JPH10107677A - 送受信装置 - Google Patents
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- JPH10107677A JPH10107677A JP9186611A JP18661197A JPH10107677A JP H10107677 A JPH10107677 A JP H10107677A JP 9186611 A JP9186611 A JP 9186611A JP 18661197 A JP18661197 A JP 18661197A JP H10107677 A JPH10107677 A JP H10107677A
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- H04B1/54—Circuits using the same frequency for two directions of communication
- H04B1/56—Circuits using the same frequency for two directions of communication with provision for simultaneous communication in two directions
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＦＤＭＡ／ＴＤＤ方式の送受信装置のシング
ルスーパーヘテロダイン受信方式の高周波回路におい
て、スプリアスに関する規格を満足させることを目的と
する。 【解決手段】 高周波回路ブロックは受信系及び送信系
を有し、受信系には受信イネーブル信号が供給され送信
系には送信イネーブル信号が供給され、それによって受
信チャンネルと送信チャンネルが交互に切り換えられ
る。送信イネーブル信号は遅延回路を経由して送信系に
供給される。遅延回路は送信系のドライバアンプの入力
側に設けられる。
ルスーパーヘテロダイン受信方式の高周波回路におい
て、スプリアスに関する規格を満足させることを目的と
する。 【解決手段】 高周波回路ブロックは受信系及び送信系
を有し、受信系には受信イネーブル信号が供給され送信
系には送信イネーブル信号が供給され、それによって受
信チャンネルと送信チャンネルが交互に切り換えられ
る。送信イネーブル信号は遅延回路を経由して送信系に
供給される。遅延回路は送信系のドライバアンプの入力
側に設けられる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、多重アクセス方式
としてＦＤＭＡを使用し、双方向通信方式としてＴＤＤ
を使用する送受信装置に関し、特にその移動局（子機）
又は基地局（親機）の高周波回路ブロックに関する。
としてＦＤＭＡを使用し、双方向通信方式としてＴＤＤ
を使用する送受信装置に関し、特にその移動局（子機）
又は基地局（親機）の高周波回路ブロックに関する。
【０００２】
【従来の技術】欧州等で広く採用されているＣＴ−２方
式のディジタルコードレス電話等の送受信装置では、多
重アクセス方式としてＦＤＭＡ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ
Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）
を使用し、双方向通信方式としてＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄ
ｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）を使用する。
式のディジタルコードレス電話等の送受信装置では、多
重アクセス方式としてＦＤＭＡ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ
Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）
を使用し、双方向通信方式としてＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄ
ｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）を使用する。
【０００３】複数のユーザが同時に使用している通信空
間にて特定の通信先に接続する方式を多重アクセスと言
う。ＣＴ−２方式では多重アクセスとしてＦＤＭＡを採
用する。ＦＤＭＡでは、ユーザ毎に１つの周波数が割り
当てられる。
間にて特定の通信先に接続する方式を多重アクセスと言
う。ＣＴ−２方式では多重アクセスとしてＦＤＭＡを採
用する。ＦＤＭＡでは、ユーザ毎に１つの周波数が割り
当てられる。
【０００４】また、基地局（親機）から移動局（子機）
への受信チャンネルと移動局（子機）から基地局（親
機）への送信チャンネルとを分離する方式として、ＣＴ
−２方式の場合、ＴＤＤ（１周波時分割双方向通信方
式）を採用する。
への受信チャンネルと移動局（子機）から基地局（親
機）への送信チャンネルとを分離する方式として、ＣＴ
−２方式の場合、ＴＤＤ（１周波時分割双方向通信方
式）を採用する。
【０００５】ＴＤＤは、同一周波数を使って時分割で送
信と受信を交互に切り換える方式である。例えば、１つ
の周波数帯域の搬送波信号を使用する送信と受信が１ミ
リ秒毎に交互に切り換えられる。
信と受信を交互に切り換える方式である。例えば、１つ
の周波数帯域の搬送波信号を使用する送信と受信が１ミ
リ秒毎に交互に切り換えられる。
【０００６】ＦＤＭＡ／ＴＤＤ方式の送受信装置の受信
方式として、シングルスーパーヘテロダイン方式とダブ
ルスーパーヘテロダイン方式が考えられる。
方式として、シングルスーパーヘテロダイン方式とダブ
ルスーパーヘテロダイン方式が考えられる。
【０００７】図５を参照して、シングルスーパーヘテロ
ダイン受信方式を使用したＦＤＭＡ／ＴＤＤ方式の送受
信装置の高周波回路ブロックの例を説明する。
ダイン受信方式を使用したＦＤＭＡ／ＴＤＤ方式の送受
信装置の高周波回路ブロックの例を説明する。
【０００８】高周波回路ブロックは、一般に、アンテナ
系１１１、１１２、１１３と受信系１２１、１２２、１
２３、１２４、１２５及び送信系１３１、１３２、１３
３、１３４、１３５、１３６と発振回路系１４０、１４
５、１５０とを有する。
系１１１、１１２、１１３と受信系１２１、１２２、１
２３、１２４、１２５及び送信系１３１、１３２、１３
３、１３４、１３５、１３６と発振回路系１４０、１４
５、１５０とを有する。
【０００９】先ず発振回路系について説明する。発振回
路系は基準発振器１４５と２つのＰＬＬ回路１４０、１
５０とを有する。基準発振器１４５から出力された基準
周波数Ｆｒｅｆの信号は第１及び第２のＰＬＬ回路１４
０、１５０に供給される。
路系は基準発振器１４５と２つのＰＬＬ回路１４０、１
５０とを有する。基準発振器１４５から出力された基準
周波数Ｆｒｅｆの信号は第１及び第２のＰＬＬ回路１４
０、１５０に供給される。
【００１０】第１のＰＬＬ回路１４０は局部発振周波数
Ｆｌｏの信号を生成し、第２のＰＬＬ回路１５０は中間
周波数Ｆｉｆの２倍の周波数の信号を生成する。
Ｆｌｏの信号を生成し、第２のＰＬＬ回路１５０は中間
周波数Ｆｉｆの２倍の周波数の信号を生成する。
【００１１】例えば、基準周波数Ｆｒｅｆを１２．８Ｍ
Ｈｚとし、局部発振周波数Ｆｌｏを８４６ＭＨｚ、中間
周波数の２倍の周波数２×Ｆｉｆを２×２０＝４０ＭＨ
ｚとする。
Ｈｚとし、局部発振周波数Ｆｌｏを８４６ＭＨｚ、中間
周波数の２倍の周波数２×Ｆｉｆを２×２０＝４０ＭＨ
ｚとする。
【００１２】次に受信チャンネルについて説明する。ア
ンテナ１１１によって受信された送受信周波数Ｆｒｆの
搬送波信号は第１のバンドパスフィルタ１１２、送受信
切り換えスイッチ１１３、ローノイズ増幅器１２１及び
第２のバンドパスフィルタ１２２を経由して周波数変換
器（ミキサ）１２３に供給される。
ンテナ１１１によって受信された送受信周波数Ｆｒｆの
搬送波信号は第１のバンドパスフィルタ１１２、送受信
切り換えスイッチ１１３、ローノイズ増幅器１２１及び
第２のバンドパスフィルタ１２２を経由して周波数変換
器（ミキサ）１２３に供給される。
【００１３】周波数変換器１２３は、第２のバンドパス
フィルタ１２２より供給された送受信周波数Ｆｒｆの搬
送波信号と第１のＰＬＬ回路１４０より供給された局部
発振周波数Ｆｌｏの信号を入力して中間周波数Ｆｉｆの
受信信号を生成する。
フィルタ１２２より供給された送受信周波数Ｆｒｆの搬
送波信号と第１のＰＬＬ回路１４０より供給された局部
発振周波数Ｆｌｏの信号を入力して中間周波数Ｆｉｆの
受信信号を生成する。
【００１４】例えば、送受信周波数Ｆｒｆを８６６ＭＨ
ｚ、局部発振周波数Ｆｌｏを８４６ＭＨｚとすると、中
間周波数Ｆｉｆは２０ＭＨｚとなる。
ｚ、局部発振周波数Ｆｌｏを８４６ＭＨｚとすると、中
間周波数Ｆｉｆは２０ＭＨｚとなる。
【００１５】この中間周波数Ｆｉｆの搬送波信号は第３
のバンドパスフィルタ１２４を経由して復調器１２５に
供給され、この復調器１２５によって受信データＲＸ−
ＤＡＴＡが生成される。
のバンドパスフィルタ１２４を経由して復調器１２５に
供給され、この復調器１２５によって受信データＲＸ−
ＤＡＴＡが生成される。
【００１６】次に送信チャンネルについて説明する。第
２のＰＬＬ回路１５０によって中間周波数Ｆｉｆの２倍
の周波数の信号が生成される。第２のＰＬＬ回路１５０
の出力が、中間周波数Ｆｉｆではなく中間周波数Ｆｉｆ
の２倍の周波数の信号を生成しているのは次のような理
由による。ＰＬＬ回路１５０に含まれる電圧制御発振器
（ＶＣＯ）は電源ＯＮからの立ち上がりが遅いため、常
に電源ＯＮの状態としてある。従って、受信時において
も電圧制御発振器（ＶＣＯ）は電源ＯＮとなっており、
もし第２のＰＬＬ回路１５０が中間周波数Ｆｉｆの信号
を出力すると、受信の妨害になるからである。
２のＰＬＬ回路１５０によって中間周波数Ｆｉｆの２倍
の周波数の信号が生成される。第２のＰＬＬ回路１５０
の出力が、中間周波数Ｆｉｆではなく中間周波数Ｆｉｆ
の２倍の周波数の信号を生成しているのは次のような理
由による。ＰＬＬ回路１５０に含まれる電圧制御発振器
（ＶＣＯ）は電源ＯＮからの立ち上がりが遅いため、常
に電源ＯＮの状態としてある。従って、受信時において
も電圧制御発振器（ＶＣＯ）は電源ＯＮとなっており、
もし第２のＰＬＬ回路１５０が中間周波数Ｆｉｆの信号
を出力すると、受信の妨害になるからである。
【００１７】第２のＰＬＬ回路１５０から出力された周
波数２×Ｆｉｆの信号は、１／２プリスケーラ１３５に
よって１／２に分周され中間周波数Ｆｉｆの信号が生成
される。変調器１３４は、１／２プリスケーラ１３５よ
り供給された中間周波数Ｆｉｆの搬送波信号と送信デー
タＴＸ−ＤＡＴＡを入力して、中間周波数Ｆｉｆの送信
信号を生成する。この信号は周波数変換器（ミキサ）１
３３に供給される。
波数２×Ｆｉｆの信号は、１／２プリスケーラ１３５に
よって１／２に分周され中間周波数Ｆｉｆの信号が生成
される。変調器１３４は、１／２プリスケーラ１３５よ
り供給された中間周波数Ｆｉｆの搬送波信号と送信デー
タＴＸ−ＤＡＴＡを入力して、中間周波数Ｆｉｆの送信
信号を生成する。この信号は周波数変換器（ミキサ）１
３３に供給される。
【００１８】周波数変換器１３３は１／２プリスケーラ
１３５より供給された中間周波数Ｆｉｆの搬送波信号と
第１のＰＬＬ回路１４０より供給された局部発振周波数
Ｆｌｏの信号を入力して送受信周波数Ｆｒｆの搬送波信
号を生成する。
１３５より供給された中間周波数Ｆｉｆの搬送波信号と
第１のＰＬＬ回路１４０より供給された局部発振周波数
Ｆｌｏの信号を入力して送受信周波数Ｆｒｆの搬送波信
号を生成する。
【００１９】上述の例では、局部発振周波数Ｆｌｏが８
４６ＭＨｚ、中間周波数Ｆｉｆが２０ＭＨｚであるか
ら、送受信周波数Ｆｒｆとして８６６ＭＨｚが得られ
る。
４６ＭＨｚ、中間周波数Ｆｉｆが２０ＭＨｚであるか
ら、送受信周波数Ｆｒｆとして８６６ＭＨｚが得られ
る。
【００２０】周波数変換器１３３より供給された送受信
周波数Ｆｒｆの搬送波信号は、第４のバンドパスフィル
タ１３２、ドライバアンプ１３６、電力増幅器１３１、
送受信切り換えスイッチ１１３、第１のバンドパスフィ
ルタ１１２を経由してアンテナ１１１に供給され、アン
テナ１１１より送信される。
周波数Ｆｒｆの搬送波信号は、第４のバンドパスフィル
タ１３２、ドライバアンプ１３６、電力増幅器１３１、
送受信切り換えスイッチ１１３、第１のバンドパスフィ
ルタ１１２を経由してアンテナ１１１に供給され、アン
テナ１１１より送信される。
【００２１】最後に受信チャンネルと送信チャンネルの
切り換えについて説明する。受信チャンネルと送信チャ
ンネルは、例えば１ミリ秒毎に交互に切り換えられる。
受信系には受信イネーブル信号ＲＸ−ＳＷが供給され
る。例えば、この受信イネーブル信号ＲＸ−ＳＷは、送
受信切り換えスイッチ１１３、ローノイズ増幅器１２
１、周波数変換器１２３及び復調器１２５に供給され
る。同様に、送信系には送信イネーブル信号ＴＸ−ＳＷ
が供給される。
切り換えについて説明する。受信チャンネルと送信チャ
ンネルは、例えば１ミリ秒毎に交互に切り換えられる。
受信系には受信イネーブル信号ＲＸ−ＳＷが供給され
る。例えば、この受信イネーブル信号ＲＸ−ＳＷは、送
受信切り換えスイッチ１１３、ローノイズ増幅器１２
１、周波数変換器１２３及び復調器１２５に供給され
る。同様に、送信系には送信イネーブル信号ＴＸ−ＳＷ
が供給される。
【００２２】例えば、この送信イネーブル信号ＴＸ−Ｓ
Ｗは、送受信切り換えスイッチ１１３、電力増幅器１３
１、ドライバアンプ１３６、周波数変換器１３３、変調
器１３４及び１／２プリスケーラ１３５に供給される。
それによって受信系のこれらの回路は同時にＯＮ／ＯＦ
Ｆされ、送信系のこれらの回路は同時に且つ受信系とは
逆極性にてＯＮ／ＯＦＦされる。
Ｗは、送受信切り換えスイッチ１１３、電力増幅器１３
１、ドライバアンプ１３６、周波数変換器１３３、変調
器１３４及び１／２プリスケーラ１３５に供給される。
それによって受信系のこれらの回路は同時にＯＮ／ＯＦ
Ｆされ、送信系のこれらの回路は同時に且つ受信系とは
逆極性にてＯＮ／ＯＦＦされる。
【００２３】図５の例では、ＦＤＭＡ／ＴＤＤ方式の送
受信装置の高周波回路ブロックの受信方式として、シン
グルスーパーヘテロダイン受信方式を使用さたが、ダブ
ルスーパーヘテロダイン受信方式を採用することも考え
られる。しかしながら、ダブルスーパーヘテロダイン受
信方式は消費電力が大きく、製造費が高くなる欠点があ
る。逆に、シングルスーパーヘテロダイン受信方式は、
このような欠点がない。
受信装置の高周波回路ブロックの受信方式として、シン
グルスーパーヘテロダイン受信方式を使用さたが、ダブ
ルスーパーヘテロダイン受信方式を採用することも考え
られる。しかしながら、ダブルスーパーヘテロダイン受
信方式は消費電力が大きく、製造費が高くなる欠点があ
る。逆に、シングルスーパーヘテロダイン受信方式は、
このような欠点がない。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、シング
ルスーパーヘテロダイン受信方式は、以下に説明するよ
うに送信系におけるスプリアス放射の問題がある。
ルスーパーヘテロダイン受信方式は、以下に説明するよ
うに送信系におけるスプリアス放射の問題がある。
【００２５】シングルスーパーヘテロダイン受信方式で
は、ダブルスーパーヘテロダイン受信方式に比べて中間
周波数Ｆｉｆの値を低い値に設定する必要がある。従っ
て、送信イネーブル信号ＴＸ−ＳＷの高調波成分がスプ
リアスとして送信系の中間周波数領域に達することがあ
り、それがアンテナから出力される。
は、ダブルスーパーヘテロダイン受信方式に比べて中間
周波数Ｆｉｆの値を低い値に設定する必要がある。従っ
て、送信イネーブル信号ＴＸ−ＳＷの高調波成分がスプ
リアスとして送信系の中間周波数領域に達することがあ
り、それがアンテナから出力される。
【００２６】図６及び図７を参照してスプリアスが出力
される様子を説明する。図６は送信系の変調器１３４の
出力信号の周波数スペクトラムを表す。縦軸は出力レベ
ル、横軸は周波数である。変調器１３４は、中間周波数
Ｆｉｆが２０ＭＨｚの送信信号を出力する。図６にて、
周波数２０ＭＨｚにおける基本波５０１が、この中間周
波数Ｆｉｆの送信信号を表す。
される様子を説明する。図６は送信系の変調器１３４の
出力信号の周波数スペクトラムを表す。縦軸は出力レベ
ル、横軸は周波数である。変調器１３４は、中間周波数
Ｆｉｆが２０ＭＨｚの送信信号を出力する。図６にて、
周波数２０ＭＨｚにおける基本波５０１が、この中間周
波数Ｆｉｆの送信信号を表す。
【００２７】一方、受信イネーブル信号ＲＸ−ＳＷ及び
送信イネーブル信号ＴＸ−ＳＷは、例えば１ミリ秒毎に
ハイレベルとロウレベルに変化する周波数５００Ｈｚの
矩形波信号であると仮定する。図６に示すように、変調
器１３４の出力信号には、この周波数５００Ｈｚの送信
イネーブル信号５０２に起因したスプリアス５０３が含
まれる。
送信イネーブル信号ＴＸ−ＳＷは、例えば１ミリ秒毎に
ハイレベルとロウレベルに変化する周波数５００Ｈｚの
矩形波信号であると仮定する。図６に示すように、変調
器１３４の出力信号には、この周波数５００Ｈｚの送信
イネーブル信号５０２に起因したスプリアス５０３が含
まれる。
【００２８】このスプリアス５０３は周波数が５００×
Ｎ（Ｎ＝１、２、３・・・）Ｈｚであるところに生じ、
その出力レベルは、図６に示すように周波数が増加する
につれて小さくなる。
Ｎ（Ｎ＝１、２、３・・・）Ｈｚであるところに生じ、
その出力レベルは、図６に示すように周波数が増加する
につれて小さくなる。
【００２９】しかしながら、シングルスーパーヘテロダ
イン受信方式では中間周波数Ｆｉｆの値が比較的低く
（Ｆｉｆ＝２０ＭＨｚ）設定されているため、中間周波
数領域までスプリアスが存在する。
イン受信方式では中間周波数Ｆｉｆの値が比較的低く
（Ｆｉｆ＝２０ＭＨｚ）設定されているため、中間周波
数領域までスプリアスが存在する。
【００３０】変調器１３４の出力信号は周波数変換器１
３３に供給され、送受信周波数Ｆｒｆが８６６ＭＨｚの
信号が生成される。周波数変換器１３３の出力信号の周
波数スペクトラムは図６に示す変調器１３４の出力信号
の周波数スペクトラムと同様になる。この周波数変換器
１３３の出力信号は、第４のバンドパスフィルタ１３２
に供給される。
３３に供給され、送受信周波数Ｆｒｆが８６６ＭＨｚの
信号が生成される。周波数変換器１３３の出力信号の周
波数スペクトラムは図６に示す変調器１３４の出力信号
の周波数スペクトラムと同様になる。この周波数変換器
１３３の出力信号は、第４のバンドパスフィルタ１３２
に供給される。
【００３１】第４のバンドパスフィルタ１３２の通過帯
域が、図６に示すように２０ＭＨｚ幅であると仮定す
る。第４のバンドパスフィルタ１３２は、Ｆｒｆ±１０
ＭＨｚ＝８６６ＭＨｚ±１０ＭＨｚの周波数範囲の信号
を通過させる。従って変調器１３４の出力信号のうち、
この周波数範囲に含まれるスプリアスが第４のバンドパ
スフィルタ１３２を経由してアンテナ１１１より出力さ
れる。
域が、図６に示すように２０ＭＨｚ幅であると仮定す
る。第４のバンドパスフィルタ１３２は、Ｆｒｆ±１０
ＭＨｚ＝８６６ＭＨｚ±１０ＭＨｚの周波数範囲の信号
を通過させる。従って変調器１３４の出力信号のうち、
この周波数範囲に含まれるスプリアスが第４のバンドパ
スフィルタ１３２を経由してアンテナ１１１より出力さ
れる。
【００３２】図７を参照して、変調器１３４の出力信号
に含まれるスプリアスについて説明する。図７Ａは、送
信イネーブル信号ＴＸ−ＳＷの波形であり、１ミリ秒毎
にハイレベルとロウレベルに変化する周期２ミリ秒、周
波数５００Ｈｚの矩形波信号である。図７Ｂは変調器１
３４の出力信号である。図７Ｃは、変調器１３４の出力
信号のうち、例えば１５ＭＨｚの成分をスペクトラムア
ナライザによって解析して得られた波形を示す図であ
り、図７Ｄは、同様に、周波数変換器１３３の出力信号
のうち、例えば１５ＭＨｚの成分をスペクトラムアナラ
イザによって解析して得られた波形を示す図である。
に含まれるスプリアスについて説明する。図７Ａは、送
信イネーブル信号ＴＸ−ＳＷの波形であり、１ミリ秒毎
にハイレベルとロウレベルに変化する周期２ミリ秒、周
波数５００Ｈｚの矩形波信号である。図７Ｂは変調器１
３４の出力信号である。図７Ｃは、変調器１３４の出力
信号のうち、例えば１５ＭＨｚの成分をスペクトラムア
ナライザによって解析して得られた波形を示す図であ
り、図７Ｄは、同様に、周波数変換器１３３の出力信号
のうち、例えば１５ＭＨｚの成分をスペクトラムアナラ
イザによって解析して得られた波形を示す図である。
【００３３】図７Ａに示すように、送信イネーブル信号
ＴＸ−ＳＷは、時点Ｔ1 にてハイレベルとなり１ミリ秒
後の時点Ｔ2 にてロウレベルに変化したものとする。図
７Ｂに示すように、変調器１３４の出力信号は、時点Ｔ
1 に対して時間ｔ1 だけ遅れて立ち上がり、時点Ｔ2 に
対して時間ｔ2 だけ遅れて立ち下がる。
ＴＸ−ＳＷは、時点Ｔ1 にてハイレベルとなり１ミリ秒
後の時点Ｔ2 にてロウレベルに変化したものとする。図
７Ｂに示すように、変調器１３４の出力信号は、時点Ｔ
1 に対して時間ｔ1 だけ遅れて立ち上がり、時点Ｔ2 に
対して時間ｔ2 だけ遅れて立ち下がる。
【００３４】図７Ｃに示すように、変調器１３４の出力
信号に含まれるスプリアス６０１、６０２は、変調器１
３４の出力信号の立ち上がり時点Ｔ1 ＋ｔ1 と立ち下が
り時点Ｔ2 ＋ｔ2 で高レベルとなる。スプリアス６０
１、６０２を含む変調器１３４の出力信号は周波数変換
器１３３に出力される。
信号に含まれるスプリアス６０１、６０２は、変調器１
３４の出力信号の立ち上がり時点Ｔ1 ＋ｔ1 と立ち下が
り時点Ｔ2 ＋ｔ2 で高レベルとなる。スプリアス６０
１、６０２を含む変調器１３４の出力信号は周波数変換
器１３３に出力される。
【００３５】周波数変換器１３３の出力は、図７Ａに示
す送信イネーブル信号ＴＸ−ＳＷ号によって制御されて
いる。周波数変換器１３３は、変調器１３４の出力信号
を入力するが、そのうちの時点Ｔ1 から時点Ｔ2 までの
１ミリ秒間に入力された信号のみを出力する。従って、
変調器１３４の出力信号に含まれるスプリアスのうち、
立ち上がり時点Ｔ1 ＋ｔ1 のスプリアスは周波数変換器
１３３より出力されるが、立ち下がり時点Ｔ2 ＋ｔ2 の
スプリアスは周波数変換器１３３より出力されない。
す送信イネーブル信号ＴＸ−ＳＷ号によって制御されて
いる。周波数変換器１３３は、変調器１３４の出力信号
を入力するが、そのうちの時点Ｔ1 から時点Ｔ2 までの
１ミリ秒間に入力された信号のみを出力する。従って、
変調器１３４の出力信号に含まれるスプリアスのうち、
立ち上がり時点Ｔ1 ＋ｔ1 のスプリアスは周波数変換器
１３３より出力されるが、立ち下がり時点Ｔ2 ＋ｔ2 の
スプリアスは周波数変換器１３３より出力されない。
【００３６】そして周波数変換器１３３の出力信号は、
バンドパスフィルタ１３２を経由してアンテナ１１１よ
り出力される。しかしながら、立ち上がり時点Ｔ1 ＋ｔ
1 のスプリアスは除去されていないため、スプリアスに
関する規格、例えば、ＥＴＳＩ（Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｔ
ｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｔａｎｄａｒｄ
Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ）によるスプリアスエミッション
に関する規格Ｉ−ＥＴＳ−３００−１３１を満足するこ
とができない。
バンドパスフィルタ１３２を経由してアンテナ１１１よ
り出力される。しかしながら、立ち上がり時点Ｔ1 ＋ｔ
1 のスプリアスは除去されていないため、スプリアスに
関する規格、例えば、ＥＴＳＩ（Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｔ
ｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｔａｎｄａｒｄ
Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ）によるスプリアスエミッション
に関する規格Ｉ−ＥＴＳ−３００−１３１を満足するこ
とができない。
【００３７】本発明は斯かる点に鑑み、シングルスーパ
ーヘテロダイン受信方式において、中間周波数Ｆｉｆの
値を比較的低く（例えばＦｉｆ＝２０ＭＨｚ）設定する
ため、送信イネーブル信号５０２に起因したスプリアス
５０３がバンドパスフィルタ１３２を通過しアンテナよ
り出力される問題を解決することを目的とする。
ーヘテロダイン受信方式において、中間周波数Ｆｉｆの
値を比較的低く（例えばＦｉｆ＝２０ＭＨｚ）設定する
ため、送信イネーブル信号５０２に起因したスプリアス
５０３がバンドパスフィルタ１３２を通過しアンテナよ
り出力される問題を解決することを目的とする。
【００３８】
【課題を解決するための手段】本発明によると、多重ア
クセス方式としてＦＤＭＡを使用し双方向通信方式とし
てＴＤＤを使用する送受信装置において、アンテナによ
って受信された受信信号から受信イネーブル信号に基づ
くタイミングで受信データを生成する受信手段と、受信
イネーブル信号と逆相の送信イネーブル信号に基づくタ
イミングで中間周波数の送信信号を生成する中間周波数
送信信号生成手段と、中間周波数の送信信号を送信周波
数の送信信号に変換する周波数変換手段と、送信イネー
ブル信号を遅延させる遅延手段と、遅延手段の出力に基
づくタイミングで、送信周波数の送信信号に所定の信号
処理を行う信号処理手段と、信号処理手段の出力をアン
テナに供給する供給手段と、を供える。
クセス方式としてＦＤＭＡを使用し双方向通信方式とし
てＴＤＤを使用する送受信装置において、アンテナによ
って受信された受信信号から受信イネーブル信号に基づ
くタイミングで受信データを生成する受信手段と、受信
イネーブル信号と逆相の送信イネーブル信号に基づくタ
イミングで中間周波数の送信信号を生成する中間周波数
送信信号生成手段と、中間周波数の送信信号を送信周波
数の送信信号に変換する周波数変換手段と、送信イネー
ブル信号を遅延させる遅延手段と、遅延手段の出力に基
づくタイミングで、送信周波数の送信信号に所定の信号
処理を行う信号処理手段と、信号処理手段の出力をアン
テナに供給する供給手段と、を供える。
【００３９】従って、信号処理手段は、遅延手段の出力
に基づくタイミングで、送信周波数の送信信号に所定の
信号処理を行うから、送信信号よりスプリアスが除去さ
れる。
に基づくタイミングで、送信周波数の送信信号に所定の
信号処理を行うから、送信信号よりスプリアスが除去さ
れる。
【００４０】
【発明の実施の形態】図１を参照して本発明の送受信装
置の高周波回路ブロックの例を説明する。この送受信装
置はＦＤＭＡ／ＴＤＤ方式である。従って、同一の送受
信周波数Ｆｒｆの搬送波信号が、送信チャンネル及び受
信チャンネルにて使用され、且つ両チャンネルは１ミリ
秒毎に交互に切り換えられる。本例の高周波回路ブロッ
クはシングルスーパーヘテロダイン受信方式を採用して
いる。尚、このような高周波回路は、例えば、ディジタ
ルコードレス電話システムの移動局（子機）ばかりでな
く基地局（親機）にも使用される。
置の高周波回路ブロックの例を説明する。この送受信装
置はＦＤＭＡ／ＴＤＤ方式である。従って、同一の送受
信周波数Ｆｒｆの搬送波信号が、送信チャンネル及び受
信チャンネルにて使用され、且つ両チャンネルは１ミリ
秒毎に交互に切り換えられる。本例の高周波回路ブロッ
クはシングルスーパーヘテロダイン受信方式を採用して
いる。尚、このような高周波回路は、例えば、ディジタ
ルコードレス電話システムの移動局（子機）ばかりでな
く基地局（親機）にも使用される。
【００４１】高周波回路ブロックは、アンテナ系１１、
１２、１３と受信系２１、２２、２３、２４、２５及び
送信系３１、３２、３３、３４、３５、３６、３７と発
振回路系４０、４５、５０とを有する。
１２、１３と受信系２１、２２、２３、２４、２５及び
送信系３１、３２、３３、３４、３５、３６、３７と発
振回路系４０、４５、５０とを有する。
【００４２】先ず発振回路系について説明する。本例の
発振回路系は基準発振器４５と２つのＰＬＬ回路（フェ
ーズロックドループ回路）４０、５０とを有する。基準
発振器４５は、基準周波数Ｆｒｅｆの基準信号を発生す
る温度補償水晶発振器である。基準発振器４５から出力
された基準周波数Ｆｒｅｆの信号は第１及び第２のＰＬ
Ｌ回路４０、５０に供給される。
発振回路系は基準発振器４５と２つのＰＬＬ回路（フェ
ーズロックドループ回路）４０、５０とを有する。基準
発振器４５は、基準周波数Ｆｒｅｆの基準信号を発生す
る温度補償水晶発振器である。基準発振器４５から出力
された基準周波数Ｆｒｅｆの信号は第１及び第２のＰＬ
Ｌ回路４０、５０に供給される。
【００４３】第１のＰＬＬ回路４０は局部発振周波数Ｆ
ｌｏの信号を生成し、第２のＰＬＬ回路５０は中間周波
数Ｆｉｆの２倍の周波数の信号を生成する。
ｌｏの信号を生成し、第２のＰＬＬ回路５０は中間周波
数Ｆｉｆの２倍の周波数の信号を生成する。
【００４４】例えば、基準周波数Ｆｒｅｆを１２．８Ｍ
Ｈｚとし、局部発振周波数Ｆｌｏを８４６ＭＨｚ、中間
周波数Ｆｉｆの２倍の周波数２×Ｆｉｆを２×２０＝４
０ＭＨｚとする。
Ｈｚとし、局部発振周波数Ｆｌｏを８４６ＭＨｚ、中間
周波数Ｆｉｆの２倍の周波数２×Ｆｉｆを２×２０＝４
０ＭＨｚとする。
【００４５】次に受信チャンネルについて説明する。ア
ンテナ１１によって受信された送受信周波数Ｆｒｆの搬
送波信号は第１のバンドパスフィルタ１２、送受信切り
換えスイッチ１３、ローノイズ増幅器２１及び第２のバ
ンドパスフィルタ２２を経由して受信周波数変換器（ミ
キサ）２３に供給される。
ンテナ１１によって受信された送受信周波数Ｆｒｆの搬
送波信号は第１のバンドパスフィルタ１２、送受信切り
換えスイッチ１３、ローノイズ増幅器２１及び第２のバ
ンドパスフィルタ２２を経由して受信周波数変換器（ミ
キサ）２３に供給される。
【００４６】周波数変換器２３は、第２のバンドパスフ
ィルタ２２より供給された送受信周波数Ｆｒｆの搬送波
信号と第１のＰＬＬ回路４０より供給された局部発振周
波数Ｆｌｏの信号を入力して中間周波数Ｆｉｆの受信信
号を生成する。
ィルタ２２より供給された送受信周波数Ｆｒｆの搬送波
信号と第１のＰＬＬ回路４０より供給された局部発振周
波数Ｆｌｏの信号を入力して中間周波数Ｆｉｆの受信信
号を生成する。
【００４７】例えば、送受信周波数Ｆｒｆを８６６ＭＨ
ｚ、局部発振周波数Ｆｌｏを８４６ＭＨｚとすると、中
間周波数Ｆｉｆは２０ＭＨｚとなる。
ｚ、局部発振周波数Ｆｌｏを８４６ＭＨｚとすると、中
間周波数Ｆｉｆは２０ＭＨｚとなる。
【００４８】この中間周波数Ｆｉｆの搬送波信号は第３
のバンドパスフィルタ２４を経由して復調器２５に供給
され、この復調器２５によって受信データＲＸ−ＤＡＴ
Ａが生成される。
のバンドパスフィルタ２４を経由して復調器２５に供給
され、この復調器２５によって受信データＲＸ−ＤＡＴ
Ａが生成される。
【００４９】次に送信チャンネルについて説明する。第
２のＰＬＬ回路５０によって中間周波数Ｆｉｆの２倍の
周波数の信号が生成される。第２のＰＬＬ回路５０から
出力された周波数２×Ｆｉｆの信号は、１／２プリスケ
ーラ３５によって１／２に分周され中間周波数Ｆｉｆの
信号が生成される。変調器３４は、１／２プリスケーラ
３５より供給された中間周波数Ｆｉｆの搬送波信号と送
信データＴＸ−ＤＡＴＡを入力して、中間周波数Ｆｉｆ
の送信信号を生成する。この信号は周波数変換器（ミキ
サ）３３に供給される。
２のＰＬＬ回路５０によって中間周波数Ｆｉｆの２倍の
周波数の信号が生成される。第２のＰＬＬ回路５０から
出力された周波数２×Ｆｉｆの信号は、１／２プリスケ
ーラ３５によって１／２に分周され中間周波数Ｆｉｆの
信号が生成される。変調器３４は、１／２プリスケーラ
３５より供給された中間周波数Ｆｉｆの搬送波信号と送
信データＴＸ−ＤＡＴＡを入力して、中間周波数Ｆｉｆ
の送信信号を生成する。この信号は周波数変換器（ミキ
サ）３３に供給される。
【００５０】周波数変換器３３は１／２プリスケーラ３
５より供給された中間周波数Ｆｉｆの搬送波信号と第１
のＰＬＬ回路４０より供給された局部発振周波数Ｆｌｏ
の信号を入力して送受信周波数Ｆｒｆの搬送波信号を生
成する。
５より供給された中間周波数Ｆｉｆの搬送波信号と第１
のＰＬＬ回路４０より供給された局部発振周波数Ｆｌｏ
の信号を入力して送受信周波数Ｆｒｆの搬送波信号を生
成する。
【００５１】上述の例では、局部発振周波数Ｆｌｏが８
４６ＭＨｚ、中間周波数Ｆｉｆが２０ＭＨｚであるか
ら、送受信周波数Ｆｒｆ＝８６６ＭＨｚが得られる。
４６ＭＨｚ、中間周波数Ｆｉｆが２０ＭＨｚであるか
ら、送受信周波数Ｆｒｆ＝８６６ＭＨｚが得られる。
【００５２】周波数変換器３３より供給された送受信周
波数Ｆｒｆの搬送波信号は、第４のバンドパスフィルタ
３２、ドライバアンプ３６、電力増幅器３１、送受信切
り換えスイッチ１３、第１のバンドパスフィルタ１２を
経由してアンテナ１１に供給され、アンテナ１１より送
信される。
波数Ｆｒｆの搬送波信号は、第４のバンドパスフィルタ
３２、ドライバアンプ３６、電力増幅器３１、送受信切
り換えスイッチ１３、第１のバンドパスフィルタ１２を
経由してアンテナ１１に供給され、アンテナ１１より送
信される。
【００５３】本例の高周波回路ブロックは、図５の従来
の高周波回路ブロックとを比較して、送信イネーブル信
号ＴＸ−ＳＷの経路に遅延回路３７が設けられている点
が異なり、それ以外の構成は同様であってよい。
の高周波回路ブロックとを比較して、送信イネーブル信
号ＴＸ−ＳＷの経路に遅延回路３７が設けられている点
が異なり、それ以外の構成は同様であってよい。
【００５４】次に受信チャンネルと送信チャンネルの切
り換えについて説明する。受信チャンネルと送信チャン
ネルは、例えば１ミリ秒毎に交互に切り換えられる。受
信系には受信イネーブル信号ＲＸ−ＳＷが供給される。
例えば、この受信イネーブル信号ＲＸ−ＳＷは、送受信
切り換えスイッチ１３、ローノイズ増幅器２１、周波数
変換器２３及び復調器２５に供給される。
り換えについて説明する。受信チャンネルと送信チャン
ネルは、例えば１ミリ秒毎に交互に切り換えられる。受
信系には受信イネーブル信号ＲＸ−ＳＷが供給される。
例えば、この受信イネーブル信号ＲＸ−ＳＷは、送受信
切り換えスイッチ１３、ローノイズ増幅器２１、周波数
変換器２３及び復調器２５に供給される。
【００５５】同様に、送信系には送信イネーブル信号Ｔ
Ｘ−ＳＷが供給される。この送信イネーブル信号ＴＸ−
ＳＷは、送受信切り換えスイッチ１３、電力増幅器３
１、遅延回路３７、周波数変換器３３、変調器３４及び
１／２プリスケーラ３５に供給される。本例によると、
遅延回路３７の出力がドライバアンプ３１に供給され
る。
Ｘ−ＳＷが供給される。この送信イネーブル信号ＴＸ−
ＳＷは、送受信切り換えスイッチ１３、電力増幅器３
１、遅延回路３７、周波数変換器３３、変調器３４及び
１／２プリスケーラ３５に供給される。本例によると、
遅延回路３７の出力がドライバアンプ３１に供給され
る。
【００５６】図２に遅延回路３７の構成例を示す。本例
の遅延回路３７はＡＮＤ回路３７１とＲＣ遅延回路、即
ち、コンデンサ３７２及び抵抗器３７３を含む。この遅
延回路３７の入力端子３７４に送信イネーブル信号ＴＸ
−ＳＷが入力され、出力端子３７５からの信号はドライ
バアンプ３６に供給される。
の遅延回路３７はＡＮＤ回路３７１とＲＣ遅延回路、即
ち、コンデンサ３７２及び抵抗器３７３を含む。この遅
延回路３７の入力端子３７４に送信イネーブル信号ＴＸ
−ＳＷが入力され、出力端子３７５からの信号はドライ
バアンプ３６に供給される。
【００５７】図３を参照して本発明によってスプリアス
が除去される様子を説明する。図３Ａは図７Ａと同様
に、送信イネーブル信号ＴＸ−ＳＷの波形であり、１ミ
リ秒毎にハイレベルとロウレベルに変化する周期２ミリ
秒、周波数５００Ｈｚの矩形波信号である。図３Ａの送
信イネーブル信号ＴＸ−ＳＷは、図２のＡＮＤ回路３７
１の一方の入力信号である。図３Ｂは図２のＡＮＤ回路
３７１の他方の入力信号、即ち、ＲＣ遅延回路３７２、
３７３を経由した信号である。
が除去される様子を説明する。図３Ａは図７Ａと同様
に、送信イネーブル信号ＴＸ−ＳＷの波形であり、１ミ
リ秒毎にハイレベルとロウレベルに変化する周期２ミリ
秒、周波数５００Ｈｚの矩形波信号である。図３Ａの送
信イネーブル信号ＴＸ−ＳＷは、図２のＡＮＤ回路３７
１の一方の入力信号である。図３Ｂは図２のＡＮＤ回路
３７１の他方の入力信号、即ち、ＲＣ遅延回路３７２、
３７３を経由した信号である。
【００５８】図３Ｃは図２のＡＮＤ回路３７１の出力信
号であり、従って遅延回路３７の出力信号である。この
ＡＮＤ回路３７１の出力信号は、２つの入力信号（図３
Ａと図３Ｂ）のＡＮＤ演算の結果を表す。図３Ｃに示す
ように、ＡＮＤ回路３７１の出力信号は時点Ｔ1 ＋ｔ3
にてハイレベルとなり、時点Ｔ2 にてロウレベルとな
る。
号であり、従って遅延回路３７の出力信号である。この
ＡＮＤ回路３７１の出力信号は、２つの入力信号（図３
Ａと図３Ｂ）のＡＮＤ演算の結果を表す。図３Ｃに示す
ように、ＡＮＤ回路３７１の出力信号は時点Ｔ1 ＋ｔ3
にてハイレベルとなり、時点Ｔ2 にてロウレベルとな
る。
【００５９】図３Ａと図３Ｃを比較すると明らかなよう
に、本例によると、遅延回路３７の出力信号は、送信イ
ネーブル信号ＴＸ−ＳＷがローレベルからハイレベルと
なる時点のみが時間ｔ3 だけ遅延したものである。この
遅延時間ｔ3 は立ち上がりスプリアス６０１が発生する
時間ｔ1 （図７Ｂ参照）より大きいことが必要である。
例えば、この遅延時間ｔ3 は３ミリ秒である。
に、本例によると、遅延回路３７の出力信号は、送信イ
ネーブル信号ＴＸ−ＳＷがローレベルからハイレベルと
なる時点のみが時間ｔ3 だけ遅延したものである。この
遅延時間ｔ3 は立ち上がりスプリアス６０１が発生する
時間ｔ1 （図７Ｂ参照）より大きいことが必要である。
例えば、この遅延時間ｔ3 は３ミリ秒である。
【００６０】
【数１】ｔ3 ＞ｔ1
【００６１】図３Ｃに示すＡＮＤ回路３７１の出力信
号、即ち、遅延回路３７の出力信号が、ドライバアンプ
３６に供給される。ドライバアンプ３６は、図３Ａの送
信イネーブル信号ＴＸ−ＳＷではなく、図３Ｃにて示す
ように、時点Ｔ1 ＋ｔ3 にてハイレベルとなり、時点Ｔ
2 にてロウレベルとなる矩形波信号によって制御され
る。
号、即ち、遅延回路３７の出力信号が、ドライバアンプ
３６に供給される。ドライバアンプ３６は、図３Ａの送
信イネーブル信号ＴＸ−ＳＷではなく、図３Ｃにて示す
ように、時点Ｔ1 ＋ｔ3 にてハイレベルとなり、時点Ｔ
2 にてロウレベルとなる矩形波信号によって制御され
る。
【００６２】図３Ｄは、周波数変換器３３の出力信号の
うち、例えば１５ＭＨｚの成分をスペクトラムアナライ
ザによって解析して得られた波形を示す図である。図３
Ｅは、ドライバアンプ３７の出力信号のうち、例えば１
５ＭＨｚの成分をスペクトラムアナライザによって解析
して得られた波形を示す図である。
うち、例えば１５ＭＨｚの成分をスペクトラムアナライ
ザによって解析して得られた波形を示す図である。図３
Ｅは、ドライバアンプ３７の出力信号のうち、例えば１
５ＭＨｚの成分をスペクトラムアナライザによって解析
して得られた波形を示す図である。
【００６３】ドライバアンプ３６は、周波数変換器３３
の出力信号を入力するが、時点Ｔ1＋ｔ3 から時点Ｔ2
までの時間（１−ｔ3 ）ミリ秒に入力された信号のみを
出力する。従って、周波数変換器３３の出力信号に含ま
れるスプリアス６０１は除去される。結局、ドライバア
ンプ３６からはスプリアスを含まない信号が出力され
る。
の出力信号を入力するが、時点Ｔ1＋ｔ3 から時点Ｔ2
までの時間（１−ｔ3 ）ミリ秒に入力された信号のみを
出力する。従って、周波数変換器３３の出力信号に含ま
れるスプリアス６０１は除去される。結局、ドライバア
ンプ３６からはスプリアスを含まない信号が出力され
る。
【００６４】ドライバアンプ３６の出力信号は、電力増
幅器３１、送受信切り換えスイッチ１３を経由してアン
テナ１１より出力される。この信号にはスプリアスが殆
ど含まれないため、スプリアスに関する規格を満足する
ことができる。
幅器３１、送受信切り換えスイッチ１３を経由してアン
テナ１１より出力される。この信号にはスプリアスが殆
ど含まれないため、スプリアスに関する規格を満足する
ことができる。
【００６５】図４を参照して本発明の第２の例を説明す
る。本例の送受信装置の高周波回路ブロックは、図１に
示した本発明の第１の例の送受信装置の高周波回路ブロ
ックと比較して、遅延回路３７の位置が異なり、それ以
外の構成は同様である。本例によると、遅延回路３７
は、ドライバアンプ３６、電力増幅回路３１及び送受信
切り換えスイッチ１３の入力側に配置されている。従っ
て、遅延回路３７の出力は、ドライバアンプ３６ばかり
でなく、電力増幅回路３１及び送受信切り換えスイッチ
１３にも供給される。
る。本例の送受信装置の高周波回路ブロックは、図１に
示した本発明の第１の例の送受信装置の高周波回路ブロ
ックと比較して、遅延回路３７の位置が異なり、それ以
外の構成は同様である。本例によると、遅延回路３７
は、ドライバアンプ３６、電力増幅回路３１及び送受信
切り換えスイッチ１３の入力側に配置されている。従っ
て、遅延回路３７の出力は、ドライバアンプ３６ばかり
でなく、電力増幅回路３１及び送受信切り換えスイッチ
１３にも供給される。
【００６６】本例では、電力増幅回路３１及び送受信切
り換えスイッチ１３は、送信イネーブル信号ＴＸ−ＳＷ
ではなく遅延回路３７の出力によって制御される。図３
を参照して説明して議論が、電力増幅回路３１及び送受
信切り換えスイッチ１３の出力信号にも適用される。こ
こでは繰り返し説明しない。
り換えスイッチ１３は、送信イネーブル信号ＴＸ−ＳＷ
ではなく遅延回路３７の出力によって制御される。図３
を参照して説明して議論が、電力増幅回路３１及び送受
信切り換えスイッチ１３の出力信号にも適用される。こ
こでは繰り返し説明しない。
【００６７】以上本発明の実施の形態について詳細に説
明したが、本発明はこれらの例に限定されることなく特
許請求の範囲に記載された発明の範囲にて様々な変更等
が可能であることは当業者にとって理解されよう。
明したが、本発明はこれらの例に限定されることなく特
許請求の範囲に記載された発明の範囲にて様々な変更等
が可能であることは当業者にとって理解されよう。
【００６８】
【発明の効果】本発明によると、ＦＤＭＡ／ＴＤＤ方式
の送受信装置の高周波回路ブロックにおいて、シングル
スーパーヘテロダイン受信方式を採用して中間周波数を
低めに設定した場合でも、送信イネーブル信号の高調波
成分が中間周波数まで到達して不要スプリアスとしてア
ンテナから発射されるという問題がなくなるため、スプ
リアスに関する規格を満足することができる利点を有す
る。
の送受信装置の高周波回路ブロックにおいて、シングル
スーパーヘテロダイン受信方式を採用して中間周波数を
低めに設定した場合でも、送信イネーブル信号の高調波
成分が中間周波数まで到達して不要スプリアスとしてア
ンテナから発射されるという問題がなくなるため、スプ
リアスに関する規格を満足することができる利点を有す
る。
【００６９】本発明によると、ＦＤＭＡ／ＴＤＤ方式の
送受信装置においてシングルスーパーヘテロダイン受信
方式を採用することができるから高周波回路ブロックの
コストダウン、消費電流及び材料費削減が可能になる利
点を有する。
送受信装置においてシングルスーパーヘテロダイン受信
方式を採用することができるから高周波回路ブロックの
コストダウン、消費電流及び材料費削減が可能になる利
点を有する。
【図１】本発明による送受信装置の例を示すブロック図
である。
である。
【図２】本発明による遅延回路の例を示す回路図であ
る。
る。
【図３】本発明による送受信装置の高周波回路のタイミ
ング図である。
ング図である。
【図４】本発明による送受信装置の他の例を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図５】従来の送受信装置の例を示すブロック図であ
る。
る。
【図６】従来の高周波回路における変調器の出力信号の
周波数スペクトラムを示す図である。
周波数スペクトラムを示す図である。
【図７】従来の送受信装置の高周波回路のタイミング図
である。
である。
１１ アンテナ、 １２ バンドパスフィルタ、 １３
送受信切り換えスイッチ、 ２１ ローノイズ増幅
器、 ２２ バンドパスフィルタ、 ２３ 周波数変換
器、 ２４ バンドパスフィルタ、 ２５ 復調器、
３１ 電力増幅器、３２ バンドパスフィルタ、 ３３
周波数変換器、 ３４ 変調器、 ３５１／２プリス
ケーラ、 ３６ ドライバアンプ、 ３７ 遅延回路、
４０ＰＬＬ回路、 ４５ 基準発振器、 ５０ ＰＬ
Ｌ回路
送受信切り換えスイッチ、 ２１ ローノイズ増幅
器、 ２２ バンドパスフィルタ、 ２３ 周波数変換
器、 ２４ バンドパスフィルタ、 ２５ 復調器、
３１ 電力増幅器、３２ バンドパスフィルタ、 ３３
周波数変換器、 ３４ 変調器、 ３５１／２プリス
ケーラ、 ３６ ドライバアンプ、 ３７ 遅延回路、
４０ＰＬＬ回路、 ４５ 基準発振器、 ５０ ＰＬ
Ｌ回路
Claims (6)
- 【請求項１】多重アクセス方式としてＦＤＭＡを使用し
双方向通信方式としてＴＤＤを使用する送受信装置にお
いて、 アンテナによって受信された受信信号から受信イネーブ
ル信号に基づくタイミングで受信データを生成する受信
手段と、 上記受信イネーブル信号と逆相の送信イネーブル信号に
基づくタイミングで中間周波数の送信信号を生成する中
間周波数送信信号生成手段と、 上記中間周波数の送信信号を送信周波数の送信信号に変
換する周波数変換手段と、 上記送信イネーブル信号を遅延させる遅延手段と、 上記遅延手段の出力に基づくタイミングで、上記送信周
波数の送信信号に所定の信号処理を行う信号処理手段
と、 上記信号処理手段の出力を上記アンテナに供給する供給
手段と、を供えることを特徴とする送受信装置。 - 【請求項２】請求項１記載の送受信装置において、上記
信号処理手段はドライバアンプであることを特徴とする
送受信装置。 - 【請求項３】請求項２記載の送受信装置において、上記
供給手段は上記送信イネーブル信号に直接的に基づくタ
イミングで動作する電力増幅手段を含むことを特徴とす
る送受信装置。 - 【請求項４】請求項３記載の送受信装置において、上記
周波数変換手段は上記送信イネーブル信号に直接的に基
づくタイミングで動作することを特徴とする送受信装
置。 - 【請求項５】請求項１記載の送受信装置において、上記
遅延手段は上記送信イネーブル信号がインアクティブか
らアクティブに変わるタイミングのみを遅延させること
を特徴とする送受信装置。 - 【請求項６】請求項１記載の送受信装置において、上記
周波数変換手段は上記送信イネーブル信号に直接的に基
づくタイミングで動作することを特徴とする送受信装
置。
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP9186611A JPH10107677A (ja) | 1996-08-05 | 1997-07-11 | 送受信装置 |
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| JP20617496 | 1996-08-05 | ||
| JP9186611A JPH10107677A (ja) | 1996-08-05 | 1997-07-11 | 送受信装置 |
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1997
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