JP2005168035A - ダイレクト変換受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】混合器の非直線性に起因する二次相互変調成分を抑える。
【解決手段】本発明によるホモダイン受信機は信号入力と、その信号入力に結合される第１、第２、第３および第４混合器を有する。入力信号の変調周波数に等しい基準信号が局部発振器で生成される。局部発振器から出力される基準信号は、第１、第２および第３移相要素に供給されて第１混合器では基準信号の位相がπ／２だけ偏移し、第２混合器では−π／２だけ偏移し、第３混合器ではπだけ偏移し、第４混合器では基準信号は位相偏移しない。各混合器の出力は対応の切換え可能インバータおよびローパスフィルタと結合される。
【選択図】図５

Description

本発明は一般に，受信無線信号を同相（Ｉ）および直交（Ｑ）成分に分離し、混合器の非直線性に起因する二次相互変調成分を抑えて同調局部発振器からのフィードバックを減少させるダイレクト変換受信機（またはホモダイン受信機）に関するものである。

現代の通信装置で使用される最も一般的なタイプの受信機はスーパーヘテロダイン受信機である。このタイプの受信機は、ほとんどあらゆる家庭、オフィス、自動車におけるテレビ受像機、電話、ラジオに採用されている。スーパーヘテロダイン受信機では、入力無線周波数（ＲＦ）信号（周波数ｆ_１で搬送される）は局部発振器から発生する正弦波形信号（周波数ｆ_２）と混合（あるいは多重化）される。その結果として得られる出力信号は、合成周波数の和と差（ｆ_１＋ｆ_２とｆ_１−ｆ_２）を中心とした２つの入力信号周波数偏移バージョンを含む。一般に、最も高い周波数成分（ｆ_１＋ｆ_２を中心とする）はバンドパスフィルタで除波され、出力信号に含まれるのは中間周波（ＩＦ）成分（ｆ_１−ｆ_２を中心とする）のみである。高性能スーパーヘテロダイン受信機では、この過程が数回繰り返される場合がある。

スーパーヘテロダイン受信機は広く使用されているが、バンドパスフィルタ等、集積化が不可能で高価なＲＦ部品、ＩＦ部品が必要である。したがって、スーパーヘテロダイン受信機は、携帯電話、ポケットベル、コードレス電話等の小型、低価格の移動通信システムの用途には適さない。

ダイレクト変換受信機（または、ホモダイン受信機）などの代替的な受信機は当該分野で周知であり、潜在的にスーパーヘテロダイン受信機よりも多くの利点がある。図１で示される従来のダイレクト変換受信機では、入力信号をＩＦ信号への中間変換を経ずに、そのままベースバンドの同相成分および直交成分に変換する。この従来のダイレクト変換受信機の動作は簡単である。数学的にｇ（ｔ）（ｇ（ｔ）＝ｇ_ｉ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ_１ｔ）−ｇ_ｑ（ｔ）ｓｉｎ（２πｆ_１ｔ）で表される入力バンドパス信号はＲＦ入力で受信され、プリセレクタ・フィルタ１および低雑音増幅器（ＬＮＡ）２を通過する。プリセレクタ・フィルタ１は、単に所要信号ｇ（ｔ）を通過させて、帯域外スプリアス信号を除波するように設計されたバンドパスフィルタである。大半の用途では、プリセレクタ・フィルタの帯域幅は所要信号の帯域幅よりもはるかに広い。また、プリセレクタ・フィルタは所要信号とともに不要な信号を通過させることもある。

信号ｇ（ｔ）はプリセレクタ・フィルタ１を通過した後、分離されて２つの混合器３、３’に送られる。上側混合器３’において、信号ｇ（ｔ）はキャリア周波数（例えば、ｃｏｓ（２πｆ_１ｔ））と同じ周波数に同調した正弦波形と混合される。下側混合器３においても、信号ｇ（ｔ）は上側混合器３’と同じ正弦波形と混合されるが、この場合の正弦波形の位相はπ／２だけ異なる（例えば、ｓｉｎ（２πｆ_１ｔ））。混合器３、３’は、キャリアの２倍周波数（２ｆ_ｃ）をもち、ベースバンドを中心とする所要信号ｇ（ｔ）の同相成分ｇ_ｉ（ｔ）および直交成分ｇ_ｑ（ｔ）を生成する。高周波成分はローパスフィルタ６、６’によって除波され、最終的に同相信号および直交信号が増幅器７、７’によって増幅される。

スーパーヘテロダイン受信機の方が一般的であるが、ダイレクト変換受信機にはスーパーヘテロダイン受信機より優れた点がいくつかある。第一に、ダイレクト変換受信機は入力信号をそのまま直接ベースバンド信号に変換するので、ＲＦ信号からＩＦ信号への初期変換ステップが省略できる。その結果、中間フィルタ、混合器、増幅器がすべて省略可能になって、回路が簡略化される。第二に、ダイレクト変換受信機の場合、プリセレクタ・フィルタ以外のところでは、ローパスフィルタだけを使用して、バンドパスフィルタは使用しない。一般に、単一チップ集積するのは、バンドパスフィルタよりもローパスフィルタの方が簡単である。したがって、ダイレクト変換受信機は大部分を単一集積回路上に形成することが可能であり、スーパーヘテロダイン受信機よりも小型で安価に構成できる。

ダイレクト変換受信機はスーパーヘテロダイン受信機よりも利点が多いが、従来のダイレクト変換受信機にはいくつかの欠点もある。従来のダイレクト変換受信機に関する１つの問題は混合器の二次ひずみである。二次ひずみは、混合器が本質的に非線形装置であることに起因する。所要信号と共にオフチャンネルＲＦ信号が検出されると、混合器の非直線性によって、ベースバンドにおける不要な信号の第２高調波とＤＣオフセットが生じる。また、ダイレクト変換受信機は所要信号をベースバンドの方にシフトするので、混合器から発生するこの二次ひずみによって受信機性能が著しく劣化することもあり得る。さらに、混合器は２乗検波器のように動作し、強い干渉波（ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｒ）の包絡線をベースバンドに変換することがある。干渉波の包絡線が時間的に一定であるならば、ベースバンドにＤＣオフセットが現れる。この場合、この不要なＤＣオフセットを抑制するいくつかの方法が当該分野で知られている。例えば、混合器のベースバンド出力を高域フィルタにかけることによってＤＣオフセットを減衰させることができる。この方法はＤＣオフセットを除去する場合に効果的であるが、干渉波の不定包絡線に基づくひずみの除去には効果がない。したがって、干渉波の定包絡線、不定包絡線のいずれかに起因するひずみを減衰させることができるホモダイン受信機が望まれる。

ダイレクト変換受信機に関するもう一つの問題はスプリアス放射である。ダイレクト変換受信機におけるスプリアス放射の主因は局部発振器からの漏洩である。普通のスーパーヘテロダイン受信機では、アンテナへの局部発振器漏洩は第１の受信機バンドパスフィルタによって減衰する。しかし、ダイレクト変換受信機では、局部発振器周波数はプリセレクタ・フィルタの通過帯域範囲内である。したがって、従来のダイレクト変換受信機では局部発振器からの漏洩を抑止することができない。

本発明によるホモダイン受信機は、信号入力と、信号入力に結合される第１および第２の混合器とを有する。局部発振器は入力信号の変調周波数に等しい基準信号を生成する。局部発振器から出力される基準信号は切換え可能移相要素（ｓｗｉｔｃｈａｂｌｅ ｐｈａｓｅ ｃｈａｎｇｅ ｅｌｅｍｅｎｔ）を通過した後、第１の混合器に直接結合されるとともに、第２の移相要素を介して間接的に第２の混合器に結合される。切換え可能移相要素は制御入力の状態に応じて入力信号の位相に所定の偏移を与える。移相要素の一方の出力状態は、他方の出力状態から位相がπラジアンだけ偏移する。第２の移相要素はπ／２ラジアンだけ入力信号の位相を偏移させる。混合器の出力は、対をなす切換え可能インバータおよびローパスフィルタに結合される。切換え可能移相要素と切換え可能インバータの切換えは、切換え発振器によって制御される。

本発明の目的は、ひずみ抑制力を増強することにより受信品質を改良したラジオ受信機を構成することである。

また、本発明の目的は、局部発振器からのスプリアス放射を減少させるラジオ受信機を構成することである。

本発明の好ましい実施例のブロック図を図２に示す。ＲＦ信号はＲＦ入力で受信され、プリセレクタ・フィルタ１を経て低雑音（ＬＮ）増幅器２に供給される。入力信号は分離されて、上側混合器３’と下側混合器３に供給される。局部発振器４は入力ＲＦ信号の搬送波と同じ周波数に同調した正弦波形を生成する。局部発振器４で生成される正弦波形は切換え可能移相要素５の一方の入力に供給され、そこで、制御入力２０の状態に応じて入力正弦波形の位相が−π／２またはπ／２ラジアン（−９０°と９０°）だけ偏移する。位相偏移は必ずしも−π／２とπ／２である必要はないが、第１の移相量と第２の移相量との差分は必ずπラジアン（すなわち１８０°）に等しい。

切換え発振器７は、「ｏｎ」状態と「ｏｆｆ」状態に対応する２つの状態（例えば、方形波パルス列）をもつ切換え信号を生成する。この切換え信号は移相要素５の制御入力２０と、切換え可能インバータ要素９、９’の制御入力２２、２２’に供給される。切換え信号が「ｏｎ」状態のとき、移相要素５とインバータ要素９、９’はそれぞれ−π／２と−１に設定される。切換え信号が「ｏｆｆ」状態のとき、移相要素５とインバータ要素９、９’はそれぞれπ／２と１に設定される。

移相要素５の出力は下側混合器３の第２入力に直接接続されるとともに、第２の移相要素８に接続される。第２の移相要素８は入力の位相をπ／２にわたって連続的に偏移させる。第２の位相要素８の出力は上側混合器３’の第２入力に接続される。

上側混合器３’の出力は上側インバータ要素９’に供給され、下側混合器３の出力は下側インバータ要素９に供給される。各インバータ要素９、９からの出力は、それぞれチャンネルフィルタ１０、１０’を通過して、最終的な増幅器で１１、１１’に供給される。

本発明によれば、２つの混合器から生じる相互変調成分は抑制され、局部発振器で１８０°位相シフトが生じても変化しない。混合器から発生する二次相互変調成分はいずれも局部発振器の１８０°位相シフトによる影響を受けないので、本発明によれば、オフチャンネルＲＦ信号の第２高調波、ＤＣオフセット、強い干渉波の振幅包絡線によるひずみは、所要信号の受信品質に大きな影響を与えることなく、効果的に減少する。

本発明の好ましい実施例の動作を例示するため、既知の周波数ｆ_１で伝播する所要信号ｇ（ｔ）は、図２に示されるようにＲＦ入力に現れるものと想定する。ｇ（ｔ）はプリセレクタ・フィルタ１とＬＮ増幅器２を通過した後、分離されて上側混合器３’および下側混合器３に供給される。局部発振器４は、ｇ（ｔ）の搬送波周波数と同じ周波数（すなわち、ｃｏｓ（２πｆ_１ｔ））の正弦波形、例えば余弦波を生成するように調整される。この正弦波形の位相は移相要素５によって−π／２またはπ／２だけ偏移する。したがって、移相要素５の状態に応じて、局部発振器４で生成される正弦波形はｃｏｓ（２πｆ_１ｔ）からｃｏｓ（２πｆ_１ｔ−π／２）＝−ｓｉｎ（２πｆ_１ｔ）またはｃｏｓ（２πｆ_１ｔ＋π／２）＝ｓｉｎ（２πｆ_１ｔ）に変化する。そして、この正弦波形信号は分離されて、一方は下側混合器３の入力に直接供給され、他方は第２の移相要素８に供給される。入力位相、この場合の±ｓｉｎ（２πｆ_１ｔ）は、第２の移相要素８によってπ／２だけ偏移する。したがって、この例では、上側混合器３’への入力は、±ｓｉｎ（２πｆ_１ｔ＋π／２）＝±ｃｏｓ（２πｆ_１ｔ）になる。

局部発振器４で生成された正弦波形とｇ（ｔ）との乗算が混合器３、３’によって実行され、上側混合器３’で±ｇ（ｔ）＊ｓｉｎ（２πｆ_１ｔ）が生成され、下側混合器３で±ｇ（ｔ）＊ｃｏｓ（２πｆ_１ｔ）が生成される。そして、混合器３、３’の出力はインバータ９、９’に供給され、局部発振器の位相偏移に同期して状態が切り替わる。換言すれば、移相要素５が−π／２だけシフトすると、インバータ９、９’は−１に設定される。同様に、移相要素がπ／２だけシフトすると、インバータ９、９’は１に設定される。インバータ９、９’は所要信号のＩ成分とＱ成分を効果的に「再構成」して、ｇ（ｔ）＊ｓｉｎ（２πｆ_１ｔ）およびｇ（ｔ）＊ｃｏｓ（２πｆ_２ｔ）を出力する。したがって、所要信号の一次のＱ成分、Ｉ成分は、インバータに結合された１８０°位相シフトによる影響を受けない。

移相要素５およびインバータ９、９’の動作によって、所要信号には影響を与えずに、二次相互変調成分を大幅に減衰させることができる。それは、すべての二次相互変調成分が局部発振器４の１８０°位相シフトには影響されずに、インバータ９、９’の符号変化の影響を受けるからである。したがって、インバータ９、９’は、切換え発振器７の周波数に等しい速度で信号極性を切り換えることによって、二次相互変調成分を効果的に「裁断」（ｃｈｏｐ ｕｐ）する。これにより、ベースバンドのすべての二次ひずみがローパスフィルタ１０、１０’の阻止帯域に変換される。もちろん、切換え発振器７の周波数の近傍に現れる二次ひずみが、システムによってダウンコンバートされることもある。二次ひずみのダウンコンバージョンを抑えるためには、切換え発振器７の周波数をプリセレクタ・フィルタ１の帯域幅よりも高くする必要がある。

本発明には、ベースバンドに現れる二次ひずみを減衰させる働きに加えて、ＲＦ入力のスプリアスの局部発振器４からの放射を減少させるという第２の利点がある。従来技術によるホモダイン受信機では、局部発振器で生成された信号が混合器３、３’に逆伝播するため、スプリアス放射が問題になる。

ここで再び図２を参照すると、本発明では、局部発振器４で生成された信号は混合器３、３’に入力される前に、切換え可能移相要素５を通過する。これは局部発振器４の出力信号のスペクトルを変調する効果がある。切換え周波数ｆ_０がプリセレクタ・フィルタ１の帯域幅より高くなるように選択されれば、プリセレクタ・フィルタの阻止帯域によって、ＲＦ入力への信号の戻り結合が防止されて、局部発振器からの漏洩によるスプリアス放射が減少する。したがって、好ましい実施例では、切換え発振器の切換え周波数は、プリセレクタ・フィルタ１の帯域幅よりも高くなるように選択される。

切換え発振器の周波数はプリセレクタ・フィルタの帯域幅よりも高くなければならないが、一定である必要はない。好ましい実施例では、切換え発振器の周波数は周波数コントローラ２５から得られる擬似ランダムパターンにしたがって変化する。周波数コントローラ２５は、切換え発振器７の切換え周波数ｆ_ｓを制御するための手段であって、当該分野で周知の構成を持つＰＬＬ等の周波数制御装置として実現される。これによって電力は拡散され、また、漏洩測定に使用されるスペクトル分析器の分解能帯域幅よりも拡散信号の帯域幅が広ければ、局部発振器漏洩をさらに減少させる効果がある。

好ましい実施例では、局部発振器と切換え発振器は単一のソースにロックされ、図２に示される破線内の要素はすべて集積回路化される。

図４、図５は本発明の新たな実施例を示す。図４では、混合器３、３’とインバータ９、９’の間にローパスフィルタ１２、１２’がそれぞれ追加されている。また、それぞれのインバータに信号供給する切換え発振器７から発生する信号は、遅延要素１３によって時間τだけ遅延する。遅延時間（τ）はローパスフィルタ１２、１２’のグループ遅延に等しくなるように設定される。これらの低域通過フィルタ１２、１２’は、インバータ９、９’の入力における信号の帯域幅を制限する働きをする。低域通過フィルタ１２、１２’のコーナー周波数は一般に切換え周波数ｆ_０よりもはるかに高い。

もう一つの発明実施例を図５に示す。この回路では、受信信号が４チャンネルに分離され、各チャンネルから別々の混合器３、３’、３’’、３’’’に供給される。混合器３、３’、３’’、３’’’には、局部発振器４から正弦波形が供給される。上側混合器３では、局部発振器信号の位相がπ／２（すなわち、ｓｉｎ（２πｆ_１ｔ））だけ偏移する。二番目の混合器３’では、局部発振器の位相が−π／２（すなわち、−ｓｉｎ（２πｆ_１ｔ））だけ偏移する。三番目の混合器３’’では、局部発振器信号の位相がπ（すなわち、−ｃｏｓ（２πｆ_１ｔ））だけ偏移する。下側の混合器３’’’では、局部発振器信号は位相偏移しない（すなわち、ｃｏｓ（２πｆ_１ｔ））。各混合器３、３’、３’’、３’’’からの出力は、それぞれ低域通過フィルタ８、８’、８’’、８’’’を通過して増幅器９、９’、９’’、９’’’で増幅される。最終的には、二次相互変調成分を排除するために減算器１０によって上側２チャンネルの減算が実行され、所要信号の直交成分が得られる。同様に、二次相互変調成分を排除するために減算器１０’によって下側２チャンネルの減算が実行され、所要信号の同相成分が得られる。

本発明の各実施例に用いられる要素は、いずれも当該分野において周知であり、ここの用途に応じてさまざまな方法で実施することができる。例えば、図３で示される二重電圧スイッチによってインバータ要素を実現することができる。インバータ要素３、３’からの切換え信号が第１の状態になると、インバータは−１状態に切り替わって信号電圧を反転させる。同様に、インバータ要素３、３’からの切換え信号が第２の状態になると、インバータは＋１状態に切り替わるが、信号は不変である。あるいは、電圧の代わりに切換え電流によってインバータ３、３’を動作させることも可能である。

本発明は、混合器の非直線性に起因する相互変調成分による偶数次ひずみ（最も影響が大きいのは二次）を除去するために効果がある。

当業者には明らかなとおり、特許請求の範囲に記載された発明の真の趣旨および範囲から逸脱することなく、本発明に各種修正、変更を加えることが可能である。

従来のダイレクト変換受信機。 本発明の好ましい実施例。 本発明のインバータ要素を実現する回路。 本発明の代替の実施例。 本発明の代替の実施例。

Claims (2)

1. 既知周者数で伝播するＲＦ信号を受信するための装置であって、
   ＲＦ信号を受信するための入力手段を有し、
   第１入力、第２入力および出力のある第１混合器を有し、前記第１入力は前記入力手段に電気的に結合し、
   所要受信信号と同じ周波数の出力信号を生成するように調整可能で、かつ前記第１混合器に直接結合された局部発振器を有し、
   入力および出力のある第１移相要素を有し、前記入力は前記局部発振器と電気的に結合し、前記出力は前記第２混合器と電気的に結合し、前記第１移相要素によって入力信号の位相を＋９０度変化させ、
   入力および出力のある第２移相要素を有し、前記入力が前記局部発振器と電気的に結合し、前記出力は前記第３混合器と電気的に結合し、前記第２移相要素によって入力信号の位相を−９０度変化させ、
   前記第１混合器の出力に電気的に結合された第１ローパスフィルタを有し、
   前記第２混合器の出力に電気的に結合された第２ローパスフィルタを有し、
   第１入力、第２入力および１つの出力のある減算器要素を有し、前記第１入力は前記第１ローパスフィルタの出力に電気的に結合し、前記第２入力は前記第２ローパスフィルタの出力に電気的に結合し、前記減算器要素は前記第１入力で受信した信号から前記第２入力で受信した信号を減ずる、ことを備えた装置。
2. 請求項１記載の装置であって、
   第１入力、第２入力および出力のある第４混合器を有し、前記第１入力は前記入力手段に電気的に結合し、
   前記第４混合器の第２入力に結合され、かつ入力および出力のある第３移相要素を有し、前記入力は前記局部発振器と電気的に接続され、前記第３移相要素は入力信号の位相を１８０度変化させ、
   前記第３混合器の出力に電気的に結合された第３ローパスフィルタを有し、
   前記第４混合器の出力に電気的に結合された第４ローパスフィルタを有し、
   第１入力、第２入力および１つの出力のある第２減算器要素を有し、前記第１入力は前記第３ローパスフィルタの出力に電気的に結合し、前記第２入力は前記第４ローパスフィルタの出力に電気的に結合し、前記第２減算器要素は前記第１入力で受信した信号から前記第２入力で受信した信号を減ずる、ことを備えた装置。

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