JP4106370B2 - 直交変調装置の校正方法、直交変調装置および無線端末試験装置 - Google Patents

Description

本発明は、キャリア周波数可変の広帯域な直交変調装置から精度の高い直交変調信号を発生させるための技術に関する。

例えばデジタル方式の携帯電話機のような無線端末の試験を行う無線端末試験装置では、所望の変調信号で変調された直交変調信号を生成して無線端末に送信し、無線端末から出力された信号を復調して、無線端末の動作を解析している。

図１０は、上記のような直交変調信号を生成する装置に用いられている直交変調器１の構成を示している。直交変調器１は、２つのミキサ１ａ、１ｂ、移相器１ｃおよび加算器１ｄにより構成され、変調用の同相成分信号Ｉとローカル信号Ｌとを一方のミキサ１ａで混合し、ローカル信号Ｌを移相器１ｃでπ／２（９０°）移相したローカル信号Ｌ′と直交成分信号Ｑとを他方のミキサ１ｂで混合し、両ミキサ１ａ、１ｂの出力信号を加算器１ｄで加算している。

加算器１ｄから出力される信号Ｘは、ローカル信号Ｌ、Ｌ′の周波数をｆ_ｃ（＝ω_ｃ／２π）、位相差が正確にπ／２、振幅が正確に１で一致していれば、
Ｘ＝Ｉ・cos ω_ｃｔ＋Ｑ・sin ω_ｃｔ
となる。

しかし、直交変調器１をアナログ回路で構成した場合、２つのミキサ１ａ、１ｂの利得差、移相器１ｃの移相誤差、利得誤差およびミキサ１ａ、１ｂの直流オフセット誤差等が生じる。

これらの直交変調器１の誤差により、直交変調器１の出力信号には、所望の主信号成分の他に、イメージ成分やキャリア漏れ成分が発生し、精度の高い直交変調信号を得ることができず、試験を正しく行うことができない。

この問題を解決する方法として、直交変調器の各誤差を入力信号の補正により相殺する技術が知られている。

即ち、図１１に示しているように、直交変調器１の前段に利得調整器５、オフセット調整器６、位相調整器７を設け、直交変調器１の利得誤差を入力信号に対する利得補正で相殺し、直交変調器１の直流オフセット誤差を入力信号に対する直流オフセット補正で相殺し、直交変調器１の位相誤差を入力信号に対する位相補正で相殺する。

実際には、直交変調器１の各誤差はイメージ成分とキャリア漏れ成分を生じさせるので、図１１に示しているように、出力信号Ｘをスペクトラムアナライザ１０に入力して、主信号成分ａの他にイメージ成分のスペクトラムｂとキャリア漏れ成分のスペクトラムｃを調べ、そのスペクトラムｂ、ｃが最小となるように、前記各調整器５〜７を調整していた。

しかし、上記のようにスペクトラムアナライザのような外部装置を用いて、イメージ成分とキャリア漏れ成分が小さくなるように調整する方法では時間と手間がかかる。

即ち、直交変調信号に含まれるキャリア漏れ成分は主に直流オフセット誤差に起因して発生するが、イメージ成分は振幅誤差と位相誤差の双方に起因して発生するので、振幅調整と位相調整を何度も繰り返し最小となるように追い込み作業をしなければならない。

しかも、ローカル信号の周波数をそのままキャリア周波数として大幅（例えば数１００ＭＨｚ〜数ＧＨｚの範囲）に可変するダイレクト変換方式の直交変調装置では、そのキャリア周波数毎に調整最良点が異なるため、上記方法ではキャリア周波数の全帯域について高い変調精度を維持するために、所定の周波数毎に上記のような追い込み作業が繰り返し必要となるという問題がある。

また、スペクトラムアナライザの代わりに直交復調装置を用い、その復調信号に基づいてキャリア周波数毎の補正値を求めて記憶しておき、実際に使用するときのキャリア周波数に対応した補正値を用いることも考えられる。

しかし、外部の直交復調装置で得られる復調信号には、装置間の周波数誤差や直交復調器の誤差等、別の誤差要因が含まれ、しかもそれらが周波数特性を有しているために、上記のようにダイレクト変換方式の直交変調装置に対して補正値を正確に得ることは困難である。

また、次の特許文献１には、直交変調装置を有する送信機に直交復調器を設けて送信信号を直交復調し、その復調出力に基づいてオフセット調整を行う技術も提案されているが、オフセット調整だけではキャリア漏れ成分しか抑圧できず、復調されたときに主信号成分と同一周波数となるイメージ成分を抑圧できず、高い変調精度を維持することは困難である。また、特許文献１の技術は、アナログ型の直交復調器を用いているため、この直交復調器で生じる位相誤差や振幅誤差の影響を受けてしまい、送信する直交変調信号の変調精度を高くすることは困難である。

特許第３４００７３６号公報

本発明は、上記問題を解決し、ダイレクト変換方式のようにローカル信号の周波数を大きく可変する場合であっても、イメージ成分を広い周波数範囲において簡単に抑圧でき、高い変調精度を維持することができる直交変調装置の校正方法、直交変調装置およびこれを用いた無線端末試験装置を提供することを目的としている。

前記目的を達成するために、本発明の請求項1の直交変調装置の校正方法は、
アナログの同相成分信号と直交成分信号とを、所定の基準信号源に基づいて生成された周波数可変の第１ローカル信号とともに直交変調器に入力して、前記第１ローカル信号の周波数をキャリア周波数とする直交変調信号を生成出力する直交変調装置の利得誤差および位相誤差の補正を、前記同相成分信号と直交成分信号とに対する利得補正および位相補正により行う直交変調装置の校正方法において、
（ａ）同一周波数、同一振幅で且つ互いに位相が直交する正弦波の同相成分信号と直交成分信号とを校正用信号として入力する段階（Ｓ２）と、
（ｂ）前記校正用信号に対する前記直交変調器の出力信号を、前記基準信号源に基づいて生成され且つ前記キャリア周波数に対して所定周波数の差を有する第２ローカル信号により前記所定周波数を中心とする中間周波数帯に変換する段階（Ｓ４）と、
（ｃ）前記中間周波数帯に変換した信号をデジタル信号に変換し、該デジタル信号に対してデジタル直交復調処理を行い、同相成分信号と直交成分信号とを復調する段階（Ｓ５）と、
（ｄ）前記復調された同相成分信号と直交成分信号とに基づいて、前記直交変調器の利得誤差および位相誤差を算出する段階（Ｓ６）と、
（ｅ）前記算出した利得誤差および位相誤差を相殺するためにそれぞれ必要な利得の補正値および位相の補正値を算出し、前記キャリア周波数に対応づけて記憶する段階（Ｓ７、Ｓ８）と、
（ｆ）前記キャリア周波数を変更する段階（Ｓ１０）とを含み、
前記（ｂ）〜（ｆ）の処理を繰り返し、キャリア周波数毎の利得の補正値および位相の補正値を求めることを特徴としている。

また、本発明の請求項２の直交変調装置の校正方法は、請求項１記載の直交変調装置の校正方法において、
前記直交変調器の利得誤差を、前記デジタル直交復調処理により復調された同相成分信号と直交成分信号との振幅比に基づいて算出し、
前記直交変調器の位相誤差を、前記デジタル直交復調処理により復調された同相成分信号の所定のポイントを示す第１特定点と、前記デジタル直交復調処理により復調された直交成分信号の前記第１特定点に対応するポイントを示す第２特定点との時間差に基づいて算出することを特徴としている。

また、本発明の請求項３の直交変調装置は、
所定の基準信号源に基づいて周波数可変の第１ローカル信号を発生する第１ローカル信号発生器（２５）と、
アナログの同相成分信号と直交成分信号とを、前記第１ローカル信号とともに受け、該第１ローカル信号の周波数をキャリア周波数とする直交変調信号を生成出力する直交変調器（２４）と、
前記直交変調器の利得誤差および位相誤差を相殺するために、前記直交変調器に入力される同相成分信号と直交成分信号とに対して利得補正および位相補正を行う補正部（２２）と、
同一周波数、同一振幅で、且つ互いに位相が直交する正弦波の同相成分信号と直交成分信号とを校正用信号として生成する校正用信号発生手段（２１）と、
前記基準信号源に基づいて前記第１ローカル信号に対して所定周波数の差を有する第２ローカル信号を生成出力する第２ローカル信号発生器（３１）と、
前記直交変調器の出力信号を受けて前記第２ローカル信号により前記所定周波数を中心とする中間周波数帯に変換する周波数変換器（３０）と、
前記中間周波数帯に変換された信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器（３２）と、
前記Ａ／Ｄ変換器で変換された前記デジタル信号に対してデジタル直交復調処理を行い、デジタルの同相成分信号と直交成分信号とを復調する直交復調器（３３）と、
前記直交復調器で復調された同相成分信号と直交成分信号とに基づいて、前記直交変調器の利得誤差および位相誤差を算出する誤差算出部（３５）と、
前記算出された利得誤差および位相誤差を前記補正部で相殺するためにそれぞれ必要な利得の補正値および位相の補正値を算出する補正値算出手段（３６）と、
前記利得の補正値および前記位相の補正値を記憶するためのメモリ（３７）と、
前記校正用信号を前記直交変調器に入力させ、前記キャリア周波数を順次変更するとともに、該キャリア周波数毎に前記補正値算出手段によって得られた前記利得の補正値および前記位相の補正値を該キャリア周波数に対応づけて前記メモリに記憶する制御部（４０）とを備えている。

また、本発明の請求項４の直交変調装置は、請求項３記載の直交変調装置において、
前記誤差算出部は、
前記直交復調器により復調された同相成分信号と直交成分信号との振幅比に基づいて、前記利得誤差を算出する利得誤差算出手段（３５ａ）と、
前記直交復調器により復調された同相成分信号の所定のポイントを示す第１特定点と、前記直交復調器により復調された直交成分信号の前記第１特定点に対応するポイントを示す第２特定点との時間差に基づいて、前記位相誤差を算出する位相誤差算出手段（３５ｂ）とを有していることを特徴としている。

また、本発明の請求項５の直交変調装置は、請求項３または請求項４記載の直交変調装置において、
前記補正部は、前記直交変調器の直流オフセット誤差を相殺するために、前記直交変調器に入力される同相成分信号と直交成分信号とに対して直流オフセット補正を行うオフセット補正手段（２２ｂ）を有し、
前記誤差算出部は、前記直交復調器で復調された同相成分信号と直交成分信号とに基づいて、前記直交変調器の直流オフセット誤差を算出するオフセット算出手段（３５ｃ）を有し、
前記補正値算出手段は、前記オフセット算出手段によって算出された直流オフセット誤差を前記補正部で相殺するために必要な直流オフセットの補正値を、前記利得の補正値および位相の補正値とともに算出し、
前記制御部は、前記キャリア周波数毎に前記補正値算出手段によって得られた直流オフセットの補正値を、前記利得の補正値および位相の補正値とともに該キャリア周波数に対応づけて前記メモリに記憶することを特徴としている。

また、本発明の請求項６の直交変調装置は、請求項３〜５のいずれかに記載の直交変調装置において、
前記直交変調器の利得誤差および位相誤差を校正するための校正モードと、所望の変調用信号によって変調された所望キャリア周波数の直交変調信号を前記直交変調器から出力する通常モードとのいずれかを指定するためのモード指定手段（３８）を有し、
前記制御部は、前記校正モードが指示されたとき、前記校正用信号を前記直交変調器に入力させ、前記キャリア周波数を順次変更するとともに、該キャリア周波数毎に前記補正値算出手段によって得られた前記各補正値を該キャリア周波数に対応づけて前記メモリに記憶し、前記通常モードが指定されたときには、前記キャリア周波数を所望値に設定し、該キャリア周波数に対応した前記各補正値を前記メモリを参照して求めて前記補正部に設定するとともに、所望の変調用信号を前記補正部を介して前記直交変調器に入力させることを特徴としている。

また、本発明の請求項７の直交変調装置は、請求項３〜６のいずれかに記載の直交変調装置において、
前記校正用信号発生手段は、前記校正用信号の他に所望の変調用信号の出力が可能な変調用信号発生器（２１）により構成されていることを特徴としている。

また、本発明の請求項８の無線端末試験装置は、
キャリア周波数可変の直交変調信号を試験対象の無線端末に送信し、該無線端末の出力信号を受信して直交復調する無線端末試験装置であって、
所定の基準信号源に基づいて周波数可変の第１ローカル信号を発生する第１ローカル信号発生器（２５）と、
アナログの同相成分信号と直交成分信号とを、前記第１ローカル信号とともに受け、該第１ローカル信号の周波数をキャリア周波数とする直交変調信号を生成出力する直交変調器（２４）と、
前記直交変調器の利得誤差および位相誤差を相殺するために、前記直交変調器に入力される同相成分信号と直交成分信号とに対して利得補正および位相補正を行う補正部（２２）と、
同一周波数、同一振幅で、且つ互いに位相が直交する正弦波の同相成分信号と直交成分信号とを校正用信号として生成する校正用信号発生手段（２１）と、
前記基準信号源に基づいて前記第１ローカル信号に対して所定周波数の差を有する第２ローカル信号を生成出力する第２ローカル信号発生器（３１）と、
前記直交変調器の出力信号または前記試験対象の無線端末の出力信号のいずれかを選択的に入力させるスイッチ（２６、２８）と、
前記スイッチを介して入力された信号を前記第２ローカル信号と混合し、前記所定周波数を中心とする中間周波数帯に変換する周波数変換器（３０）と、
前記中間周波数帯に変換された信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器（３２）と、
前記Ａ／Ｄ変換器で変換された前記デジタル信号に対してデジタル直交復調処理を行い、デジタルの同相成分信号と直交成分信号とを復調する直交復調器（３３）と、
前記スイッチを介して前記直交変調器の出力信号が前記周波数変換器に入力されているときに、前記直交復調器で復調された同相成分信号と直交成分信号とに基づいて、前記直交変調器の利得誤差および位相誤差を算出する誤差算出部（３５）と、
前記算出された利得誤差および位相誤差を前記補正部で相殺するためにそれぞれ必要な利得の補正値および位相の補正値を算出する補正値算出手段（３６）と、
前記利得の補正値および前記位相の補正値を記憶するためのメモリ（３７）と、
前記直交変調器の利得誤差および位相誤差を校正するための校正モードと、前記無線端末の試験を行う通常モードとのいずれかを指定するためのモード指定手段（３８）と、
前記校正モードが指示されたとき、前記校正用信号を前記直交変調器に入力させ、前記キャリア周波数を順次変更するとともに、該キャリア周波数毎に前記補正値算出手段によって得られた利得の補正値と位相の補正値とを該キャリア周波数に対応づけて前記メモリに記憶し、前記通常モードが指定されたときには、前記キャリア周波数を所望値に設定し、該キャリア周波数に対応した前記各補正値を前記メモリを参照して求めて前記補正部に設定するとともに、所望の変調用信号を前記補正部を介して前記直交変調器に入力させ、該直交変調器の出力信号を前記試験対象の無線端末に送信し、該無線端末の出力信号を前記スイッチを介して前記周波数変換器に入力させる制御部（４０′）とを備えたことを特徴としている。

このように本発明では、同一周波数、同一振幅で且つ互いに位相が直交する正弦波の同相成分信号と直交成分信号とを校正用信号として第１ローカル信号とともに直交変調器に入力し、その出力信号を、第１ローカル信号と同一の基準信号源に基づいて生成された第２ローカル信号により中間周波数帯に変換し、その変換された信号をデジタル信号に変換してからデジタル直交復調処理を行い、同相成分信号と直交成分信号とを復調している。

したがって、この周波数変換処理と直交復調処理には原理的に誤差がないため、復調された同相成分信号と直交成分信号の振幅誤差と位相誤差は、直交変調器側の利得誤差と位相誤差を正確に表しており、しかも、これらの誤差は復調された同相成分信号と直交成分信号から独立に検出することができる。よって、この誤差を相殺するためにそれぞれ必要な各補正値をキャリア周波数毎に求めておき、通常の動作ときには、キャリア周波数に対応した各補正値で入力信号を補正することで、高い変調精度の直交変調信号を出力させることができる。

また、無線端末試験装置のように、直交変調信号を無線端末に送信するだけでなく、無線端末の出力信号を復調して解析する装置では、上記の周波数変換器から直交復調器までの構成を受信復調部として兼用することができ、小規模な構成で高い変調精度の直交変調信号を出力させることができるため、高精度な試験を行うことができる。

以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
図１は、本発明を適用した直交変調装置２０の構成を示している。

この直交変調装置２０の変調用信号発生器２１は、後述する制御部４０からの指定により、デジタルの任意の変調用信号と校正のための変調用信号とを生成出力するものであり、この実施形態の校正用信号発生手段を兼ねている。また、任意の変調用信号は外部の他装置から受ける構成でもよく、その場合には校正用信号発生手段を内部に独立に設ける。

変調用信号発生器２１が校正のために出力する変調用信号は、同一周波数ｆ（例えばｆ＝数１０ｋＨｚ）、同一振幅（例えば１）で、且つ互いに位相が直交する正弦波の同相成分信号Ｉ_ｔ（＝cos ωｔ）と直交成分信号Ｑ_ｔ（＝sin ωｔ）とする（実際は離散信号であるが連続信号として表記する）。

変調用信号発生器２１から出力された同相成分信号Ｉ_ｔと直交成分信号Ｑ_ｔは、補正部２２を介して２チャネル構成のＤ／Ａ変換器２３に入力される。

補正部２２は、利得補正手段２２ａ、オフセット補正手段２２ｂ、位相補正手段２２ｃとを有し、後述の直交変調器２４の利得誤差、直流オフセット誤差および位相誤差を相殺するために、直交変調器２４に入力される同相成分信号と直交成分信号の利得、直流オフセットおよび位相差を補正する。

なお、上記各補正のうち、利得補正およびオフセット補正は数値の乗算、加算であるのでデジタルの両成分信号に対して容易に且つ正確に実行できる。また、精度の点では不利であるがＤ／Ａ変換器２３でアナログ信号に変換してからアナログ演算回路で乗算、加算処理することも可能である。

また、位相補正に関しても、図１に示したようにデジタルの両成分信号に対して位相補正手段２２ｃで位相補正する方法と、図２のように、Ｄ／Ａ変換後のアナログの両成分信号に対して位相補正手段２２ｃで位相補正する方法とがある。

デジタルの成分信号に対して位相補正する場合には、両成分信号をそれぞれ所定段数のシフトレジスタに入力し、一方のシフトレジスタに入力するクロックに対して、他方のシフトレジスタに入力するクロックの遅延時間を可変する構成や、２チャネルのＤ／Ａ変換器２３の一方のチャネルに入力するクロックに対して他方のチャネルに入力するクロックの遅延時間を可変する構成が可能である。ここで、クロックの遅延時間の可変は、成分信号に対して周波数が格段に高い高速クロックを用いて遅延時間を可変する方法や、クロックをアナログの可変遅延素子で可変する方法が採用できる。

また、図２に示したように、Ｄ／Ａ変換後のアナログの成分信号に対して位相補正する場合には、位相補正手段２２ｃをアナログの遅延素子で構成し、Ｄ／Ａ変換器２３によってアナログ信号に変換された両成分信号をそれぞれ遅延素子に入力し、一方の遅延素子の遅延時間に対して他方の遅延素子の遅延時間を可変して位相補正を行う。ただし、上記のように補正処理をアナログ回路で行う場合には、その補正手段の誤差も直交変調器２４の誤差として扱う。

アナログ方式の直交変調器２４は、図３に示すように、２つのミキサ（ＤＢＭ）２４ａ、２４ｂ、９０°の移相器２４ｃおよび加算器２４ｄにより構成され、入力された両成分信号Ｉ_ｔ′、Ｑ_ｔ′と、第１ローカル信号発生器２５から出力された第１ローカル信号Ｌａとに基づいて、第１ローカル信号Ｌａの周波数をキャリア周波数ｆ_ｃとする直交変調信号Ｘを生成する。

第１ローカル信号発生器２５は内部に高精度の基準信号源（図示せず）を有しており、この基準信号源に基づいて、例えば４００ＭＨｚ〜２．７ＧＨｚの範囲で周波数可変できる第１ローカル信号Ｌａを生成するシンセサイザにより構成され、後述の制御部４０から指定された周波数の第１ローカル信号Ｌａを出力する。

ここで、同相成分信号に対する直交変調器２４の利得をＡ、直交成分信号に対する利得をＢ、ミキサ２４ａ、２４ｂで生じる直流オフセット誤差の入力換算値をそれぞれＣ、Ｄとし、ローカル信号Ｌａとそのローカル信号Ｌａを移相器２４ｃで移相したローカル信号Ｌａ′の位相差を（π／２）−Δとして、前記した補正部２２による補正がおこなわれずに、直交変調器２４に校正用の正確な同相成分信号Ｉ_ｔ＝cos ωｔ、直交成分信号Ｑ_ｔ＝sin ωｔが入力された場合、出力信号Ｘは次のように表すことができる（途中計算省略）。

Ｘ＝Ａ・（Ｃ＋cos ωｔ）・cos ω_ｃｔ
＋Ｂ・（Ｄ＋sin ωｔ）・sin （ω_ｃｔ−Δ）
＝（Ａ／２）・cos （ω_ｃ−ω）ｔ
＋（Ｂ／２）・cos ［（ω_ｃ−ω）ｔ−Δ］
＋（Ａ／２）・cos （ω_ｃ＋ω）ｔ
−（Ｂ／２）・cos ［（ω_ｃ＋ω）ｔ−Δ］
＋Ａ・Ｃ・cos ω_ｃｔ
＋Ｂ・Ｄ・sin （ω_ｃｔ−Δ） ……（１）

上記式（１）の、第１項、第２項は主信号成分、第３項、第４項はイメージ成分、第５、第６項はキャリア漏れ成分である。

また、上記式（１）で、直交変調器２４に誤差がないと仮定すると、Ａ＝Ｂ、Ｃ＝Ｄ＝０、Δ＝０であるから、出力信号Ｘは、
Ｘ＝Ａ・cos（ω_ｃ−ω）ｔ＝Ａ・cos
２π（ｆｃ−ｆ）ｔ
となり、イメージ成分とキャリア漏れ成分はなくなり、振幅Ａ、周波数（ｆｃ−ｆ）の正弦波の主成分のみとなる。

上記直交変調器２４の出力信号Ｘは、通常モードのときには、スイッチ２６を介して、出力端子２０ａに出力される。また校正モードのときには、スイッチ２６を介して周波数変換器３０に入力される。なお、この実施形態ではスイッチ２６を介して直交変調信号Ｘを周波数変換器３０に入力しているが、直交変調器２４の出力信号をカプラなどの分岐回路を介して常時周波数変換器３０に入力してもよい。

周波数変換器３０は、図４に示すように、ミキサ３０ａとフィルタ（ＢＰＦまたはＬＰＦ）３０ｂとを有し、入力された直交変調信号Ｘと、第２ローカル信号発生器３１から出力された周波数（ｆｃ−ｆｉ）の第２ローカル信号Ｌｂとをミキサ３０ａで混合し、その混合成分から周波数ｆｉ（例えば数ＭＨｚ〜数１０ＭＨｚ）を中心とする中間周波数帯の信号のみをフィルタ３０ｂにより抽出する。

また、第２ローカル信号発生器３１は、第１ローカル信号発生器２５が有する基準信号源に基づいて、第１ローカル信号Ｌａに対して常に周波数ｆｉの差のある第２ローカル信号Ｌｂを生成出力するシンセサイザにより構成されている。なお、この第２ローカル信号Ｌａの周波数は制御部４０により設定される。また、ここでは、基準信号源が第１ローカル信号発生器２５の内部に設けられている場合について説明するが、第１ローカル信号発生器２５の外部に独立に設けられていてもよく、その場合には、基準信号源の出力信号を第１ローカル信号発生器２５および第２ローカル信号発生器３１に共通に入力すればよい。

したがって、直交変調器２４から周波数変換器３０の出力端までの利得をＫ、２π（ｆｃ−ｆｉ）＝ω_ｃ−ω_ｉとすると、校正モードにおけるフィルタ３０ｂの出力信号Ｙは次のようになる。

Ｙ＝Ｘ・Ｋ・cos （ω_ｃ−ω_ｉ）ｔ
＝（Ａ・Ｋ／４）・cos （ω_ｉ−ω）ｔ
＋（Ｂ・Ｋ／４）・cos ［（ω_ｉ−ω）ｔ−Δ］
＋（Ａ・Ｋ／４）・cos （ω_ｉ＋ω）ｔ
−（Ｂ・Ｋ／４）・cos ［（ω_ｉ＋ω）ｔ−Δ］
＋（Ａ・Ｃ・Ｋ／２）cos ω_ｉｔ
＋（Ｂ・Ｄ・Ｋ／２）sin （ω_ｉｔ−Δ）
……（２）

上記式（２）の第１項および第２項は主信号成分、第３項および第４項はイメージ成分、第５項および第６項はキャリア漏れ成分である。

この信号Ｙは、Ａ／Ｄ変換器３２によってデジタル値に変換され、直交復調器３３に入力される。

直交復調器３３は、図５に示すように、デジタル型の乗算器３３ａ、３３ｂとデジタル型のＬＰＦ３３ｃ、３３ｄを有し、以下のように、互いに位相が直交し同一振幅の周波数ｆｉのローカル信号cos ω_iｔ、sin ω_iｔを信号Ｙにそれぞれ乗算し、その乗算結果Ｕ、Ｖから中間周波数より十分低い変調周波数帯の成分をフィルタリング処理で抽出して、同相成分信号Ｉ_ｒと直交成分信号Ｑ_ｒを復調する。

Ｕ＝Ｙ・cos ω_iｔ
＝（Ａ・Ｋ／８）［cos （２ω_i−ω）ｔ＋cos
ωｔ］
＋（Ｂ・Ｋ／８）｛cos ［（２ω_i−ω）ｔ−Δ］＋cos
（ωｔ＋Δ）｝
＋（Ａ・Ｋ／８）［cos （２ω_i＋ω）ｔ＋cos
ωｔ］
−（Ｂ・Ｋ／８）｛cos ［（２ω_i−ω）ｔ−Δ］＋cos
（ωｔ＋Δ）］
＋（Ａ・Ｃ・Ｋ／４）（１＋cos ２ω_iｔ）
＋（Ｂ・Ｄ・Ｋ／４）［sin （２ω_iｔ−Δ）−sin
Δ］……（３）

Ｖ＝Ｙ・sin ω_iｔ
＝（Ａ・Ｋ／８）［sin （２ω_i−ω）ｔ＋sin
ωｔ］
＋（Ｂ・Ｋ／８）｛sin ［（２ω_i−ω）ｔ−Δ］＋sin
（ωｔ＋Δ）｝
＋（Ａ・Ｋ／８）［sin （２ω_i＋ω）ｔ−sin
ωｔ］
−（Ｂ・Ｋ／８）｛sin ［（２ω_i＋ω）ｔ−Δ］−sin
（ωｔ＋Δ）｝
＋（Ａ・Ｃ・Ｋ／４）（sin ２ω_iｔ）
＋（Ｂ・Ｄ・Ｋ／４）［cos （２ω_iｔ−Δ）＋cos
Δ］……（４）

上記式（３）、（４）において、角周波数２ω_iを含む項は、ＬＰＦ３３ｃ、３３ｄで除去されるので、直交復調器３３からは次の信号Ｉ_ｒ、Ｑ_ｒが出力される。

Ｉ_ｒ＝（Ａ・Ｋ／４）・cos ωｔ
＋（Ａ・Ｃ・Ｋ／４）−（Ｂ・Ｄ・Ｋ／４）・sin Δ
＝Ｇａ・cos ωｔ＋Ｅ ……（５）

Ｑ_ｒ＝（Ｂ・Ｋ／４）・sin （ωｔ＋Δ）
＋（Ｂ・Ｄ・Ｋ／４）・cos Δ
＝Ｇｂ・sin （ωｔ＋Δ）＋Ｆ ……（６）

ただし、
Ｇａ＝（Ａ・Ｋ／４）
Ｅ＝（Ａ・Ｃ・Ｋ／４）−（Ｂ・Ｄ・Ｋ／４）・sin Δ
Ｇｂ＝（Ｂ・Ｋ／４）
Ｆ＝（Ｂ・Ｄ・Ｋ／４）・cos Δ

つまり、直交復調器３３から出力される信号Ｉ_ｒは、図６の（ａ）に示しているように、振幅Ｇａ、周波数ｆの正弦波に直流Ｅが重畳されたものであり、信号Ｑ_ｒは、図６の（ｂ）に示しているように、振幅Ｇｂ、周波数ｆで信号Ｉ_ｒに対してπ／２からΔだけ位相がずれた正弦波に直流Ｆが重畳されたものとなる。

上記式（５）、（６）から、両信号Ｉ_ｒ、Ｑ_ｒの振幅Ｇａ、Ｇｂの比Ｇａ／Ｇｂは、
Ｇａ／Ｇｂ＝（Ａ・Ｋ／４）／（Ｂ・Ｋ／４）＝Ａ／Ｂ
となり、直交変調器２４の利得比を示している。

また、両信号Ｉ_ｒ、Ｑ_ｒの位相誤差Δは、直交変調器２４のローカル信号Ｌａ、Ｌａ′の位相誤差を示している。

一方、信号Ｉ_ｒの直流分Ｅには、直交変調器２４の同相側の直流オフセット誤差Ｃと利得Ａの積に依存した成分だけでなく、直交側の直流オフセット誤差Ｄ、利得Ｂおよび位相差Δの正弦値の積に依存した成分が含まれており、しかも、直交変調器２４から周波数変換器３０までの利得Ｋにも依存している。

同様に、信号Ｑ_ｒの直流分Ｆは、直交変調器２４の直交側の直流オフセット誤差Ｄ、利得Ｂおよび位相差Δの余弦値の積に依存した成分となり、しかも、直交変調器２４から周波数変換器３０までの利得Ｋも含まれている。

したがって、両信号Ｉ_ｒ、Ｑ_ｒの波形から直交変調器２４の直流オフセット誤差Ｃ、Ｄを直接求めることはできないが、以下の２つの方法のいずれかを用いることで、直流オフセット誤差Ｃ、Ｄを求めることができる。

第１の方法は、両信号Ｉ_ｒ、Ｑ_ｒの波形から算出された位相誤差Δにより、その正弦値と余弦値を算出する。

Δの正弦値が判れば、直流分Ｆの式から、
（Ｂ・Ｄ・Ｋ／４）＝Ｆ／cos Δ
の値が既知となり、これを直流分Ｅの式に代入すると、
Ｅ＝（Ａ・Ｃ・Ｋ／４）−（Ｂ・Ｄ・Ｋ／４）・sin Δ
＝（Ａ・Ｃ・Ｋ／４）−Ｆ／cos Δ
となる。

上記式で、直流分Ｅは直流オフセット誤差Ｃを変数とする傾き（Ａ・Ｋ／４）の直線となるから、補正部２２により直流オフセット誤差Ｃを既知の値αだけ変化させて、そのときの直流分Ｅ′を測定すれば、傾き（Ａ・Ｋ／４）が判る。

即ち、
Ｅ′＝（Ａ・Ｋ／４）（Ｃ＋α）−Ｆ／cos Δ
＝（Ａ・Ｃ・Ｋ／４）−Ｆ／cos Δ＋α・（Ａ・Ｋ／４）
＝Ｅ＋α・（Ａ・Ｋ／４）
よって、
（Ａ・Ｋ／４）＝（Ｅ′−Ｅ）／α

したがって、直流オフセット誤差Ｃは、
Ｃ＝α・（Ｅ−Ｆ／cos Δ）／（Ｅ′−Ｅ）
により算出できる。

また、直交側の直流分Ｆについては、直流オフセット誤差Ｄを変数とする傾き（cos Δ・Ｂ・Ｋ／４）の直線であるから、直流オフセット誤差Ｄを既知の値βだけ変化させたときの直流分Ｆ′を測定すれば、傾きが判る。

即ち、
Ｆ′＝（cos Δ・Ｂ・Ｋ／４）・（Ｄ＋β）
＝Ｆ＋β・（cos Δ・Ｂ・Ｋ／４）
よって、
（cos Δ・Ｂ・Ｋ／４）＝（Ｆ′−Ｆ）／β

これを元の式に代入すれば、
Ｆ＝（cos Δ・Ｂ・Ｋ／４）・Ｄ＝Ｄ・（Ｆ′−Ｆ）／β
となる。したがって、直流オフセット誤差Ｄは、
Ｄ＝β・Ｆ／（Ｆ′−Ｆ）
によって算出できる。

また、第２の方法は、位相誤差Δが得られた時点で、補正部２２によりこの位相誤差を補正してから直流オフセット誤差を算出する方法である。

即ち、位相誤差Δが０になれば、その正弦値は０、余弦値は１となるから、直流分Ｅ、Ｆは、
Ｅ＝（Ａ・Ｃ・Ｋ／４）
Ｆ＝（Ｂ・Ｄ・Ｋ／４）
となる。

上記直流分Ｅの式は、直流オフセット誤差Ｃを変数とする傾き（Ａ・Ｋ／４）の直線であり、同様に直流分Ｆの式は、直流オフセット誤差Ｄを変数とする傾き（Ｂ・Ｋ／４）の直線である。

したがって、この状態から前記方法と同様に直流オフセット誤差Ｃ、Ｄに既知の値α、βをそれぞれ加えたときの直流分Ｅ′、Ｆ′を測定すれば傾きが判る。

即ち、
Ｅ′＝Ｅ＋（Ａ・Ｋ／４）α
（Ａ・Ｋ／４）＝（Ｅ′−Ｅ）／α
Ｆ′＝Ｆ＋（Ｂ・Ｋ／４）β
（Ｂ・Ｋ／４）＝（Ｆ′−Ｆ）／β

そして、上記得られた傾きの値を元の式に代入すれば、
Ｅ＝（Ａ・Ｃ・Ｋ／４）＝Ｃ・（Ｅ′−Ｅ）／α
Ｆ＝（Ｂ・Ｄ・Ｋ／４）＝Ｄ・（Ｆ′−Ｆ）／β
となり、次のように、直流オフセット誤差Ｃ、Ｄを算出できる。

Ｃ＝αＥ／（Ｅ′−Ｅ）
Ｄ＝βＦ／（Ｆ′−Ｆ）

誤差算出部３５は、図６のように得られた正弦波の復調信号Ｉ_ｒ、Ｑ_ｒに基づいて、上記誤差を算出するものであり、利得誤差算出手段３５ａは、信号Ｉ_ｒ、Ｑ_ｒの振幅Ｇａ、Ｇｂをそれぞれ求め、その比を利得誤差ｈ（ｄＢ）として算出する。

ただし、図６の信号Ｉ_ｒ、Ｑ_ｒには直流分Ｅ、Ｆが重畳しているので、各信号Ｉ_ｒ、Ｑ_ｒの最大値（ピーク）Ｉ_ｒ（max）、Ｑ_ｒ（max）と最小値（ボトム）Ｉ_ｒ（min）、Ｑ_ｒ（min）をそれぞれ求めて、次の演算を行う。

ｈ＝２０・log
[｜Ｉ_ｒ（max）−Ｉ_ｒ（min）｜
／｜Ｑ_ｒ（max）−Ｑ_ｒ（min）｜]

また、位相誤差算出手段３５ｂは、信号Ｉ_ｒの所定のポイントを示す第１特定点と、信号Ｑ_ｒの前記第１特定点に対応するポイントを示す第２特定点との時間差に基づいて、両信号Ｉ_ｒ、Ｑ_ｒの位相誤差を求める。

ここで、第１特定点、第２特定点のポイントは、両信号Ｉ_ｒ、Ｑ_ｒの位相差を特定できる点であれば任意であり、ピーク値とボトム値の中心値（直流分の電圧）を所定方向に横切る点、電圧ゼロを所定方向に横切る点（ゼロクロス点）、ピーク値となる点、あるいはボトム値となる点等を採用できるが、ここでは、ピーク値とボトム値の中心値を所定方向に横切る点を第１特定点、第２特定点とする場合について説明する。

即ち、両信号Ｉ_ｒ、Ｑ_ｒに直流分がない場合には、両信号Ｉ_ｒ、Ｑ_ｒのゼロクロスタイミングを求めて、その位相差とπ／２との誤差を求めることができるが、前記したように、両信号Ｉ_ｒ、Ｑ_ｒには、直流分Ｅ、Ｆが重畳している。これらの直流分は各信号Ｉ_ｒ、Ｑ_ｒのピーク値とボトム値の中心値であり、次の演算で求めることができる。

Ｅ＝［Ｉ_ｒ（max）＋Ｉ_ｒ（min）］／２
Ｆ＝［Ｑ_ｒ（max）＋Ｑ_ｒ（min）］／２

そして、図６のように、信号Ｉ_ｒが電圧Ｅを所定方向に横切る点を第１特定点Ａ１としてその時刻ｔ_ｉを求め、同様に、信号Ｑ_ｒが電圧Ｆを信号Ｉ_ｒと同一方向に横切る点を第２特定点Ａ２としてその時刻ｔ_ｑを求める。

また、次の演算、
Ｉ_ｒ′＝Ｉ_ｒ＋Ｅ
Ｑ_ｒ′＝Ｑ_ｒ＋Ｆ
により信号Ｉ_ｒ、Ｑ_ｒをそれぞれの直流分Ｅ、Ｆ分だけ補正し、その補正した信号Ｉ_ｒ′、Ｑ_ｒ′が、同一方向にゼロ点を横切る点をそれぞれ第１特定点Ａ１、第２特定点Ａ２として、その時刻ｔ_ｉ、ｔ_ｑをゼロクロスタイミングとしてもよい。

そして、位相誤差Δを次の演算により求める。
Δ＝［１／（４ｆ）］−（ｔ_ｑ−ｔ_ｉ）

なお、前記したように、位相誤差Δは、両信号Ｉ_ｒ、Ｑ_ｒがピーク値あるいはボトム値となる点の時間差から算出することも可能であり、この場合直流分Ｅ、Ｆに無関係に位相誤差Δを求めることができる。ただし、正弦波のピークあるいはボトムの付近の電圧変化は非常に緩慢であるため、その領域の電圧変化から特定点を決定する方法では、上記方法に比べて精度的に不利となる。したがって、この場合には、信号のピークあるいはボトムの付近から離間し電圧変化が急な領域で共通の電圧を横切り、且つピーク値あるいはボトム値を挟む２つの点を求め、その２点の中間のタイミングを特定点の時刻とすればよい。

また、両信号Ｉ_ｒ、Ｑ_ｒに直流オフセット誤差がある状態であっても、両信号Ｉ_ｒ、Ｑ_ｒの振幅誤差が無い場合、例えばピーク値（またはボトム値）から一定値だけ低い（または高い）電圧を所定方向に横切る点を前記特定点とすることができる。また、振幅誤差だけでなく、直流オフセット誤差も無い場合には、両信号Ｉ_ｒ、Ｑ_ｒに共通の任意の電圧を所定方向に横切る点を前記特定点とすることができる。

上記のようにして位相誤差Δが得られた後に、オフセット算出手段３５ｂは、復調された両信号Ｉ_ｒ、Ｑ_ｒの直流分Ｅ、Ｆを前記同様に求め、前記した２つの方法のいずれかにより、直交変調器２４の直流オフセット誤差Ｃ、Ｄを算出する。

ただし、前記した第１の方法で直流オフセット誤差Ｃ、Ｄを算出する場合、補正部２２のオフセット補正手段２２ｂに対し既知の直流値α、βに対応した補正値を設定する必要がある。

また、前記した第２の方法で直流オフセット誤差Ｃ、Ｄを算出する場合には、算出された位相誤差Δを相殺するための補正値を補正部２２の位相補正手段２２ｃに対して設定し、さらにオフセット補正手段２２ｂに対して既知の値α、βに対応した補正値を設定する必要がある。

これらの処理をオフセット算出手段３５ｃが独立に行うことも可能であるが、補正値算出手段３６の補正値算出機能と制御部４０の補正値設定機能を利用して行う方が構成上有利であるので、図１、２では、オフセット算出手段３５ｃの要求に対して補正値算出手段３６が既知の値α、βに対応した補正値を求めて制御部４０に通知し、制御部４０が位相誤差Δを相殺するための補正値（これはメモリ３７に記憶されている）と補正値算出手段３６から通知された既知の値α、βに対応する補正値とを補正部２２に設定するようにしている。

なお、上記各誤差の算出は、異なる複数のポイントを用いてその平均処理を行うことで、精度を高くすることができる。

補正値算出手段３６は、上記のようにして得られた振幅誤差ｈ、位相誤差Δおよび直流オフセット誤差Ｃ、Ｄを相殺するために必要な補正部２２の各補正部２２ａ〜２２ｃの補正情報を算出する。

つまり、利得補正手段２２ａにおいて、振幅誤差ｈを相殺するためには、同相成分信号Ｉをｈ（ｄＢ）減衰すればよく、その減衰に必要な補正情報Ｊ（ｈ）を求める。

また、オフセット補正手段２２ｂにおいて、直流オフセット誤差Ｃ、Ｄを相殺するためには、同相成分信号Ｉから直流電圧Ｃを減算し、直交成分信号Ｑから直流電圧Ｄを減算すればよく、その減算に必要な補正情報Ｊ（Ｃ）、Ｊ（Ｄ）を求める。

同様に、位相補正手段２２ｃにおいて、位相誤差Δを相殺するためには、同相成分信号Ｉに対して直交成分信号Ｑを誤差Δ分遅延すればよく、その誤差Δ分の遅延に必要な補正情報Ｊ（Δ）を求める。

このようにして得られた各補正情報は、制御部４０の処理により、そのときのキャリア周波数ｆｃに対応付けされてメモリ３７に記憶される。

モード指定手段３８は、所望の変調用信号によって変調された所望キャリア周波数の直交変調信号を直交変調器２４から出力する通常モードと、校正モードのいずれかを指定するためのものであり、例えば図示しない操作部の操作、タイマー動作あるいは外部装置からの指示を受けて動作モードを指定する。

制御部４０は、モード指定手段３８によって指示されたモードに基づいて、装置の制御を行う。

図７は、校正モードが指定されたときの制御部４０および装置全体の動作の手順を示すフローチャートである。以下、このフローチャートに基づいて、制御部の動作およびこの直交変調信号の校正方法を説明する。

校正モードが指定されると、制御部４０は、キャリア周波数ｆｃを初期値ｆ１（例えば可変範囲の下限周波数）に設定し、校正用信号を直交変調器２４に入力させ、スイッチ２６を周波数変換器３０側に接続する（Ｓ１〜Ｓ３）。

この校正用信号に対する直交変調器２４の出力信号Ｘは、スイッチ２６を介して周波数変換器３０に入力され、キャリア周波数ｆｃ＝ｆ１から周波数ｆｉの差のある第２ローカル信号Ｌｂと混合されて、中間周波数帯の信号Ｙに変換される（Ｓ４）。

そして、この中間周波数帯の信号Ｙは、Ａ／Ｄ変換器３２によりデジタル信号に変換され、直交変調器３３で直交復調される（Ｓ５）。

この直交復調器３３はデジタル方式であるので、直交変調器２４の誤差分のみを正確に含む正弦波の信号Ｉｒ、Ｑｒが復調され、誤差算出部３５により、この復調信号の振幅誤差ｈ、位相誤差Δおよび直流オフセット誤差Ｃ、Ｄが前記したように算出される（Ｓ６）。

そして、この算出された各誤差を補正部２２で相殺補正するために必要な各補正値が算出され、メモリ３７に記憶される（Ｓ７、Ｓ８）。

以下、キャリア周波数ｆｃをΔｆ（例えばΔｆ＝１００ＭＨｚ）ステップで上限周波数まで順次変更しながらＳ４〜Ｓ８までの処理を繰り返し、可変帯域の下限から上限までの各キャリア周波数毎の補正値をメモリ３７に記憶し、校正モードを終了して通常モードに移行する（Ｓ９、Ｓ１０）。

なお、上記校正モードで使用する各キャリア周波数（校正用キャリア周波数）は、例えば、キャリア周波数の可変帯域全体を直交変調器２４の各誤差がほぼ一定と見なせる幅（前記Δｆ）の周波数帯域に分割し、その分割された各周波数帯域のほぼ中心となるように設定すればよく、この場合、周波数帯域毎の補正値を求めていることになる。

通常モードに移行した場合、図８に示すように、スイッチ２６を出力端子２０ａ側に切換え、指定された変調用信号を変調用信号発生器２１から補正部２２に入力させる。

さらに、第１ローカル信号Ｌａを、指定されたキャリア周波数ｆｃに設定するとともに、そのキャリア周波数ｆｃに対応する各補正値を、メモリ３７に記憶されている補正値を参照して求め、補正部２２に設定する（Ｓ１１〜Ｓ１４）。

ここで、指定されたキャリア周波数が、いずれかの校正用キャリア周波数を含む幅Δｆの帯域内にあれば、その校正用キャリア周波数に対応する補正値をメモリ３７から読み出して設定すればよい。

なお、ここでは、直交変調器２４の誤差がほぼ一定と見なせる周波数帯域のほぼ中心を校正用キャリア周波数とし、周波数帯域毎の補正値をそれぞれ求めておき、指定されたキャリア周波数が含まれる周波数帯域に対応する補正値を用いて変調用信号を補正する場合について説明したが、これは本発明を限定するものではない。

例えば、キャリア周波数の変化に対して直交変調器２４の誤差の変化がほぼ一定と見なせる周波数帯域の境界を校正用キャリア周波数として補正値を求めておき、指定されたキャリア周波数が含まれる周波数帯域の両端の校正用キャリア周波数に対応する補正値同士の間を補間処理し、指定されたキャリア周波数に対応する補正値を算出して設定することも可能である。

これにより、直交変調器２４には、指定されたキャリア周波数ｆｃにおける直交変調器２４の各誤差を相殺するように補正された変調用信号が入力され、直交変調器２４からは元の変調用信号（補正前の変調用信号）に対して精度よく変調された直交変調信号Ｘが生成され、スイッチ２６を介して出力端子２０ａから出力される。

また、この状態から例えばキャリア周波数の変更が指定されると、処理Ｓ１３に戻り、そのキャリア周波数が変更され、そのキャリア周波数に応じた補正値が補正部２２に設定されて、前記同様に、元の変調信号に対して精度よく変調された直交変調信号Ｘが生成出力される（Ｓ１５）。また、この通常モード中に校正モードが指定された場合には前記図７の処理に移行する（Ｓ１６）。

このように実施形態の直交変調装置２０および校正方法では、同一周波数、同一振幅で位相が正確に直交する正弦波の同相成分信号と直交成分信号とを校正用信号として用い、この校正用信号と第１ローカル信号とに基づいて直交変調器２４で生成された直交変調信号Ｘを、第１ローカル信号と同一の基準信号源に基づいて生成された第２ローカル信号により中間周波数帯に変換し、これをデジタル信号に変換してからデジタル直交復調処理を行って、直交変調器２４の各誤差が正確に含まれた復調信号を得ている。

そして、この復調信号から算出された各誤差をそれぞれ相殺補正するための補正値をキャリア周波数毎に求めてメモリ３７に記憶しておき、所望の変調用信号で変調された所望キャリア周波数の直交変調信号を出力する際には、そのキャリア周波数に対応した補正値により、変調用信号を補正して直交変調器２４に入力させ、直交変調器２４の各誤差が相殺された精度の高い直交変調信号を出力している。

このため、別装置でイメージ成分やキャリア漏れ成分のスペクトラムを観測しながら補正値を追い込み調整するという煩雑な作業をすることなく、広帯域なダイレクト変換方式の直交変調装置の校正を極めて短時間に且つ正確に行うことができる。

前記した直交変調装置２０は、直交変調信号を受信する各種機器の試験や通信等に用いることができ、また、その対象機器から出力される直交変調信号を受信し、復調してその動作を解析する試験装置にも適用できる。

図９は、携帯電話機のような無線端末の試験を行う無線端末試験装置５０の構成例を示している。

この無線端末試験装置５０は、前記した直交変調装置２０に、無線端末試験用のカプラ２７、スイッチ２８を追加して構成されており、その他の構成要素は前記直交変調装置２０と同等である。

無線端末試験装置５０の制御部４０′は、モード指定手段３８により校正モードが指定された場合、校正用信号を直交変調器２４に入力させ、直交変調器の出力信号Ｘをスイッチ２６、２８を介して周波数変換器３０に入力させた状態で、キャリア周波数を順次可変させるとともに、そのキャリア周波数毎に補正値算出手段３６によって得られた補正値をキャリア周波数に対応づけてメモリ３７に記憶させる。

また、無線端末を試験するための通常モードが指定された場合、制御部４０′は、キャリア周波数を試験に必要な所望値に設定し、そのキャリア周波数に対応した各補正値を、メモリ３７に記憶されている各補正値を参照して求めて補正部２２に設定するとともに、試験用の所望の変調用信号を補正部２２を介して直交変調器２４に入力させ、この直交変調器２４の出力信号Ｘをスイッチ２６およびカプラ２７を介して試験対象の無線端末に送信する。

また、制御部４０′は、無線端末の出力信号をカプラ２７およびスイッチ２８を介して周波数変換器３０に入力させ、直交復調器３３で復調された信号に対する解析処理を行い、無線端末の動作を確認する。

つまり、前記した直交変調装置２０で校正のためだけに用いていた周波数変換器３０から直交復調器３３までの構成を、端末試験のための受信復調部として兼用することができ、小規模な構成で高精度な試験を行うことができる。

なお、ここでは復調された信号に対する解析処理を制御部４０′で行うようにしていたが、解析処理を制御部４０′と独立した解析処理部で行ってもよい。

本発明の実施形態の構成を示す図 Ａ／Ｄ変換処理後に位相補正を行う場合の構成を示す図 実施形態の要部の構成図 実施形態の要部の構成図 実施形態の要部の構成図 実施形態の復調信号の波形を示す図 実施形態の校正モードの処理手順を示すフローチャート 実施形態の通常モードの処理手順を示すフローチャート 本発明の他の実施形態の構成図 直交変調器の構成図 直交変調器の誤差補正機能を有する直交変調装置の構成図

符号の説明

２０……直交変調装置、２１……変調用信号発生器、２２……補正部、２２ａ……利得補正手段、２２ｂ……オフセット補正手段、２２ｃ……位相補正手段、２３……Ｄ／Ａ変換器、２４……直交変調器、２５……第１ローカル信号発生器、２６、２８……スイッチ、２７……カプラ、３０……周波数変換器、３１……第２ローカル信号発生器、３２……Ａ／Ｄ変換器、３３……直交復調器、３５……誤差算出部、３５ａ……利得誤差算出手段、３５ｂ……位相誤差算出手段、３５ｃ……オフセット算出手段、３６……補正値算出手段、３７……メモリ、３８……モード指定手段、４０、４０′……制御部、５０……無線端末試験装置

Claims (8)

1. アナログの同相成分信号と直交成分信号とを、所定の基準信号源に基づいて生成された周波数可変の第１ローカル信号とともに直交変調器に入力して、前記第１ローカル信号の周波数をキャリア周波数とする直交変調信号を生成出力する直交変調装置の利得誤差および位相誤差の補正を、前記同相成分信号と直交成分信号とに対する利得補正および位相補正により行う直交変調装置の校正方法において、
   （ａ）同一周波数、同一振幅で且つ互いに位相が直交する正弦波の同相成分信号と直交成分信号とを校正用信号として入力する段階（Ｓ２）と、
   （ｂ）前記校正用信号に対する前記直交変調器の出力信号を、前記基準信号源に基づいて生成され且つ前記キャリア周波数に対して所定周波数の差を有する第２ローカル信号により前記所定周波数を中心とする中間周波数帯に変換する段階（Ｓ４）と、
   （ｃ）前記中間周波数帯に変換した信号をデジタル信号に変換し、該デジタル信号に対してデジタル直交復調処理を行い、同相成分信号と直交成分信号とを復調する段階（Ｓ５）と、
   （ｄ）前記復調された同相成分信号と直交成分信号とに基づいて、前記直交変調器の利得誤差および位相誤差を算出する段階（Ｓ６）と、
   （ｅ）前記算出した利得誤差および位相誤差を相殺するためにそれぞれ必要な利得の補正値および位相の補正値を算出し、前記キャリア周波数に対応づけて記憶する段階（Ｓ７、Ｓ８）と、
   （ｆ）前記キャリア周波数を変更する段階（Ｓ１０）とを含み、
   前記（ｂ）〜（ｆ）の処理を繰り返し、キャリア周波数毎の利得の補正値および位相の補正値を求めることを特徴とする直交変調装置の校正方法。
2. 前記直交変調器の利得誤差を、前記デジタル直交復調処理により復調された同相成分信号と直交成分信号との振幅比に基づいて算出し、
   前記直交変調器の位相誤差を、前記デジタル直交復調処理により復調された同相成分信号の所定のポイントを示す第１特定点と、前記デジタル直交復調処理により復調された直交成分信号の前記第１特定点に対応するポイントを示す第２特定点との時間差に基づいて算出することを特徴とする請求項１記載の直交変調装置の校正方法。
3. 所定の基準信号源に基づいて周波数可変の第１ローカル信号を発生する第１ローカル信号発生器（２５）と、
   アナログの同相成分信号と直交成分信号とを、前記第１ローカル信号とともに受け、該第１ローカル信号の周波数をキャリア周波数とする直交変調信号を生成出力する直交変調器（２４）と、
   前記直交変調器の利得誤差および位相誤差を相殺するために、前記直交変調器に入力される同相成分信号と直交成分信号とに対して利得補正および位相補正を行う補正部（２２）と、
   同一周波数、同一振幅で、且つ互いに位相が直交する正弦波の同相成分信号と直交成分信号とを校正用信号として生成する校正用信号発生手段（２１）と、
   前記基準信号源に基づいて前記第１ローカル信号に対して所定周波数の差を有する第２ローカル信号を生成出力する第２ローカル信号発生器（３１）と、
   前記直交変調器の出力信号を受けて前記第２ローカル信号により前記所定周波数を中心とする中間周波数帯に変換する周波数変換器（３０）と、
   前記中間周波数帯に変換された信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器（３２）と、
   前記Ａ／Ｄ変換器で変換された前記デジタル信号に対してデジタル直交復調処理を行い、デジタルの同相成分信号と直交成分信号とを復調する直交復調器（３３）と、
   前記直交復調器で復調された同相成分信号と直交成分信号とに基づいて、前記直交変調器の利得誤差および位相誤差を算出する誤差算出部（３５）と、
   前記算出された利得誤差および位相誤差を前記補正部で相殺するためにそれぞれ必要な利得の補正値および位相の補正値を算出する補正値算出手段（３６）と、
   前記利得の補正値および前記位相の補正値を記憶するためのメモリ（３７）と、
   前記校正用信号を前記直交変調器に入力させ、前記キャリア周波数を順次変更するとともに、該キャリア周波数毎に前記補正値算出手段によって得られた前記利得の補正値および前記位相の補正値を該キャリア周波数に対応づけて前記メモリに記憶する制御部（４０）とを備えた直交変調装置。
4. 前記誤差算出部は、
   前記直交復調器により復調された同相成分信号と直交成分信号との振幅比に基づいて、前記利得誤差を算出する利得誤差算出手段（３５ａ）と、
   前記直交復調器により復調された同相成分信号の所定のポイントを示す第１特定点と、前記直交復調器により復調された直交成分信号の前記第１特定点に対応するポイントを示す第２特定点との時間差に基づいて、前記位相誤差を算出する位相誤差算出手段（３５ｂ）とを有していることを特徴とする請求項３記載の直交変調装置。
5. 前記補正部は、前記直交変調器の直流オフセット誤差を相殺するために、前記直交変調器に入力される同相成分信号と直交成分信号とに対して直流オフセット補正を行うオフセット補正手段（２２ｂ）を有し、
   前記誤差算出部は、前記直交復調器で復調された同相成分信号と直交成分信号とに基づいて、前記直交変調器の直流オフセット誤差を算出するオフセット算出手段（３５ｃ）を有し、
   前記補正値算出手段は、前記オフセット算出手段によって算出された直流オフセット誤差を前記補正部で相殺するために必要な直流オフセットの補正値を、前記利得の補正値および位相の補正値とともに算出し、
   前記制御部は、前記キャリア周波数毎に前記補正値算出手段によって得られた直流オフセットの補正値を、前記利得の補正値および位相の補正値とともに該キャリア周波数に対応づけて前記メモリに記憶することを特徴とする請求項３または請求項４記載の直交変調装置。
6. 前記直交変調器の利得誤差および位相誤差を校正するための校正モードと、所望の変調用信号によって変調された所望キャリア周波数の直交変調信号を前記直交変調器から出力する通常モードとのいずれかを指定するためのモード指定手段（３８）を有し、
   前記制御部は、前記校正モードが指示されたとき、前記校正用信号を前記直交変調器に入力させ、前記キャリア周波数を順次変更するとともに、該キャリア周波数毎に前記補正値算出手段によって得られた前記各補正値を該キャリア周波数に対応づけて前記メモリに記憶し、前記通常モードが指定されたときには、前記キャリア周波数を所望値に設定し、該キャリア周波数に対応した前記各補正値を前記メモリを参照して求めて前記補正部に設定するとともに、所望の変調用信号を前記補正部を介して前記直交変調器に入力させることを特徴とする請求項３〜５のいずれかに記載の直交変調装置。
7. 前記校正用信号発生手段は、前記校正用信号の他に所望の変調用信号の出力が可能な変調用信号発生器（２１）により構成されていることを特徴とする請求項３〜６のいずれかに記載の直交変調装置。
8. キャリア周波数可変の直交変調信号を試験対象の無線端末に送信し、該無線端末の出力信号を受信して直交復調する無線端末試験装置であって、
   所定の基準信号源に基づいて周波数可変の第１ローカル信号を発生する第１ローカル信号発生器（２５）と、
   アナログの同相成分信号と直交成分信号とを、前記第１ローカル信号とともに受け、該第１ローカル信号の周波数をキャリア周波数とする直交変調信号を生成出力する直交変調器（２４）と、
   前記直交変調器の利得誤差および位相誤差を相殺するために、前記直交変調器に入力される同相成分信号と直交成分信号とに対して利得補正および位相補正を行う補正部（２２）と、
   同一周波数、同一振幅で、且つ互いに位相が直交する正弦波の同相成分信号と直交成分信号とを校正用信号として生成する校正用信号発生手段（２１）と、
   前記基準信号源に基づいて前記第１ローカル信号に対して所定周波数の差を有する第２ローカル信号を生成出力する第２ローカル信号発生器（３１）と、
   前記直交変調器の出力信号または前記試験対象の無線端末の出力信号のいずれかを選択的に入力させるスイッチ（２６、２８）と、
   前記スイッチを介して入力された信号を前記第２ローカル信号と混合し、前記所定周波数を中心とする中間周波数帯に変換する周波数変換器（３０）と、
   前記中間周波数帯に変換された信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器（３２）と、
   前記Ａ／Ｄ変換器で変換された前記デジタル信号に対してデジタル直交復調処理を行い、デジタルの同相成分信号と直交成分信号とを復調する直交復調器（３３）と、
   前記スイッチを介して前記直交変調器の出力信号が前記周波数変換器に入力されているときに、前記直交復調器で復調された同相成分信号と直交成分信号とに基づいて、前記直交変調器の利得誤差および位相誤差を算出する誤差算出部（３５）と、
   前記算出された利得誤差および位相誤差を前記補正部で相殺するためにそれぞれ必要な利得の補正値および位相の補正値を算出する補正値算出手段（３６）と、
   前記利得の補正値および前記位相の補正値を記憶するためのメモリ（３７）と、
   前記直交変調器の利得誤差および位相誤差を校正するための校正モードと、前記無線端末の試験を行う通常モードとのいずれかを指定するためのモード指定手段（３８）と、
   前記校正モードが指示されたとき、前記校正用信号を前記直交変調器に入力させ、前記キャリア周波数を順次変更するとともに、該キャリア周波数毎に前記補正値算出手段によって得られた利得の補正値と位相の補正値とを該キャリア周波数に対応づけて前記メモリに記憶し、前記通常モードが指定されたときには、前記キャリア周波数を所望値に設定し、該キャリア周波数に対応した前記各補正値を前記メモリを参照して求めて前記補正部に設定するとともに、所望の変調用信号を前記補正部を介して前記直交変調器に入力させ、該直交変調器の出力信号を前記試験対象の無線端末に送信し、該無線端末の出力信号を前記スイッチを介して前記周波数変換器に入力させる制御部（４０′）とを備えたことを特徴とする無線端末試験装置。

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