JP3463828B2 - 送信機 - Google Patents
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【目次】以下の順序で本発明を説明する。
産業上の利用分野
従来の技術（図７）
発明が解決しようとする課題
課題を解決するための手段（図１〜図３）
作用
実施例
（１）第１実施例（図１〜図３）
（２）第２実施例（図４〜図６）
（３）他の実施例
発明の効果
【０００２】
【産業上の利用分野】本発明は送信機に関し、例えばデ
イジタルコードレス電話装置に適用して好適なものであ
る。 【０００３】 【従来の技術】従来、デイジタルコードレス電話装置に
おいては、ＴＤＤ／ＦＤＭＡ（Time Division Duplex／
Frequency Division Multiple Access）方式やＴＤＤ／
ＴＤＭＡ（Time Division Duplex／Time Division Mult
iple Access ）方式によつて無線回線を接続して通話す
るようになされたものがある。例えばＴＤＤ／ＦＤＭＡ
方式のデイジタルコードレス電話装置には、代表的なも
のとしてＥＴＳＩ（European Telecommunication Stand
ard Institute ）等から技術基準が公表されているＣＴ
−２と呼ばれるデイジタルコードレス電話装置がある。 【０００４】このデイジタルコードレス電話装置では、
使用周波数帯域（864.15〜868.05〔MHz 〕）を 100〔KH
z 〕間隔に周波数分割して複数の通信チヤネルを確保す
ると共に、１つの通信チヤネル上で送信と受信とを時間
的に交互に切り換えて通信する。例えば送受信するデー
タが音声データであれば１〔ms〕毎に交互に送信と受信
を切り換える。この場合、送信と受信の衝突を避けるた
め、送信と受信との間には 3.5〔bit 〕のガードバンド
が規格により定められている。またこのデイジタルコー
ドレス電話装置では、音声の符号化方式としてはＣＣＩ
ＴＴ（国際電信電話諮問委員会）に準拠したＡＤＰＣＭ
（Adaptive Differential Pulse Code Modulation ）が
用いられ、データの変調方式としては帯域制限した周波
数偏移変調（代表的なものとしては例えばＧＭＳＫ（Gu
assian filtered Minimum Shift Keying）がある）が用
いられている。 【０００５】ここでこのデイジタルコードレス電話装置
は例えば図７に示すような回路によつて構成される。こ
の図７に示すように、デイジタルコードレス電話装置１
は、送信時、例えば音声データでなる送信データＳ１を
変調器２によつてＧＭＳＫ変調し、その結果得た変調信
号Ｓ２をミキサ３に出力する。ミキサ３は局部発振器４
で生成した所定周波数のローカル信号Ｓ３を用いて変調
信号Ｓ２を周波数変換（いわゆるアツプコンバート）
し、その結果得た中間周波信号Ｓ４をバンドパスフイル
タ（ＢＰＦ）５を介してミキサ６に出力する。ミキサ６
は局部発振器７で生成した所定周波数のローカル信号Ｓ
５を用いて中間周波信号Ｓ４を通信チヤネルの周波数に
周波数変換し、その結果得た送信信号Ｓ６を送信アンプ
８、スイツチ（ＳＷ）９を介してアンテナ１０から出力
する。 【０００６】これに対して受信時、デイジタルコードレ
ス電話装置１は、アンテナ１０で受信した受信信号Ｓ７
をスイツチ９、受信アンプ１１を介してミキサ１２に入
力する。ミキサ１２は局部発振器７で生成したローカル
信号Ｓ５を用いて受信信号Ｓ７を周波数変換（いわゆる
ダウンコンバート）し、その結果得た中間周波信号Ｓ８
をバンドパスフイルタ（ＢＰＦ）１３を介してミキサ１
４に出力する。ミキサ１４は局部発振器４で生成したロ
ーカル信号Ｓ３を用いて中間周波信号Ｓ８を周波数変換
し、その結果得た変調信号Ｓ９を復調器１５に出力す
る。復調器１５はＧＭＳＫ変調された変調信号Ｓ９から
例えば音声データでなる受信データＳ１０を復調する。 【０００７】ここでこのデイジタルコードレス電話装置
１では、上述したように送信と受信を交互に行うため、
変調器２、ミキサ３、６及び送信アンプ８を所定の制御
信号によつて同じタイミングでオン／オフ（すなわちバ
ースト動作）するようになされている。因みに、上述の
変調器２は一般的に直交変調器によつて実現され、キヤ
リアｆＣを発生するキヤリア発生回路、キヤリアｆＣの
位相を９０°シフトする移相器、送信するデータに対応
したＩ信号、Ｑ信号を生成するＩ／Ｑ信号発生回路、Ｉ
信号によつてキヤリアｆＣを変調するミキサ、Ｑ信号に
よつてキヤリアｆＣを変調するミキサ及び加算回路等に
よつて構成されている。このように構成される変調器２
においては、上述のようにバースト動作させる場合、上
述の所定の制御信号でキヤリア発生回路、ミキサ及び加
算回路をオン／オフするようになされている。 【０００８】 【発明が解決しようとする課題】ところで上述のような
変調器２においては、変調器２のミキサの不平衡によつ
てキヤリアｆC が−20〜−30〔dBc 〕程度リークするこ
とがある。これはＩ／Ｑ信号発生回路のＤＣバイアスの
ずれによつても大きく左右され、集積回路化（いわゆる
ＩＣ化）する場合には避けられない問題である。このよ
うにキヤリアｆC がリークした状態で変調器２や当該変
調器２の後段にあるミキサ３、６、プリアンプ８等を同
じタイミングでバースト動作させると、あたかもキヤリ
アｆC をパルス変調したかのようにキヤリアｆC を基準
に両サイドにインパルス性のノイズが発生し、その結果
スプリアスが拡散して技術規格に適合しなくなることが
ある。 【０００９】これを解決する方法として従来、変調器２
のミキサに供給するＤＣバイアスのバランスをボリユー
ムによつて調整する方法がある。しかしながらこの調整
はとても微妙で非常に時間が掛かるものであり、製造ラ
インの作業効率を低下させる不都合がある。また第２の
方法として、変調器２よりも後段の回路をランプアツプ
／ダウン（すなわち徐々に立ち上げ／立ち下げる）する
方法がある。しかしながらこの方法を実現するには、専
用の制御回路を設けると共に、変調器２をバースト動作
させる制御信号とは異なる制御信号によつてコントロー
ルしなければならず、構成の複雑化が避けえない。 【００１０】本発明は以上の点を考慮してなされたもの
で、簡易な構成で容易にスプリアスの拡散を抑制し得る
送信機を提案しようとするものである。 【００１１】 【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め本発明においては、所定周波数のキヤリア信号ｆＣを
発生するキヤリア信号発生回路２７と、送信データに対
応した第１及び第２の信号Ｓ２０、Ｓ２１によつてキヤ
リア信号ｆＣを変調する変調器（２４、２６、２９、３
０）と、変調器（２４、２６、２９、３０）から出力さ
れる変調信号を送信する送信回路（３、６、８）と、キ
ヤリア信号発生回路２７、変調器（２４、２６、２９、
３０）及び送信回路（３、６、８）のオンオフ動作を制
御する制御回路２１とを有し、制御回路２１は、所定の
タイミングで立ち上がり、かつ所定のタイミングで立ち
下がる第１の制御信号ＣＮＴ２によつて送信回路（３、
６、８）及びキヤリア信号発生回路２７のオンオフ動作
を制御し、第１の制御信号ＣＮＴ２の立ち上がりタイミ
ングと同じ又は遅いタイミングでなだらかに立ち上が
り、かつ第１の制御信号ＣＮＴ２の立ち下がりタイミン
グと同じ又は早いタイミングでなだらかに立ち下がる第
２の制御信号ＣＮＴ１によつて、変調器（２４、２６、
２９、３０）のオンオフ動作を制御する送信機２０であ
つて、変調器（２４、２６、２９、３０）は、キヤリア
信号ｆＣと第１の信号Ｓ２０とを乗算する第１のミキサ
２４と、キヤリア信号ｆＣの位相を９０°シフトした信
号と第２の信号Ｓ２１とを乗算する第２のミキサ２６
と、第１のミキサ２４の乗算結果と第２のミキサ２６の
乗算結果とを加算する加算回路２９と、加算回路２９の
加算結果を増幅する増幅回路３０とで形成された直交変
調器でなり、第２の制御信号ＣＮＴ１によつて、第１の
ミキサ２４、第２のミキサ２６、加算回路２９及び増幅
回路３０のうち少なくとも１つの直流バイアスを制御す
るようにした。 【００１２】 【作用】所定のタイミングで立ち上がり、かつ所定のタ
イミングで立ち下がる第１の制御信号ＣＮＴ２によつて
送信回路（３、６、８）及びキヤリア信号発生回路２７
のオンオフ動作を制御し、第１の制御信号ＣＮＴ２の立
ち上がりタイミングと同じ又は遅いタイミングでなだら
かに立ち上がり、かつ第１の制御信号ＣＮＴ２の立ち下
がりタイミングと同じ又は早いタイミングでなだらかに
立ち下がる第２の制御信号ＣＮＴ１によつて、変調器
（２４、２６、２９、３０）のオンオフ動作を制御する
ようにしたことにより、変調器（２４、２６、２９、３
０）がなだらかにオン動作すると共に、なだらかにオフ
動作し、これによりリークしたキヤリア信号ｆC をパル
ス変調したような現象が発生し難くなり、スプリアスの
拡散を抑制できる。 【００１３】 【実施例】以下図面について、本発明の一実施例を詳述
する。 【００１４】（１）第１実施例 図７との対応部分に同一符号を付して示す図１におい
て、２０は全体として本発明を適用したＣＴ−２方式の
デイジタルコードレス電話装置を示し、フレームコント
ローラ２１から出力された例えば音声データでなる送信
データＳ１は変調器２２に入力され、ここでＧＭＳＫ変
調された後ミキサ３、６によつて従来と同様にダブルコ
ンバージヨン方式で通信チヤンネルの周波数に周波数変
換され、送信信号Ｓ６としてアンテナ１０から送信され
る。一方、受信時、アンテナ１０で受信した受信信号Ｓ
７はミキサ１２、１４によつて従来と同様にダブルコン
バージヨン方式で周波数変換され、変調信号Ｓ９として
復調器１５に入力される。復調器１５はＧＭＳＫ変調さ
れた変調信号Ｓ９を復調し、その結果得た例えば音声デ
ータでなる受信データＳ１０をフレームコントローラ２
１に出力する。 【００１５】フレームコントローラ２１は音声データ等
でなる送受信データＳ１、Ｓ１０のフレーム管理をする
と共に、無線回線を接続する上での各種制御データの管
理をする。またフレームコントローラ２１は２つの異な
る制御信号ＣＮＴ１、ＣＮＴ２を生成し、この制御信号
ＣＮＴ１、ＣＮＴ２を用いて送信系の回路（変調器２
２、ミキサ３、６、送信アンプ８）のオン／オフ動作を
制御する。この場合、変調器２２については制御信号Ｃ
ＮＴ１、ＣＮＴ２を用いてオン／オフ動作を制御し、ミ
キサ３、６及び送信アンプ８については制御信号ＣＮＴ
２を用いてオン／オフ動作を制御する。 【００１６】ここで図２に示すように、変調器２２は直
交変調器によつて構成されている。この場合、Ｉ信号発
生回路２３は送信データＳ１に対応し、かつ所定の帯域
に帯域制限されたＩ信号Ｓ２０を生成し、当該Ｉ信号Ｓ
２０をミキサ２４に出力する。またＱ信号発生回路２５
は送信データＳ１に対応し、かつ所定の帯域に帯域制限
されたＱ信号Ｓ２１を生成し、当該Ｑ信号Ｓ２１をミキ
サ２６に出力する。キヤリア発生回路２７は制御信号Ｃ
ＮＴ２によつてオン／オフ動作が制御され、制御信号Ｃ
ＮＴ２が例えばレベル「Ｈ」になつたとき動作してキヤ
リアｆC を発生する。このキヤリアｆC はミキサ２４に
入力されると共に、移相器２８によつて位相を９０°シ
フトした後ミキサ２６に入力される。 【００１７】ミキサ２４はキヤリアｆC とＩ信号Ｓ２０
とを乗算し、その結果得た変調信号Ｓ２２を加算回路２
９に出力する。同様にミキサ２６は９０°位相シフトし
たキヤリアｆC とＱ信号Ｓ２１とを乗算し、その結果得
た変調信号Ｓ２３を加算回路２９に出力する。かくして
加算回路２９によつて変調信号Ｓ２２、Ｓ２３を加算す
ることにより、ＧＭＳＫ変調した変調信号Ｓ２が得られ
る。この変調信号Ｓ２はプリアンプ３０、カツトオフ周
波数が所定の周波数に設定されたローパスフイルタ（Ｌ
ＰＦ）３１を介して後段のミキサ３（図１）に出力され
る。この場合、ミキサ２４、２６、加算回路２９及びプ
リアンプ３０は制御信号ＣＮＴ２とは異なる制御信号Ｃ
ＮＴ１によつてオン／オフ動作が制御され、当該制御信
号ＣＮＴ１が例えばレベル「Ｈ」になつたときに動作す
るようになされている。 【００１８】ここで制御信号ＣＮＴ１、ＣＮＴ２は、ガ
ードバンド規格によるタイミング管理の基に図３に示す
ような波形に生成される。すなわち制御信号ＣＮＴ２
は、Ｑ信号Ｓ２１の立ち上がりよりも2.25ビツト前の時
点ｔ１からＱ信号Ｓ２１の立ち上がり時点ｔ４までの範
囲内に立ち上がり、Ｑ信号Ｓ２１の立ち下がり時点ｔ５
から当該立ち下がり時点ｔ５よりも2.25ビツト後の時点
ｔ８までの範囲内に立ち下がるようになされている。因
みに、この実施例の場合には、Ｑ信号Ｓ２１に対して１
ビツト分のランプアツプ／ダウンを行つているため、実
際上、制御信号ＣＮＴ２は時点ｔ２よりも前に立ち上が
り、時点ｔ７よりも後に立ち下がるようになされてい
る。 【００１９】一方、制御信号ＣＮＴ１は、Ｑ信号Ｓ２１
の立ち上がりよりも2.25ビツト前の時点ｔ１からＱ信号
Ｓ２１の立ち上がりよりも 0.5ビツト前の時点ｔ３まで
の範囲内に立ち上がり、Ｑ信号Ｓ２１の立ち下がりより
も 0.5ビツト後の時点ｔ６からＱ信号Ｓ２１の立ち下が
りよりも2.25ビツト後の時点ｔ８までの範囲内に立ち下
がるようになされている。因みに、１ビツトは約 13.89
〔μS 〕に相当する。 【００２０】この実施例の場合、図３において明らかな
ように、制御信号ＣＮＴ１はなだらかに立ち上がり、な
だらかに立ち下がるようになされている。しかも制御信
号ＣＮＴ１の立ち上がるタイミングは制御信号ＣＮＴ２
のタイミングよりも遅く、制御信号ＣＮＴ１の立ち下が
るタイミングは制御信号ＣＮＴ２よりも早くなるように
なされている。因みに、この制御信号ＣＮＴ１のスロー
プ部分はフレームコントローラ２１においてデイジタル
アナログ変換回路によつて生成される。 【００２１】以上の構成において、制御信号ＣＮＴ２に
よつてキヤリア発生回路２７の動作を制御し、制御信号
ＣＮＴ２よりもなだらかに遅く立ち上がり、かつなだら
かに早く立ち下がる制御信号ＣＮＴ１によつてミキサ２
４、２６、加算回路２９及びプリアンプ３０の動作を制
御することにより、ミキサ２４、２６、加算回路２９及
びプリアンプ３０は、キヤリア発生回路２７よりもなだ
らかに遅く立ち上がり、かつなだらかに早く立ち下が
る。すなわちミキサ２４、２６、加算回路２９及びプリ
アンプ３０がランプアツプ／動作する。これによりリー
クしたキヤリアｆC をパルス変調したような現象が発生
し難くなり、従来発生していたインパルス性のノイズを
抑えることができ、かくしてスプリアスの拡散を容易に
抑制できる。 【００２２】このようにしてスプリアスの拡散を抑制す
ることにより、従来のような煩雑な調整が不要になると
共に、従来のように送信系を制御する専用制御回路を別
に設ける場合に比して構成を簡易にできる。またこのよ
うにしてスプリアスの拡散を抑制すれば、変調器２２及
びその周辺回路をＩＣ化する場合に一段とＩＣ化し易く
なる。 【００２３】かくするにつき以上の構成によれば、キヤ
リア発生回路２７を制御信号ＣＮＴ２によつてオン／オ
フ動作し、制御信号ＣＮＴ２よりもなだらかに遅く立ち
上がり、かつなだらかに早く立ち下がる制御信号ＣＮＴ
１によつてミキサ２４、２６、加算回路２９及びプリア
ンプ３０をオン／オフ動作することにより、従来のよう
なインパルス性のノイズを抑えることができ、かくして
スプリアスの拡散を容易に抑制できる。 【００２４】（２）第２実施例 この第２実施例においては、抵抗とコンデンサで定まる
時定数によつて制御信号ＣＮＴ１のスロープ部分を生成
する場合について説明する。図４に示すように、ミキサ
２４（又は２６）は、差動入力段を形成する２組の差動
対（Ｑ１、Ｑ２及びＱ３、Ｑ４）と、その差動対の下段
に接続された信号入力段としてのトランジスタＱ５、Ｑ
６と、さらにその下段に接続された電流源を形成するト
ランジスタＱ７、Ｑ８とによつてほぼ全体が構成されて
いる。このミキサ２４（又は２６）では、信号入力段に
はＩ信号（又はＱ信号）が入力され、差動入力段にはキ
ヤリアｆC が入力されており、Ｉ信号（又はＱ信号）と
キヤリアｆC とを乗算した結果が出力端子から出力され
る。 【００２５】ここで差動入力段にＤＣバイアスを供給す
るトランジスタＱ９のベースには、抵抗Ｒ６及びコンデ
ンサＣ１でなるバイアスコントロール回路３３が設けら
れている。このバイアスコントロール回路３３にはフレ
ームコントローラ２１から出力される制御信号ＣＮＴ１
の立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングだけを
規定した矩形状の制御信号ＣＮＴ１’が入力されてお
り、バイアスコントロール回路３３は抵抗Ｒ６とコンデ
ンサＣ１で定まる時定数によつて制御信号ＣＮＴ１’の
立ち上がり及び立ち下がりを鈍らせて図３に示したよう
な制御信号ＣＮＴ１を生成し、この制御信号ＣＮＴ１を
トランジスタＱ９のベースに出力してミキサ２４（又は
２６）のＤＣバイアスを制御する。 【００２６】この場合、トランジスタＱ７、Ｑ８のベー
スには制御信号ＣＮＴ２が入力されており、ミキサ２４
（又は２６）はこの制御信号ＣＮＴ２によつてオン／オ
フ動作が制御されるようになされている。しかしながら
上述のように制御信号ＣＮＴ１でＤＣバイアスを制御し
ているため、実際にはミキサ２４（又は２６）は制御信
号ＣＮＴ１に基づいて動作し、第１実施例と同様にラン
プアツプ／ダウン動作することになる。 【００２７】また図５に示すように、加算回路２９は、
差動入力段を形成する差動対（Ｑ２０、Ｑ２２）と、そ
の下段に接続された電流源を形成するトランジスタＱ２
１、Ｑ２３と、出力段を形成するトランジスタＱ２４、
Ｑ２５とによつてほぼ全体が構成されている。この加算
回路２９では、差動入力段にミキサ２４、２６の出力が
入力されており、このミキサ２４、２６の出力を加算し
た結果が出力端子から出力される。 【００２８】ここで差動入力段にＤＣバイアスを供給す
るトランジスタＱ２６のベースには、抵抗Ｒ１７及びコ
ンデンサＣ２でなるバイアスコントロール回路３４が設
けられている。このバイアスコントロール回路３４には
ミキサ２４（又は２６）の場合と同様に制御信号ＣＮＴ
１’が入力されており、バイアスコントロール回路３４
は抵抗Ｒ１７とコンデンサＣ２で定まる時定数によつて
制御信号ＣＮＴ１’の立ち上がり及び立ち下がりを鈍ら
せて図３に示したような制御信号ＣＮＴ１を生成し、こ
の制御信号ＣＮＴ１をトランジスタＱ２６のベースに出
力して加算回路２９のＤＣバイアスを制御する。 【００２９】この場合も、トランジスタＱ２１、Ｑ２３
及びＱ２５のベースには制御信号ＣＮＴ２が入力されて
おり、加算回路２９はこの制御信号ＣＮＴ２によつてオ
ン／オフ動作が制御されるようになされている。しかし
ながら上述のように制御信号ＣＮＴ１でＤＣバイアスを
制御しているため、実際には加算回路２９は制御信号Ｃ
ＮＴ１に基づいて動作し、第１実施例と同様にランプア
ツプ／ダウン動作することになる。 【００３０】また図６に示すように、プリアンプ３０
は、差動入力段を形成する差動対（Ｑ３０、Ｑ３１）
と、その下段に接続された電流源を形成するトランジス
タＱ３４と、出力段を形成するトランジスタＱ３２、Ｑ
３３、Ｑ３５、Ｑ３６とによつてほぼ全体が構成され、
差動アンプの構成を有している。このプリアンプ３０で
は、差動入力段に加算回路２９の出力が入力されてお
り、それを増幅したものが出力端子から出力される。 【００３１】ここで差動入力段にＤＣバイアスを供給す
るトランジスタＱ３７のベースには、抵抗Ｒ２７及びコ
ンデンサＣ３でなるバイアスコントロール回路３５が設
けられている。このバイアスコントロール回路３５には
ミキサ２４（又は２６）の場合と同様な制御信号ＣＮＴ
１’が入力されており、バイアスコントロール回路３５
は抵抗Ｒ２７とコンデンサＣ３で定まる時定数によつて
制御信号ＣＮＴ１’の立ち上がり及び立ち下がりを鈍ら
せて図３に示したような制御信号ＣＮＴ１を生成し、こ
の制御信号ＣＮＴ１をトランジスタＱ３７のベースに出
力してプリアンプ３０のＤＣバイアスを制御する。 【００３２】この場合も、トランジスタＱ３４〜Ｑ３６
のベースには制御信号ＣＮＴ２が入力されており、プリ
アンプ３０はこの制御信号ＣＮＴ２によつてオン／オフ
動作するようになされている。しかしながら上述のよう
に制御信号ＣＮＴ１でＤＣバイアスを制御しているた
め、実際にはプリアンプ３０は制御信号ＣＮＴ１に基づ
いて動作し、第１実施例と同様にランプアツプ／ダウン
動作することになる。 【００３３】以上の構成によれば、抵抗とコンデンサで
定まる時定数によつて制御信号ＣＮＴ１のスロープ部分
を生成することにより、一段と構成を簡易にできる。特
にフレームコントローラ２１と変調器２２を一体にして
ＩＣ化する場合には、好適である。 【００３４】（３）他の実施例 なお上述の実施例においては、変調器２２によりも後段
にある送信系の回路を制御信号ＣＮＴ２によつて制御し
た場合について述べたが、本発明はこれに限らず、変調
器２２、フレームコントローラ２１及び変調器２２によ
りも後段にある送信系の回路を一体にＩＣ化する場合に
は当該変調器２２によりも後段にある送信系の回路を制
御信号ＣＮＴ１によつて制御しても良い。この場合、一
段とスプリアスの拡散を抑制し得る。 【００３５】また上述の実施例においては、変調器２２
のミキサ２４、２６、加算回路２９及びプリアンプ３０
を全て制御信号ＣＮＴ１によつて制御した場合について
述べたが、本発明はこれに限らず、ミキサ２４、２６、
加算回路２９及びプリアンプ３０のうちいづれか１つを
制御信号ＣＮＴ１によつて制御しても良い。 【００３６】さらに上述の実施例においては、ミキサ２
４、２６、加算回路２９及びプリアンプ３０がトランジ
スタで構成される場合について述べたが、本発明はこれ
に限らず、ミキサ、加算回路及びプリアンプをＦＥＴ
（電界効果トランジスタ）等の素子で構成するようにし
ても良い。 【００３７】また上述の実施例において、制御信号ＣＮ
Ｔ１が制御信号ＣＮＴ２よりも遅く立ち上がると共に、
制御信号ＣＮＴ２よりも早く立ち下がる場合について述
べたが、本発明はこれに限らず、制御信号ＣＮＴ１がな
だらかに立ち上がると共に、なだらかに立ち下がれば、
タイミングとしては制御信号ＣＮＴ１と同じでも良い。 【００３８】さらに上述の実施例においては、送信系及
び受信系がダブルコンバージヨン方式で構成される場合
について述べたが、本発明はこれに限らず、送信系及び
受信系がシングルコンバージヨン方式で構成される場合
でも良い。 【００３９】また上述の実施例においては、ＣＴ−２方
式のデイジタルコードレス電話装置について述べたが、
本発明はこれに限らず、その他の方式のデイジタルコー
ドレス電話装置でも良い。要はＴＤＤ方式の送信機に広
く適用し得る。 【００４０】 【発明の効果】上述のように本発明によれば、所定のタ
イミングで立ち上がり、かつ所定のタイミングで立ち下
がる第１の制御信号によつて送信回路及びキヤリア信号
発生回路のオンオフ動作を制御し、第１の制御信号の立
ち上がりタイミングと同じ又は遅いタイミングでなだら
かに立ち上がり、かつ第１の制御信号の立ち下がりタイ
ミングと同じ又は早いタイミングでなだらかに立ち下が
る第２の制御信号によつて、変調器のオンオフ動作を制
御するようにしたことにより、変調器がなだらかにオン
動作すると共に、なだらかにオフ動作し、これによりス
プリアスの拡散を容易に抑制できる。かくするにつき簡
易な構成で容易にスプリアスの拡散を抑制し得る送信機
を実現し得る。
イジタルコードレス電話装置に適用して好適なものであ
る。 【０００３】 【従来の技術】従来、デイジタルコードレス電話装置に
おいては、ＴＤＤ／ＦＤＭＡ（Time Division Duplex／
Frequency Division Multiple Access）方式やＴＤＤ／
ＴＤＭＡ（Time Division Duplex／Time Division Mult
iple Access ）方式によつて無線回線を接続して通話す
るようになされたものがある。例えばＴＤＤ／ＦＤＭＡ
方式のデイジタルコードレス電話装置には、代表的なも
のとしてＥＴＳＩ（European Telecommunication Stand
ard Institute ）等から技術基準が公表されているＣＴ
−２と呼ばれるデイジタルコードレス電話装置がある。 【０００４】このデイジタルコードレス電話装置では、
使用周波数帯域（864.15〜868.05〔MHz 〕）を 100〔KH
z 〕間隔に周波数分割して複数の通信チヤネルを確保す
ると共に、１つの通信チヤネル上で送信と受信とを時間
的に交互に切り換えて通信する。例えば送受信するデー
タが音声データであれば１〔ms〕毎に交互に送信と受信
を切り換える。この場合、送信と受信の衝突を避けるた
め、送信と受信との間には 3.5〔bit 〕のガードバンド
が規格により定められている。またこのデイジタルコー
ドレス電話装置では、音声の符号化方式としてはＣＣＩ
ＴＴ（国際電信電話諮問委員会）に準拠したＡＤＰＣＭ
（Adaptive Differential Pulse Code Modulation ）が
用いられ、データの変調方式としては帯域制限した周波
数偏移変調（代表的なものとしては例えばＧＭＳＫ（Gu
assian filtered Minimum Shift Keying）がある）が用
いられている。 【０００５】ここでこのデイジタルコードレス電話装置
は例えば図７に示すような回路によつて構成される。こ
の図７に示すように、デイジタルコードレス電話装置１
は、送信時、例えば音声データでなる送信データＳ１を
変調器２によつてＧＭＳＫ変調し、その結果得た変調信
号Ｓ２をミキサ３に出力する。ミキサ３は局部発振器４
で生成した所定周波数のローカル信号Ｓ３を用いて変調
信号Ｓ２を周波数変換（いわゆるアツプコンバート）
し、その結果得た中間周波信号Ｓ４をバンドパスフイル
タ（ＢＰＦ）５を介してミキサ６に出力する。ミキサ６
は局部発振器７で生成した所定周波数のローカル信号Ｓ
５を用いて中間周波信号Ｓ４を通信チヤネルの周波数に
周波数変換し、その結果得た送信信号Ｓ６を送信アンプ
８、スイツチ（ＳＷ）９を介してアンテナ１０から出力
する。 【０００６】これに対して受信時、デイジタルコードレ
ス電話装置１は、アンテナ１０で受信した受信信号Ｓ７
をスイツチ９、受信アンプ１１を介してミキサ１２に入
力する。ミキサ１２は局部発振器７で生成したローカル
信号Ｓ５を用いて受信信号Ｓ７を周波数変換（いわゆる
ダウンコンバート）し、その結果得た中間周波信号Ｓ８
をバンドパスフイルタ（ＢＰＦ）１３を介してミキサ１
４に出力する。ミキサ１４は局部発振器４で生成したロ
ーカル信号Ｓ３を用いて中間周波信号Ｓ８を周波数変換
し、その結果得た変調信号Ｓ９を復調器１５に出力す
る。復調器１５はＧＭＳＫ変調された変調信号Ｓ９から
例えば音声データでなる受信データＳ１０を復調する。 【０００７】ここでこのデイジタルコードレス電話装置
１では、上述したように送信と受信を交互に行うため、
変調器２、ミキサ３、６及び送信アンプ８を所定の制御
信号によつて同じタイミングでオン／オフ（すなわちバ
ースト動作）するようになされている。因みに、上述の
変調器２は一般的に直交変調器によつて実現され、キヤ
リアｆＣを発生するキヤリア発生回路、キヤリアｆＣの
位相を９０°シフトする移相器、送信するデータに対応
したＩ信号、Ｑ信号を生成するＩ／Ｑ信号発生回路、Ｉ
信号によつてキヤリアｆＣを変調するミキサ、Ｑ信号に
よつてキヤリアｆＣを変調するミキサ及び加算回路等に
よつて構成されている。このように構成される変調器２
においては、上述のようにバースト動作させる場合、上
述の所定の制御信号でキヤリア発生回路、ミキサ及び加
算回路をオン／オフするようになされている。 【０００８】 【発明が解決しようとする課題】ところで上述のような
変調器２においては、変調器２のミキサの不平衡によつ
てキヤリアｆC が−20〜−30〔dBc 〕程度リークするこ
とがある。これはＩ／Ｑ信号発生回路のＤＣバイアスの
ずれによつても大きく左右され、集積回路化（いわゆる
ＩＣ化）する場合には避けられない問題である。このよ
うにキヤリアｆC がリークした状態で変調器２や当該変
調器２の後段にあるミキサ３、６、プリアンプ８等を同
じタイミングでバースト動作させると、あたかもキヤリ
アｆC をパルス変調したかのようにキヤリアｆC を基準
に両サイドにインパルス性のノイズが発生し、その結果
スプリアスが拡散して技術規格に適合しなくなることが
ある。 【０００９】これを解決する方法として従来、変調器２
のミキサに供給するＤＣバイアスのバランスをボリユー
ムによつて調整する方法がある。しかしながらこの調整
はとても微妙で非常に時間が掛かるものであり、製造ラ
インの作業効率を低下させる不都合がある。また第２の
方法として、変調器２よりも後段の回路をランプアツプ
／ダウン（すなわち徐々に立ち上げ／立ち下げる）する
方法がある。しかしながらこの方法を実現するには、専
用の制御回路を設けると共に、変調器２をバースト動作
させる制御信号とは異なる制御信号によつてコントロー
ルしなければならず、構成の複雑化が避けえない。 【００１０】本発明は以上の点を考慮してなされたもの
で、簡易な構成で容易にスプリアスの拡散を抑制し得る
送信機を提案しようとするものである。 【００１１】 【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め本発明においては、所定周波数のキヤリア信号ｆＣを
発生するキヤリア信号発生回路２７と、送信データに対
応した第１及び第２の信号Ｓ２０、Ｓ２１によつてキヤ
リア信号ｆＣを変調する変調器（２４、２６、２９、３
０）と、変調器（２４、２６、２９、３０）から出力さ
れる変調信号を送信する送信回路（３、６、８）と、キ
ヤリア信号発生回路２７、変調器（２４、２６、２９、
３０）及び送信回路（３、６、８）のオンオフ動作を制
御する制御回路２１とを有し、制御回路２１は、所定の
タイミングで立ち上がり、かつ所定のタイミングで立ち
下がる第１の制御信号ＣＮＴ２によつて送信回路（３、
６、８）及びキヤリア信号発生回路２７のオンオフ動作
を制御し、第１の制御信号ＣＮＴ２の立ち上がりタイミ
ングと同じ又は遅いタイミングでなだらかに立ち上が
り、かつ第１の制御信号ＣＮＴ２の立ち下がりタイミン
グと同じ又は早いタイミングでなだらかに立ち下がる第
２の制御信号ＣＮＴ１によつて、変調器（２４、２６、
２９、３０）のオンオフ動作を制御する送信機２０であ
つて、変調器（２４、２６、２９、３０）は、キヤリア
信号ｆＣと第１の信号Ｓ２０とを乗算する第１のミキサ
２４と、キヤリア信号ｆＣの位相を９０°シフトした信
号と第２の信号Ｓ２１とを乗算する第２のミキサ２６
と、第１のミキサ２４の乗算結果と第２のミキサ２６の
乗算結果とを加算する加算回路２９と、加算回路２９の
加算結果を増幅する増幅回路３０とで形成された直交変
調器でなり、第２の制御信号ＣＮＴ１によつて、第１の
ミキサ２４、第２のミキサ２６、加算回路２９及び増幅
回路３０のうち少なくとも１つの直流バイアスを制御す
るようにした。 【００１２】 【作用】所定のタイミングで立ち上がり、かつ所定のタ
イミングで立ち下がる第１の制御信号ＣＮＴ２によつて
送信回路（３、６、８）及びキヤリア信号発生回路２７
のオンオフ動作を制御し、第１の制御信号ＣＮＴ２の立
ち上がりタイミングと同じ又は遅いタイミングでなだら
かに立ち上がり、かつ第１の制御信号ＣＮＴ２の立ち下
がりタイミングと同じ又は早いタイミングでなだらかに
立ち下がる第２の制御信号ＣＮＴ１によつて、変調器
（２４、２６、２９、３０）のオンオフ動作を制御する
ようにしたことにより、変調器（２４、２６、２９、３
０）がなだらかにオン動作すると共に、なだらかにオフ
動作し、これによりリークしたキヤリア信号ｆC をパル
ス変調したような現象が発生し難くなり、スプリアスの
拡散を抑制できる。 【００１３】 【実施例】以下図面について、本発明の一実施例を詳述
する。 【００１４】（１）第１実施例 図７との対応部分に同一符号を付して示す図１におい
て、２０は全体として本発明を適用したＣＴ−２方式の
デイジタルコードレス電話装置を示し、フレームコント
ローラ２１から出力された例えば音声データでなる送信
データＳ１は変調器２２に入力され、ここでＧＭＳＫ変
調された後ミキサ３、６によつて従来と同様にダブルコ
ンバージヨン方式で通信チヤンネルの周波数に周波数変
換され、送信信号Ｓ６としてアンテナ１０から送信され
る。一方、受信時、アンテナ１０で受信した受信信号Ｓ
７はミキサ１２、１４によつて従来と同様にダブルコン
バージヨン方式で周波数変換され、変調信号Ｓ９として
復調器１５に入力される。復調器１５はＧＭＳＫ変調さ
れた変調信号Ｓ９を復調し、その結果得た例えば音声デ
ータでなる受信データＳ１０をフレームコントローラ２
１に出力する。 【００１５】フレームコントローラ２１は音声データ等
でなる送受信データＳ１、Ｓ１０のフレーム管理をする
と共に、無線回線を接続する上での各種制御データの管
理をする。またフレームコントローラ２１は２つの異な
る制御信号ＣＮＴ１、ＣＮＴ２を生成し、この制御信号
ＣＮＴ１、ＣＮＴ２を用いて送信系の回路（変調器２
２、ミキサ３、６、送信アンプ８）のオン／オフ動作を
制御する。この場合、変調器２２については制御信号Ｃ
ＮＴ１、ＣＮＴ２を用いてオン／オフ動作を制御し、ミ
キサ３、６及び送信アンプ８については制御信号ＣＮＴ
２を用いてオン／オフ動作を制御する。 【００１６】ここで図２に示すように、変調器２２は直
交変調器によつて構成されている。この場合、Ｉ信号発
生回路２３は送信データＳ１に対応し、かつ所定の帯域
に帯域制限されたＩ信号Ｓ２０を生成し、当該Ｉ信号Ｓ
２０をミキサ２４に出力する。またＱ信号発生回路２５
は送信データＳ１に対応し、かつ所定の帯域に帯域制限
されたＱ信号Ｓ２１を生成し、当該Ｑ信号Ｓ２１をミキ
サ２６に出力する。キヤリア発生回路２７は制御信号Ｃ
ＮＴ２によつてオン／オフ動作が制御され、制御信号Ｃ
ＮＴ２が例えばレベル「Ｈ」になつたとき動作してキヤ
リアｆC を発生する。このキヤリアｆC はミキサ２４に
入力されると共に、移相器２８によつて位相を９０°シ
フトした後ミキサ２６に入力される。 【００１７】ミキサ２４はキヤリアｆC とＩ信号Ｓ２０
とを乗算し、その結果得た変調信号Ｓ２２を加算回路２
９に出力する。同様にミキサ２６は９０°位相シフトし
たキヤリアｆC とＱ信号Ｓ２１とを乗算し、その結果得
た変調信号Ｓ２３を加算回路２９に出力する。かくして
加算回路２９によつて変調信号Ｓ２２、Ｓ２３を加算す
ることにより、ＧＭＳＫ変調した変調信号Ｓ２が得られ
る。この変調信号Ｓ２はプリアンプ３０、カツトオフ周
波数が所定の周波数に設定されたローパスフイルタ（Ｌ
ＰＦ）３１を介して後段のミキサ３（図１）に出力され
る。この場合、ミキサ２４、２６、加算回路２９及びプ
リアンプ３０は制御信号ＣＮＴ２とは異なる制御信号Ｃ
ＮＴ１によつてオン／オフ動作が制御され、当該制御信
号ＣＮＴ１が例えばレベル「Ｈ」になつたときに動作す
るようになされている。 【００１８】ここで制御信号ＣＮＴ１、ＣＮＴ２は、ガ
ードバンド規格によるタイミング管理の基に図３に示す
ような波形に生成される。すなわち制御信号ＣＮＴ２
は、Ｑ信号Ｓ２１の立ち上がりよりも2.25ビツト前の時
点ｔ１からＱ信号Ｓ２１の立ち上がり時点ｔ４までの範
囲内に立ち上がり、Ｑ信号Ｓ２１の立ち下がり時点ｔ５
から当該立ち下がり時点ｔ５よりも2.25ビツト後の時点
ｔ８までの範囲内に立ち下がるようになされている。因
みに、この実施例の場合には、Ｑ信号Ｓ２１に対して１
ビツト分のランプアツプ／ダウンを行つているため、実
際上、制御信号ＣＮＴ２は時点ｔ２よりも前に立ち上が
り、時点ｔ７よりも後に立ち下がるようになされてい
る。 【００１９】一方、制御信号ＣＮＴ１は、Ｑ信号Ｓ２１
の立ち上がりよりも2.25ビツト前の時点ｔ１からＱ信号
Ｓ２１の立ち上がりよりも 0.5ビツト前の時点ｔ３まで
の範囲内に立ち上がり、Ｑ信号Ｓ２１の立ち下がりより
も 0.5ビツト後の時点ｔ６からＱ信号Ｓ２１の立ち下が
りよりも2.25ビツト後の時点ｔ８までの範囲内に立ち下
がるようになされている。因みに、１ビツトは約 13.89
〔μS 〕に相当する。 【００２０】この実施例の場合、図３において明らかな
ように、制御信号ＣＮＴ１はなだらかに立ち上がり、な
だらかに立ち下がるようになされている。しかも制御信
号ＣＮＴ１の立ち上がるタイミングは制御信号ＣＮＴ２
のタイミングよりも遅く、制御信号ＣＮＴ１の立ち下が
るタイミングは制御信号ＣＮＴ２よりも早くなるように
なされている。因みに、この制御信号ＣＮＴ１のスロー
プ部分はフレームコントローラ２１においてデイジタル
アナログ変換回路によつて生成される。 【００２１】以上の構成において、制御信号ＣＮＴ２に
よつてキヤリア発生回路２７の動作を制御し、制御信号
ＣＮＴ２よりもなだらかに遅く立ち上がり、かつなだら
かに早く立ち下がる制御信号ＣＮＴ１によつてミキサ２
４、２６、加算回路２９及びプリアンプ３０の動作を制
御することにより、ミキサ２４、２６、加算回路２９及
びプリアンプ３０は、キヤリア発生回路２７よりもなだ
らかに遅く立ち上がり、かつなだらかに早く立ち下が
る。すなわちミキサ２４、２６、加算回路２９及びプリ
アンプ３０がランプアツプ／動作する。これによりリー
クしたキヤリアｆC をパルス変調したような現象が発生
し難くなり、従来発生していたインパルス性のノイズを
抑えることができ、かくしてスプリアスの拡散を容易に
抑制できる。 【００２２】このようにしてスプリアスの拡散を抑制す
ることにより、従来のような煩雑な調整が不要になると
共に、従来のように送信系を制御する専用制御回路を別
に設ける場合に比して構成を簡易にできる。またこのよ
うにしてスプリアスの拡散を抑制すれば、変調器２２及
びその周辺回路をＩＣ化する場合に一段とＩＣ化し易く
なる。 【００２３】かくするにつき以上の構成によれば、キヤ
リア発生回路２７を制御信号ＣＮＴ２によつてオン／オ
フ動作し、制御信号ＣＮＴ２よりもなだらかに遅く立ち
上がり、かつなだらかに早く立ち下がる制御信号ＣＮＴ
１によつてミキサ２４、２６、加算回路２９及びプリア
ンプ３０をオン／オフ動作することにより、従来のよう
なインパルス性のノイズを抑えることができ、かくして
スプリアスの拡散を容易に抑制できる。 【００２４】（２）第２実施例 この第２実施例においては、抵抗とコンデンサで定まる
時定数によつて制御信号ＣＮＴ１のスロープ部分を生成
する場合について説明する。図４に示すように、ミキサ
２４（又は２６）は、差動入力段を形成する２組の差動
対（Ｑ１、Ｑ２及びＱ３、Ｑ４）と、その差動対の下段
に接続された信号入力段としてのトランジスタＱ５、Ｑ
６と、さらにその下段に接続された電流源を形成するト
ランジスタＱ７、Ｑ８とによつてほぼ全体が構成されて
いる。このミキサ２４（又は２６）では、信号入力段に
はＩ信号（又はＱ信号）が入力され、差動入力段にはキ
ヤリアｆC が入力されており、Ｉ信号（又はＱ信号）と
キヤリアｆC とを乗算した結果が出力端子から出力され
る。 【００２５】ここで差動入力段にＤＣバイアスを供給す
るトランジスタＱ９のベースには、抵抗Ｒ６及びコンデ
ンサＣ１でなるバイアスコントロール回路３３が設けら
れている。このバイアスコントロール回路３３にはフレ
ームコントローラ２１から出力される制御信号ＣＮＴ１
の立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングだけを
規定した矩形状の制御信号ＣＮＴ１’が入力されてお
り、バイアスコントロール回路３３は抵抗Ｒ６とコンデ
ンサＣ１で定まる時定数によつて制御信号ＣＮＴ１’の
立ち上がり及び立ち下がりを鈍らせて図３に示したよう
な制御信号ＣＮＴ１を生成し、この制御信号ＣＮＴ１を
トランジスタＱ９のベースに出力してミキサ２４（又は
２６）のＤＣバイアスを制御する。 【００２６】この場合、トランジスタＱ７、Ｑ８のベー
スには制御信号ＣＮＴ２が入力されており、ミキサ２４
（又は２６）はこの制御信号ＣＮＴ２によつてオン／オ
フ動作が制御されるようになされている。しかしながら
上述のように制御信号ＣＮＴ１でＤＣバイアスを制御し
ているため、実際にはミキサ２４（又は２６）は制御信
号ＣＮＴ１に基づいて動作し、第１実施例と同様にラン
プアツプ／ダウン動作することになる。 【００２７】また図５に示すように、加算回路２９は、
差動入力段を形成する差動対（Ｑ２０、Ｑ２２）と、そ
の下段に接続された電流源を形成するトランジスタＱ２
１、Ｑ２３と、出力段を形成するトランジスタＱ２４、
Ｑ２５とによつてほぼ全体が構成されている。この加算
回路２９では、差動入力段にミキサ２４、２６の出力が
入力されており、このミキサ２４、２６の出力を加算し
た結果が出力端子から出力される。 【００２８】ここで差動入力段にＤＣバイアスを供給す
るトランジスタＱ２６のベースには、抵抗Ｒ１７及びコ
ンデンサＣ２でなるバイアスコントロール回路３４が設
けられている。このバイアスコントロール回路３４には
ミキサ２４（又は２６）の場合と同様に制御信号ＣＮＴ
１’が入力されており、バイアスコントロール回路３４
は抵抗Ｒ１７とコンデンサＣ２で定まる時定数によつて
制御信号ＣＮＴ１’の立ち上がり及び立ち下がりを鈍ら
せて図３に示したような制御信号ＣＮＴ１を生成し、こ
の制御信号ＣＮＴ１をトランジスタＱ２６のベースに出
力して加算回路２９のＤＣバイアスを制御する。 【００２９】この場合も、トランジスタＱ２１、Ｑ２３
及びＱ２５のベースには制御信号ＣＮＴ２が入力されて
おり、加算回路２９はこの制御信号ＣＮＴ２によつてオ
ン／オフ動作が制御されるようになされている。しかし
ながら上述のように制御信号ＣＮＴ１でＤＣバイアスを
制御しているため、実際には加算回路２９は制御信号Ｃ
ＮＴ１に基づいて動作し、第１実施例と同様にランプア
ツプ／ダウン動作することになる。 【００３０】また図６に示すように、プリアンプ３０
は、差動入力段を形成する差動対（Ｑ３０、Ｑ３１）
と、その下段に接続された電流源を形成するトランジス
タＱ３４と、出力段を形成するトランジスタＱ３２、Ｑ
３３、Ｑ３５、Ｑ３６とによつてほぼ全体が構成され、
差動アンプの構成を有している。このプリアンプ３０で
は、差動入力段に加算回路２９の出力が入力されてお
り、それを増幅したものが出力端子から出力される。 【００３１】ここで差動入力段にＤＣバイアスを供給す
るトランジスタＱ３７のベースには、抵抗Ｒ２７及びコ
ンデンサＣ３でなるバイアスコントロール回路３５が設
けられている。このバイアスコントロール回路３５には
ミキサ２４（又は２６）の場合と同様な制御信号ＣＮＴ
１’が入力されており、バイアスコントロール回路３５
は抵抗Ｒ２７とコンデンサＣ３で定まる時定数によつて
制御信号ＣＮＴ１’の立ち上がり及び立ち下がりを鈍ら
せて図３に示したような制御信号ＣＮＴ１を生成し、こ
の制御信号ＣＮＴ１をトランジスタＱ３７のベースに出
力してプリアンプ３０のＤＣバイアスを制御する。 【００３２】この場合も、トランジスタＱ３４〜Ｑ３６
のベースには制御信号ＣＮＴ２が入力されており、プリ
アンプ３０はこの制御信号ＣＮＴ２によつてオン／オフ
動作するようになされている。しかしながら上述のよう
に制御信号ＣＮＴ１でＤＣバイアスを制御しているた
め、実際にはプリアンプ３０は制御信号ＣＮＴ１に基づ
いて動作し、第１実施例と同様にランプアツプ／ダウン
動作することになる。 【００３３】以上の構成によれば、抵抗とコンデンサで
定まる時定数によつて制御信号ＣＮＴ１のスロープ部分
を生成することにより、一段と構成を簡易にできる。特
にフレームコントローラ２１と変調器２２を一体にして
ＩＣ化する場合には、好適である。 【００３４】（３）他の実施例 なお上述の実施例においては、変調器２２によりも後段
にある送信系の回路を制御信号ＣＮＴ２によつて制御し
た場合について述べたが、本発明はこれに限らず、変調
器２２、フレームコントローラ２１及び変調器２２によ
りも後段にある送信系の回路を一体にＩＣ化する場合に
は当該変調器２２によりも後段にある送信系の回路を制
御信号ＣＮＴ１によつて制御しても良い。この場合、一
段とスプリアスの拡散を抑制し得る。 【００３５】また上述の実施例においては、変調器２２
のミキサ２４、２６、加算回路２９及びプリアンプ３０
を全て制御信号ＣＮＴ１によつて制御した場合について
述べたが、本発明はこれに限らず、ミキサ２４、２６、
加算回路２９及びプリアンプ３０のうちいづれか１つを
制御信号ＣＮＴ１によつて制御しても良い。 【００３６】さらに上述の実施例においては、ミキサ２
４、２６、加算回路２９及びプリアンプ３０がトランジ
スタで構成される場合について述べたが、本発明はこれ
に限らず、ミキサ、加算回路及びプリアンプをＦＥＴ
（電界効果トランジスタ）等の素子で構成するようにし
ても良い。 【００３７】また上述の実施例において、制御信号ＣＮ
Ｔ１が制御信号ＣＮＴ２よりも遅く立ち上がると共に、
制御信号ＣＮＴ２よりも早く立ち下がる場合について述
べたが、本発明はこれに限らず、制御信号ＣＮＴ１がな
だらかに立ち上がると共に、なだらかに立ち下がれば、
タイミングとしては制御信号ＣＮＴ１と同じでも良い。 【００３８】さらに上述の実施例においては、送信系及
び受信系がダブルコンバージヨン方式で構成される場合
について述べたが、本発明はこれに限らず、送信系及び
受信系がシングルコンバージヨン方式で構成される場合
でも良い。 【００３９】また上述の実施例においては、ＣＴ−２方
式のデイジタルコードレス電話装置について述べたが、
本発明はこれに限らず、その他の方式のデイジタルコー
ドレス電話装置でも良い。要はＴＤＤ方式の送信機に広
く適用し得る。 【００４０】 【発明の効果】上述のように本発明によれば、所定のタ
イミングで立ち上がり、かつ所定のタイミングで立ち下
がる第１の制御信号によつて送信回路及びキヤリア信号
発生回路のオンオフ動作を制御し、第１の制御信号の立
ち上がりタイミングと同じ又は遅いタイミングでなだら
かに立ち上がり、かつ第１の制御信号の立ち下がりタイ
ミングと同じ又は早いタイミングでなだらかに立ち下が
る第２の制御信号によつて、変調器のオンオフ動作を制
御するようにしたことにより、変調器がなだらかにオン
動作すると共に、なだらかにオフ動作し、これによりス
プリアスの拡散を容易に抑制できる。かくするにつき簡
易な構成で容易にスプリアスの拡散を抑制し得る送信機
を実現し得る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例によるデイジタルコードレス
電話装置の構成を示すブロツク図である。 【図２】その変調器の構成を示すブロツク図である。 【図３】オン／オフ動作を制御する制御信号の波形を示
す略線図である。 【図４】ミキサの構成を示す接続図である。 【図５】加算回路の構成を示す接続図である。 【図６】プリアンプの構成を示す接続図である。 【図７】従来のデイジタルコードレス電話装置の構成を
示すブロツク図である。 【符号の説明】 １、２０……デイジタルコードレス電話装置、２、２２
……変調器、３、６、１２、１４、２４、２６……ミキ
サ、８……送信アンプ、１１……受信アンプ、２１……
フレームコントローラ、２７……キヤリア発生回路、３
０……プリアンプ。
電話装置の構成を示すブロツク図である。 【図２】その変調器の構成を示すブロツク図である。 【図３】オン／オフ動作を制御する制御信号の波形を示
す略線図である。 【図４】ミキサの構成を示す接続図である。 【図５】加算回路の構成を示す接続図である。 【図６】プリアンプの構成を示す接続図である。 【図７】従来のデイジタルコードレス電話装置の構成を
示すブロツク図である。 【符号の説明】 １、２０……デイジタルコードレス電話装置、２、２２
……変調器、３、６、１２、１４、２４、２６……ミキ
サ、８……送信アンプ、１１……受信アンプ、２１……
フレームコントローラ、２７……キヤリア発生回路、３
０……プリアンプ。
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平４−180325（ＪＰ，Ａ)
特開 昭58−104531（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−99547（ＪＰ，Ａ)
特開 昭57−201351（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−7228（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−213029（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−297800（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−219129（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04L 27/00 - 27/38
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】所定周波数のキヤリア信号を発生するキヤ
リア信号発生回路と、送信データに対応した第１及び第
２の信号によつて上記キヤリア信号を変調する変調器
と、上記変調器から出力される変調信号を送信する送信
回路と、上記キヤリア信号発生回路、上記変調器及び上
記送信回路のオンオフ動作を制御する制御回路とを有
し、 上記制御回路は、 所定のタイミングで立ち上がり、かつ所定のタイミング
で立ち下がる第１の制御信号によつて上記送信回路及び
上記キヤリア信号発生回路のオンオフ動作を制御し、上
記第１の制御信号の立ち上がりタイミングと同じ又は遅
いタイミングでなだらかに立ち上がり、かつ上記第１の
制御信号の立ち下がりタイミングと同じ又は早いタイミ
ングでなだらかに立ち下がる第２の制御信号によつて、
上記変調器のオンオフ動作を制御する送信機であつて、 上記変調器は、上記キヤリア信号と上記第１の信号とを
乗算する第１のミキサと、上記キヤリア信号の位相を９
０°シフトした信号と上記第２の信号とを乗算する第２
のミキサと、上記第１のミキサの乗算結果と上記第２の
ミキサの乗算結果とを加算する加算回路と、上記加算回
路の加算結果を増幅する増幅回路とで形成された直交変
調器でなり、 上記第２の制御信号によつて、上記第１のミキサ、上記
第２のミキサ、上記加算回路及び上記増幅回路のうち少
なくとも１つの直流バイアスを制御する ことを特徴とす
る送信機。
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