KR20010034820A - 직접 변환 수신기 - Google Patents

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KR20010034820A
KR20010034820A KR1020007011736A KR20007011736A KR20010034820A KR 20010034820 A KR20010034820 A KR 20010034820A KR 1020007011736 A KR1020007011736 A KR 1020007011736A KR 20007011736 A KR20007011736 A KR 20007011736A KR 20010034820 A KR20010034820 A KR 20010034820A
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아파이어도메니코
고어찰스2세
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도날드 디. 먼둘
에릭슨 인크.
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Abstract

본 발명에 따른 호모다인 수신기는 입력 신호와 입력 신호에 결합된 제 1 및 제 2의 혼합기를 구비한다. 국부 발진기는 입력 신호의 변조 주파수에서 기준 신호를 제공한다. 국부 발진기에 의한 기준 신호 출력은 스위칭 가능한 위상 변화 소자를 통해서 통과되며, 스위칭 가능한 위상 변화 소자의 출력은 제 1의 혼합기에 직접적으로 결합되고 제 2의 위상 변화 소자를 통해 제 2의 혼합기에 간접적으로 결합된다. 스위칭 가능한 위상 변화 소자는 입력 신호의 위상을 제어 입력의 상태에 근거한 소정의 위상만큼 변화시켜서, 한 상태에 위상 변화 소자의 출력은 다른 상태에 위상 변화 소자의 출력과 위상면에서 π라디안 벗어난다. 제 2의 위상 변화 소자는 입력 신호의 위상을 π/2만큼 변화시킨다. 혼합기의 출력은 한쌍의 스위칭 가능한 인버터와 저역 통과 필터에 결합된다. 스위칭 가능한 위상 변화 소자와 스위칭 가능한 인버터의 스위칭은 스위칭 발진기에 의해 제어된다.

Description

직접 변환 수신기{DIRECT CONVERSION RECEIVER}
수퍼헤테로다인(superheterodyne) 수신기는 현대의 통신 장치에서 가장 통상적인 형태의 수신기이다. 그러한 수신기는 사실상 집, 사무실 또는 자동차 내에 텔레비젼 세트, 전화와 라디오 안에서 발견될 수 있다. 수퍼헤데로다인 수신기는 입력 무선 주파수(RF) 신호(주파수 f1으로 반송됨)를 국부 발진기에 의해 (주파수 f2로) 발생된 정현 신호와 혼합(또는 승산)한다. 결과적인 출력 신호는 결합 주파수의 합과 차(f1+f2와 f1-f2)로 중심화된 입력 신호의 두개의 주파수 시프트된 버젼을 포함한다. 통상적으로, 최고의 주파수 성분(f1+f2로 중심화됨)은 대역 통과 필터를 사용해서 필터링되고 출력 신호는 단지 중간-주파수(IF) 성분(f1-f2로 중심화됨)만을 포함한다. 이 과정은 고성능 수퍼헤테로다인 수신기에서 몇번 반복될 수 있다.
수퍼헤테로다인 수신기는 널리 사용되지만, 그 수신기는 대역 통과 필터와 같은 비싸고 적분 불가능한 RF 및 IF 성분를 사용한다. 결과적으로, 수퍼헤테로다인 수신기는 셀룰라 전화기, 페이저, 무선전화기 등등과 같은 작고 저가의 이동 통신 시스템에 적용하는데 이상적이지 않다.
직접 변환 수신기(또는 호모다인 수신기)와 같은 대안적인 수신기는 종래 기술에 널리 공지되며 수퍼헤테로다인 수신기에 비하여 상당한 이점을 제공한다. 도 1에 도시된 바와 같이, 종래의 직접 변환 수신기는 입력 신호를 IF 신호로 임의의 중간 변환(translation)하지 않고 자신의 기저대 동위상 및 직교 성분으로 직접적으로 변환한다. 이 종래의 직접 변환 수신기의 동작은 간단하다. 입력 대역통과 신호(g(t))(수학적으로로 표현될 수 있음)는 RF 입력에서 수신되고 나서 사전선택기(preselector) 필터(1)와 저잡음 증폭기(LAN)(2)를 통과한다. 사전선택기 필터(1)는 희망 신호(g(t))를 통과시키고 대역을 벗어난 의사의 신호를 거절하도록 간단히 설계된 대역 통과 필터이다. 대부분의 응용에서, 사전선택기 필터의 대역폭은 희망 신호의 대역폭보다 훨씬 크다. 더구나, 사전선택기 필터는 희망 신호 이외에 불필요한 신호를 통과시킬 수 있다.
사전선택기 필터(1)를 통과한 후에, 신호(g(t))는 분리되어 두개의 혼합기 (3,3')를 통해 전송된다. 상부 혼합기(3')에서, 신호(g(t))는 반송파 주파수와 동일한 주파수로 동조된 정현파(예를 들면,)와 혼합된다. 하부 혼합기(3)에서, 신호(g(t))는 상부 혼합기(3')와 동일하지만 π/2의 위상 변화를 가진 정현파(예를 들면,)와 혼합된다. 혼합기(3,3')는 기저대역으로 그리고 두배의 반송 주파수(2fc)로 중심화된 희망 신호(g(t))의 동위상(g(t)) 및 직교(gq(t)) 성분을 발생시킨다. 고 주파수 성분은 저역 통과 필터(6,6')에 의해 제거되고 동위상 및 직교 신호는 최종적으로 증폭기(7,7')에 의해 증폭된다.
보다 더 대중적인 수퍼헤테로다인 수신기에 비하여 직접 변환 수신기가 몇가지 이점이 있다. 우선, 직접 변환 수신기는 입력신호를 자신의 기저대역 신호로 직접적으로 변환하여 초기에 RF 신호를 IF 신호로 변환하는 단계를 제거한다. 그러므로, 모든 중간의 필터, 혼합기 및 증폭기가 생략될 수 있어서 회로는 간단해진다. 다음으로, 사전선택기 필터를 제외하면, 직접 변환 수신기는 대역 통과 필터보다는 차라리 저역 통과 필터만을 사용한다. 통상적으로, 대역 통과 필터보다 저역 통과 필터를 하나의 칩위에 집적하는 것이 더 용이하다. 그러므로, 직접 변환 수신기는 주로 자신을 수퍼헤테로다인 수신기보다 더 작고 더 값싸게하는 하나의 집적회로 상에서 구성될 수 있다.
수퍼헤테로다인 수신기에 비하여 직접 변환 수신기가 이점이 있지만 종래의 직접 변환은 몇가지의 단점이 있다. 종래의 직접 변환 수신기가 가진 하나의 문제점은 혼합기에서 제공된 제 2차 왜곡이다. 제 2차 왜곡은 혼합기가 본래 비선형 장치라는 사실에 기인한다. 오프-채널 RF 신호가 희망 신호와 함께 검출될때, 혼합기에서 비선형성은 DC 오프셋 이외에 기저대역에서 원하지 않는 신호의 제 2 고조파를 발생시킨다. 직접 변환 수신기가 또한 희망 신호를 기저대역으로 시프트시키기 때문에, 혼합기에 의해 발생된 제 2차 왜곡은 수신기의 성능을 상당히 저하시킬 수 있다. 더구나, 혼합기는 "제곱(square law)" 검파기와 같이 동작할 수 있고 강한 간섭기의 포락선을 기저대역으로 변환시킨다. 간섭기의 포락선이 시간 내에서 일정한 경우, DC 오프셋이 기저대역에서 나타난다. 이 경우에, 이 원하지 않는 DC 오프셋을 억제하기 위한 종래 기술에서 공지된 몇가지 방법이 있다. 예를 들면, DC 오프셋은 혼합기의 기저대역 출력을 고역 통과 필터링함으로써 감쇠될 수 있다. 이 방법이 DC 오프셋을 제거하는 것에 효과적이지만, 간섭기의 일정하지 않은 포락선에 기인한 왜곡에 대해서 효과적이지 않다. 그러므로, 간섭기의 일정한 또는 일정하지 않은 포락선 둘 중에 하나에 기인한 왜곡을 감쇠할 수 있는 호모다인 수신기에 대한 요구가 있다.
직접 변환 수신기가 가진 다른 문제점은 의사 방출(spurious emission)이다. 직접 변환 수신기에서 의사 방출의 주원인은 국부 발진기 누설이다. 통상적인 수퍼헤테로다인 수신기에서, 안테나로의 국부 발진기 누설은 제 1의 수신기 대역통과 필터에 의해 감쇠된다. 그러나 직접 변환 수신기에서, 국부 발진기 주파수는 사전선택기의 통과대역 내에 있다. 그러므로 국부 발진기 누설은 종래의 직접 변환 수신기에서 억제되지 않는다.
본 발명은 일반적으로 혼합기(mixer)의 비선형성에 기인한 제 2차 상호변조 곱을 감소시키며 동조된 국부 발진기로부터 피드백을 감소시키는 동안에 수신된 무선 신호를 자신의 동위상(I) 및 직교(Q) 성분으로 분리하는 직접 변환 수신기(또는 호모다인(homodyne))에 관한 것이다.
도 1은 종래의 직접 변환 수신기를 도시한 도면.
도 2는 본 발명의 바람직한 실시예를 도시한 도면.
도 3은 본 발명의 인버터 소자를 구현하기 위한 회로를 도시한 도면.
도 4와 5는 본 발명의 대안적인 실시예를 도시한 도면.
본 발명에 따른 호모다인 수신기는 신호 입력과 상기 신호 입력과 결합된 제 1 및 제 2의 혼합기를 구비한다. 국부 발진기는 입력 신호의 변조 주파수에서 기준 신호를 제공한다. 국부 발진기에 의해 출력된 기준 신호는 스위칭 가능한 위상 변화 소자를 통해 통과되고, 위상 변화 소자의 출력은 제 1의 혼합기에 직접적으로 결합되고 제 2의 위상 변화 소자를 통해 간접적으로 제 2의 혼합기에 결합된다. 스위칭 가능한 위상 변화 소자는 제어 입력의 상태에 근거한 소정의 위상만큼 입력 신호의 위상을 변화시킨다. 한 상태에서 위상 변화 소자의 출력은 다른 상태에서 위상 변화 소자의 출력과 위상면에서 π라디안 벗어난다. 제 2 위상 변화 소자는 입력 신호의 위상을 π/2 만큼 변화시킨다. 혼합기의 출력은 한쌍의 스위칭 가능한 인버터와 저역 통과 필터에 결합된다. 스위칭 가능한 위상 변화 소자와 스위칭 가능한 인버터의 스위칭은 스위칭 발진기에 의해 제어된다.
본 발명의 목적은 증가된 왜곡 억제에 기인한 개선된 수신 품질을 갖는 무선 수신기를 구성하는 것이다.
본 발명의 부가적인 목적은 국부 발진기로부터 의사 방출을 감소시키는 무선 수신기를 구성하는 것이다.
본 발명의 바람직한 실시예의 블럭도가 도 2에 도시되었다. RF 신호는 RF 입력에서 수신되어 사전선택기 필터(1)로 루팅되고 나서 저잡음(LN) 증폭기(2)로 루팅된다. 그리고 나서, 입력 신호는 분리되어 상부 혼합기(3')와 하부 혼합기(3)로 공급된다. 국부 발진기(4)는 입력 RF 신호의 반송파와 동일한 주파수로 동조된 정현파를 발생시킨다. 국부 발진기(4)에 의해 발생된 정현파는 입력 정현파의 위상을 제어 입력(20)의 상태에 근거하여 -π/2또는 π/2만큼(또는와만큼) 변경시키는 스위칭 가능한 위상 변화 소자(5)의 한 입력으로 공급된다. 위상 변화가 반드시 -π/2 및 π/2이어야만 하지는 않지만, 제 1의 위상 변화량과 제 2의 위상 변화량 사이의 차이는 π라디안(또는)과 같아야만 한다.
스위칭 발진기(7)는 "온" 상태와 "오프" 상태에 대응하는 두가지 상태[예를 들어, 구형파 펄스 열(train)]를 가진 스위칭 신호를 발생시킨다. 이 스위칭 신호는 위상 변화 소자(5)의 제어 입력(20)과 스위칭 가능한 인버터 소자(9, 9')의 제어 입력(22, 22')으로 공급된다. 스위칭 신호가 "온" 상태에 있을때, 위상 변화 소자(5)와 인버터 소자(9, 9')는 각각 -π/2와 -1로 설정된다. 스위칭 신호가 "오프" 상태에 있을 때, 위상 변화 소자(5)와 인버터 소자(9, 9')는 각각 π/2와 1로 설정된다.
위상 변화 소자(5)의 출력은 하부 혼합기(3)의 제 2의 입력과 직접적으로 접속되고 또한 제 2의 위상 변화 소자(8)에 접속된다. 제 2의 위상 변화 소자(8)는 입력 신호의 위상을 π/2만큼 연속적으로 변화시킨다. 제 2의 위상 소자(8)는 상부 혼합기(3')의 제 2의 입력을 구성한다.
상부 혼합기(3')의 출력은 상부 인버터 소자(9')로 공급되고, 하부 혼합기 (3)의 출력은 하부 인버터 소자(9)로 공급된다. 그리고 나서, 각각의 인버터 소자 (9, 9')의 출력은 채널 필터(10, 10')를 통과하고 최종적으로 증폭기(11, 11')를 통과한다.
본 발명은 국부 발진기 상에서위상 시프트에 의해서 변화되지 않는 두 혼합기에서 발생된 임의의 상호변조 곱을 억제하기 위해 동작된다. 혼합기에 의해 발생된 모든 2차 상호변조 곱은 국부 발진기 상에서위상 시프트에 의해 영향받지 않기 때문에, 본 발명은 오프-채널 RF 신호의 제 2 고조파, DC 오프셋 및 강한 간섭기의 진폭 포락선에 기인한 왜곡을 희망 신호의 수신 품질에 상당히 영향을 주지 않고 효과적으로 감소시킨다.
본 발명의 바람직한 실시예의 동작을 도시하기 위해, 공지된 주파수(f1)에서 전파된 희망 신호(g(t))가 도 2에 도시된 바와 같은 RF 입력에서 제공된다고 가정하자. g(t)는 사전선택기 필터(1)와 LN 증폭기(2)를 통과한 후, 분리되어서 상부 (3') 및 하부 혼합기(3)에 전송된다. 국부 발진기(4)는 g(t)의 반송 주파수와 동일한 주파수(즉)에서 정현파(예를 들어, 코사인)를 발생시키기 위해 동조된다. 이 정현파의 위상은 위상 변화 소자(5)에 의해 -π/2 또는 π/2 둘중에 하나만큼 변화된다. 그러므로, 국부 발진기(4)에 의해 발생된 정현파는 위상 변화 소자 (5)의 상태에 따라서,로부터=로 혹은=로 변한다. 그리고 나서, 이 정현파 신호는 분리되어 한 분기는 하부 혼합기(3)의 입력에 직접적으로 공급되는 반면, 다른 분기는 제 2의 위상 변화 소자(8)를 통해 공급된다. 제 2의 위상 변화 소자(8)는 이 경우에서 입력 위상을 π/2만큼 변화시킨다. 그러므로, 이런 예에서, 상부 혼합기(3')로의 입력은가 된다.
혼합기(3,3')는 국부 발진기(4)에 의해 발생된 정현파와 g(t)를 승산해서 상부 혼합기(3')에서와 하부 혼합기(3)에서를 발생시킨다. 그리고 나서, 혼합기(3,3')의 출력은 국부 발진기의 위상 변화로 상태를 동기적으로 스위칭하는 인버터(9,9')에 공급된다. 다시 말하면, 위상 변화 소자(5)가 -π/2만큼 시프트할때 인버터(9,9')는 -1로 설정된다. 유사하게, 위상 변화 소자가 π/2만큼 시프트할때 인버터(9,9')는 1로 설정된다. 인버터(9,9')는 희망 신호의 I와 Q 성분를 효과적으로 재구성하여와의 출력을 발생시킨다. 그러므로, 희망 신호의 제 1차 Q와 I 성분은 인버터와 결합된 180°위상 시프트에 의해 영향을 받지 않는다.
희망 신호가 위상 변화 소자(5)와 인버터(9,9')의 동작에 영향을 받지 않지만, 2차 상호변조 곱은 상당히 감쇠될 수 있다. 이것은 모든 2차 상호변조 곱이 국부 발진기(4)상에 180°위상 시프트에 의해 영향을 받는 것이 아니라 인버터 (9,9')에서 부호 변화에 의해 영향을 받기 때문이다. 그러므로, 인버터(9,9')는 스위칭 발진기(7)의 주파수와 동일한 속도로 신호의 극성을 스위칭함으로써 2차 곱을 효과적으로 "잘라 낸다(chop-up)". 이것은 기저대역에서의 임의의 2차 왜곡을 저역 통과 필터(10,10')의 저지대역으로 전환시킨다. 물론, 그 시스템은 또한 스위칭 발진기(7)의 주파주 주위에 나타난 임의의 2차 왜곡을 다운(down) 변환할 것이다. 임의의 2차 왜곡의 다운 변환(down conversion)을 감소시키기 위해서, 스위칭 발진기 (7)의 주파수는 사전선택기 필터(1)의 대역폭보다 커야만 한다.
기저 대역에서 제공된 2차 왜곡을 감쇠시키기 위해 동작하는 동안, 본 발명은 또한 RF 입력으로부터 국부 발진기(4)에 의해 발생된 의사 방출을 감소시키는데 있어서 제 2의 이점을 가진다. 국부 발진기에 의해 발생된 신호가 혼합기(3,3')를 통해서 역전파될 수 있기 때문에, 의사 방출은 종래 기술 호모다인 수신기에서 문제점이 있다.
도 2를 다시 참조하면, 본 발명에서, 국부 발진기(4)에 의해 발생된 신호는 혼합기(3, 3')에 인가되기 전에 스위칭 가능한 위상 변화 소자(5)를 통과한다. 이것은 국부 발진기(4) 출력 신호의 스펙트럼을 변조하는 효과를 가진다. 스위칭 주파수(f0)가 사전선택기 필터(1)의 대역폭보다 크도록 선택된다면, 사전선택기 필터의 저지 대역은 신호가 RF 입력에 다시 결합하지 못하게 해서 국부 발진기 누설로부터 의사 방출를 감소시킨다. 그러므로, 바람직한 실시예에서, 스위칭 발진기의 주파수는 사전선택기 필터(1)의 대역폭보다 크도록 선택된다.
스위칭 발진기가 사전선택기 필터의 대역폭보다 큰 주파수를 가져야만 하지만, 이것이 일정할 필요는 없다. 바람직한 실시예에서, 스위칭 발진기의 주파수는 주파수 제어기(25)에 의하여 의사무작위(pseudorandom) 패턴을 따라서 변화된다. 스위칭 발진기(7)의 스위칭 주파수(fs)를 제어하는 수단을 제공하는 주파수 제어기 (25)는 위상 동기 루프 또는 다른 주파수 제어 장치로 구현될 수 있는데, 이 장치의 설계는 종래 기술에 널리 공지되어 있다. 확산 신호의 대역폭이 국부 발진기 누설을 측정하기 위해 사용된 스펙트럼 분석기의 분해능 대역폭보다 넓게 된다면 이것은 전력 스펙트럼을 확산하는 효과 및 국부 발진기 누설을 감소시키는 효과를 가진다.
바람직한 실시예에서, 국부 발진기와 스위칭 발진기는 하나의 소스에 동기되며 도 2에 도시된 점선 내에서 모든 소자는 집적 회로로 구현된다.
도 4와 5는 본 발명의 부가적인 실시예를 도시한 것이다. 도 4에서, 저역 통과 필터(12, 12')는 각각의 혼합기(3, 3')와 인버터(9, 9') 사이에 추가된다. 또한, 각각의 인버터에 공급되는 스위칭 발진기(7)에 의해 발생된 신호는 지연 소자(13)에서 시간 τ만큼 지연된다. 시간 지연( τ)은 저역 통과 필터(12, 12') 그룹의 지연과 동일하게 설정된다. 이러한 저역 통과 필터(12, 12')는 인버터(9, 9') 입력으로의 신호의 대역폭을 제한하기 위해 사용된다. 일반적으로, 저역 통과 필터(12, 12')의 코너 주파수는 스위칭 주파수(f0)보다 훨신 높다.
도 5는 본 발명의 다른 실시예를 도시한 것이다. 이 회로에서, 수신된 신호는 네개의 채널로 분리되고 각 채널은 각각의 혼합기(3, 3', 3'', 3''')로 공급된다. 국부 발진기(4)는 각각의 혼합기(3, 3', 3'', 3''')로 정현파를 공급한다. 최상부 혼합기(3)에서, 국부 발진기 신호의 위상은 π/2만큼 변화된다(즉). 상부 혼합기(3')에서, 국부 발진기 신호의 위상은 - π/2만큼 변화된다(즉). 하부 혼합기(3'')에서, 국부 발진기 신호의 위상은 π만큼 변화된다(즉). 최하부 혼합기(3''')에서, 국부 발진기 신호의 위상은 변화되지 않는다(즉). 각각의 혼합기(3, 3', 3'', 3''') 출력은 저역 통과 필터(8, 8', 8'', 8''')를 통해 공급되며 증폭기(9, 9', 9'', 9''')에 의해 증폭된다. 최종적으로, 상부 두 채널은 희망 신호의 직교 성분을 발생시키는 동안 2차 상호변조 곱을 제거하기 위해 감산기(10')에 의해 감산된다. 유사하게, 하부 두 채널은 희망 신호의 동위상 성분을 발생시키는 동안 2차 상호변조 곱을 제거하기 위해 감산기(10)에 의해 감산된다.
본 발명의 모든 실시예에서 각각의 소자는 종래 기술에서 널리 공지되어 있으며 특정한 적용에 따라서 다양한 방법으로 구현될 수 있다. 예를 들면, 인버터 소자는 도 3에 도시된 바와 같은 이중의 전압 스위치로 구현될 수 있다. 인버터 소자(3)에 의해 수신된 스위칭 신호가 제 1의 상태에 있을때, 인버터는 -1 상태로 스위칭하여 신호의 전압을 반전시킨다. 유사하게, 인버터 소자(3, 3')에 의해 수신된 스위칭 신호가 제 2의 상태에 있을 때, 인버터는 +1 상태로 스위칭하여 변화되지 않은 신호를 통과시킨다. 또한, 인버터는 전압보다는 차라리 전류를 스위칭 함으로써 구현될 수 있다.
본 발명은 혼합기의 비선형성 때문에 발생하는 상호변조 곱에 기인한 짝수 차수(가장 극심한 2차) 왜곡을 제거하기 위해 동작한다.
이하에 청구항에서 진술되는 본 발명의 정신과 범위를 벗어나지 않은 다양한 수정과 변경이 본 발명에서 행하여질 수 있다는 것을 당업자는 인지할 것이다.

Claims (22)

  1. RF 신호를 수신하는 장치로서,
    변조된 RF 신호를 수신하는 RF 입력과,
    제 1 및 제 2의 입력과 출력을 갖는 혼합기로서, 상기 혼합기의 제 1 입력은 상기 RF 입력에 전기적으로 결합되는, 상기 혼합기와,
    기준 신호를 발생시키는 국부 발진기와,
    제 1의 상태와 제 2의 상태를 갖는 스위칭 신호를 발생시키는 스위칭 발진기와,
    신호 입력, 제어 입력 및 출력을 갖는 스위칭 가능한 위상 변화 소자로서, 상기 신호 입력은 상기 국부 발진기에 전기적으로 결합되며, 상기 제어 입력은 상기 스위칭 발진기에 전기적으로 결합되며, 상기 위상 변화 소자의 출력은 상기 혼합기의 제 2의 입력과 전기적으로 결합되는, 상기 위상 변화 소자와,
    신호 입력, 제어 입력 및 출력을 갖는 스위칭 가능한 인버터로서, 상기 혼합기의 출력은 상기 인버터의 신호 입력에 전기적으로 결합되며 상기 스위칭 발진기의 출력은 상기 인버터의 신호 입력에 전기적으로 결합되는, 상기 인버터를 구비하는 RF 신호 수신 장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    제 1의 입력, 제 2의 입력 및 출력을 갖는 제 2의 혼합기로서, 상기 제 1의 입력은 상기 입력 수단에 전기적으로 결합되는, 상기 혼합기와,
    입력과 출력을 갖는 고정된 위상 변화 소자로서, 상기 고정된 위상 변화 소자의 입력은 상기 위상 변화 소자의 출력에 전기적으로 결합되며 상기 고정된 위상 변화 소자의 출력은 상기 제 2의 혼합기의 제 2 입력과 전기적으로 결합되는, 상기 위상 변화 소자와,
    상기 제 2의 혼합기의 출력이 제 2의 스위칭 가능한 인버터의 신호 입력에 전기적으로 결합되며 상기 스위칭 발진기의 출력은 상기 제 2의 스위칭 가능한 인버터의 제어 입력에 전기적으로 결합되도록 신호 입력, 제어 입력 및 출력을 갖는 제 2의 스위칭 가능한 인버터를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 RF 신호 수신 장치.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 스위칭 가능한 위상 변화 소자는 입력 신호의 위상을 제 1의 위상 변화 상태에서 제 1의 위상 시프트 만큼 시프트시키며 제 2의 위상 시프트 오프셋을 제 2의 위상 변화 상태에서 상기 제 1의 위상 시프트로부터 180도 만큼 시프트시키도록 제 1의 위상 변화 상태와 제 2의 위상 변화 상태를 갖는 것을 특징으로 하는 RF 신호 수신 장치.
  4. 제 2항에 있어서,
    상기 제 1의 스위칭 가능한 인버터의 출력에 전기적으로 결합되는 제 1의 저역 통과 필터와 상기 제 2의 스위칭 가능한 인버터의 출력에 전기적으로 결합되는 제 2의 저역 통과 필터를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 RF 신호 수신 장치.
  5. 제 2항에 있어서,
    상기 스위칭 발진기에 의해 발생된 신호의 주파수는 변화하는 것을 특징으로 하는 RF 신호 수신 장치.
  6. 제 2항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2의 스위칭 가능한 인버터는 이중의 전압 스위치를 구비하는 것을 특징으로 하는 RF 신호 수신 장치.
  7. 제 4항에 있어서,
    하부 컷오프 주파수와 상부 컷오프 주파수를 가지며 상기 제 1 및 제 2의 혼합기에 전기적으로 결합된 사전선택기 필터를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 RF 신호 수신 장치.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2의 저역 통과 필터 각각은 상기 사전선택기 필터의 상부 및 하부 컷오프 주파수 사이의 차이와 적어도 동일한 코너 주파수를 갖는 것을 특징으로 하는 RF 신호 수신 장치.
  9. 제 7항에 있어서,
    상기 사전선택기 필터와 상기 제 1 및 제 2의 혼합기 사이에 직렬로 전기적으로 접속된 증폭기를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 RF 신호 수신 장치.
  10. 제 9항에 있어서,
    시스템의 상기 제 1의 인버터와 제 1의 출력 사이에 직렬로 전기적으로 접속된 제 2의 증폭기와,
    시스템의 상기 제 2의 인버터와 제 2의 출력 사이에 직렬로 전기적으로 접속된제 3의 증폭기를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 RF 신호 수신 장치.
  11. 제 7항에 있어서,
    상기 스위칭 발진기에 의해 발생된 신호의 주파수는 상기 사전선택기 필터의 상부 컷오프 주파수보다 큰 것을 특징으로 하는 RF 신호 수신 장치.
  12. 제 4항에 있어서,
    상기 제 1의 혼합기와 상기 제 1의 인버터 사이에 직렬로 접속되며, 시간 τ와 동일한 그룹의 지연을 갖는 제 3의 저역 통과 필터와,
    상기 제 2의 혼합기와 상기 제 2의 인버터 사이에 직렬로 접속되며, 시간 τ와 동일한 그룹의 지연을 갖는 제 4의 저역 통과 필터와,
    상기 인버터로 전송된 스위칭 신호가 시간 τ만큼 지연되도록 상기 인버터와 상기 스위칭 발진기 사이에 직렬로 접속되는 지연 소자를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 RF 신호 수신 장치.
  13. 제 5항에 있어서,
    상기 스위칭 발진기에 의해 발생된 신호의 주파수는 소정의 의사무작위 패턴에 따라 변경되는 것을 특징으로 하는 RF 신호 수신 장치.
  14. 제 5항에 있어서,
    상기 스위칭 발진기에 의해 발생된 신호는 구형파인 것을 특징으로 하는 RF 신호 수신 장치.
  15. 직접 변환 수신기에서 2차 비선형성과 국부 발진기 누설에 기인한 왜곡을 감소시키는 방법으로서,
    공지된 주파수에서 전파된 RF 신호를 수신하는 단계와,
    수신된 RF 신호와 동일한 주파수를 가진 정현파를 국부 발진기에 의해 발생시키는 단계와,
    제 1의 위상 변화량과 제 2의 위상 변화량 사이의 차이가 180도가 되도록 제 1의 위상 변화량과 제 2의 위상 변화량 사이에 발생된 정현파의 위상을 변화시키는 단계와,
    수신된 RF 신호와 위상 변화된 신호를 혼합기에서 혼합하는 단계와,
    발생된 정현파가 제 1의 위상 변화량만큼 변화할때 혼합기의 출력을 동기적으로 반전시키며 발생된 정현파가 제 2의 위상 변화량만큼 변화할때 혼합기의 출력을 통과시키는 단계와,
    신호를 필터링하는 단계를 포함하는 왜곡 감소 방법.
  16. 직접 변환 수신기에서 2차 비선형성과 국부 발진기 누설에 기인한 왜곡을 감소시키는 방법으로서,
    공지된 주파수에서 전파된 RF 신호를 수신하는 단계와,
    수신된 RF 신호를 제 1의 채널 및 제 2의 채널로 분리하는 단계와,
    수신된 RF 신호와 동일한 주파수를 가진 정현파를 국부 발진기에 의해 발생시키는 단계와,
    제 1의 위상 변화량과 제 2의 위상 변화량 사이에 차이가 180도가 되도록 제 1의 위상 변화량과 제 2의 위상 변화량 사이에 발생된 신호의 위상을 변화시키는 단계와,
    발생된 신호를 제 3 및 제 4의 채널로 분리하는 단계와,
    제 3의 채널에서 전파된 신호의 위상을 90도만큼 변화시키는 단계와,
    제 6의 채널을 형성하기 위해 제 1의 채널에서 전파된 수신된 신호를 제 3의 채널에서 전파된 신호와 혼합하는 단계와,
    제 7의 채널을 형성하기 위해 제 2의 채널에서 전파된 수신된 신호를 제 4의 채널에서 전파된 신호와 혼합하는 단계와,
    발생된 정현파가 제 1의 위상 변화량만큼 변화할때 제 6 및 제 7의 채널에서 전파된 신호를 동기적으로 반전시키며 발생된 정현파가 제 2의 위상 변화량만큼 변화할때 제 6 및 제 7의 채널에서 전파된 신호를 통과시키는 단계와,
    제 6 및 제 7의 채널에서 전파된 신호를 필터링하는 단계를 포함하는 왜곡 감소 방법.
  17. 공지된 주파수에서 전파된 RF 신호를 수신하는 장치로서,
    RF 입력을 수신하는 입력 수단과,
    제 1의 입력이 상기 입력 수단에 전기적으로 결합되도록 제 1의 입력, 제 2의 입력 및 출력을 갖는 제 1의 혼합기와,
    제 1의 입력이 상기 입력 수단에 전기적으로 결합되도록 제 1의 입력, 제 2의 입력 및 출력을 갖는 제 2의 혼합기와,
    희망 수신된 신호와 동일한 주파수를 갖는 출력 신호를 발생시키도록 동조되며, 제 4의 혼합기와 직접적으로 결합된 국부 발진기와,
    상기 국부 발진기와 전기적으로 결합되는 입력과 상기 제 1의 혼합기에 전기적으로 결합되는 출력을 가짐으로써, 제 1의 위상이 입력 신호의 위상을 +90도만큼 변화시키는 제 1의 위상 변화 소자와,
    상기 국부 발진기와 전기적으로 결합되는 입력과 상기 제 2의 혼합기에 전기적으로 결합되는 출력을 가짐으로써, 제2의 위상이 입력 신호의 위상을 -90도만큼 변화시키는 제 2의 위상 변화 소자와,
    상기 제 1의 혼합기의 출력에 전기적으로 결합된 제 1의 저역 통과 필터와,
    상기 제 2의 혼합기의 출력에 전기적으로 결합된 제 2의 저역 통과 필터와,
    상기 제 1의 저역 통과 필터의 출력에 전기적으로 결합되는 제 1의 입력과 상기 제 2의 저역 통과 필터의 출력에 전기적으로 결합되는 제 2의 입력과 하나의 출력을 가짐으로써, 상기 제 1의 입력에서 수신된 신호로부터 상기 제 2의 입력에서 수신된 신호를 감산하는 감산기 소자를 구비하는 RF 신호 수신 장치.
  18. 제 17항에 있어서,
    제 1의 입력이 상기 입력 수단에 전기적으로 결합되도록 제 1의 입력, 제 2의 입력 및 출력을 갖는 제 3의 혼합기와,
    제 1의 입력이 상기 입력 수단에 전기적으로 결합되며 제 2의 입력이 상기 국부 발진기의 출력과 직접적으로 접속되도록 제 1의 입력과 제 2의 입력 및 출력을 갖는 제 4의 혼합기와,
    상기 국부 발진기와 전기적으로 결합되는 입력과 상기 제 3의 혼합기의 제 2의 입력에 전기적으로 결합되는 출력을 가짐으로써, 상기 제 3의 위상은 입력 신호의 위상을 180도만큼 변화시키는 제 3의 위상 변화 소자와,
    상기 제 3의 혼합기의 출력에 전기적으로 결합된 제 3의 저역 통과 필터와,
    상기 제 4의 혼합기의 출력에 전기적으로 결합된 제 4의 저역 통과 필터와,
    상기 제 3의 저역 통과 필터에 전기적으로 결합되는 제 1의 입력과 상기 제 4의 저역 통과 필터에 결합되는 제 2의 입력과 하나의 출력을 가짐으로써, 상기 제 1의 입력에서 수신된 신호로부터 상기 제 2의 입력에서 수신된 신호를 감산하는 제 2의 감산기 소자를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 RF 신호 수신 장치.
  19. 수신기로부터 의사 방출을 감소시키는 장치로서,
    국부 발진기의 출력에 결합되며, 제어 입력을 갖는 스위칭 가능한 위상 변화 소자와,
    상기 스위칭 가능한 위상 변화 소자의 제어 입력에 결합된 스위칭 주파수 (fs)를 갖는 스위칭 발진기를 구비하는 의사 방출 감소 장치.
  20. 제 19항에 있어서,
    상기 스위칭 발진기의 스위칭 주파수(fs)를 변화시키는 수단을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 의사 방출 감소 장치.
  21. 제 20항에 있어서,
    스위칭 주파수를 변화시키는 상기 수단은 의사무작위 패턴에 따라서 스위칭 주파수(fs)를 변화시키는 것을 특징으로 하는 의사 방출 감소 장치.
  22. 국부 발진기를 갖는 수신기로부터 의사 방출을 감소시키는 방법으로서,
    국부 발진기 신호를 발생시키는 단계와,
    스위칭 가능한 위상 변화 소자를 통해 국부 발진기 신호를 통과시키는 단계와,
    스위칭 가능한 위상 변화 소자에 의해 제공된 위상 시프트를 주기적으로 변화시키는 단계를 포함하는 의사 방출 감소 방법.
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