CN102437983B - 发射端i/q调制不平衡自校正方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种发射端I/Q调制不平衡自校正方法及装置，本发明通过自动检测发射信号的包络信号值，自适应的估计出发射端I/Q的直流偏置、相位误差和Q路信号相对I路信号的幅度误差，并针对发射端I/Q的直流偏置、相位误差和Q路信号相对I路信号的幅度误差进行调整，利用调整后的发射端I/Q的直流偏置、相位误差和Q路信号相对I路信号的幅度误差对发射端I路信号和Q路信号进行校正，直至I路信号的校正输出信号和Q路信号的校正输出信号满足技术指标设定的误差要求，从而完成发射端I/Q调制不平衡自校正。

Description

发射端I/Q调制不平衡自校正方法及装置

技术领域

本发明涉及信号处理和通信领域，尤其涉及使用信号处理技术在QAM系统的发射端对同相I和正交Q调制的信号不平衡特性进行的自动校正的方法及装置。

背景技术

数字通信技术已被广泛应用到无线通信领域，无线通信系统及其相关联的标准也正在不断使用更加复杂的调制技术，如QAM调制等来增加通信信道的容量，这些复杂的调制技术中，发射端的同相I和正交相Q信号经过模拟调制后会引入误差，使相位不能保证相差90度，增益不一致，同时会有直流偏置存在，这些误差的引入会降低通信链路性能。

发明内容

本发明是为避免上述现有技术所存在的不足，提供一种发射端I/Q调制不平衡自校正方法及装置，通过自动检测引入误差并自适应的进行校正，提高通信链路的性能。

本发明通过以下技术方案实现。

本发明发射端I/Q调制不平衡自校正方法的特点是所述自校正方法是对发射端已调制信号的同相分量和正交分量之间的不平衡进行校正，用于校正的信号包括五类信号，所述五类信号分别是：I路信号直流偏置C_I、Q路信号直流偏置C_Q、Q路信号相对I路信号的相位误差θ的sin(θ)值，cos(θ)值、Q路信号相对I路信号的幅度误差G；所述I路信号是发射端已调信号的同相分量，所述Q路信号是发射端已调信号的正交分量；所述自校正方法按如下过程进行：

a、用所述五类信号对I路信号和Q路信号的校正前的基带信号进行预校正，得到I路信号的校正输出信号I_C和Q路信号的校正输出信号Q_C；

b、对I路信号的校正输出信号I_c和Q路信号的校正输出信号Q_C进行数模转换，得到I路信号的模拟信号I′_c(t)和Q路信号的模拟信号Q′_c(t)；

c、对所述I路信号的模拟信号I′_c(t)和Q路信号的模拟信号Q′_c(t)进行模拟正交调制，得到I路模拟正交调制信号I_TX(t)和Q路模拟正交调制信号Q_TX(t)；

d、对所述I路模拟正交调制信号I_TX(t)和Q路模拟正交调制信号Q_TX(t)的合路信号进行包络检波，产生包络信号A(t)；

e、对所述包络信号A(t)进行模数转换，产生数字包络信号A(n)；

f、对所述数字包络信号A(n)进行平方运算，取其数学期望与I路信号和Q路信号的校正前的基带信号的幅度期望值平方和进行相减，形成误差信号error：

$\mathrm{error}={\mathrm{\σ}}_A^2-{\mathrm{\σ}}_I^2-{\mathrm{\σ}}_Q^2$

g、调整所述五类信号，使所述误差信号error的值逼近0；

h、循环执行b到g的过程，直至I路信号的校正输出信号I_C和Q路信号的校正输出信号Q_C满足技术指标设定的误差要求，从而完成发射端I/Q调制不平衡自校正。

本发明发射端I/Q调制不平衡自校正方法的特点也在于：

所述步骤a中预校正方法是：

设I路信号的校正输出信号I_C和Q路信号的校正输出信号Q_C分别为：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_c=\cos \left(\mathrm{\θ}\right)I-\sin \left(\mathrm{\θ}\right)Q-C_1\\ Q_c=G^{-1}Q-C_2\end{array}\right.---\left(1\right)$

设定所述五类信号的初始值分别是C_I＝0、C_Q＝0、sin(θ)＝0、cos(θ)＝1、G＝1；将步骤g中调整后的五类信号代入式(1)中，得到I路信号的校正输出信号I_C和Q路信号的校正输出信号Q_C。

所述步骤g中调整所述五类信号使所述误差信号error的值逼近0的方法是：

粗调直流偏置：首先设置初始的I路信号和Q路信号是幅度值为全零的训练序列，即：σ_I＝0，σ_Q＝0，则有：

$\mathrm{error}={\mathrm{\σ}}_A^2---\left(2\right)$

根据符号LMS算法，利用随机梯度来求解I路直流偏置C₁和Q路直流偏置C₂，所述直流偏置是经过数模转换后的已调信号中存在的直流电压，校正直流偏置的迭代公式为

C₁(n+1)＝C₁(n)+μ·sign[I_c]·error

                                           (3)

C₂(n+1)＝C₂(n)+μ·sign[Q_c]·error

式(3)中：μ为符号LMS算法的步长因子，令μ＝2^-k，其中K的取值范围为0＜2^-k＜2/λ_max，所述λ_max为I路信号和Q路信号中的任何一路信号校正前的信号的自相关矩阵的最大特征值，令λ_max＝1，则K的取值为8，sign[I_C]、sign[Q_C]分别是I_C和Q_C信号的符号函数，当error＜10^-4时，完成粗调直流偏置，进行初步计算幅度误差值；

初步计算幅度误差值：在粗调直流偏置后，以I路信号和Q路信号的校正前的信号为基带信号，初步计算幅度误差值，幅度误差值表达式为：

细调幅度和相位误差及直流偏置：当初步计算出直流偏置和幅度误差值后，根据误差函数表达式：

$\mathrm{error}={\mathrm{\σ}}_A^2-{\mathrm{\σ}}_I^2-{\mathrm{\σ}}_Q^2$

按式(5)分别调整幅度误差、相位误差及直流偏置：

G′(n+1)＝G′(n)+μ′·error

θ(n+1)＝θ(n)+μ′·error·sign[γ]

C₁(n+1)＝C₁(n)+μ′·sign[μ_I]·error    (5)

C₂(n+1)＝C₂(n)+μ′·sign[μ_Q]·error

式(5)中：G′＝G^-1，通过计算出的θ值得出sin(θ)、cos(θ)的值，μ′为0到μ之间的任意值，取作：μ′＝μ·2^-4。

所述步骤h按如下方法进行：

将所述步骤g中已调整的五类信号带入到式(6)中，从而得到I路信号的校正输出信号I_C和Q路信号的校正输出信号Q_C，

$\left\{\begin{array}{c}{I}_c=\cos \left(\mathrm{\θ}\right)I-\sin \left(\mathrm{\θ}\right)Q-C_1\\ Q_c=G^{-1}Q-C_2\end{array}\right.---\left(6\right).$

本发明中用于实现所述发射端I/Q调制不平衡自校正方法的装置的特点是包括有：

I/Q不匹配校正装置，用于对I路信号和Q路信号的基带信号进行校正；

DAC数模转换装置，用于将校正后的I路信号和Q路信号进行数模转换，得到I路信号和Q路信号的模拟信号；

模拟正交调制装置，用于将所述I路信号和Q路信号的模拟信号进行正交调制，以正交调制的I路信号和Q路信号作为发射信号；

包络检波装置，用于将正交调制的I路信号和Q路信号进行包络检波；

ADC模数转换装置，用于将模拟信号的包络检波信号进行模数转换，得到数字包络检波信号；

包络同步缓存装置，用于缓存数字包络检波信号，使数字包络检波信号与I路信号和Q路信号的校正前的基带信号同步；

峰均值平方装置，用于将数字包络检波信号的峰均值进行平方运算，得到数字包络检波信号的峰均值平方值；

I/Q信号同步缓存装置，用于缓存I路信号和Q路信号的校正前的基带信号，使I路信号和Q路信号的校正前的基带信号与数字包络检波信号同步；

I/Q峰均值平方和装置，用于将I路信号的校正前的基带信号与Q路信号的校正前的基带信号的峰均值平方后求和，得到两路信号峰均值平方和；

误差产生装置，用于进行由所述数字包络检波信号的峰均值平方值减去所述两路信号峰均值平方和的减法运算；

I/Q自适应装置，用于自适应地调节I路信号和Q路信号的不匹配的参数，所述参数所述五类信号。

与已有技术相比，本发明有益效果体现在：

1、本发明通过对发射信号的包络检波器的反馈值，自适应地估计出I/Q的增益和相位不平衡并校正，另外还可以估计出直流偏置并校正，提高了通信链路的性能。

2、本发明中利用包络检波信号作为反馈信号，进行自适应估计I/Q的增益、相位不平衡和直流偏置，简化了校正装置，降低了系统的复杂程度。

3、本发明中，通过对相关迭代公式的应用，简化了信号的处理过程。

附图说明

图1是本发明发射端I/Q调制不平衡自校正方法示意图；

图2是本发明针对所述五类信号的校正方法流程图；

图3为本发明发射端I/Q调制不平衡自校正装置结构示意图。

具体实施方式

参见图1，本实施例中，对发射端已调制信号的同相分量和正交分量之间的不平衡进行校正，用于校正的信号包括五类信号，五类信号分别是：I路信号直流偏置C_I、Q路信号直流偏置C_Q、Q路信号相对I路信号的相位误差θ的sin(θ)值，cos(θ)值、Q路信号相对I路信号的幅度误差G；I路信号是发射端已调信号的同相分量，Q路信号是发射端已调信号的正交分量；自校正方法按如下过程进行：

步骤1、用五类信号对I路信号和Q路信号的校正前的基带信号进行预校正，得到I路信号的校正输出信号I_C和Q路信号的校正输出信号Q_C；

步骤2、对I路信号的校正输出信号I_c和Q路信号的校正输出信号Q_C进行数模转换，得到I路信号的模拟信号I′_c(t)和Q路信号的模拟信号Q′_c(t)；

步骤3、对所述I路信号的模拟信号I′_c(t)和Q路信号的模拟信号Q′_c(t)进行模拟正交调制，得到I路模拟正交调制信号I_TX(t)和Q路模拟正交调制信号Q_TX(t)；

步骤4、对I路模拟正交调制信号I_TX(t)和Q路模拟正交调制信号Q_TX(t)的合路信号进行包络检波，产生包络信号A(t)；

步骤5、对包络信号A(t)进行模数转换，产生数字包络信号A(n)；

步骤6；对数字包络信号A(n)进行平方运算，取其数学期望与I路信号和Q路信号的校正前的基带信号的幅度期望值平方和进行相减，形成误差信号error：

$\mathrm{error}={\mathrm{\σ}}_A^2-{\mathrm{\σ}}_I^2-{\mathrm{\σ}}_Q^2$

步骤7、调整五类信号，使误差信号error的值逼近0；

步骤8、循环执行步骤2到步骤7的过程，直至I路信号的校正输出信号I_C和Q路信号的校正输出信号Q_C满足技术指标设定的误差要求，从而完成发射端I/Q调制不平衡自校正。

在上述步骤1中，预校正方法按如下方法进行：

设I路信号的校正输出信号I_C和Q路信号的校正输出信号Q_C分别为：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_c=\cos \left(\mathrm{\θ}\right)I-\sin \left(\mathrm{\θ}\right)Q-C_1\\ Q_c=G^{-1}Q-C_2\end{array}\right.---\left(1\right)$

设定五类信号的初始值分别是C_I＝0、C_Q＝0、sin(θ)＝0、cos(θ)＝1、G＝1；将步骤g中调整后的五类信号代入式(1)中，得到I路信号的校正输出信号I_C和Q路信号的校正输出信号Q_C。

如图2所示，在上述步骤7中，调整五类信号使误差信号error的值逼近0是按如下方法进行：

粗调直流偏置：设置初始的I路信号和Q路信号是幅度值为全零的训练序列，即：σ_I＝0，σ_Q＝0，则有：

$\mathrm{error}={\mathrm{\σ}}_A^2---\left(2\right)$

根据符号LMS算法，利用随机梯度来求解I路直流偏置C₁和Q路直流偏置C₂，所述直流偏置是经过数模转换后的已调信号中存在的直流电压，校正直流偏置的迭代公式为

C₁(n+1)＝C₁(n)+μ·sign[I_c]·error

                                        (3)

C₂(n+1)＝C₂(n)+μ·sign[Q_c]·error

式(3)中μ为符号LMS算法的步长因子，令μ＝2^-k，其中K的取值范围为0＜2^-k＜2/λ_max，所述λ_max为I路信号和Q路信号中的任何一路信号校正前的信号的自相关矩阵的最大特征值，本设计中令λ_max＝1，K的取值为8，sign[I_C]、sign[Q_C]分别是I_C和Q_C信号的符号函数，当error＜10^-4时，完成粗调直流偏置，进行初步计算幅度误差值。

初步计算幅度误差值：在粗调直流偏置后，以I路信号和Q路信号的校正前的信号为基带信号，初步计算幅度误差值，幅度误差值表达式为：

$G^{-1}={\left(\sqrt{\frac{{\mathrm{\σ}}_A^2-{\mathrm{\σ}}_I^2}{{\mathrm{\σ}}_Q^2}}\right)}^{-1}---\left(4\right)$

细调幅度和相位误差及直流偏置：当初步计算出直流偏置和幅度误差值后，根据误差函数表达式：

$\mathrm{error}={\mathrm{\σ}}_A^2-{\mathrm{\σ}}_I^2-{\mathrm{\σ}}_Q^2$

按式(5)分别调整幅度误差、相位误差及直流偏置：

G′(n+1)＝G′(n)+μ′·error

θ(n+1)＝θ(n)+μ′·error·sign[γ]

C₁(n+1)＝C₁(n)+μ′·sign[μ_I]·error    (5)

C₂(n+1)＝C₂(n)+μ′·sign[μ_Q]·error

式(5)中：G′＝G^-1，通过计算出的θ值得出sin(θ)、cos(θ)的值，μ′为0到μ之间的任意值，本实施例中取μ′＝μ·2^-4。

将步骤7中已调整的五类信号带入到式(6)中，从而得到I路信号的校正输出信号I_C和Q路信号的校正输出信号Q_C，

$\left\{\begin{array}{c}{I}_c=\cos \left(\mathrm{\θ}\right)I-\sin \left(\mathrm{\θ}\right)Q-C_1\\ Q_c=G^{-1}Q-C_2\end{array}\right.---\left(6\right).$

此外，在上述步骤3中，设调制频率为f，则调制后的信号表达式为：

I_TX(t)＝(I′_c(t)+C₁)cos(2πft)

                                          (7)

Q_TX(t)＝G(Q′_c(t)+C₂)sin(2πft+θ)

由式(7)可以得I路模拟正交调制信号I_TX(t)和Q路模拟正交调制信号Q_TX(t)的合路信号为：

s(t)＝(I′_c(t)+C1)cos(2πf)+G(Q′_c(t)+C₂)sin(2πft+θ)    (8)。

另有：在上述步骤4中，是将式(8)的s(t)用包络和相角表示：

s(t)＝A(t)cos(2πft+Ψ(t))    (9)

式(9)中：

$A\left(t\right)=\sqrt{{(I_c^{\′}\left(t\right)+C_1+G(Q_c^{\′}\left(t\right)+C_2)\sin \left(\mathrm{\θ}\right))}^2+{\left(G(Q_c^{\′}\left(t\right)+C_2)\cos \left(\mathrm{\θ}\right)\right)}^2}$

Ψ(t)＝arctg[(G(Q′_c(t)+C₂)cos(θ))/(I′_c(t)+C₁+G(Q′_c(t)+C₂)sin(θ))]

对A(n)进行平方运算：

$A{\left(n\right)}^2={(I_c^1\left(n\right)+C_1)}^2+G^2{(Q_c^1\left(n\right)+C_2)}^2+2\sin \left(\mathrm{\θ}\right)G(I_c^{\′}\left(n\right)+C_1)(Q_c^{\′}\left(n\right)+C_2)---\left(10\right)$

对这N个采样点取数学期望：

${\mathrm{\σ}}_A^2=E\left(A{\left(n\right)}^2\right)=E\left(I_c^{\′}{\left(n\right)}^2\right)+2C_{1}E\left(I_c^{\′}\left(n\right)\right)+G^{2}E\left(Q_c^{\′}{\left(n\right)}^2\right)+2G{C}_{2}E\left(Q_c^{\′}\left(n\right)\right)+C_1^2+G^2{C}_2^2$ $\left(11\right)$

$+2\sin \left(\mathrm{\θ}\right)G(E\left(I_c^{\′}\left(n\right)Q_c^{\′}\left(n\right)\right)+C_{1}E\left(I_c^{\′}\left(n\right)\right)+C_{2}E\left(Q_c^{\′}\left(n\right)\right)+C_1{C}_2)$

令μ_I＝E(I′_c(n))，μ_Q＝E(Q′_c(n))，

则式(11)可以写为：

${\mathrm{\σ}}_A^2={\mathrm{\σ}}_I^2+G^2{\mathrm{\σ}}_Q^2+2C_1{\mathrm{\μ}}_I+2G{C}_2{\mathrm{\μ}}_Q+C_1^2+G^2{C}_2^2$ $\left(12\right)$

$+2\sin \left(\mathrm{\θ}\right)G(C_1{\mathrm{\μ}}_I+C_2{\mathrm{\μ}}_Q+C_1{C}_2)$

当取足够多的采样数据时，μ_I＝μ_Q＝0，将式(12)简化为

${\mathrm{\σ}}_A^2={\mathrm{\σ}}_I^2+G^2{\mathrm{\σ}}_Q^2+C_1^2+G^2{C}_2^2+2\sin \left(\mathrm{\θ}\right)G{C}_1{C}_2---\left(13\right)$

假设 $C_1^2+G^2{C}_2^2+2\sin \left(\mathrm{\&theta;}\right)G{C}_1{C}_2<<{\mathrm{\&sigma;}}_I^2,$ 则可得幅度误差值为：

$G^{-1}={\left(\sqrt{\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_A^2-{\mathrm{\&sigma;}}_I^2}{{\mathrm{\&sigma;}}_Q^2}}\right)}^{-1}---\left(4\right).$

如图3所示，本实施例中用于实现发射端I/Q调制不平衡自校正方法的装置包括：

I/Q不匹配校正装置，用于对I路信号和Q路信号的基带信号进行校正；

DAC数模转换装置，用于将校正后的I路信号和Q路信号进行数模转换，得到I路信号和Q路信号的模拟信号；

模拟正交调制装置，用于将所述I路信号和Q路信号的模拟信号进行正交调制，以正交调制的I路信号和Q路信号作为发射信号；

包络检波装置，用于将正交调制的I路信号和Q路信号进行包络检波；

ADC模数转换装置，用于将模拟信号的包络检波信号进行模数转换，得到数字包络检波信号；

包络同步缓存装置，用于缓存数字包络检波信号，使数字包络检波信号与I路信号和Q路信号的校正前的基带信号同步；

峰均值平方装置，用于将数字包络检波信号的峰均值进行平方运算，得到数字包络检波信号的峰均值平方值；

I/Q信号同步缓存装置，用于缓存I路信号和Q路信号的校正前的基带信号，使I路信号和Q路信号的校正前的基带信号与数字包络检波信号同步；

I/Q峰均值平方和装置，用于将I路信号的校正前的基带信号与Q路信号的校正前的基带信号的峰均值平方后求和，得到两路信号峰均值平方和；

误差产生装置，用于进行由所述数字包络检波信号的峰均值平方值减去所述两路信号峰均值平方和的减法运算；

I/Q自适应装置，用于自适应地调节I路信号和Q路信号的不匹配的参数，所述参数所述五类信号。

Claims (2)

1.发射端I/Q调制不平衡自校正方法，其特征是所述自校正方法是对发射端已调制信号的同相分量和正交分量之间的不平衡进行校正，用于校正的信号包括五类信号，所述五类信号分别是：I路信号直流偏置C_I、Q路信号直流偏置C_Q、Q路信号相对I路信号的相位误差θ的sin(θ)值，cos(θ)值、Q路信号相对I路信号的幅度误差G；所述I路信号是发射端已调信号的同相分量，所述Q路信号是发射端已调信号的正交分量；所述自校正方法按如下过程进行：

a、用所述五类信号对I路信号和Q路信号的校正前的基带信号进行预校正，得到I路信号的校正输出信号I_C和Q路信号的校正输出信号Q_C；

b、对I路信号的校正输出信号I_c和Q路信号的校正输出信号Q_C进行数模转换，得到I路信号的模拟信号I′_c(t)和Q路信号的模拟信号Q′_c(t)；

c、对所述I路信号的模拟信号I′_c(t)和Q路信号的模拟信号Q′_c(t)进行模拟正交调制，得到I路模拟正交调制信号I_TX(t)和Q路模拟正交调制信号Q_TX(t)；

d、对所述I路模拟正交调制信号I_TX(t)和Q路模拟正交调制信号Q_TX(t)的合路信号进行包络检波，产生包络信号A(t)；

e、对所述包络信号A(t)进行模数转换，产生数字包络信号A(n)；

f、对所述数字包络信号A(n)进行平方运算，取其数学期望与I路信号和Q路信号的校正前的基带信号的幅度期望值平方和进行相减，形成误差信号error：

$\mathrm{error}={\mathrm{\&sigma;}}_A^2-{\mathrm{\&sigma;}}_I^2-{\mathrm{\&sigma;}}_Q^2$

g、调整所述五类信号，使所述误差信号error的值逼近0；

h、循环执行b到g的过程，直至I路信号的校正输出信号I_C和Q路信号的校正输出信号Q_C满足技术指标设定的误差要求，从而完成发射端I/Q调制不平衡自校正。

2.一种用于实现权利要求1所述发射端I/Q调制不平衡自校正方法的装置，其特征是包括：

I/Q不匹配校正装置，用于对I路信号和Q路信号的基带信号进行校正；

DAC数模转换装置，用于将校正后的I路信号和Q路信号进行数模转换，得到I路信号和Q路信号的模拟信号；

模拟正交调制装置，用于将所述I路信号和Q路信号的模拟信号进行正交调制，以正交调制的I路信号和Q路信号作为发射信号；

包络检波装置，用于将正交调制的I路信号和Q路信号进行包络检波；

ADC模数转换装置，用于将模拟信号的包络检波信号进行模数转换，得到数字包络检波信号；

包络同步缓存装置，用于缓存数字包络检波信号，使数字包络检波信号与I路信号和Q路信号的校正前的基带信号同步；

峰均值平方装置，用于将数字包络检波信号的峰均值进行平方运算，得到数字包络检波信号的峰均值平方值；

I/Q信号同步缓存装置，用于缓存I路信号和Q路信号的校正前的基带信号，使I路信号和Q路信号的校正前的基带信号与数字包络检波信号同步；

I/Q峰均值平方和装置，用于将I路信号的校正前的基带信号与Q路信号的校正前的基带信号的峰均值平方后求和，得到两路信号峰均值平方和；

误差产生装置，用于进行由所述数字包络检波信号的峰均值平方值减去所述两路信号峰均值平方和的减法运算；

I/Q自适应装置，用于自适应地调节I路信号和Q路信号的不匹配的参数，所述参数为所述五类信号。