JPH07118617B2

JPH07118617B2 - 電力増幅装置及び送信装置

Info

Publication number: JPH07118617B2
Application number: JP2189439A
Authority: JP
Inventors: 英一中西; 哲雄小野寺; 晴彦秋山
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 1990-07-19
Filing date: 1990-07-19
Publication date: 1995-12-18
Anticipated expiration: 2010-12-18
Also published as: US5144258A; JPH0479406A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、移動通信用無線送信機等に用いられる線形化
電力増幅装置及びそれを備えた送信装置に関し、特に、
そのバースト制御方法に関するものである。

［従来の技術］例えばQAM（quadrature amplitude modulation）信号を
電力増幅する場合には、その振幅も重要な要素であり、
線形増幅することを要する。この場合に、線形増幅器
（Ａ級）を用いることも考えられるが、線形増幅器は電
力効率が悪く、例えば電池駆動の移動送信機には適さな
い。そこで、電力効率の良い飽和形（非線形）電力増幅
器を用い、包絡線帰還を適用することで、全体として線
形増幅を行なうことができるようにした線形化電力増幅
装置が既に提案されている。

第２図はこのような包絡線帰還を用いた従来の線形化電
力増幅装置の構成を示すものである。

第２図において、飽和形電力増幅器１が電力増幅を行な
うものであるが、この飽和形電力増幅器１は、その出力
信号（出力電力）を制御するために制御端子５を有して
おり、この端子の印加電圧（制御信号）に応じて出力電
力を変化させる。しかし、この電力増幅器１は飽和形で
あるので、制御信号と出力信号は非線形な関係がある。
従って、飽和形電力増幅器１を用いて線形増幅器を構成
するために、第２図のように包絡線帰還を用いている。

以下、この線形化増幅を実現させる構成について説明す
る。飽和形電力増幅器１の出力信号RFoutの一部は、出
力カップラ（例えば結合ストリップライン）９により取
り出されて出力側検波器２に与えられる。出力側検波器
２は、取出された信号の包絡線信号を得てゲインβ１の
増幅器３を介して比較器４の反転入力端子に与える。

一方、飽和形電力増幅器１への入力信号RFinは、入力側
カップラ（電力分割器）６を経て２分される。一方は、
リミッタ10を介して振幅が制限された後飽和形増幅器１
に与えられ、他方は入力側検波器７に与えられる。入力
側検波器７は、入力信号の包絡線信号を得た後ゲインβ
２の増幅器８を介して比較器４の非反転入力端子に与え
る。

比較器４は、出力信号における包絡線信号と入力信号に
おける包絡線信号との差分を得てこの差分信号を制御端
子５に帰還電圧として印加する。

次に、以上の構成の作用を説明し、入力信号RFinの振幅
成分を忠実に（線形に）増幅していることを明らかにす
る。

振幅成分が刻々と変化する、例えばQAM信号は、入力側
カップラ６で分割された後に、一方は、リミッタ10でそ
の振幅成分が一定化されて電力増幅器１に入力される。
リミッタ10を設けているのは、通常、飽和形電力増幅器
１が一定の入力電力レベルを前提として設計されてお
り、この電力増幅器１を安定動作させるためである。従
って、低入力レベルでも安定動作するならば必ずしもリ
ミッタ10は必要ではない。分割された他方のQAM信号
は、入力側検波器７で検波されてQAM信号の振幅成分
（包絡線）が生成される。この包絡線信号は、適当なゲ
インβ２で増幅されて比較器４の基準信号となる。

出力信号RFoutも、同様に出力側検波器２で検波されて
その振幅成分（包絡線）が生成され、適当なゲインβ１
で増幅されて比較器４に与えられる。

ここで、ゲインβ１及びβ２は電力増幅器１の増幅率が
考慮されて選定されている。比較器４は、入力信号RFin
から得られた基準信号に対する、出力信号RFoutの包絡
線の誤差分をフィードバック信号として制御端子５に印
加しており、かくして、このフィードバックループの動
作により、電力増幅器１が非線形増幅動作しても常に入
力信号RFinの振幅成分が出力信号RFoutにも再現（線形
増幅）されるようになる。

すなわち、QAM信号の振幅成分の帯域で十分なループゲ
インを有していれば、制御端子５の印加電圧−出力電圧
の非線形性もループゲイン分だけ改善される。例えば、
北アメリカで採用されているデジタルセルラ自動車電話
システムの場合、QAM信号は±12KHz（24KHz）の帯域を
もつので、この周波数で26dBの改善が必要とした場合、
安定動作するループ帯域は約300KHzとなる。

ところで、デジタル方式の自動車電話システムでは、一
般にTDMA（時分割多重によるキャリア共用）が採用され
ている。従って、無線送信機は、ある特定の時間毎に送
信を行なう必要があり、線形化電力増幅装置において
も、オン／オフ制御、すなわちバースト制御を行なう必
要がある。

例えば、上述したデジタルセルラ自動車電話システムに
おいては、３チャンネルのTDMAが採用やれているため、
第３図に示すように、20msec毎の6.66msecの間だけバー
スト送信する必要がある。

以下、このバースト制御について説明する。

第４図（Ｂ）は、上述したデジタルセルラ自動車電話シ
ステムについての送信バーストの規定である。最初の３
シンボル期間はガードタイムで、次の３シンボル期間で
規定の電力レベルまで立上げ、最後の３シンボル間で電
力レベルを立下げることになっている。

このような電力レベルの立上げ、立下げに当たっては次
のことが重要となる。すなわち、立上げ及び立下げは、
できるだけ滑らかに行なわなければならない。これは、
急激な立上りや立下り波長は高い周波数成分を含んでお
り、立下りや立上りの瞬間に送信スペクトラムが拡がっ
てしまい、隣接チャンネル妨害の原因となるためであ
る。すなわち、第４図（Ａ）に破線で示すような傾きが
急な波形変化や、１点鎖線で示すような角張っている波
形変化は好ましくなく、実線で示すような滑らかな変形
変化が好ましい。

従来、このような滑らかなバースト制御を行なう方法と
しては、電力増幅器の出力側にPINダイオードによる
可変アッテネータを使ってAM変調する方法や、ベース
バンドのＩ、Ｑ信号を滑らかに立上げたり立下げたりす
る方法等があった。

第５図はの方法の説明図である。電力増幅器の出力側
に設けられている伝送線路15の位相が所定量異なる位置
には、カソードがアースされている２個のPINダイオー
ド16及び17が設けられている。これらPINダイオード16
及び17は、順バイアス時のバイアス電流によってインピ
ーダンスが変化するので、可変アッテネータとして使用
できる。従って、出力信号をPINダイオード16及び17の
バイアス電流でバースト変調できる。

第６図はの方法の説明図である。デジタル方式の自動
車電話システムでは、電力増幅装置の直前に、第６図に
示す直交変調器が設けられ、Ｉ信号とキャリア信号とを
乗算器20で乗算すると共に、Ｑ信号とπ/2移相器22を介
したキャリア信号とを乗算器21で乗算し、両乗算信号を
合成器23で合成して電力増幅装置に対する入力信号（QA
M信号）を形成するようにしているが、変調入力のＩ、
Ｑ信号を所望の波形で立上げ又は立下げることにより、
電力増幅装置への入力電力レベルも滑らかに変化し、滑
らかなバースト制御を実現している。

［発明が解決しようとする課題］しかしながら、上記のバースト制御方法では、それぞれ
次のような欠点があった。

の方法の場合、実際上、電力増幅装置の出力信号につ
いて必要なキャリアオフレベルを得るためには、複数の
PINダイオードが必要であり、そのバイアス制御回路も
必要となる。そのため、部品数が多くなり、構成及びコ
ストの点で問題がある。

の方法の場合、直交変調器へのＩ、Ｑ信号を変化させ
るものであるが、一般に、直交変調器のキャリアオフ時
におけるキャリアリークは30dB程度であり、変調器の出
力レベルを十分に絞ることは不可能である。従って、電
力増幅装置がキャリアオフレベルまで出力電力を絞り切
ることが不可能である。

また、上述の両バースト制御方法では、立上げ時及び立
下げ時の信号波形に対する考慮を行なっておらず、その
ため、滑らかな立上げ及び立下げを行なおうとしても、
信号波形によっては限界があった。

第１の本発明は、以上の点を考慮してなされたものであ
り、簡単な構成でスペクトラム拡がりのないバースト制
御を実現できる電力増幅装置を提供しようとするもので
ある。

第２の本発明は、送信の停止期間において出力電力をキ
ャリアオフレベルに十分に絞り切ることができる電力増
幅装置を提供しようとするものである。

第３の本発明は、立上げ時及び立下げ時のバースト制御
に適した信号波形を、内部の電力増幅装置に供給するこ
とができる送信装置を提供しようとするものである。

［課題を解決するための手段］第１及び第２の本発明は、入力信号を電力増幅する制御
端子を有する飽和形電力増幅器と、入力信号の包絡線信
号を基準とした、電力増幅器からの出力信号の包絡線信
号の誤差信号を制御端子に入力するフィードバックルー
プとを備え、入力信号を線形電力増幅する包絡線帰還を
用いた送信装置用電力増幅装置に関するものである。

第１の本発明（請求項１対応）は、バースト送信の過渡
期間の円滑化を期したものであり、入力信号の包絡線信
号を円滑化する波形整形回路を備えた切替回路を設け、
この切替回路が、バースト送信の過渡期間では、波形整
形回路を介した入力信号の包絡線信号をフィードバック
ループ内の比較器に入力するようにしたものである。

なお、波形整形回路としては、２次のローパスフィルタ
が好ましい。

第２の本発明（請求項３対応）は、送信停止期間におけ
る出力電力のキャリアオフレベルへの十分な絞り込みを
期したものであり、バースト送信の停止期間において、
入力信号の包絡線信号がフィードバックループ内の比較
器に入力されることを阻止する遮断回路を設けたもので
ある。

第３の本発明（請求項４対応）は、包絡線帰還を用いた
電力増幅装置を備え、電力増幅装置への入力信号がQAM
信号である送信装置において、バースト送信の過渡期間
の送信データを、QAM信号の振幅変動が最小となるデー
タにしたことを特徴とするものである。

ここで、QAM信号が、π/4シフトDQPSK変調信号である場
合には、バースト送信の立上り期間では位相遷移を＋45
度（又は−45度）とし、立下り期間では位相遷移を−45
度（又は＋45度）とする送信データとすることが好まし
い。

［作用］第１の本発明では、バースト送信の過渡期間において、
波形整形回路を介して円滑化された入力信号の包絡線信
号をフィードバックループ内の比較器に入力するように
したことにより、比較基準自体が滑らかになり、滑らか
なバースト制御を実現できる。

この場合において、波形整形回路として、２次のローパ
スフィルタを適用すると、簡易、安価な構成によって十
分な円滑性が得られる。

第２の本発明では、遮断回路によって、バースト送信の
停止期間において、入力信号の包絡線信号が上記フィー
ドバックループ内の比較器に入力されることを阻止する
ようにした。送信の停止期間において入力信号にキャリ
アがリークしていても、比較基準が０であるので、電力
増幅装置の出力電力はオフレベルに十分に絞り込まれ
る。

第３の本発明では、バースト送信の過渡期間の送信デー
タを、QAM信号の振幅変動が最小となるデータにしたこ
とにより、バースト制御の円滑性を実現できる。

なお、QAM信号が、π/4シフトDQPSK変調信号であるなら
ば、バースト送信の立上り期間では位相遷移を＋45度
（又は−45度）とし、立下り期間では位相遷移を−45度
（又は＋45度）とする送信データが、振幅変動を最小と
するものになる。

［実施例］以下、本発明を北アメリカで採用されているデジタルセ
ルラ自動車電話システムに適用した一実施例を図面を参
照しながら詳述する。

第１図はこの実施例に係る線形化電力増幅装置を示す回
路図である。

第１図においても、飽和形電力増幅器31の出力信号RFou
tの一部は、出力カップラ39により取り出されて出力側
検波器32に与えられ、この出力側検波器32によって出力
信号の包絡線信号が得られ、これがゲインβ１の増幅器
33を介して比較器34の反転入力端子に与える。一方、飽
和形電力増幅器31への入力信号RFinは、入力側カップラ
36を経て２分され、一方は、リミッタ40を介して振幅が
制限された後飽和形増幅器31に与えられ、他方は入力側
検波器37に与えられて包絡線信号が得られた後、ゲイン
β２の増幅器38及び後述する切替回路50を介して比較器
34の非反転入力端子に与える。

これにより、比較器34は、出力信号における包絡線信号
と入力信号における包絡線信号との差分を得てこの差分
信号を出力電力制御端子35に帰還制御信号として印加
し、出力信号RFoutにおける包絡線が入力信号RFinにお
ける包絡線に応じたもの（線形増幅）になるようにす
る。

以上のように、この実施例においても、基本的構成及び
その動作は、従来と同様である。

しかし、バースト制御を考慮して、増幅器38及び比較器
34間に切替回路50を介挿した点が従来とは異なる。

この切替回路50は、増幅器38からの入力信号の包絡線信
号を比較器34に与える２つのルートRA及びRBを有する。
ルートRAには．第１のスイッチ51が介挿されている。他
方のルートRBには、第２のスイッチ52、第７図に詳細構
成を示す波形整形回路53、及び第３のスイッチ54が順に
介挿されている。

各スイッチ51、52、54は、図示しないタイミング制御回
路からの制御信号によってオンオフ動作する単純なスイ
ッチでなり、例えばCMOS等のICで構成される。

波形整形回路53は、包絡線信号を円滑化することで、後
述するようにバースト制御の立上げ及び立下げ時の波形
を整形するためのものである。この波形整形回路53は、
例えば第７図に示すように、演算増幅器を用いたアクテ
ィブフィルタで構成された、RCフィルタ部を２段有する
２次のローパスフィルタ（以下、２次回路と呼ぶ）で実
現される。

第７図において、抵抗Rgは直流入力レベルを0Vに設定す
るための接地抵抗であり、バッファ増幅器Ｈを介してロ
ーパスフィルタ本体に与えられる。ローパスフィルタ本
体は、演算増幅器OPと、バッファ増幅器Ｈの出力端と演
算増幅器OPの非反転入力端とに介挿された２個の抵抗R1
及びR2と、抵抗R2と共にRCフィルタ部を構成する一端が
演算増幅器OPの非反転入力端に接続するコンデンサC1
と、一端が抵抗R1及びR2の接続中点に接続すると共に他
端が演算増幅器OPの出力端に接続して抵抗R1と共にRCフ
ィルタ部を構成するコンデンサC2と、演算増幅器OPの反
転入力端及び出力端に接続された抵抗R3とから構成され
ている。

このような２次回路（波形整形回路）53のステップ入力
応答は、第８図に示したように、尖鋭度Ｑ値によってそ
の出力波形を任意に設定できる。しかも、RCフィルタ部
を１個用いている１次回路に比べて変化が滑らかであ
り、また、RCフィルタ部を３個以上用いている３次回路
以上に比較して十分な出力波形を得られるにも拘らず構
成が簡単である。この実施例では、このように波形整形
回路53として、２次回路を用いていることが一つの特徴
である。

次に、線形化電力増幅装置の動作について説明する。な
お、線形増幅動作自体は従来と同様であるのでその説明
は省略し、バースト制御動作について詳細に説明する。

第９図は、送信バーストと切替回路50のスイッチ51、5
2、54の切替タイミングを示したものであり、上述した
デジタルセルラ自動車電話システムに対応したチャート
である。

第９図（Ａ）は電力出力のオン（送信）オフ（停止）タ
イミングを示しており、基本的には矩形波形状で表され
るが、スペクトラムの拡がりを抑えるべく立上り及び立
下りを滑らかにすることが必要である。第９図（Ｂ）〜
（Ｄ）に示すスイッチ51、52、54の動作において、オン
は接続を、オフは開放を意味する。また、各スイッチ5
1、52、54の開閉遷移時間は十分速いものとする。

以下、期間を次のように５通りに分けて動作を説明す
る。

期間T1（〜t0）：この期間ではスイッチ54のみをオンとする（第９図
（Ｄ））。このとき、スイッチ51及び52が開放されてい
るので、入力信号の到来の有無に拘らず、切替回路50か
らの出力（第９図（Ｅ））は0V（グランド）となる。従
って、線形化ループが0Vを基準電圧として動作し、出力
電力は０となる。例えば、直交変調器（第６図参照）か
らリークされたキャリア信号が入力されても出力電力は
０となり、確実にキャリアオフレベルを実現できる。

期間T2（t0〜t1）：この期間ではスイッチ54に加えてスイッチ52をオンとす
る。従って、入力信号の包絡線信号がルートRBを経由で
きるようになる。この期間では送信動作に移行したた
め、入力信号自体が立上っていくが、その包絡線信号を
２次回路53に入力しているため、切替回路50の出力信号
は、第９図（Ｅ）に示すように入力包絡線信号の平均値
（積分値）に向かって滑らかに立ち上がる。このように
比較器34への基準電圧が滑らかに立上るので、出力電力
も滑らかに立上る。

周期T3（t1〜t2）：この期間では、スイッチ51及び52をオンとし、スイッチ
54をオフとする。従って、入力信号の包絡線信号はルー
トRAをそのまま通って切替回路50の出力信号となる。こ
のときには、入力信号自体が完全に立上っており、その
包絡線信号が比較器34に基準信号として与えられるの
で、通常のループ動作で線形化増幅が行なわれる。

なお、スイッチ54が開放されているので、２次回路53か
らの出力が比較器34に与えられることはないが、この２
次回路53には包絡線信号が入力されており、２次回路53
から入力包絡線の平均レベル電圧が出力されている。こ
れは、後述する立下り期間での滑らかな波形変化を意図
して実行させているものである。

期間T4（t2〜t3）：この期間では、スイッチ51及び52をオフとし、スイッチ
54をオンとする。従って、このときには、２次回路53の
出力が切替回路50の出力信号として比較器34に与えられ
る。この期間では、２次回路53には入力包絡線信号は入
力されないが、２次回路53が有する時定数に従い、、通
常動作時の包絡線信号の平均レベルから0Vへ２次回路53
のステップダウン応答波形で滑らかに立ち下がる。従っ
て、出力電力レベルも滑らかに立ち下がる。

期間T5（t3〜）：この期間では、スイッチ54のみをオンとする。従って、
上述した期間T1と同一の動作を行なうので説明は省略す
る。

なお、以上のスイッチ制御は、図示しないタイミング制
御回路が割当てられている送信期間のシンボル期間に同
期させて行なう。

以上のような切替回路50に対するタイミング制御によ
り、立上げ、立下げ期間だけ、２次回路53のステップ入
力の滑らかな波形に切り換えることができ、出力電力を
滑らかにオン／オフすることができる。なお、ループ帯
域は入力信号帯域より十分に広くとってあるので、動作
ループは２次回路53の出力応答に十分に追従することが
できる。

北アメリカで採用されているデジタルセルラ自動車電話
システムの場合、立上り及び立下りに３シンボル期間
（１シンボル期間は約41μsec）を割り当てているの
で、整定期間を考慮して立上り期間を例えば82μsecと
する。このとき、２次回路53の尖鋭度Ｑを、立上り時の
オーバーシュートが少ない良好な立上りを実現できる0.
7とすると（第８図参照）、２次回路53を構成する各回
路素子の値を、例えばR1＝R2＝1kΩ、C1＝0.038μＦ、C
2＝0.019μＦ、R3＝10kΩ、Rg＝10kΩとすれば良い。ま
た、北アメリカで採用されているデジタルセル自動車電
話システムの場合、ループは300KHz程度の帯域をもって
いるので（応答は3.3μsec）、上述のように各回路素子
の値を選定した２次回路53の出力応答には十分に追従す
る。

以上、切替回路50を設けることによって、バースト制御
の立上り及び立下りを滑らかにすることを説明したが、
北アメリカで採用されているデジタルセルラ自動車電話
システムの場合には、これに加えて、次のようにするこ
とで一段と立上り及び立下り波形を滑らかにすることが
できる。すなわち、デジタルセルラ方式の自動車電話シ
ステムでは、π/4シフトDQDPSK（differential quadrat
ure phase shift keying）方式で振幅位相変調された信
号（QAM信号の１種）を線形化増幅しているが、立上げ
及び立下げ時間のそれぞれ３シンボル期間ずつのデータ
を次のように工夫することにより、さらに滑らかなバー
スト制御の過渡応答を得ることができる。

以下、このことについて説明する。

第10図は、π/4シフトDQPSK変調波の空間位相遷移図で
ある。第10図において、縦軸は直交変調器（第６図参
照）に入力するＩ信号成分を示し、横軸は直交変調器に
入力するＱ信号成分を示している。入力音声信号は、デ
ジタル信号に変換された後、所定ビット毎のマッピング
処理を通じてＩ信号成分及びＱ信号成分に変換される。
Ｉ信号成分及びＱ信号成分はそれぞれ、±１、０、±２
^1/2をとるものであり、これらの組み合わせのうち振幅
が等しい（原点Ｏからの距離が等しい）８個を遷移し得
る位相ポイントb1〜b8としている。なお、空間位相遷移
図の径（半径）は振幅を表している。また、π/4シフト
DQPSK変調波の場合、ある位相ポイントからは、±45
度、±135度ずれた４個の位相ポイントのいずれかにシ
フトすることに定まっている。例えば、位相ポイントb1
からは、位相ポイントb2、b4、b6又はb8にシフトし得
る。

なお、位相ポイントは約41μsec毎に遷移するものであ
る。

ここで、このようなπ/4シフトDQPSK変調波について位
相遷移と振幅波形との関係を、立上り及び立下り期間で
ある３シンボル期間について考える。

第11図は位相遷移が45度ずつの場合を示しており、第12
図は位相遷移が135度ずつの場合を示している。

位相遷移が45度ずつの場合には、第11図（Ａ）に示すよ
うに原点Ｏからほぼ等距離で位相が遷移していくため、
通常期間であれば第11図（Ｂ）に示すように振幅波形の
変化は少なく、立上り期間に適用したとしても第11図
（Ｃ）に示すようにその変動は少ない。従って、波形整
形回路53を通過させた場合には、帯域が狭くて周波数ず
れが少ない非常に滑らかなものとなる。

これに対して、位相遷移が135度ずつの場合には、第12
図（Ａ）に示すように原点Ｏの近くを通って次の位相ポ
イントに遷移していくため、通常期間であれば第12図
（Ｂ）に示すように振幅波形の変動が大きく、立上り期
間に適用したとしても第12図（Ｃ）に示すようにその変
動は大きい。従って、波形整形回路53を通過させたとし
ても、変動を吸収できずに、周波数ずれが生じてしま
う。

このような位相遷移と振幅変化との関係は、立下り期間
についても同様に成り立つ。

そこで、この実施例の場合、立上げ期間では＋45度（又
は−45度）ずつで位相遷移させ、立下げ期間では−45度
（又は＋45度）ずつで位相遷移させることとした。

なお、実際上、音声デジタルデータからＩ、Ｑ信号を得
るマッピング処理は、ソフトウェア的に実行され、この
ような過渡期間におけるデータ選定を容易に行なうこと
ができる。

従って、上述の実施例によれば、次の効果を得ることが
できる。

波形整形回路53を内蔵する切替回路50を設けてバース
トの立上り期間及び立下り期間では、入力包絡線信号を
波形整形回路を介して比較器34に与えるようにしたの
で、滑らかなバースト波形が得られ、スペクトラムの拡
がりを防止できて他チャンネルへの妨害を未然に防止す
ることができる。

かくするにつき、フィードバックループ外に切替回路
50を挿入しているので、ループは常に安定に動作する。

波形整形回路53として２次のローパスフィルタを適用
したので、上述のの効果を得るための構成を簡易、安
価なものとすることができる。

切替回路50が、送信の停止期間では、０レベルの出力
を比較器34に与えるようにしているので、直交変調器か
らリークされたキャリアが与えられたとしても、電力増
幅装置はキャリアを確実にオフレベルに絞り込むことが
できる。

電力増幅装置に与えるQAM信号の立上り期間及び立下
り期間のデータを、QAM信号の振幅変化が最小となるよ
うに（45度ずつの位相遷移）選定したので、さらに滑ら
かなバースト制御の過渡特性を実現することができる。

なお、上述の実施例は、北アメリカで採用されているデ
ジタルセルラ自動車電話システムに対するものを示した
が、他のシステム（自動車電話システムに限定されな
い）に適用される電力増幅装置や、電力増幅装置を備え
ている送信装置（無線有線を問わない）に対しても本発
明を適用することができる。

また、電力増幅されるQAM信号も、π/4シフトDQPSK変調
信号に限定されるものではない。他のQAM信号であって
も、位相遷移による振幅変動が最小になるように、立上
り及び立下り期間のデータを定めることが重要である。

さらに、QAM信号の立上り及び立下り期間のデータ選定
は、電力増幅装置が切替回路を備えていない場合にも有
効である。

［発明の効果］以上のように、第１の本発明によれば、切替回路を設け
て、送信期間の立上り及び立下り期間では波形整形され
た入力包絡線信号を比較器に与えるようにしたので、立
上り時及び立下り時が滑らかなバースト制御が可能とな
り、スペクトラムの拡がりを防止できて他チャンネルへ
の妨害を未然に防止することができる。

また、第２の本発明によれば、切替回路（遮断回路）を
設けて、送信の停止期間では入力包絡線信号の比較器へ
の入力を停止させるようにしたので、送信停止期間での
電力増幅装置からのキャリアリークを防止することがで
きる。

また、第３の本発明によれば、電力増幅装置に与える入
力信号の振幅変動が最小となるように立上り時及び立下
り時の入力信号の内容を定めたので、立上り時及び立下
り時が滑らかなバースト制御が可能となり、スペクトラ
ムの拡がりを防止できて他チャンネルへの妨害を未然に
防止することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係る電力増幅装置を示すブ
ロック図、第２図は従来の電力増幅装置を示すブロック
図、第３図及び第４図はバースト制御の一般的な説明
図、第５図及び第６図はそれぞれ従来のバースト制御方
法の説明図、第７図は第１図の波形整形回路53の詳細構
成図、第８図は波形整形回路53のステップ入力応答を示
す特性図、第９図は第１図の切替回路50の切替動作を示
すタイミングチャート、第10図は上記実施例で用いられ
るπ/4シフトDQPSK変調信号の空間位相遷移図、第11図
及び第12図はそれぞれπ/4シフトDQPSK変調信号につい
ての位相遷移と振幅変動との関係の説明図である。 31……飽和形電力増幅器、32……出力側検波器、34……
比較器、35……制御端子、37……入力側検波器、50……
切替回路、51、52、54……スイッチ、53……波形整形回
路（２次回路）。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力信号を電力増幅する制御端子を有する
飽和形電力増幅器と、上記入力信号の包絡線信号を基準
とした、上記電力増幅器からの出力信号の包絡線信号の
誤差信号を上記制御端子に入力するフィードバックルー
プとを備え、上記入力信号を線形電力増幅する包絡線帰
還を用いた送信装置用電力増幅装置において、上記入力信号の包絡線信号を円滑化する波形整形回路を
備えた切替回路を儲け、この切替回路が、バースト送信の過渡期間では、上記波
形整形回路を介した上記入力信号の包絡線信号を上記フ
ィードバックループ内の比較器に入力するようにしたこ
とを特徴とする電力増幅装置。
【請求項２】上記波形整形回路として、２次のローパス
フィルタを適用したことを特徴とする請求項１に記載の
電力増幅装置。
【請求項３】入力信号を電力増幅する制御端子を備えた
飽和形電力増幅器と、上記入力信号の包絡線信号を基準
とした、上記電力増幅器からの出力信号の包絡線信号の
誤差信号を上記制御端子に入力するフィードバックルー
プとを備え、上記入力信号を線形電力増幅する包絡線帰
還を用いた送信装置用電力増幅装置において、バースト送信の停止期間において、上記入力信号の包絡
線信号が上記フィードバックループ内の比較器に入力さ
れることを阻止する遮断回路を設けたことを特徴とする
電力増幅装置。
【請求項４】包絡線帰還を用いた電力増幅装置を備え、
上記電力増幅装置への入力信号がQAM信号である送信装
置において、上記QAM信号としてπ/4シフトDQPSK変調信号を用い、バースト送信の立ち上がり期間では位相遷移を＋45度
（または−45度）とし、立ち下がり期間では位相遷移を
−45度（または＋45度）とする送信データとしたことを
特徴とする送信装置。
【請求項５】π/4シフトDQPSK変調信号である入力信号
を電力増幅する制御端子を有する飽和形電力増幅器と、
上記入力信号の包絡線信号を基準とした、上記電力増幅
器からの出力信号の包絡線信号の誤差信号を上記制御端
子に入力するフィードバックループとでなる電力増幅装
置を備えた送信装置において、上記入力信号の包絡線信号を円滑化する波形整形回路を
備えた切替回路を設け、この切替回路が、バースト送信の過渡期間では、上記波
形整形回路を介した上記入力信号の包絡線信号を上記フ
ィードバックループ内の比較器に入力し、バースト送信
の停止期間では、上記入力信号の包絡線信号が上記比較
器に入力されることを阻止するとともに、バースト送信の立ち上がり期間では位相遷移を＋45度
（または−45度）とし、立ち下がり期間では位相遷移を
−45度（または＋45度）とする送信データとしたことを
特徴とする送信装置。