CN109617563B - 一种基于互补网络的正交调制器失真校正方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于互补网络正交调制器的失真校正方法，该方法如下：将基带测试信号x(t)输入到正交调制器电路得到射频信号s(t)；s(t)在反馈通道中经过下变频、ADC采样，输出信号yI(t)；在数据预处理模块中，对yI(t)进行预处理，得到y(t)；将y(t)代入正交调制器的基带信号传输方程中，求得正交调制器的电路偏差参数；根据电路偏差参数求得互补网络与正交调制器的传输关系，并构建互补网络；使用时，先将待调制的基带信号X(t)送到互补网络中进行预补偿，再输入正交调制器进行调制，输出射频信号。本发明利用互补网络对信号进行预补偿，实现对调制失真的准确校正，无需通过复杂的操作来修正正交调制器的电路参数。本发明适用于正交调制器信号校正领域。

Description

一种基于互补网络的正交调制器失真校正方法
技术领域
本发明涉及数字通信领域，更具体的，涉及一种基于互补网络的正交调制器失真校正方法。
背景技术
正交调制器是基站、电台、手机等通信设备中的一种射频器件，由I与Q两路调制器组成，其中：基带调制信号的实部称作I路信号，输入I路调制器；基带调制信号的虚部称作Q路信号，输入QI路调制器。它将输入的基带信号从低频搬移到很高的频率上，然后经过功率放大器将能量放大以后，由天线发射出去。在理想条件下，射频信号是没有无失真的，此时的星座图(16QAM调制)见图1，图中各点的间隔均匀，端正，中心在(0,0)点。
由于模拟器件的一致性不高，经过正交调制后的信号一般都含有比较强的镜像泄漏、本振泄漏等失真成分，其频谱密度仅比有用信号低20～40dB。这些无用的泄漏成分叠加到有用的射频信号上，将使信号的质量变差，表现为星座图出现压扁，倾斜，偏离中心点等畸变，如图2所示。进而导致在通信中对噪声的承受能力变差，误码率升高，灵敏度降低。
为了避免由于上述问题而导致通信能力下降，必须设法降低正交调制器中的失真，目前主要采用的校正方法为调节正交调制器的电路参数实现校正。但在实际应用中存在不方便调节电路参数的情况，因此需要一种新的解决办法，在不调节正交调制器电路参数的条件下也能实现信号校正。
发明内容
本发明在不方便对正交调制器的电路参数进行调节的情况下，提供了一种基于互补网络的正交调制器失真校正方法。，其具有操作简单，在数字处理模块内实现，无需直接对正交调制器电路参数进行校正的特点。
为实现上述本发明目的，采用的技术方案如下：一种基于互补网络的正交调制器失真校正方法，该校正方法步骤如下：
S1：将基带测试信号x(t)输入到正交调制器电路，输出射频信号s(t)；s(t)在反馈通道中经过下变频、ADC采样，输出数字中频信号yI(t)；
S2：在数据预处理模块中，对yI(t)进行预处理变换到基带，得到y(t)；
S3：将y(t)代入正交调制器的基带信号传输方程s0(t)中，求得正交调制器的电路偏差参数；
S4：将互补网络连接在正交调制器的输入端，根据电路偏差参数求得互补网络与正交调制器的传输关系；
S5：根据电路偏差参数与互补网络与正交调制器的传输关系，构建互补网络；
S6：在正常的使用状态下，先将待调制的基带信号X(t)送到互补网络中进行预补偿，再将预补偿后的信号输入正交调制器进行常规调制，输出无失真射频信号。
优选地，所述预处理的步骤如下：
1)将yI(t)做数字下变频、低通滤波处理，成为y1(t)；
2)将y1(t)与x(t)做时延上的对齐，成为y2(t)；
3)消除y2(t)中的载频偏差、相位偏差，成为y3(t)；
4)将y3(t)的能量调整到与x(t)相同，成为y(t)。
进一步地，通过预处理得到y(t)；所述y(t)的表达式如下：
y(t)＝A·x(t)+B·x*(t)+DC
估计y(t)中的泄漏分量及其幅度，将时刻t＝1,2,3,....N对应的N个采样数据x(t)、y(t)代入上述表达式中，得到一个关于未知量A、B、DC的线性方程组；解得这些复系数，记为A＝αi+jαq、B＝βi+jβq、DC＝DC2+jDC1，此时y(t)的表达式为y(t)≈(αi+jαq)·x(t)+(βi+jβq)·x*(t)+DC2+jDC1
＝(αi+jαq)·(I+jQ)+(βi+jβq)·(I-jQ)+DC2+jDC1
然后将y(t)代入正交调制器的基带信号传输方程s0(t)中；
其中：A是数据y(t)中x(t)分量的大小；B是共轭信号x*(t)分量的大小；DC是本振泄漏成分的强度；αi、αq分别是A的实部、虚部；βi、βq分别是B的实部、虚部；DC2、DC1分别是DC的实部、虚部。
进一步地，所述正交调制器的基带信号传输方程s0(t)的表达式如下：
Figure GDA0002515163590000031
其中：a、b表示正交调制器的I路、Q路的增益，在理想情况下，a＝b；dc1、dc2表示电路中的直流偏置或存在寄生、耦合效应时对应的直流分量，在理想情况下，dc1＝0、dc2＝0；
Figure GDA0002515163590000032
表示正交的本振信号，ω为输出的射频频率；
Figure GDA0002515163590000033
表示正交本振信号的相位差偏离90度的大小，在理想情况下，
Figure GDA0002515163590000034
进一步地，求解正交调制器的电路参数，令y(t)等于s0(t)，解得正交调制器的电路参数如下：
Figure GDA0002515163590000035
优选地，所述互补网络与正交调制器的传输关系的表达式如下：
Figure GDA0002515163590000036
Figure GDA0002515163590000037
令I2＝I,Q2＝Q，得到校正器的参数为：
Figure GDA0002515163590000038
结合y(t)的表达式，得到
Figure GDA0002515163590000039
Figure GDA00025151635900000310
其中：G表示正交调制器的等效基带信号模型中的I/Q信号的混合矩阵；C表示互补网络中的I/Q信号的混合矩阵；Q表示X(t)的输入互补网络的Q路信号；I表示X(t)的输入互补网络的I路信号；Q1表示输出互补网络的Q路信号，同时也是输入正交调制器的Q路信号；I1表示输出互补网络的I路信号，同时也是输入正交调制器的I路信号；Q2表示Q1通过正交调制器调制后的信号；I2表示I1通过正交调制器调制后的信号。
进一步地，与y(t)的表达式相应的正交调制器的基带等效模型中的信号变换关系如下：
所述基带信号x(t)的Q路信号Q1分成两路输入正交调制器中，其中一路放大g11倍后与来自I1路放大g12倍后的信号相加，将得到的信号与DC1进行相加运算，输出信号Q2；
所述基带信号x(t)的I路信号I1分成两路输入正交调制器中，其中一路放大g22倍后与来自Q1路放大g21倍后的另一路信号相加，将得到的信号与DC2进行相加运算，输出信号I2。
优选地，所述互补网络的基带等效模型信号处理如下：
所述基带信号x(t)的Q路信号分成两路输入互补网络中，其中一路放大C11倍后与来自I路放大C12倍后的信号进行相加运算，将得到的信号与DC3进行相加运算，输出信号Q1；
所述基带信号x(t)的I路信号分成两路输入互补网络中，其中一路放大C22倍后与来自Q路放大C21倍后的另一路Q路信号进行相加运算，将得到的信号与DC4进行相加运算，输出信号I1；
所述信号Q1和信号I1构成校正后的基带信号x1(t)，并分别输入到正交调制器中进行调制。
本发明的有益效果如下：本发明通过发射一段测试信号估计出正交调制器的电路偏差参数，根据电路偏差参数与互补网络与正交调制器的传输关系，推算出互补网络的参数。在应用中，先将基带信号送进由互补网络构成的校正器，对信号进行预补偿处理；再将该预补偿信号通过正交调制器完成调制，其输出射频信号中的调制失真能够被有效的抑制掉。实现了在不方便对正交调制器的电路参数进行调节的情况下，降低调制失真的目的。
附图说明
图1是正常信号示意图。
图2是失真信号示意图。
图3是本发明基于互补网络的正交调制器失真校正方法的流程图。
图4是本发明估计正交调制器电路参数示意图。
图5是本发明正交调制器的基带等效模型示意图。
图6是本发明互补网络的基带等效模型示意图。
图7是本发明互补网络与正交调制器连接示意图。
图8是本发明正交调制器失真信号的星座图及互补网络预处理信号的星座图。
图9是采用本发明校正方法输出的星座图。
具体实施方式:
下面结合附图和具体实施方式对本发明做详细描述。
实施例1
如图3所示，一种基于互补网络的正交调制器失真校正方法，该校正方法步骤如下：
S1：将基带测试信号x(t)输入到正交调制器电路，输出射频信号s(t)；s(t)在反馈通道中经过衰减、与cos(ωrt)进行混频、最后经过带通滤波处理中频的信号SI(t)，完成下变频处理；将中频的信号SI(t)经过ADC采样，成为数字中频信号yI(t)；
S2：在数据预处理模块中，对yI(t)进行预处理变换到基带，得到y(t)；
S3：将y(t)代入正交调制器的基带信号传输方程s0(t)中，求得正交调制器的电路偏差参数；
S4：将互补网络连接在正交调制器的输入端，根据电路偏差参数求得互补网络与正交调制器的传输关系；
S5：根据电路偏差参数与互补网络与正交调制器的传输关系，构建互补网络；
S6：在正常的使用状态下，先将待调制的基带信号X(t)送到互补网络中进行预补偿，将预补偿后的信号输入正交调制器进行常规调制，输出无失真射频信号。
本实施例所述的正交调制器、反馈通道、数据预处理模块构成一个估计正交调制器电路参数的电路，如图4所示；该电路用于估计通过正交调制器后的基带测试信号x(t)需要经过反馈通道进行下变频，其目的是为了得到与x(t)相对应的信号yI(t)，yI(t)中包含调制器的失真参数。
本实施例步骤S2中所述预处理的步骤如下：
1)将yI(t)做数字下变频、低通滤波处理，成为y1(t)；
2)将y1(t)与x(t)做时延上的对齐，成为y2(t)；
3)消除y2(t)中的载频偏差、相位偏差，成为y3(t)；
4)将y3(t)的能量调整到与x(t)相同，成为y(t)。
本实施通过预处理得到y(t)；所述y(t)的表达式如下：
y(t)＝A·x(t)+B·x*(t)+DC
估计y(t)中的泄漏分量及其幅度，将时刻t＝1,2,3,....N对应的N个采样数据x(t)、y(t)代入上述表达式中，得到一个关于未知量A、B、DC的线性方程组；解得这些复系数，记为A＝αi+jαq、B＝βi+jβq、DC＝DC2+jDC1，此时y(t)的表达式为y(t)≈(αi+jαq)·x(t)+(βi+jβq)·x*(t)+DC2+jDC1
＝(αi+jαq)·(I+jQ)+(βi+jβq)·(I-jQ)+DC2+jDC1
然后将y(t)代入正交调制器的基带信号传输方程s0(t)中；
其中：A是数据y(t)中x(t)分量的大小；B是共轭信号x*(t)分量的大小；DC是本振泄漏成分的强度；αi、αq分别是A的实部、虚部；βi、βq分别是B的实部、虚部；DC2、DC1分别是DC的实部、虚部。
本实施例步骤S3中所述正交调制器的基带信号传输方程s0(t)的表达式如下：
Figure GDA0002515163590000061
其中：a、b表示正交调制器的I路、Q路的增益，在理想情况下，a＝b；dc1、dc2表示电路中的直流偏置或存在寄生、耦合效应时对应的直流分量，在理想情况下，dc1＝0、dc2＝0；
Figure GDA0002515163590000062
表示正交的本振信号，ω为输出的射频频率；
Figure GDA0002515163590000063
表示正交本振信号的相位差偏离90度的大小，在理想情况下，
Figure GDA0002515163590000064
求解正交调制器的电路参数，令y(t)等于s0(t)，解得正交调制器的电路参数如下：
Figure GDA0002515163590000071
将互补网络连接在正交调制器的输入端，求解互补网络与正交调制器的传输关系，所述互补网络与正交调制器的传输关系的表达式如下：
Figure GDA0002515163590000072
Figure GDA0002515163590000073
令I2＝I,Q2＝Q，得到校正器的参数为：
Figure GDA0002515163590000074
结合y(t)的表达式，得
Figure GDA0002515163590000075
Figure GDA0002515163590000076
其中：G表示正交调制器的等效基带信号模型中的I/Q信号的混合矩阵；C表示互补网络中的I/Q信号的混合矩阵；Q表示X(t)的输入互补网络的Q路信号；I表示X(t)的输入互补网络的I路信号；Q1表示输出互补网络的Q路信号，同时也是输入正交调制器的Q路信号；I1表示输出互补网络的I路信号，同时也是输入正交调制器的I路信号；Q2表示Q1通过正交调制器调制后的信号；I2表示I1通过正交调制器调制后的信号。
如图5所示，本实施例与y(t)的表达式相应的正交调制器的基带等效模型中的信号变换关系如下：
所述基带信号x(t)的Q路信号Q1分成两路输入正交调制器中，其中一路放大g11倍后与来自I1路放大g12倍后的信号相加，将得到的信号与DC1进行相加运算，输出信号Q2；
所述基带信号x(t)的I路信号I1分成两路输入正交调制器中，其中一路放大g22倍后与来自Q1路放大g21倍后的另一路信号相加，将得到的信号与DC2进行相加运算，输出信号I2。
如图6所示，本实施根据求得的正交调制器的电路偏差参数、互补网络与正交调制器的传输关系，构建互补网络；所述互补网络的基带等效模型信号处理如下：
所述基带信号x(t)的Q路信号分成两路输入互补网络中，其中一路放大C11倍后与来自I路放大C12倍后的信号进行相加运算，将得到的信号与DC3进行相加运算，输出信号Q1；
所述基带信号x(t)的I路信号分成两路输入互补网络中，其中一路放大C22倍后与来自Q路放大C21倍后的另一路Q路信号进行相加运算，将得到的信号与DC4进行相加运算，输出信号I1；
所述信号Q1和信号I1构成校正后的基带信号x1(t)，并分别输入到正交调制器中进行调制。
如图7所示，将构建好的互补网络串联在正交调制器的输入端。在正常的使用状态下，先将待调制的基带信号X(t)送到互补网络中进行预补偿，将预补偿后的信号输入正交调制器进行常规调制，输出无失真射频信号。
本发明在不方便对电路的参数进行调节的情况下，在数字域将基带信号x＝I+jQ通过一个与正交调制器互补的互补网络，对信号进行预补偿，使得该信号在经历了正交调制以后，恰好没有失真。
图7仅仅是基本的基带原理说明，实际应用时，在互补网络与调制器之间一般还存在变速率、DAC、滤波器等必要的功能模块。
通过本实施例所述的校正方法进行相应的验证试验，得到校正前后的效果图。如图8所示，x形的点为正交调制器输出的，有失真(未校正)的16QAM信号星座点，o形为补偿后的星座点(即正交调制器的输入，I1+jQ1)。如图9是采用本发明所述的校正方法，经过校正器进行预补偿处理后，正交调制器输出的星座点，恢复到了理想状态。可以看出，经过本发明所述的基于互补网络的正交调制器失真校正方法，在无需校正正交调制器电路参数的情况下，实现了可靠的信号校正。
显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种基于互补网络的正交调制器失真校正方法，其特征在于：该校正方法步骤如下：
S1：将基带测试信号x(t)输入到正交调制器电路，输出射频信号s(t)；s(t)在反馈通道中经过下变频、ADC采样，输出数字中频信号yI(t)；
S2：在数据预处理模块中，对yI(t)进行预处理变换到基带，得到y(t)；
S3：将y(t)代入正交调制器的基带信号传输方程s0(t)中，求得正交调制器的电路偏差参数；
S4：将互补网络连接在正交调制器的输入端，根据电路偏差参数求得互补网络与正交调制器的传输关系；
S5：根据电路偏差参数与互补网络与正交调制器的传输关系，构建互补网络；
S6：在正常的使用状态下，先将待调制的基带信号X(t)送到互补网络中进行预补偿，将预补偿后的信号输入正交调制器进行常规调制，输出无失真射频信号；
通过预处理得到y(t)；所述y(t)的表达式如下：
y(t)＝A·x(t)+B·x*(t)+DC
估计y(t)中的泄漏分量及其幅度，将时刻t＝1,2,3,….N对应的N个采样数据x(t)、y(t)代入上述表达式中，得到一个关于未知量A、B、DC的线性方程组；解得这些复系数，记为A＝αi+jαq、B＝βi+jβq、DC＝DC2+jDC1，此时y(t)的表达式为
y(t)≈(αi+jαq)·x(t)+(βi+jβq)·x*(t)+DC2+jDC1
＝(αi+jαq)·(I+jQ)+(βi+jβq)·(I-jQ)+DC2+jDC1
然后将y(t)代入正交调制器的基带信号传输方程s0(t)中；
其中：A是数据y(t)中x(t)分量的大小；B是共轭信号x*(t)分量的大小；DC是本振泄漏成分的强度；αi、αq分别是A的实部、虚部；βi、βq分别是B的实部、虚部；DC2、DC1分别是DC的实部、虚部。
2.根据权利要求1所述的基于互补网络的正交调制器失真校正方法，其特征在于：所述预处理的步骤如下：
1)将yI(t)做数字下变频、低通滤波处理，成为y1(t)；
2)将y1(t)与x(t)做时延上的对齐，成为y2(t)；
3)消除y2(t)中的载频偏差、相位偏差，成为y3(t)；
4)将y3(t)的能量调整到与x(t)相同，成为y(t)。
3.根据权利要求2所述的基于互补网络的正交调制器失真校正方法，其特征在于：所述正交调制器的基带信号传输方程s0(t)的表达式如下：
Figure FDA0002515163580000021
其中：a、b表示正交调制器的I路、Q路的增益，在理想情况下，a＝b；dc1、dc2表示电路中的直流偏置或存在寄生、耦合效应时对应的直流分量，在理想情况下，dc1＝0、dc2＝0；
Figure FDA0002515163580000022
表示正交的本振信号，ω为输出的射频频率；
Figure FDA0002515163580000023
表示正交本振信号的相位差偏离90度的大小，在理想情况下，
Figure FDA0002515163580000024
4.根据权利要求3所述的基于互补网络的正交调制器失真校正方法：求解正交调制器的电路参数，令y(t)等于s0(t)，解得正交调制器的电路参数如下：
Figure FDA0002515163580000025
5.根据权利要求4所述的基于互补网络的正交调制器失真校正方法，其特征在于：所述互补网络与正交调制器的传输关系的表达式如下：
Figure FDA0002515163580000026
Figure FDA0002515163580000027
令I2＝I,Q2＝Q，得到校正器的参数为：
Figure FDA0002515163580000028
结合y(t)的表达式，得
Figure FDA0002515163580000031
Figure FDA0002515163580000032
其中：G表示正交调制器的等效基带信号模型中的I/Q信号的混合矩阵；C表示互补网络中的I/Q信号的混合矩阵；Q表示X(t)的输入互补网络的Q路信号；I表示X(t)的输入互补网络的I路信号；Q1表示输出互补网络的Q路信号，同时也是输入正交调制器的Q路信号；I1表示输出互补网络的I路信号，同时也是输入正交调制器的I路信号；Q2表示Q1通过正交调制器调制后的信号；I2表示I1通过正交调制器调制后的信号。
6.根据权利要求5所述的基于互补网络的正交调制器失真校正方法，其特征在于：与y(t)的表达式相应的正交调制器的基带等效模型中的信号变换关系如下：
所述基带信号x(t)的Q路信号Q1分成两路输入正交调制器中，其中一路放大g11倍后与来自I1路放大g12倍后的信号相加，将得到的信号与DC1进行相加运算，输出信号Q2；
所述基带信号x(t)的I路信号I1分成两路输入正交调制器中，其中一路放大g22倍后与来自Q1路放大g21倍后的另一路信号相加，将得到的信号与DC2进行相加运算，输出信号I2。
7.根据权利要求6所述的基于互补网络的正交调制器失真校正方法，其特征在于：所述互补网络的基带等效模型信号处理如下：
所述基带信号x(t)的Q路信号分成两路输入互补网络中，其中一路放大C11倍后与来自I路放大C12倍后的信号进行相加运算，将得到的信号与DC3进行相加运算，输出信号Q1；
所述基带信号x(t)的I路信号分成两路输入互补网络中，其中一路放大C22倍后与来自Q路放大C21倍后的另一路Q路信号进行相加运算，将得到的信号与DC4进行相加运算，输出信号I1；
所述信号Q1和信号I1构成校正后的基带信号x1(t)，并分别输入到正交调制器中进行调制。
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