CN108337206B - 一种用于卫星通信的载波同步方法和装置 - Google Patents

一种用于卫星通信的载波同步方法和装置 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种用于卫星通信的载波同步方法和装置，属于通信领域。该方法包括：接收发送端发送的信号，得到接收信号，接收信号由发送端在待发送信号中的每个符号后插入一个独特字UW符号，对插入UW符号后的待发送信号进行调制后发送；将接收信号中的每个符号与每个符号后的一个符号共轭相乘得到第一信号序列；将第一信号序列与预设的本地匹配序列做滑动相关，得到相关序列；根据相关序列确定接收信号的UW符号与本地UW序列是否完全对齐；当接收信号的UW符号与本地UW序列完全对齐时，根据相关序列的最大的相关峰值对应的位置确定同步位置；根据本地匹配序列确定接收信号的频偏和相偏，并对接收信号进行纠偏；将纠偏后的接收信号输入到科斯塔斯环。

Description

一种用于卫星通信的载波同步方法和装置
技术领域
本发明涉及通信技术领域，特别涉及一种用于卫星通信的载波同步方法和装置。
背景技术
近些年，卫星通信以其覆盖范围广、广播能力强、不受各种地理地形条件限制、组网灵活以及建设速度快等特点，使卫星通信在无线通信中发挥着重要作用，成为了无线通信的重要手段。
在卫星通信系统中，地面接收机与卫星之间由于相对运动引起的多普勒频偏较大，对载波同步与跟踪性能造成很大的影响。载波同步最为常见的方法是利用锁相环技术，但是由于锁相环的带宽较小，不利于对频偏较大的卫星通信的载波进行捕获。
因此，如何对频偏较大的载波进行捕获，从而减少频偏对卫星通信系统中地面接收机性能的影响，快速完成载波同步与跟踪成为急需解决的问题。
发明内容
本发明实施例提供了一种用于卫星通信的载波同步方法和装置，能够实现对频偏较大的载波的载波同步。所述技术方案如下：
第一方面，本发明实施例提供了一种用于卫星通信的载波同步方法，所述方法包括：
接收发送端发送的信号，得到接收信号，所述接收信号由所述发送端在待发送信号中的每个符号后插入一个独特字UW符号，并对插入所述UW符号后的待发送信号进行调制后发送；
将所述接收信号中的每个符号与每个符号后的一个符号共轭相乘得到第一信号序列；
将所述第一信号序列与预设的本地匹配序列做滑动相关，得到相关序列，所述本地匹配序列根据本地UW序列生成；
根据所述相关序列确定所述接收信号的UW符号与所述本地UW序列是否完全对齐；当所述接收信号的UW符号与所述本地UW序列完全对齐时，根据所述相关序列的最大的相关峰值对应的位置确定同步位置；
根据所述本地匹配序列确定所述接收信号的频偏和相偏，并对所述接收信号进行纠偏；
将纠偏后的所述接收信号输入到科斯塔斯环，完成载波同步。
在本发明实施例的一种实现方式中，所述方法还包括：
将所述本地UW序列进行正交相移键控星座映射，得到所述本地UW序列中各个符号的映射点：
Suw(n)＝a(n)ejπ/4,a(n)∈{-1,+1}，Suw(n)为所述本地UW序列中的第n个符号的映射点，a(n)为+1或-1，j为系数；
将所述本地UW序列中的每个符号与每个符号后的一个符号共轭相乘，得到所述本地匹配序列：
Suw_d(n)＝conj[Suw(n)]*Suw(n+1)＝a(n)e-jπ/4*a(n+1)ejπ/4＝a(n)*a(n+1)，Suw_d(n)为所述本地匹配序列。
在本发明实施例的另一种实现方式中，所述将所述第一信号序列与预设的本地匹配序列做滑动相关，得到相关序列，包括：
采用如下公式计算所述相关序列：
corr(m)＝|Suw_d(n)*conj[r_d(n)]|＝A2|a2(n)*a2(n+1)e-jw|，corr(m)为所述相关序列，conj[r_d(n)]为所述第一信号序列，A为所述接收信号的幅值，w是频偏；
所述根据所述相关序列确定所述接收信号的UW符号与所述本地UW序列是否完全对齐，包括：
当corr(m)＝A2*{1,……,1}时，确定所述接收信号的UW符号与所述本地UW序列完全对齐。
在本发明实施例的另一种实现方式中，所述根据所述本地匹配序列确定所述接收信号的频偏和相偏，并对所述接收信号进行纠偏，包括：
根据所述本地匹配序列计算第二信号序列s_phase(n)：
s_phase(n)＝r(n)*conj[Suw(n)]＝Aa2(n)ejwn；
根据所述第二信号序列计算所述接收信号的频偏df：
df＝angle[s_phase(n+1)*conj(s_phase(n))]＝angle(Aejw)；
将所述接收信号的频偏与所述接收信号相乘，得到频偏纠偏后的信号r_df(n)；
根据所述频偏纠偏后的信号和所述本地匹配序列计算所述接收信号的相偏dp(n)：
dp(n)＝r_df(n)/Suw(n)；
计算所述相偏dp(n)的平均值dp，并根据所述相偏的平均值计算相偏纠偏后的信号s(n)：
s(n)＝r_df(n)*conj(dp)。
第二方面，本发明实施例还提供了一种用于卫星通信的载波同步装置，所述装置包括：
接收模块，用于接收发送端发送的信号，得到接收信号，所述接收信号由所述发送端在待发送信号中的每个符号后插入一个独特字UW符号，并对插入所述UW符号后的待发送信号进行调制后发送；
同步模块，用于将所述接收信号中的每个符号与每个符号后的一个符号共轭相乘得到第一信号序列；
将所述第一信号序列与预设的本地匹配序列做滑动相关，得到相关序列，所述本地匹配序列根据本地UW序列生成；
根据所述相关序列确定所述接收信号的UW符号与所述本地UW序列是否完全对齐；当所述接收信号的UW符号与所述本地UW序列完全对齐时，根据所述相关序列的最大的相关峰值对应的位置确定同步位置；
纠偏模块，用于根据所述本地匹配序列确定所述接收信号的频偏和相偏，并对所述接收信号进行纠偏；
科斯塔斯环，用于接收纠偏后的所述接收信号并进行处理，完成载波同步。
在本发明实施例的一种实现方式中，所述同步模块还用于：
将所述本地UW序列进行正交相移键控星座映射，得到所述本地UW序列中各个符号的映射点：
Suw(n)＝a(n)ejπ/4,a(n)∈{-1,+1}，Suw(n)为所述本地UW序列中的第n个符号的映射点，a(n)为+1或-1，j为系数；
将所述本地UW序列中的每个符号与每个符号后的一个符号共轭相乘，得到所述本地匹配序列：
Suw_d(n)＝conj[Suw(n)]*Suw(n+1)＝a(n)e-jπ/4*a(n+1)ejπ/4＝a(n)*a(n+1)，Suw_d(n)为所述本地匹配序列。
在本发明实施例的另一种实现方式中，所述同步模块用于：
采用如下公式计算所述相关序列：
corr(m)＝|Suw_d(n)*conj[r_d(n)]|＝A2|a2(n)*a2(n+1)e-jw|，corr(m)为所述相关序列，conj[r_d(n)]为所述第一信号序列，A为所述接收信号的幅值，w是频偏；
当corr(m)＝A2*{1,……,1}时，确定所述接收信号的UW符号与所述本地UW序列完全对齐。
在本发明实施例的另一种实现方式中，所述纠偏模块用于：
根据所述本地匹配序列计算第二信号序列s_phase(n)：
s_phase(n)＝r(n)*conj[Suw(n)]＝Aa2(n)ejwn；
根据所述第二信号序列计算所述接收信号的频偏df：
df＝angle[s_phase(n+1)*conj(s_phase(n))]＝angle(Aejw)；
将所述接收信号的频偏与所述接收信号相乘，得到频偏纠偏后的信号r_df(n)；
根据所述频偏纠偏后的信号和所述本地匹配序列计算所述接收信号的相偏dp(n)：
dp(n)＝r_df(n)/Suw(n)；
计算所述相偏dp(n)的平均值dp，并根据所述相偏的平均值计算相偏纠偏后的信号s(n)：
s(n)＝r_df(n)*conj(dp)。
在本发明实施例的另一种实现方式中，所述科斯塔斯环包括：
第一乘法器、第二乘法器、相移单元、NCO、第一低通滤波器、第二低通滤波器、环路滤波器和鉴相器；
所述第一乘法器同时与所述纠偏模块、所述相移单元、所述NCO和所述第一低通滤波器电连接，所述第二乘法器同时与所述纠偏模块、所述相移单元和所述第二低通滤波器电连接，所述相移单元还与所述NCO电连接，所述NCO还与所述环路滤波器电连接，所述鉴相器同时与所述第一低通滤波器、所述第二低通滤波器和所述环路滤波器电连接。
在本发明实施例的另一种实现方式中，所述NCO包括DDS。
本发明实施例提供的技术方案带来的有益效果是：
通过采用滑动相关与相邻符号差分运算相结合的方法来实现载波同步，载波同步完成后，使用本地UW序列估算接收信号的频偏和相偏，然后根据得到的频偏和相偏对接收信号进行补偿，将补偿后的信号送入科斯塔斯(Costas)环，实时调整载波残余的相偏，完成接收信号载波的精相偏估计以及对接收信号的载波跟踪，实现了对频偏较大的载波的载波同步。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明实施例提供的一种用于卫星通信的载波同步方法的流程图；
图2是本发明实施例提供的一种用于卫星通信的载波同步装置的结构示意图；
图3是本发明实施例提供的一种科斯塔斯环的结构示意图；
图4是本发明实施例提供的一种数字环路滤波器的结构示意图；
图5是本发明实施例提供的一种数字控制振荡器的结构示意图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。
图1是本发明实施例提供的一种用于卫星通信的载波同步方法的流程图，例如应用在卫星通信的S波段，参见图1，该方法包括：
步骤100：发送端在待发送信号中的每个符号后插入一个独特字(UniqueWord，UW)符号，然后对插入UW符号后的待发送信号进行调制，对调制后的待发送信号进行发送。
在本发明实施例中，发送端对插入UW符号后的待发送信号进行正交相移键控(Quadrature Phase Shift Keyin，QPSK)星座映射，完成信号调制，调制信号的表达式如下：
S(n)＝a(n)ejπ/4,a(n)∈{-1,+1}，S(n)为所述调制信号的第n个符号的映射点，a(n)为+1或-1，j为系数。
步骤101：接收端接收发送端发送的信号，得到接收信号。
其中，接收信号的表达式如下：r(n)＝Aa(n)ejπ/4+jwn,a(n)∈{-1,+1}，A表示信号幅度，w是频偏。可以看出，接收端接收到的信号与发送端的调制信号的表达式相似，只是多了频偏和相偏。
步骤102：接收端将所述接收信号中的每个符号与每个符号后的一个符号共轭相乘得到第一信号序列。
通过将接收信号中的每个符号与每个符号后的一个符号共轭相乘，可以在低信噪比、频偏较大的恶劣条件下获得稳定的相关序列，提高捕获效率。
其中，第一信号序列可以采用如下公式计算得到：
r_d(n)＝conj[r(n)]*r(n+1)＝Aa(n)e-(jπ/4+jwn)*Aa(n+1)ejπ/4+jw(n+1)＝A2a(n)*a(n+1)ejw。也即，将接收信号中的第1个符号的共轭信号和第2个符号相乘，将接收信号中的第2个符号的共轭信号和第3个符号相乘，……，将接收信号中的第n个符号的共轭信号和第n+1个符号相乘，依此类推，得到第一信号序列。
步骤103：接收端将所述第一信号序列与预设的本地匹配序列做滑动相关，得到相关序列。其中，所述本地匹配序列根据本地UW序列生成。
其中，第一信号序列和本地匹配序列采用如下公式实现滑动相关：
corr(m)＝|Suw_d(n)*conj[r_d(n)]|＝A2|a2(n)*a2(n+1)e-jw|，其中，corr(m)为相关序列，Suw_d(n)为本地匹配序列。
下面对本地匹配序列的生成过程进行说明，本地匹配序列的生成过程可以包括：
将本地UW序列进行QPSK星座映射，得到所述本地UW序列中各个符号的映射点：
Suw(n)＝a(n)ejπ/4,a(n)∈{-1,+1}，Suw(n)为所述本地UW序列中的第n个符号的映射点，a(n)为+1或-1；
将所述本地UW序列中的每个符号与每个符号后的一个符号共轭相乘(具体可以参见步骤102中第一信号序列的计算方式)，得到所述本地匹配序列：
Suw_d(n)＝conj[Suw(n)]*Suw(n+1)＝a(n)e-jπ/4*a(n+1)ejπ/4＝a(n)*a(n+1)。
步骤104：接收端根据所述相关序列确定所述接收信号的UW符号与所述本地UW序列是否完全对齐，当所述接收信号的UW符号与所述本地UW序列完全对齐时，执行步骤105。
具体地，当corr(m)＝A2*{1,……,1}时，确定所述接收信号的UW符号与所述本地UW序列完全对齐。其中，{1,……,1}表示全1序列。
步骤105：接收端根据所述相关序列的最大的相关峰值对应的位置确定同步位置。
具体地，步骤105可以采用如下方式实现：输出所述接收信号的UW符号与所述本地UW序列完全对齐时，相关序列的相关峰图谱(相关序列的时域图)，根据该相关峰图谱确定出最大的相关峰值，根据最大的相关峰值确定出同步位置。其中，根据最大的相关峰值确定出同步位置属于本领域公知技术，此处不做赘述。
步骤106：接收端根据所述本地匹配序列确定所述接收信号的频偏和相偏，并对所述接收信号进行纠偏。
在本发明实施例中，所述根据所述本地匹配序列确定所述接收信号的频偏和相偏，并对所述接收信号进行纠偏，可以包括：
第一步，根据所述本地匹配序列计算第二信号序列s_phase(n)：
s_phase(n)＝r(n)*conj[Suw(n)]＝Aa2(n)ejwn；
由于a2(n)＝1，则s_phase(n)＝r(n)*conj[Suw(n)]＝Aejwn；
s_phase(n+1)＝r(n+1)*conj[Suw(n+1)]＝Aejw(n+1)。
第二步，根据所述第二信号序列计算所述接收信号的频偏df：
df＝angle[s_phase(n+1)*conj(s_phase(n))]＝angle(Aejw)。
第三步，将所述接收信号的频偏与所述接收信号相乘，得到频偏纠偏后的信号r_df(n)。
其中，r_df(n)＝r(n)*df。
由接收信号的表达式r(n)＝Aa(n)ejπ/4+jwn,a(n)∈{-1,+1}可知，频偏就是式中的w，频偏纠偏就是将式中的jwn这部分消除，这里将所述接收信号的频偏与所述接收信号相乘以消除式中的jwn部分。
第四步，根据所述频偏纠偏后的信号和所述本地匹配序列计算所述接收信号的相偏dp(n)：
dp(n)＝r_df(n)/Suw(n)。
第四步，计算所述相偏dp(n)的平均值dp，并根据所述相偏的平均值计算相偏纠偏后的信号s(n)：
s(n)＝r_df(n)*conj(dp)。
步骤107：接收端将纠偏后的所述接收信号输入到科斯塔斯环，完成载波同步。
具体地，科斯塔斯环的结构及工作原理，参见后文装置部分的描述。
本申请通过采用滑动相关与相邻符号差分运算相结合的方法来实现载波同步，载波同步完成后，使用本地UW序列估算接收信号的频偏和相偏，然后根据得到的频偏和相偏对接收信号进行补偿，实现了对载波的大部分频偏和相偏，将补偿后的信号送入科斯塔斯(Costas)环，实时调整载波残余的频偏和相偏，完成接收信号载波的精相偏估计以及对接收信号的载波跟踪，实现了对频偏较大的载波的载波同步。
图2是本发明实施例提供的一种用于卫星通信的载波同步装置的结构示意图，用于实现图1提供的载波同步方法，参见图2，该装置包括：
接收模块201，用于接收发送端发送的信号，得到接收信号，所述接收信号由所述发送端在待发送信号中的每个符号后插入一个独特字UW符号，并对插入所述UW符号后的待发送信号进行调制后发送。
同步模块202，用于将所述接收信号中的每个符号与每个符号后的一个符号共轭相乘得到第一信号序列；将所述第一信号序列与预设的本地匹配序列做滑动相关，得到相关序列，所述本地匹配序列根据本地UW序列生成；根据所述相关序列确定所述接收信号的UW符号与所述本地UW序列是否完全对齐；当所述接收信号的UW符号与所述本地UW序列完全对齐时，根据所述相关序列的最大的相关峰值对应的位置确定同步位置。
纠偏模块203，用于根据所述本地匹配序列确定所述接收信号的频偏和相偏，并对所述接收信号进行纠偏。
科斯塔斯环204，用于接收纠偏后的所述接收信号并进行处理，完成载波同步。
在本发明实施例中，所述同步模块202还用于生成本地匹配序列，本地匹配序列的生成过程具体如下：
将本地UW序列进行正交相移键控星座映射，得到所述本地UW序列中各个符号的映射点：
Suw(n)＝a(n)ejπ/4,a(n)∈{-1,+1}，Suw(n)为所述本地UW序列中的第n个符号的映射点，a(n)为+1或-1，j为系数；
将所述本地UW序列中的每个符号与每个符号后的一个符号共轭相乘，得到所述本地匹配序列：
Suw_d(n)＝conj[Suw(n)]*Suw(n+1)＝a(n)e-jπ/4*a(n+1)ejπ/4＝a(n)*a(n+1)，Suw_d(n)为所述本地匹配序列。
在本发明实施例中，所述同步模块202用于：
采用如下公式计算所述相关序列：
corr(m)＝|Suw_d(n)*conj[r_d(n)]|＝A2|a2(n)*a2(n+1)e-jw|，corr(m)为所述相关序列，conj[r_d(n)]为所述第一信号序列，A为所述接收信号的幅值，w是频偏；
当corr(m)＝A2*{1,……,1}时，确定所述接收信号的UW符号与所述本地UW序列完全对齐。
在本发明实施例中，所述纠偏模块203，用于：
根据所述本地匹配序列计算第二信号序列s_phase(n)：
s_phase(n)＝r(n)*conj[Suw(n)]＝Aa2(n)ejwn；
根据所述第二信号序列计算所述接收信号的频偏df：
df＝angle[s_phase(n+1)*conj(s_phase(n))]＝angle(Aejw)；
将所述接收信号的频偏与所述接收信号相乘，得到频偏纠偏后的信号r_df(n)；
根据所述频偏纠偏后的信号和所述本地匹配序列计算所述接收信号的相偏dp(n)：
dp(n)＝r_df(n)/Suw(n)；
计算所述相偏dp(n)的平均值dp，并根据所述相偏的平均值计算相偏纠偏后的信号s(n)：
s(n)＝r_df(n)*conj(dp)。
图3是本发明实施例提供的一种科斯塔斯环204的结构示意图，参见图3，所述科斯塔斯环204包括：
第一乘法器241、第二乘法器242、相移单元243、数字控制振荡器(NumericallyControlled Oscillator，NCO)244、第一低通滤波器245、第二低通滤波器246、环路滤波器247和鉴相器248；所述第一乘法器241同时与所述纠偏模块203、所述相移单元243、所述NCO244和所述第一低通滤波器245电连接，所述第二乘法器242同时与所述纠偏模块203、所述相移单元243和所述第二低通滤波器246电连接，所述相移单元243还与所述NCO 244电连接，所述NCO 244还与所述环路滤波器247电连接，所述鉴相器248同时与所述第一低通滤波器245、所述第二低通滤波器246和所述环路滤波器247电连接。
其中，NCO用于输出一路第一信号V1；相移单元243用于对V1的相位移动90度，得到第二信号V2；所述第一乘法器241用于将V1和输入信号r(t)(也即纠偏模块203的输出信号)相乘，得到第三信号V3；所述第二乘法器242用于将V2和r(t)相乘，得到第四信号V4；第一低通滤波器245用于对V3进行滤波，得到第五信号V5；第二低通滤波器246用于对V4进行滤波，得到第六信号V6；鉴相器248用于对V5和V6进行同步鉴相，得到鉴相信号V7；环路滤波器247用于对V7进行环路滤波，得到频率控制信号V8，该频率控制信号V8用于控制NCO的输出。上述过程经过多次循环，最终实现NCO输出的信号与发送端发送的信号同频同相，也即实现了信号纠偏。
下面对科斯塔斯环跟踪载波的具体实现过程进行说明，科斯塔斯环是二阶锁相环，结构如图3所示，接收信号经过载波同步和频偏相偏补偿后可以看作是一个按顺序编号的离散数字序列。第k个采样时刻(接收模块201接收到第k个采样信号(接收信号)的时刻)，NCO的输出信号V1，以及NCO输出信号经过90度相移后输出的信号V2分别为：
V1：uo1(k)＝Uocos[wok+θo(k)]；
V2：uo2(k)＝-Uosin[wok+θo(k)]；
其中，Uo是NCO输出信号的幅度，wo为NCO输出信号的载波角频率，θo(k)为NCO输出信号的相位。
信号V1、V2经过乘法器处理，得到信号V3(I路)和V4(Q路)的表示分别为：
V3：Si(k)＝＝Uim(k)cos[ωok+θ1(k)]；
V4：Sq(k)＝＝Uim(k)sin[ωok+θ1(k)]；
m(k)的大小是±1，ωo为信号的载波角频率，θ1(k)为信号的相位，Ui为信号的幅度。其中，i、q、o均值是用于区分不同的信号，无实际意义。
I路和Q路的信号分别经过低通滤波后可得I(k)和Q(k)的表达式分别为：
V5：
Figure BDA0001524369320000111
V6：
Figure BDA0001524369320000112
θe(k)为信号的相位。
在得到I(k)和Q(k)后，下一步要进行的就是鉴相环节。考虑到输入的信号是QPSK调制的，所以选择采用乘法鉴相的鉴相器。采用这种鉴相器，根据鉴相公式，可以得到环路的鉴相增益的表达式为：
Figure BDA0001524369320000113
信号经过鉴相器后，下一步需要进行的是环路滤波。理想二阶锁相环采用的是一阶环路滤波器，所以本申请采用一阶数字环路滤波器。环路滤波器的具体实现结构见图4所示，包括两个乘法器247A、两个加法器247B和一个延时器247C，各个器件间的连接关系如图4所示。
图4中C1和C2是环路滤波器的系数，表达式为：
Figure BDA0001524369320000121
Figure BDA0001524369320000122
其中，ξ为阻尼系数，ωn为固有振荡角频率，T为振荡周期。假设环路的总增益为K，计算公式为：K＝K0Kd。其中，Kd是环路的鉴相增益，K0是NCO的相位控制增益。
为了保证系统的稳定性，要求系数C1和C2满足式如下所示的关系式：
2KC1-4＜KC2＜KC1(KC1＞0)。
科斯塔斯环204中数字控制振荡器包括直接数字式频率合成器(Direct DigitalSynthesizer，DDS)，DDS的具体结构见图5。参见图5，DDS包括乘法器244A、相位累加器244B、正弦查找单元244C和余弦查找单元244D。乘法器244A的输入端同时连接环路滤波器247的输出端和相位累加器244B的输出端，相位累加器244B的输入端连接乘法器244A的输出端，相位累加器244B的输出端分别连接正弦查找单元244C和余弦查找单元244D，相位累加器244B还与时钟信号(clock)的提供端以及复位信号(reset)的提供端连接。通过上述DDS结构，使得DDS在频率控制信号和时钟信号的驱动下实现信号输出。
假设DDS的频率控制信号的初值为M，相位累加器位长为N，时钟信号频率为fs，则输出频率fout为：
Figure BDA0001524369320000123
输出相位θout为：
Figure BDA0001524369320000124
相位控制增益为：
Figure BDA0001524369320000125
其中，ΔM为频率控制信号增量(也即当前频率控制信号与初值的差值)，
Figure BDA0001524369320000126
和Tdds为相位累加器初始相位和累加时间。
当科斯塔斯环最终稳定时，NCO将输出与载波同频同相的信号，即完成载波同步与跟踪。
需要说明的是：上述实施例提供的用于卫星通信的载波同步装置在进行载波同步时，仅以上述各功能模块的划分进行举例说明，实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的功能模块完成，即将设备的内部结构划分成不同的功能模块，以完成以上描述的全部或者部分功能。另外，上述实施例提供的用于卫星通信的载波同步装置与用于卫星通信的载波同步方法实施例属于同一构思，其具体实现过程详见方法实施例，这里不再赘述。
本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例的全部或部分步骤可以通过硬件来完成，也可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种用于卫星通信的载波同步方法，其特征在于，所述方法包括：
接收发送端发送的信号，得到接收信号，所述接收信号由所述发送端在待发送信号中的每个符号后插入一个独特字UW符号，并对插入所述UW符号后的待发送信号进行调制后发送；
将所述接收信号中的每个符号与每个符号后的一个符号共轭相乘得到第一信号序列；
将所述第一信号序列与预设的本地匹配序列做滑动相关，得到相关序列，所述本地匹配序列根据本地UW序列生成；
根据所述相关序列确定所述接收信号的UW符号与所述本地UW序列是否完全对齐；当所述接收信号的UW符号与所述本地UW序列完全对齐时，根据所述相关序列的最大的相关峰值对应的位置确定同步位置；
根据所述本地匹配序列确定所述接收信号的频偏和相偏，并对所述接收信号进行纠偏；
将纠偏后的所述接收信号输入到科斯塔斯环，完成载波同步。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
将所述本地UW序列进行正交相移键控星座映射，得到所述本地UW序列中各个符号的映射点：
Suw(n)＝a(n)ejπ/4,a(n)∈{-1,+1}，Suw(n)为所述本地UW序列中的第n个符号的映射点，a(n)为+1或-1，j为系数；
将所述本地UW序列中的每个符号与每个符号后的一个符号共轭相乘，得到所述本地匹配序列：
Suw_d(n)＝conj[Suw(n)]*Suw(n+1)＝a(n)e-jπ/4*a(n+1)ejπ/4＝a(n)*a(n+1)，Suw_d(n)为所述本地匹配序列。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述将所述第一信号序列与预设的本地匹配序列做滑动相关，得到相关序列，包括：
采用如下公式计算所述相关序列：
corr(m)＝|Suw_d(n)*conj[r_d(n)]|＝A2|a2(n)*a2(n+1)e-jw|，corr(m)为所述相关序列，conj[r_d(n)]为所述第一信号序列，A为所述接收信号的幅值，w是频偏；
所述根据所述相关序列确定所述接收信号的UW符号与所述本地UW序列是否完全对齐，包括：
当corr(m)＝A2*{1,……,1}时，确定所述接收信号的UW符号与所述本地UW序列完全对齐。
4.根据权利要求2或3所述的方法，其特征在于，所述根据所述本地匹配序列确定所述接收信号的频偏和相偏，并对所述接收信号进行纠偏，包括：
根据所述本地匹配序列计算第二信号序列s_phase(n)：
s_phase(n)＝r(n)*conj[Suw(n)]＝Aa2(n)ejwn；
根据所述第二信号序列计算所述接收信号的频偏df：
df＝angle[s_phase(n+1)*conj(s_phase(n))]＝angle(Aejw)；
将所述接收信号的频偏与所述接收信号相乘，得到频偏纠偏后的信号r_df(n)；
根据所述频偏纠偏后的信号和所述本地匹配序列计算所述接收信号的相偏dp(n)：
dp(n)＝r_df(n)/Suw(n)；
计算所述相偏dp(n)的平均值dp，并根据所述相偏的平均值计算相偏纠偏后的信号s(n)：
s(n)＝r_df(n)*conj(dp)。
5.一种用于卫星通信的载波同步装置，其特征在于，所述装置包括：
接收模块，用于接收发送端发送的信号，得到接收信号，所述接收信号由所述发送端在待发送信号中的每个符号后插入一个独特字UW符号，并对插入所述UW符号后的待发送信号进行调制后发送；
同步模块，用于将所述接收信号中的每个符号与每个符号后的一个符号共轭相乘得到第一信号序列；
将所述第一信号序列与预设的本地匹配序列做滑动相关，得到相关序列，所述本地匹配序列根据本地UW序列生成；
根据所述相关序列确定所述接收信号的UW符号与所述本地UW序列是否完全对齐；当所述接收信号的UW符号与所述本地UW序列完全对齐时，根据所述相关序列的最大的相关峰值对应的位置确定同步位置；
纠偏模块，用于根据所述本地匹配序列确定所述接收信号的频偏和相偏，并对所述接收信号进行纠偏；
科斯塔斯环，用于接收纠偏后的所述接收信号并进行处理，完成载波同步。
6.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，所述同步模块还用于：
将所述本地UW序列进行正交相移键控星座映射，得到所述本地UW序列中各个符号的映射点：
Suw(n)＝a(n)ejπ/4,a(n)∈{-1,+1}，Suw(n)为所述本地UW序列中的第n个符号的映射点，a(n)为+1或-1，j为系数；
将所述本地UW序列中的每个符号与每个符号后的一个符号共轭相乘，得到所述本地匹配序列：
Suw_d(n)＝conj[Suw(n)]*Suw(n+1)＝a(n)e-jπ/4*a(n+1)ejπ/4＝a(n)*a(n+1)，Suw_d(n)为所述本地匹配序列。
7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述同步模块用于：
采用如下公式计算所述相关序列：
corr(m)＝|Suw_d(n)*conj[r_d(n)]|＝A2|a2(n)*a2(n+1)e-jw|，corr(m)为所述相关序列，conj[r_d(n)]为所述第一信号序列，A为所述接收信号的幅值，w是频偏；
当corr(m)＝A2*{1,……,1}时，确定所述接收信号的UW符号与所述本地UW序列完全对齐。
8.根据权利要求6或7所述的装置，其特征在于，所述纠偏模块用于：
根据所述本地匹配序列计算第二信号序列s_phase(n)：
s_phase(n)＝r(n)*conj[Suw(n)]＝Aa2(n)ejwn；
根据所述第二信号序列计算所述接收信号的频偏df：
df＝angle[s_phase(n+1)*conj(s_phase(n))]＝angle(Aejw)；
将所述接收信号的频偏与所述接收信号相乘，得到频偏纠偏后的信号r_df(n)；
根据所述频偏纠偏后的信号和所述本地匹配序列计算所述接收信号的相偏dp(n)：
dp(n)＝r_df(n)/Suw(n)；
计算所述相偏dp(n)的平均值dp，并根据所述相偏的平均值计算相偏纠偏后的信号s(n)：
s(n)＝r_df(n)*conj(dp)。
9.根据权利要求5-7任一项所述的装置，其特征在于，所述科斯塔斯环包括：
第一乘法器、第二乘法器、相移单元、数字控制振荡器NCO、第一低通滤波器、第二低通滤波器、环路滤波器和鉴相器；
所述第一乘法器同时与所述纠偏模块、所述相移单元、所述NCO和所述第一低通滤波器电连接，所述第二乘法器同时与所述纠偏模块、所述相移单元和所述第二低通滤波器电连接，所述相移单元还与所述NCO电连接，所述NCO还与所述环路滤波器电连接，所述鉴相器同时与所述第一低通滤波器、所述第二低通滤波器和所述环路滤波器电连接。
10.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，所述NCO包括直接数字式频率合成器DDS。
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