JP6115363B2 - 弾性表面波センサの信号処理装置および信号処理方法 - Google Patents

Description

本発明は、ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）デバイスを利用して物理量を検出する弾性表面波センサの信号処理装置および信号処理方法に関する。

この種の弾性表面波センサの信号処理装置は、例えば、ＳＡＷデバイスと、送信器と、受信器とを備えており、ＳＡＷデバイスは、例えば、圧電基板と、圧電基板の表面に形成された駆動電極と、反射器とを備える。このような信号処理装置は次のように物理量（例えば歪み）を検出する。

送信器がＳＡＷデバイスの駆動電極に励起信号を出力すると、駆動電極が電気信号を機械的振動に変換する。ＳＡＷデバイスはこの機械的振動に応じた弾性表面波を生じて圧電基板表面の伝搬路を伝達する。この弾性表面波は反射器で反射するが、この反射された弾性表面波は駆動電極で電気信号に変換される。この後、電気信号は受信器に到達する。このとき、ＳＡＷデバイスの伝搬路は、電気的、機械的な特性変化に応じて弾性表面波の位相が変化する。したがって、受信器が電気信号を入力し基準信号との位相差を検出することにより物理量を検出できる。

さて、この受信器はＳＡＷデバイスの出力信号と同じ周波数の基準信号とをミキサにより混合してから位相差を検出する。この場合、基準信号がミキサを介してＳＡＷデバイス側にリークを生じると、このリークがＳＡＷデバイス側で反射し基準信号とミキシングすることでＤＣオフセットを生じる。

また、送信器はＳＡＷデバイスに励起信号を送信し、受信器がＳＡＷデバイスから信号を受信する。このため、ＳＡＷデバイスと送信器及び受信器との間に送受信切換スイッチを設けている。すると、送信器から送信される励起信号が送受信切換スイッチを介して直接受信器側に漏れてしまい、この漏れ信号がミキサにより基準信号とミキシングされることでＤＣオフセットを生じてしまう虞がある。この課題を解決するためＲＦフロントエンド部の構成を適用することが考えられる（例えば、特許文献１参照）。

特開２００９−２３９７６３号公報

この特許文献１記載のＲＦフロントエンドの構成は、ＬＮＡとミキサとの間に可変アッテネータを設けてＤＣオフセットの低減を図っているが、可変アッテネータはノイズ源となってしまうと共に必要な信号も減衰してしまうため望ましくない。

本発明の目的は、ノイズ源、信号減衰源となる回路要素を極力用いることなくＤＣオフセットの影響を検出できるようにした弾性表面波センサの信号処理装置および信号処理方法を提供することにある。

請求項１記載の発明によれば、次のように作用する。送受信切換スイッチング手段は、ＳＡＷデバイスと送信器との間に接続して設けられる。まず送信器は、制御部により差動信号の位相が位相反転スイッチング手段により正転にされた状態で差動信号を送信する。ＳＡＷデバイスは、送信器により送信される差動信号を励起信号として弾性表面波により伝搬し差動信号の位相を変化させる。例えば、次に送受信切換スイッチング手段を受信器側に接続し、ＳＡＷデバイスからの信号を受信する。受信器がこの信号を受信中においても、位相反転スイッチング手段を制御部により例えば正転状態に保持する。

次に、送信器は、差動信号の位相が位相反転スイッチング手段により反転された状態で差動信号を送信する。同様に、ＳＡＷデバイスは、送信器により送信される差動信号を励起信号として弾性表面波により伝搬し差動信号の位相を変化させる。次に、送受信切換スイッチング手段を受信器側に接続する。受信器が信号を受信中においては、位相反転スイッチング手段を制御部により例えば正転状態に保持する。そして受信器はＳＡＷデバイスを伝搬した差動信号を受信する。

このとき、受信器は送信器から送受信切換スイッチング手段を通じて直接漏れ差動信号を受信する。また、受信器はＳＡＷデバイス側への基準信号のリークを生じると当該リークの反射信号をミキサで混合する。

送受信切換スイッチング手段からの漏れ差動信号は、受信器の受信中において位相反転スイッチング手段が正転状態にて同一とされているため、受信器のミキサ、ローパスフィルタを通じて処理されると互いに同位相になる。基準信号のリーク信号も同位相になる。逆にＳＡＷデバイスを伝搬した受信信号は互いに逆位相となる。

したがって、受信器がこの正転・反転された差動信号を受信する受信中において、位相反転スイッチング手段を同一の正転状態とし、ミキサ、ローパスフィルタを通じて受信し、これらの信号を互いに加算すれば、送受信切換スイッチング手段を通じた送信器の漏れ差動信号、及び、基準信号のリークに基づくＤＣオフセットを算出できる。逆に、互いに減算すれば、特に漏れ差動信号によるＤＣオフセットを相殺でき、ＳＡＷデバイスを伝搬した受信信号を算出できる。これにより、ノイズ源、信号減衰源となる回路要素を極力用いることなく、ＤＣオフセットの影響を検出できる。
また、ＤＣオフセットの影響を検出するときには、前記正転・反転された差動信号についてＳＡＷデバイスに伝搬され受信された受信信号の最大値及び最小値を最大最小値検出部により検出し、この最大値及び最小値に応じてＤＣオフセットの影響を検出すると良い。

前述では、正転差動信号の送信→正転差動信号の受信→反転差動信号の送信→反転差動信号の受信、の順に作用効果を記載したが、正転差動信号の送信→反転差動信号の送信→正転差動信号の受信→反転差動信号の受信の順であっても同様の作用効果を奏する。

また、受信器が信号を受信するときに位相反転スイッチング手段を同一の正転状態としたときの作用効果を記載したが、受信器の受信中において位相反転スイッチング手段を同一の反転状態としたときも同様の作用効果を奏する。

また、請求項２記載の発明についても同様の作用効果を奏する。

本発明の第１実施形態に係る弾性表面波センサの信号処理装置のブロック構成を概略的に示す電気的構成図 差動信号を正転・反転切換する場合のスイッチの切換状態を表す回路図 弾性表面波センサの構成を概略的に示す図（（ａ）は平面図、（ｂ）はＡ−Ａ線に沿って示す縦断側面図） ＤＣオフセットの説明図 動作を表すタイミングチャート 本発明の第２実施形態に係る弾性表面波センサの信号処理装置のブロック構成を概略的に示す電気的構成図（図１相当図） 動作を表すタイミングチャート（図５相当図） ローパスフィルタ通過後の信号を概略的に表すタイミングチャート 本発明の第３実施形態に係る弾性表面波センサの信号処理装置のブロック構成を概略的に示す電気的構成図（図１、図６相当図） フィルタ通過後の信号を概略的に表すタイミングチャート

以下、弾性表面波センサの信号処理装置の幾つかの実施形態について図面を参照しながら説明する。各実施形態において、実質的に同一又は類似部分には同一符号を付して説明を省略し要部を中心に説明する。

（第１の実施形態）
図１は弾性表面波センサの信号処理装置のブロック構成を概略的な電気的構成図により示している。この図１に示すように、弾性表面波センサの信号処理装置１は、送信器２、受信器３、送受信切換スイッチ（送受信切換スイッチング手段）４、アンテナ５、及び、ＳＡＷデバイス６を備える。

送信器２は、発振器１００ａ，１００ｂ、分周器１０１ａ，１０１ｂ、パワーアンプ１０３を備える。また、分周器１０１ａとパワーアンプ１０３との間に位相反転スイッチ（正転／反転切換スイッチ）１０２を備える。発振器１００ａ，１００ｂは、それぞれ同一周波数（例えば２００ＭＨｚ）で互いに正相・逆相となる発振信号を分周器１０１ａ，１０１ｂに出力する。この発振器１００ａ，１００ｂの発振信号は、デジタル信号処理回路１１２ｉ，１１２ｑの切換制御部１１３ｉ又は１１３ｑ（後述参照）から与えられる制御信号ＣＴ３に応じて出力される。分周器１０１ａは、この発振信号を所定の分周比（例えば２）で分周し位相反転スイッチ１０２に出力する。

位相反転スイッチ１０２は、例えば図２に示すように発振信号を正転／反転にして出力するスイッチであり、デジタル信号処理回路１１２ｉの切換制御部１１３ｉ（後述参照）から制御信号ＣＴ１が与えられると、この制御信号ＣＴ１に応じて位相を正相又は逆相に制御し、この発振信号をパワーアンプ１０３に出力する。

パワーアンプ１０３は、この信号を増幅し送受信切換スイッチ４に出力する。送受信切換スイッチ４は、初期状態では送信器２側とアンテナ５とを接続するように切換えられている。すると、増幅された発振信号は送受信切換スイッチ４を通過しアンテナ５に主に出力される。アンテナ５はパワーアンプ１０３から送信される発振信号を非接触の無線信号として伝搬しＳＡＷデバイス６に伝搬する。

図３はＳＡＷデバイス６の構成例を示す。ＳＡＷデバイス６は、基板１０の表面上に形成された駆動電極１１ａ、１１ｂと反射器１２とを備える。駆動電極１１ａ，１１ｂおよび反射器１２は、基板１０の一端、他端に離間してそれぞれ配置されている。基板１０は例えば圧電材料により構成された圧電基板である。また、駆動電極１１ａ、１１ｂは、それぞれ複数本の櫛歯部を備え、弾性表面波の進行方向と直交する方向に離間して対向配置されている。

これらの駆動電極１１ａ，１１ｂの櫛歯部は、弾性表面波の進行方向（反射方向）に互いに入れ替わり配置される。これにより、駆動電極１１ａ，１１ｂはアンテナ５を通じて発振信号を受信すると振動する。この駆動電極１１ａ，１１ｂの振動時の固有振動数は固定値になるため、発振器１００ａ，１００ｂの発振周波数、分周器１０１ａ，１０１ｂの分周比は、駆動電極１１ａ，１１ｂの固有振動数に応じて調整されている。

ＳＡＷデバイス６は、パワーアンプ１０３からアンテナ５を通じて入力される発振信号を駆動電極１１ａ、１１ｂに入力し反射器１２で反射する。そして反射器１２は発振信号を反射し駆動電極１１ａ，１１ｂからアンテナ５に反射する。アンテナ５はこの反射信号を無線により伝搬し送受信切換スイッチ４に伝搬する。

送受信切換スイッチ４は、デジタル信号処理回路１１２ｉから与えられる制御信号ＣＴ２に応じて送受信切換えする。パワーアンプ１０３がアンテナ５に発振信号を送信した後、当該発振信号がＳＡＷデバイス６を伝搬している間に、デジタル信号処理回路１１２ｉは送受信切換スイッチ４に制御信号ＣＴ２が与えられることで受信器３側に切換える。すると、ＳＡＷデバイス６を反射した反射信号は受信器３側に伝達される。

受信器３は、低雑音増幅器（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）１０７、ミキサ１０８ｉ，１０８ｑ、ローパスフィルタ１０９ｉ，１０９ｑ、増幅器１１０ｉ，１１０ｑ、Ａ／Ｄ変換器１１１ｉ，１１１ｑ、デジタル信号処理回路１１２ｉ，１１２ｑ、を備える。低雑音増幅器１０７は、受信器３の初段の増幅器を構成し、この増幅信号はミキサ１０８ｉ，１０８ｑに与えられる。

ミキサ１０８ｉ，１０８ｑは、低雑音増幅器１０７により増幅された増幅信号を分周器１０１ｂの分周信号（ｉ信号、ｑ信号）とそれぞれ混合し、ローパスフィルタ１０９ｉ，１０９ｑに出力する。ローパスフィルタ１０９ｉ，１０９ｑはミキサ１０８ｉ，１０８ｑで混合されダウンコンバートされた信号のうち高域周波数領域をカットして低域周波数領域を通過し、それぞれ増幅器１１０ｉ，１１０ｑに出力する。

増幅器１１０ｉ，１１０ｑは、ローパスフィルタ１０９ｉ，１０９ｑでそれぞれフィルタリングされた信号を増幅し、Ａ／Ｄ変換器１１１ｉ，１１１ｑに出力する。Ａ／Ｄ変換器１１１ｉ，１１１ｑは、この信号をＡ／Ｄ変換処理しそれぞれデジタル信号処理回路１１２ｉ，１１２ｑに出力する。デジタル信号処理回路１１２ｉは、切換制御部１１３ｉ、切換スイッチ１１４ｉ、メモリ１１５ｉ、加減算部１１６ｉを備える。デジタル信号処理回路１１２ｑは、切換制御部１１３ｑ、切換スイッチ１１４ｑ、メモリ１１５ｑ、及び加減算部１１６ｑを備える。

切換スイッチ１１４ｉ，１１４ｑは、それぞれ、Ａ／Ｄ変換器１１１ｉ，１１１ｑのＡ／Ｄ出力値をメモリ１１５ｉ，１１５ｑ側に切換えたり、加減算部１１６ｉ，１１６ｑ側に切換えたりする構成である。これらの切換スイッチ１１４ｉ，１１４ｑは、それぞれ切換制御部１１３ｉ，１１３ｑから制御信号が与えられることにより、Ａ／Ｄ変換器１１１ｉ，１１１ｑの出力デジタル値をメモリ１１５ｉ，１１５ｑ側、加減算部１１６ｉ，１１６ｑ側に切換可能になっている。

Ａ／Ｄ変換器１１１ｉ，１１１ｑの出力がメモリ１１５ｉ，１１５ｑ側に切換えられると、Ａ／Ｄ変換器１１１ｉ，１１１ｑの出力デジタル値をそれぞれメモリ１１５ｉ，１１５ｑに記憶保持させることができる。Ａ／Ｄ変換器１１１ｉ，１１１ｑの出力が加減算部１１６ｉ，１１６ｑ側に切換えられると、加減算部１１６ｉ，１１６ｑは、Ａ／Ｄ変換器１１１ｉ，１１１ｑの出力デジタル値とメモリ１１５ｉ，１１５ｑに記憶された出力デジタル値とを加減算（加算又は減算）できる。

上述の構成についてその作用を説明する。弾性表面波センサの信号処理装置１はInphase用とQuadrature用の２つのミキサ１０８ｉ，１０８ｑのＩＱ出力から位相差を検出するが、図４に示すようにＤＣオフセットＳ２を生じると、所望信号Ｓ１にオフセットＳ２がベクトル成分として加算され信号成分Ｓ３が検出されてしまう。すると、本来算出したい位相成分θ１に対し誤差を生じ位相成分θ３が検出されてしまう。そのため、ＤＣオフセットは補正、低減しなければならない。本実施形態では、ＤＣオフセットαを検出又は相殺するところに特徴を備えるため、そのＤＣオフセットαの検出方法を主として説明する。デジタル信号処理回路１１２ｉが主となりｉ相信号の制御を行う例を示す。デジタル信号処理回路１１２ｑが主となりｑ相信号の制御を行う例も同様である。このためｑ相信号の制御処理についてその詳細説明を省略する。

図５は送受信切換タイミング、位相反転切換タイミングを概略的に示している。この図５に示すように、デジタル信号処理回路１１２ｉ は、下記（Ａ）のように各スイッチ１０２，４，１１４ｉを切換制御する。

（Ａ）位相反転スイッチ１０２→正転、送受信切換スイッチ４→送信側（ＴＸ）、切換スイッチ１１４ｉ→メモリ１１５ｉ側（ｔ０→ｔ１期間）
そして、デジタル信号処理回路１１２ｉ は、発振器１００ａから発振信号を所定期間だけ送出させる（ｔ０→ｔ１：Ｔ１期間）。すると、発振信号は、分周器１０１ａ、位相反転スイッチ１０２、パワーアンプ１０３、送受信切換スイッチ４、アンテナ５、ＳＡＷデバイス６の経路で伝搬する。その後、デジタル信号処理回路１１２ｉは、下記（Ｂ）のようにスイッチ１０２，４，１１４ｉを切換制御する。

（Ｂ）位相反転スイッチ１０２→正転、送受信切換スイッチ４→受信側（ＲＸ）、切換スイッチ１１４ｉ→メモリ１１５ｉ側（ｔ１→ｔ４期間）
そして、前記経路の伝搬遅延期間τを経過すると、受信器３は、再度アンテナ５及び送受信切換スイッチ４を経て振幅が減衰した発振信号を受信するが、デジタル信号処理回路１１２ｉは、受信器３により受信された信号のＡ／Ｄ変換値をメモリ１１５ｉに保持させる。

ここで発振器１００ａの発振信号をｃｏｓωｔとしＤＣオフセット分をαと定義する。このＤＣオフセットαの発生要因は、ミキサ１０８ｉに入力される分周器１０１ｂの基準信号が低雑音増幅器１０７側に漏れ、その漏れ信号が低雑音増幅器１０７から反射することを原因とするもの（ローカルリーク）や、パワーアンプ１０３から送受信切換スイッチ４を通じて直接受信器３側に入力されることを原因とするもの（スイッチリーク）がある。

受信器３は、ＳＡＷデバイス６の位相遅れθを生じた信号ｃｏｓ（ωｔ＋θ）を受信する。このとき、受信器３は、ミキサ１０８ｉによりローカル信号（分周器１０１ｂの出力）を混合しローパスフィルタ１０９ｉにより高域周波数をカットした信号をデジタル信号処理回路１１２ｉに入力させる。

すると、デジタル信号処理回路１１２ｉ は、ＤＣオフセットαが加算されたｃｏｓθ＋αをＡ／Ｄ変換後のデジタル値としてメモリ１１５ｉに記憶させることになる。その後、デジタル信号処理回路１１２ｉは発振信号を受信し終えた後に、下記（Ｃ）のようにスイッチ１０２，４，１１４ｉを切換制御する。

（Ｃ）位相反転スイッチ１０２→反転、送受信切換スイッチ４→送信側（ＴＸ）、切換スイッチ１１４ｉ→加減算部１１６ｉ側（ｔ４→ｔ５期間）
そして、デジタル信号処理回路１１２ｉ は、発振器１００ａから発振信号を所定期間だけ送出させる（ｔ４→ｔ５：Ｔ３期間）。このとき、位相反転スイッチ１０２が反転状態に切換えられているため、前述の発振信号ｃｏｓωｔは位相が反転し−ｃｏｓωｔとなる。

すると、発振信号は、分周器１０１ａ、位相反転スイッチ１０２、パワーアンプ１０３、送受信切換スイッチ４、アンテナ５、ＳＡＷデバイス６を通じた経路で伝搬する。その後、デジタル信号処理回路１１２ｉは、下記（Ｄ）のようにスイッチ１０２，４，１１４ｉを切換制御する。

（Ｄ）位相反転スイッチ１０２→正転、送受信切換スイッチ４→受信側（ＲＸ）、切換スイッチ１１４ｉ→加減算部１１６ｉ側（ｔ５→ｔ８期間）
そして、前記経路の伝搬遅延期間τを経過すると、受信器３は振幅が減衰した発振信号を受信する（期間Ｔ４）。このとき、デジタル信号処理回路１１２ｉ は、受信器３により受信された信号のＡ／Ｄ変換値を加減算部１１６ｉに入力させる。受信器３は、前述のように位相反転した信号−ｃｏｓωｔが、ＳＡＷデバイス６にて位相変換した信号−ｃｏｓ（ωｔ＋θ）を受信する。受信器３内で処理されると、デジタル信号処理回路１１２ｉは−ｃｏｓθ＋αを受信することになる。

したがって、デジタル信号処理回路１１２ｉは、メモリ１１５ｉに記憶保持された受信期間Ｔ２のＡ／Ｄ変換値と、加減算部１１６ｉに入力された受信期間Ｔ４のＡ／Ｄ変換値とを加算することで２αを得ることができ、ＤＣオフセットαを算出できる。逆に、デジタル信号処理回路１１２ｉは、メモリ１１５ｉに記憶保持された受信期間Ｔ２のＡ／Ｄ変換値と、加減算部１１６ｉに入力された受信期間Ｔ４のＡ／Ｄ変換値とを減算することで２×ｃｏｓθを得ることができ、ＤＣオフセットαを相殺することができ、ＳＡＷデバイス６の位相遅れ分θを検出できる。

これらのシステムの信号処理系を理論的に説明する。まず、位相反転スイッチ１０２が正転状態とされていることを前提とする。発振器１００ａの発振信号をｃｏｓωｔとすると、受信器３がＳＡＷデバイス１０６から受信する受信信号はＳＡＷデバイス１０６の位相遅れθを考慮するとｃｏｓ（ωｔ＋θ）となる。

一方、分周器１０１ｂの出力ローカル信号は、受信器３のミキサ１０８ｉから低雑音増幅器１０７側に漏れを生じることになるが、この基準信号のリーク（ローカルリーク）をｃｏｓ（ωｔ＋β）とする。さらに送信器２が送受信切換スイッチ４を通じて直接受信器３側にリークする漏れ差動信号（スイッチリーク）をｃｏｓ（ωｔ＋γ）とする。

すると、ミキサ１０８ｉによる混合処理後の信号は、ＳＡＷデバイス６からの受信信号、ローカルリーク成分、スイッチリーク成分を加算すると共に正相信号を乗算し、
（ｃｏｓ（ωｔ＋θ）＋ｃｏｓ（ωｔ＋β）＋ｃｏｓ（ωｔ＋γ））×ｃｏｓωｔ
となる。高周波成分がローパスフィルタ１０９ｉを通じてカットされると、
Ｉ成分（正転） ＝ ｃｏｓθ ＋ ｃｏｓβ ＋ ｃｏｓγ
となる。

逆に、位相反転スイッチ１０２が反転状態とされていることを前提とする。発振器１００ａの発振信号をｃｏｓωｔとすると、受信器３がＳＡＷデバイス１０６から受信する受信信号はＳＡＷデバイス１０６の位相遅れθを考慮すると−ｃｏｓ（ωｔ＋θ）となる。

他方、ミキサ１０８ｉによる混合処理後の信号については、前述のローカルリーク成分、スイッチリーク成分は共に変化しないため、
（−ｃｏｓ（ωｔ＋θ）＋ｃｏｓ（ωｔ＋β）＋ｃｏｓ（ωｔ＋γ））×ｃｏｓωｔ
となる。高周波成分がローパスフィルタ１０９ｉを通じてカットされると、
Ｉ成分（反転） ＝ −ｃｏｓθ ＋ ｃｏｓβ ＋ ｃｏｓγ
となる。したがって、デジタル信号処理回路１１２ｉが加減算部１１６ｉによりＩ成分（正転）−Ｉ成分（反転）を算出することで２ｃｏｓθを得ることができ、ＳＡＷデバイス１０６の位相遅れ成分を求めることができる。逆に、デジタル信号処理回路１１２ｉが加減算部１１６ｉによりＩ成分（正転）＋Ｉ成分（反転）を算出することで、２×（ｃｏｓβ＋ｃｏｓγ）を算出でき、ローカルリーク成分、スイッチリーク成分によるオフセット成分を算出できるようになる。

これにより、デジタル信号処理回路１１２ｉは位相反転スイッチ１０２を正転／反転切換制御することにより、必要な信号成分、ＤＣオフセットα成分を個々に算出することができ補正することができる。

また、従来、送信器が位相変調して送信する方式もあるが回路構成が複雑になってしまう。このため、本実施形態では、送信器２は所定周波数の差動信号を送信することで無変調の励起信号をＳＡＷデバイス６に入力させている。これにより、位相変調方式など回路構成が複雑になる回路を用いたり、特許文献１記載のようにノイズ源となるアッテネータなどを用いたりすることなく、ＳＡＷデバイス６の位相遅れ成分を算出したり、ＤＣオフセット成分を算出できる。

以上説明したように、本実施形態によれば、送信器２は位相反転スイッチ１０２を差動信号の位相を正転・反転して送信し、受信器３は差動信号を受信する受信中において位相反転スイッチ１０２を正転状態に保持して互いに加算することにより、ローカルリーク成分、スイッチリーク成分によるＤＣオフセットαを算出できる。また、逆に互いに減算することで当該ローカルリーク成分、スイッチリーク成分によるＤＣオフセットαを相殺でき、ＳＡＷデバイス６の位相遅れ成分を算出できる。これによりＤＣオフセットαの影響を検出できる。

（第２実施形態）
図６〜図８は第２実施形態を示すもので前述実施形態と異なるところは、差動信号の受信信号について最大値／最小値を検出してＤＣオフセットの影響を検出しているところにある。

図６に示すように、デジタル信号処理回路１１２ｉ，１１２ｑは、それぞれ、最大／最小値検出部１１７ｉ，１１７ｑと、制御部１１８ｉ，１１８ｑとを備える。最大／最小値検出部１１７ｉ，１１７ｑは、それぞれ、Ａ／Ｄ変換器１１１ｉ，１１１ｑによりＡ／Ｄ変換されたデジタル値の最大／最小値を検出する。

図７に送受信切換タイミング、位相反転切換タイミングを概略的に示し、図８にローパスフィルタ１０９ｉ，１０９ｑを通過後の信号を概略的に示す。
図７に示すように、デジタル信号処理回路１１２ｉは、下記（Ｅ）のように各スイッチ１０２，４を切換制御する。

（Ｅ）位相反転スイッチ１０２→正転、送受信切換スイッチ４→送信側（ＴＸ）
そして、デジタル信号処理回路１１２ｉ は発振器１００ａから発振信号を所定期間だけ送出させる（ｔ０→ｔ１）。すると、発振信号は、分周器１０１ａ、位相反転スイッチ１０２、パワーアンプ１０３、送受信切換スイッチ４、アンテナ５、ＳＡＷデバイス６の経路で伝搬する。その後、デジタル信号処理回路１１２ｉは、下記（Ｆ）のようにスイッチ１０２，４を切換制御する。

（Ｆ）位相反転スイッチ１０２→反転、送受信切換スイッチ４→送信側（ＴＸ）（ｔ１→ｔ２期間）
このとき、発振信号は連続送信されているため差動信号の位相が反転する（ｔ１→ｔ２期間）。その後、デジタル信号処理回路１１２ｉ は、下記（Ｇ）のようにスイッチ１０２，４を切換制御する。

（Ｇ）位相反転スイッチ１０２→正転、送受信切換スイッチ４→受信側（ＲＸ）（ｔ２→ｔ６期間）
そして、前記経路の伝搬遅延期間τを経過すると、差動信号は再度アンテナ５及び送受信切換スイッチ４を経て振幅が減衰した発振信号を受信するが、デジタル信号処理回路１１２ｉ の最大／最小値検出部１１７ｉは、受信器３の受信信号のＡ／Ｄ変換値の最大値、最小値を検出する。

受信器３は、ＳＡＷデバイス６を経由した信号を受信し続けるが、このときの受信信号は正転（ｔ３→ｔ４）、反転（ｔ４→ｔ５）した状態で検出される。この時間経過に伴う検出信号変化を図８に示している。

発振器１００ａの発振信号をｃｏｓωｔとしＤＣオフセット分をαと定義する。受信器３は、ｔ３→ｔ４期間においてＳＡＷデバイス６による位相遅れθを生じた信号ｃｏｓ（ωｔ＋θ）を受信する。また受信器３はｔ４→ｔ５期間において信号−ｃｏｓ（ωｔ＋θ）を受信する。

このとき、受信器３はミキサ１０８ｉによりローカル信号（分周器１０１ｂの出力）を混合しローパスフィルタ１０９ｉにより高域周波数をカットした信号をデジタル信号処理回路１１２ｉ に入力させる。受信器３内で処理されると、デジタル信号処理回路１１２ｉは、ｔ３→ｔ４期間においてｃｏｓθ＋αを受信し、ｔ４→ｔ５期間において−ｃｏｓθ＋αを受信することになる。

最大／最小値検出部１１７ｉが、これらの期間ｔ３→ｔ５を通じて得られた信号の最大値、最小値を検出すると、ｔ３→ｔ４期間においてｃｏｓθ＋αを検出し、ｔ４→ｔ５期間において−ｃｏｓθ＋αを検出できる。制御部１１８ｉは、これらの最大値、最小値を加算することで２αを得ることができ、ＤＣオフセットαを算出できる。逆に、制御部１１８ｉは、最大値から最小値を減算することで２×ｃｏｓθを得ることができ、ＤＣオフセットα分を相殺することができ、ＳＡＷデバイス６の位相遅れ分を検出できる。

以上説明したように、本実施形態のように、受信器３は、正転・反転された送信差動信号について、ＳＡＷデバイス６に伝搬され受信された受信信号の最大値、最小値を検出して演算処理を行ったとしてもＤＣオフセットαの影響を検出できる。例えば、制御部１１８ｉが最大値から最小値を減算することでＤＣオフセットαの影響を排除でき、最大値と最小値と加算することでＤＣオフセットαの影響を導出できる。

（第３の実施形態）
図９〜図１０は、第３の実施形態を示すもので前述実施形態と異なるところは、フィルタを設けることで直流カットしているところにある。

図９に示すように、受信器３内のローパスフィルタ１０９ｉ，１０９ｑの直後段には直流カットするためのフィルタ１２０ｉ，１２０ｑがそれぞれ設けられている。これらのフィルタ１２０ｉ，１２０ｑは、それぞれ例えばコンデンサにより構成されている。また、これらのフィルタ１２０ｉ，１２０ｑとＡ／Ｄ変換器１１１ｉ，１１１ｑとの間には増幅器１２１ｉ，１２１ｑが設けられている。これらの増幅器１２１ｉ，１２１ｑは、フィルタ１２０ｉ，１２０ｑによるフィルタ処理後の信号を増幅する。

送受信切換タイミング、位相反転切換タイミングは前述実施形態の図６に示すタイミングと同様であるためその説明を省略する。図１０にフィルタ１２０ｉ，１２０ｑを通過後の信号を概略的に示す。

この図１０に示すように、フィルタ１２０ｉ，１２０ｑの通過後の信号はＤＣオフセットαがカットされることになる。すなわち、最大／最小値検出部１１７ｉが、これらの期間ｔ３→ｔ５を通じて得られた信号の最大値、最小値を検出すると、ｔ３→ｔ４期間においてｃｏｓθを検出し、ｔ４→ｔ５期間において−ｃｏｓθを検出できる。

このとき、ｔ３→ｔ４期間、ｔ４→ｔ５期間が同一期間に設定されていると、デューティ比を５０％にすることができる。すると、増幅器１２１ｉ，１２１ｑがＤＣカット後の信号を増幅したとしても、ＡＣ増幅しやすく増幅信号が飽和することがなくなり信号波形が歪みにくい。

本実施形態によれば、フィルタ１２０ｉ，１２０ｑが、ミキサ１０８ｉ，１０８ｑにおいてローカル信号を混合した差動信号の直流成分をカットするため、ＤＣオフセットαの影響を排除でき所望の信号のみを得やすくなる。これによりＡＣ増幅しやすく信号も歪みにくくなり処理しやすくなる。

（他の実施形態）
本発明は、前述実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下に示す変形又は拡張が可能である。

第１実施形態中の図５のｔ５→ｔ８期間において、位相反転スイッチ１０２を正転状態に保持した形態を示したが、図５中のｔ０→ｔ１期間を正転状態、ｔ１→ｔ８期間を反転状態にしても良い。すなわち、送信器２が差動信号の位相を正転・反転して送信し、これらの正転・反転された送信差動信号を受信器３が同一状態（正転状態又は反転状態）で受信できれば良い。

第２実施形態の図７のｔ２→ｔ６期間において、位相反転スイッチ１０２を正転状態に保持した形態を示したが、これは反転状態に保持しても良い。つまり、正転・反転された送信差動信号を受信するｔ３→ｔ５期間内において、位相反転スイッチ１０２の状態を同一状態にしておくと良い。このようなスイッチ切換状態であっても前述実施形態と同一の作用効果を奏する。

アンテナ５は設けても設けなくても良い。すなわち、送受信切換スイッチ４とＳＡＷデバイス６との間を直接接続しても良いしアンテナ５を通じて無線接続しても良い。
受信器３にミキサ１０８ｉ，１０８ｑを１段のみ設けたシングルコンバージョンタイプの実施形態を示したが、ミキサを２段設けたダブルコンバージョンタイプに適用しても良い。

前述実施形態では、デジタル信号処理回路１１２ｉが主となりｉ相信号の制御を行う形態を示したが、これはデジタル信号処理回路１１２ｑが主となりｑ相信号の制御を行う例も同様である。このためｑ相信号の制御処理については省略する。

図面中、１は弾性表面波センサの信号処理装置、２は送信器、３は受信器、４は送受信切換スイッチ（送受信切換スイッチング手段）、６はＳＡＷデバイス、１００ａ，１００ｂは発振器、１０２は位相反転スイッチ（位相反転スイッチング手段）、１０８ｉ，１０８ｑはミキサ、１０９ｉ，１０９ｑはローパスフィルタ、１１３ｉ，１１３ｑは切換制御部（制御部）、１１８ｉ，１１８ｑは制御部、を示す。

Claims (4)

1. 差動信号を送信する発振器（１００ａ，１００ｂ）を備える送信器（２）と、
   前記発振器（１００ａ，１００ｂ）により送信される差動信号を励起信号として弾性表面波により伝搬し前記差動信号の位相を変化させることで物理量を検出可能とするＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）デバイス（６）と、
   ミキサ（１０８ｉ，１０８ｑ）およびローパスフィルタ（１０９ｉ，１０９ｑ）を備える受信器（３）と、
   前記ＳＡＷデバイス（６）と前記送信器（２）及び前記受信器（３）との接続を切換える送受信切換スイッチング手段（４）と、
   前記発振器（１００ａ，１００ｂ）と前記送受信切換スイッチング手段（４）との間に接続され前記送信器（２）により送信される差動信号の位相を正転・反転可能にする位相反転スイッチング手段（１０２）と、
   制御部（１１３ｉ，１１３ｑ，１１８ｉ，１１８ｑ）と、を備え、
   前記受信器（３）は、前記送信器（２）により前記ＳＡＷデバイス（６）に送信され当該ＳＡＷデバイス（６）を伝搬した差動信号を受信し、前記送信器（２）により送信される基準信号と前記ミキサ（１０８ｉ，１０８ｑ）によりミキシングし前記ローパスフィルタ（１０９ｉ，１０９ｑ）により高域周波数をカットして受信するものであり、
   前記制御部（１１３ｉ，１１３ｑ，１１８ｉ，１１８ｑ）は、前記送信器（２）により送信される差動信号の位相を前記位相反転スイッチング手段（１０２）により正転・反転し、
   前記受信器（３）は、この正転・反転された差動信号を受信する受信中においては前記位相反転スイッチング手段（１０２）を前記制御部（１１３ｉ，１１３ｑ，１１８ｉ，１１８ｑ）により同一の正転状態又は反転状態として、それぞれの信号を前記ミキサ（１０８ｉ，１０８ｑ）、前記ローパスフィルタ（１０９ｉ，１０９ｑ）を通じて受信し、これらの信号を互いに加算又は減算しＤＣオフセットの影響を検出するものであり、
   前記正転・反転された差動信号を対象として受信した受信信号の最大値及び最小値を検出する最大最小値検出部（１１７ｉ，１１７ｑ）をさらに備え、
   前記制御部（１１３ｉ，１１３ｑ，１１８ｉ，１１８ｑ）は、前記最大最小値検出部（１１７ｉ，１１７ｑ）により検出された最大値及び最小値に応じてＤＣオフセットの影響を検出することを特徴とする弾性表面波センサの信号処理装置。
2. 発振器（１００ａ，１００ｂ）とＳＡＷデバイス（６）とを接続するように送受信切換スイッチング手段（４）を切換える過程と、
   位相反転スイッチング手段（１０２）が正転に切換えられている状態において送信器（２）により差動信号を送信し当該差動信号をＳＡＷデバイス（６）に伝搬させる過程と、
   差動信号が前記ＳＡＷデバイス（６）を伝搬している間に、前記ＳＡＷデバイス（６）と受信器（３）とを接続するように前記送受信切換スイッチング手段（４）を切換え、前記ＳＡＷデバイス（６）に伝搬された信号を前記受信器（３）に受信させる過程と、
   前記受信器（３）により受信する過程であって前記送信器（２）により送信される差動信号と前記ＳＡＷデバイス（６）に伝搬され前記送受信切換スイッチング手段（１０４）を通じて受信された信号とをミキサ（１０８ｉ，１０８ｑ）により混合しローパスフィルタ（１０９ｉ，１０９ｑ）により高域周波数をカットして受信する過程と、を備え、
   前記送信器（２）により差動信号を送信する過程では、位相反転スイッチング手段（１０２）により差動信号の位相を正転・反転し、
   前記正転、反転された差動信号を受信器（３）により受信する過程では、それぞれの信号を受信中においては前記位相反転スイッチング手段（１０２）を同一の正転状態又は反転状態とし、それぞれの信号を前記ミキサ（１０８ｉ，１０８ｑ）、前記ローパスフィルタ（１０９ｉ，１０９ｑ）を通じて受信し、これらの信号を互いに加算又は減算してＤＣオフセットの影響を検出するものであり、
   ＤＣオフセットの影響を検出するときには、
   前記正転・反転された差動信号について前記ＳＡＷデバイスに伝搬され受信された受信信号の最大値及び最小値を最大最小値検出部（１１７ｉ，１１７ｑ）により検出し、この最大値及び最小値に応じてＤＣオフセットの影響を検出することを特徴とする弾性表面波センサの信号処理方法。
3. 請求項１記載の弾性表面波センサの信号処理装置において、
   前記受信器（３）は、前記正転・反転された差動信号について前記ＳＡＷデバイス（６）に伝搬され受信された受信信号の直流成分をカットするフィルタ（１２０ｉ，１２０ｑ）を備え、前記フィルタ（１２０ｉ，１２０ｑ）を通じて得られた前記正転・反転された差動信号の最大値及び最小値を検出することでＤＣオフセットの影響を検出することを特徴とする弾性表面波センサの信号処理装置。
4. 請求項２記載の弾性表面波センサの信号処理方法において、
   ＤＣオフセットの影響を検出するときには、
   正転・反転された差動信号について前記ＳＡＷデバイス（６）に伝搬され受信された受信信号の直流成分をフィルタ（１２０ｉ，１２０ｑ）によりカットし、前記フィルタ（１２０ｉ，１２０ｑ）を介して得られた正転・反転された差動信号の最大値及び最小値を検出することでＤＣオフセットの影響を検出することを特徴とする弾性表面波センサの信号処理方法。

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