指数関数
Figure 2008524900
 の対応する部分を用いて実部および虚部につき求められる。ここで、伝送信号と観測信号の間の遅延は適応手順の３測定を通じて一定であることが重要である。
適応手順における計算の手順を以下に説明する。ここで、前のセクションにおける計算手順（３）（４）は簡単のためまとめて行う。すなわち、行列Ｂは明示的には計算しない。
１）ｓ（ｔ）をＩ／Ｑ補正値ＣＩ，１、ＣＱ，１を用いて伝送する。Ｉ／Ｑ復調器の出力信号を用いて
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 を決定する。
２）ｓ（ｔ）を修正した補正値を用いて伝送する。例えばＣＩ，２＝ＣＩ，１＋ΔＣ、ＣＱ，２＝ＣＱ，１を用いる。Ｉ／Ｑ復調器の出力信号を用いて
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 を決定する。
３）ｓ（ｔ）をさらに修正した補正値を用いて伝送する。例えばＣＩ，３＝ＣＩ，１、ＣＱ，３＝ＣＱ，１＋ΔＣを用いる。Ｉ／Ｑ復調器の出力信号を用いて、
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 を決定する。
４）
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 を計算し、を計算し、ここから改善したＩ／Ｑ補正値
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 を計算する。
サイドバンド抑制の較正に、３つの測定すべてでＤＩおよびＤＱについて一定の補正係数３を用い、かつ変化値ΔＣにより変化し、第１手順では（ＣＩ，１，ＣＱ，１）、第２手順では（ＣＩ，１＋ΔＣ，ＣＱ，１）、第３手順では（ＣＩ，１，ＣＱ，１＋ΔＣ）となるＣＩおよびＣＱに対する部分的補正係数３を用いる場合、手順４）の計算は
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 と簡略化される。
サイドバンド抑制の較正に、３つの測定すべてでＣＩおよびＣＱについて一定の補正係数３を用い、かつ変化値ΔＤにより変化し、第１の手順では（ＤＩ，１，ＤＱ，１）、第２の手順では（ＤＩ，１＋ΔＤ，ＤＱ，１）、第３の手順では（ＤＩ，１，ＤＱ，１＋ΔＤ）となるＤＩおよびＤＱに対する部分的補正係数３を用いる場合、手順４）の計算は
Figure 2008524900
 および
Figure 2008524900
 と簡略化される。
本発明に係る方法を用いることにより、以下のような利点を得ることができる。
・本方法は、以下の諸要素に対して耐性を有し影響を受けにくい。
−レベル指示器の伝送特性の直流オフセット
−レベル指示器の伝送特性の温度依存性
−伝送信号とレベル指示器における信号の間の伝搬時間の変動
−Ｉ／Ｑ復調器出力における信号の相回転
−Ｉ／Ｑ変調器とＩ／Ｑ復調器の間の伝搬時間
・計算の複雑さが少ない。
・較正を各種の信号レベルで行うことができるため、所望の作動レベルに対する最適な較正結果が得られる（非線形性のため較正はレベルに依存する）。
・較正を直流ではなく各種周波数で行うため、周波数依存性のある較正にも本方法を使うことができる。これは例えば伝送信号として直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を用いる場合に有効である。
・較正中Ｉ／Ｑ変調器の両経路を制御するため、通常作動時と同程度の非線形相互作用が生じ、較正の精度が向上する。
・直流オフセットおよびＩ／Ｑアンバランスを同時に較正することが可能であり、較正時間を短縮できる。
・較正操作が専用の較正時間に限定されているため、較正に必要な電力を節約できる（連続的な更新を行う方法と比較して）。
符号
１ Ｉ／Ｑ変調器
２ 補正回路
３ 補正係数
４ レベル指示器配置
５ 包絡線検波器
６ ローパスフィルタ
７ 非線形伝送特性を有するステージ
８ Ｉ／Ｑ復調器
９ 直交位相発振器
１０ 入力ノード
１１ 乗算器
１２ 出力信号
符号／定義
直流補正値：ＤＩ、ＤＱ
補正のシフト：ΔＤ
複素ベースバンド伝送信号：
Figure 2008524900
テスト信号音の継続時間：１／ｆ０
周期の数：Ｎ
レベル指示器出力信号の実数値：ｐ（ｔ）
ＤＩ、ＤＱ決定用テスト信号：
Figure 2008524900
および
Figure 2008524900
Ｉ／Ｑ補正値：ＣＩ、ＣＱ
補正のシフト：ΔＣ
ＣＩ、ＣＱ決定用テスト信号：
Figure 2008524900
および
Figure 2008524900
複素ベースバンド受信信号：
Figure 2008524900

Claims (13)

  1. Ｉ／Ｑ変調に先立って入力信号を同相経路および直交位相経路内でそれぞれ第１および第２の補正係数で重み付けして出力信号を生成する高周波トランスミッタにおけるアナログＩ／Ｑ変調器の較正方法において、第１の手順として、出力信号のサイドバンド抑制に係る第１の補正係数ＣＩ、ＣＱ（３）および出力信号（１２）のキャリア抑制に係る第２の補正係数ＤＩ、ＤＱ（３）をその都度第１の既定値ＣＩ，１、ＣＱ，１、ＤＩ，１、ＤＱ，１に設定し、Ｉ／Ｑ変調器（１）の入力に周波数ｆ0の回転指数関数を満たす入力信号を入力し、第１のＩ／Ｑ変調器出力信号（１２）を生成して第１の評価を行い、該第１の評価の結果を記録し、第２の手順として、第１および第２の補正係数（３）をその都度第２の既定値ＣＩ，２、ＣＱ，２、ＤＩ，２、ＤＱ，２に設定し、第２のＩ／Ｑ変調器出力信号（１２）を生成して第２の評価を行い、該第２の評価の結果を記録し、第３の手順として、第１および第２の補正係数（３）をその都度第３の既定値ＣＩ，３、ＣＱ，３、ＤＩ，３、ＤＱ，３に設定し、第３のＩ／Ｑ変調器出力信号（１２）を生成して第３の評価を行い、該第３の評価の結果を記録し、第４の手順として、Ｉ／Ｑ変調器（１）の振幅および／または位相アンバランスおよび／または残存キャリアの振幅を減少させる改善した補正係数（３）を、第１、第２および第３の手順で記録した結果から第１および第２補正係数（３）について計算し、第１、第２、第３および第４の手順を、前記改善した補正係数（３）を用いて、Ｉ／Ｑ変調器（１）の振幅および／または位相応答の誤差が既定の閾値を下回るか、または本方法の実行が既定の回数に達するまで繰り返すことを特徴とする高周波トランスミッタにおけるアナログＩ／Ｑ変調器の較正方法。
  2. 請求項１に記載の方法において、第１の補正係数（３）ＣＩ、ＣＱまたは第２の補正係数（３）ＤＩ、ＤＱを第１、第２および第３手順において同じ値とすることを特徴とする方法。
  3. 請求項１および請求項２のいずれか一項に記載の方法において、第１の手順において、第１の補正係数（３）ＣＩ、ＣＱおよび／または第２の補正係数（３）ＤＩ、ＤＱを該方法の前の実行時に決定した補正係数（３）に設定することを特徴とする方法。
  4. 請求項１〜３に記載の方法において、後に行う手順の前に、補正係数（３）ＣＩ、ＣＱ、ＤＩ、ＤＱの少なくとも１つは変化値ΔＣおよび／またはΔＤの作用を受けることを特徴とする方法。
  5. 請求項１に記載の方法において、Ｉ／Ｑ変調器（１）の入力側に与える周波数ｆ０の回転指数関数を満たす入力信号を、同相入力に対する部分関数
    Figure 2008524900
     および直交位相入力に対する部分関数
    Figure 2008524900
     から生成することを特徴とする方法。
  6. 請求項１〜４のいずれか一項に記載の方法において、Ｉ／Ｑ変調器出力信号（１２）をパワー検波することによってレベル指示器出力信号ｐ（ｔ）を生成し、第１の評価を、改善した第１の補正係数（３）Ｃ１およびＣＱを決定するため
    Figure 2008524900
     @0003

    及び
    Figure 2008524900
     として
    Figure 2008524900
     および
    Figure 2008524900
     に従って行い、第２の評価を
    Figure 2008524900
     および
    Figure 2008524900
     に従って行い、第３評価を
    Figure 2008524900
     および
    Figure 2008524900
     に従って行い、改善した第１の補正係数（３）Ｃ１およびＣＱの決定を
    Figure 2008524900
     と
    Figure 2008524900
     と
    Figure 2008524900
     と
    Figure 2008524900
     とに従って行い、または改善した第２の補正係数（３）Ｄ１およびＤＱの決定を
    Figure 2008524900
     及び
    Figure 2008524900
     として
    Figure 2008524900
     と
    Figure 2008524900
     と
    Figure 2008524900
     と
    Figure 2008524900
     とに従って行うことを特徴とする方法。
  7. 請求項１〜４のいずれか一項に記載の方法において、Ｉ／Ｑ変調器の出力信号（１２）をＩ／Ｑ復調することにより複素ベースバンド受信信号
    Figure 2008524900
     を生成し、第１の評価を
    Figure 2008524900
     および
    Figure 2008524900
     により行い、第２の評価を
    Figure 2008524900
     および
    Figure 2008524900
     により行い、第３の評価を
    Figure 2008524900
     および
    Figure 2008524900
     により行い、改善した第２の補正係数（３）Ｄ１およびＤＱを
    Figure 2008524900
     と
    Figure 2008524900
     と
    Figure 2008524900
     と
    Figure 2008524900
     により行い、または第１の評価を
    Figure 2008524900
     および
    Figure 2008524900
     により行い、第２の評価を
    Figure 2008524900
     および
    Figure 2008524900
     により行い、第３の評価を
    Figure 2008524900
     および
    Figure 2008524900
     により行い、改善した第１の補正係数（３）Ｃ１およびＣＱを
    Figure 2008524900
     と
    Figure 2008524900
     と
    Figure 2008524900
     と
    Figure 2008524900
     により行うことを特徴とする方法。
  8. 請求項６および７のいずれか一項に記載の方法において、該方法における積分を時間不連続に行い、関数変化のサンプリング後に合計を行うようにすることを特徴とする方法。
  9. 請求項１〜８のいずれか一項に記載の方法において、該方法を高周波トランスミッタの始動時に、圧力および／または温度等の環境条件変化に応じまたは高周波トランスミッタの動作モード変化に応じて、時間制御方式で行うことを特徴とする方法。
  10. Ｉ／Ｑ変調器の振幅応答および位相応答を是正するための補正配置を上流側に接続した高周波トランスミッタにおけるアナログＩ／Ｑ変調器を較正するための配置において、Ｉ／Ｑ復調器（１）により生成した出力信号を評価するためのレベル指示器配置（４）またはＩ／Ｑ復調器（８）をＩ／Ｑ変調器（１）の下流側に接続することを特徴とする配置。
  11. 請求項１０に記載の配置において、レベル指示器配置（４）は包絡線検波器（５）およびローパスフィルタ（６）の直列接続から成ることを特徴とする配置。
  12. 請求項１１に記載の配置において、前記直列接続の後に非線形伝送特性を有する段（７）を設けることを特徴とする配置。
  13. 請求項１０に記載の配置において、Ｉ／Ｑ復調器（１）は入力ノード（１０）に接続した信号入力を有し、入力ノード（１０）は同相経路用の乗算器（１１）および直交位相経路用の乗算器（１１）に接続し、両乗算器（１１）をフィルタ（６）を介してＩ／Ｑ復調器構成（８）の各出力および直交位相発振器（９）に接続することを特徴とする配置。
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