JP2004222259A - 送信機の負帰還増幅器、送信機、及び負帰還増幅器の誤差補正方法 - Google Patents

Abstract

【課題】負帰還増幅器において生じる位相誤差及び振幅誤差を補正する方法を提供すること。
【解決手段】送信機の負帰還増幅器であって、送信すべきデータを含む入力ベースバンド信号の同相成分と直交成分の位相と振幅の少なくとも一方を補正して出力するベクトル補正器と、ベクトル補正器の出力の同相成分と直交成分に、同相成分と直交成分のフィードバック信号をそれぞれ加算する加算器と、加算器の出力の同相成分と直交成分とを直交変調する変調器と、変調器の出力を増幅する電力増幅器と、電力増幅器の出力の一部を直交復調して、同相成分と直交成分の前記フィードバック信号を出力する復調器とを有し、ベクトル補正器は復調器における同相成分と直交成分の位相と振幅の少なくとも一方の誤差をキャンセルする補正演算を行なう。
【選択図】 図３

Description

本発明は、送信機の直交変調信号を電力増幅する増幅器の非線形歪みを補償するカーテシアンループ方式の負帰還増幅器及び送信機に係り、特に帰還ループに用いる直交復調器の位相誤差及び振幅誤差を補正する方法に関する。

カーテシアンループ方式の負帰還増幅器は、互いに直交する信号を用いて負帰還を行なう増幅器であり、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式や１６値ＱＡＭ変調方式等の線形変調方式を採用したデジタル無線通信システム、特に、狭帯域デジタル無線通信システムにおいて、送信機における電力増幅器の非線形歪みを補償する電力増幅器として採用される。この種の負帰還増幅器では、回路を構成する直交変調器及び直交復調器、特に後者の電気的性能が送信機全体の性能を決定する。

従って、従来の負帰還増幅器の設計では、これらに高精度の回路部品を用いて設計することが主に行なわれていた（例えば、非特許文献１参照）。以下、図９、図１０を用いて従来技術を説明する。

図９は、従来の負帰還増幅器を説明するためのブロック図である。初めに負帰還増幅器の動作について説明する。図９において、送信データに所定のデジタル変調方式を施すことによって生成された入力ベースバンド信号の同相成分即ちＩ信号及び直交成分即ちＱ信号がＬＰＦ４ａ，４ｂを通して送信ベースバンド信号Ｉｔｘ，Ｑｔｘが加算器５ａ，５ｂに入力される。ここで、ＰＮ発生部（PN GEN）９０は、ＰＮ（Pseudo Noise）符号系列の送信データを発生する手段、通信論理部９１は、送信データを所定の通信フォーマット及び変調方式に従って、対応するＩ，Ｑ信号に変換してＤ／Ａ変換器（図にはない）より出力する手段である。

一方、加算器５ａ，５ｂには、直交復調器１３出力の帰還ベースバンド信号Ｉｄ，Ｑｄが入力され、加算器５ａ，５ｂは、送信ベースバンド信号Ｉｔｘ，Ｑｔｘからそれぞれ信号Ｉｄ，Ｑｄを減算する即ち負の加算を行なう。加算器５ａ，５ｂの出力信号は、直交変調器７に入力され、他方から入力された局部発振回路９出力のローカル信号ＬＯによって直交変調されて出力される。

直交変調器７は、局部発振回路９からのローカル信号ＬＯ（角周波数：ωo）を入力して位相が９０度異なる２つのローカル信号ＬＯｉ（＝ｃｏｓωoｔ）,ＬＯｑ（＝ｓｉｎωoｔ）を出力する９０度移相器３１ａと、ミキサ３２ａ，３２ｂ及び加算器３３で構成される。ミキサ３２ａ，３２ｂで入力Ｉｍ，Ｑｍ信号は、それぞれローカル信号ＬＯｉ、Ｌｏｑと乗算されてアップコンバートされた後、加算器３３で加算されて直交変調信号である無線信号となる。

直交変調器７出力の無線信号は、電力増幅器８で電力増幅された後、出力端子１１より出力される。通常は、出力端子１１にはアンテナ（図示せず）が接続されてそこから電波が放射される。

電力増幅器８出力の無線信号の一部は、方向性結合器１０で分岐されて直交復調器（直交検波器とも呼ばれる）１３に入力される。直交復調器１３は、他方から入力された局部発振回路９出力のローカル信号ＬＯを入力して位相が９０度異なる２つのローカル信号ＬＯｉ（＝ｃｏｓωoｔ），ＬＯｑ（＝ｓｉｎωoｔ）を出力する９０度移相器３１ｂと、ミキサ３２ｃ，３２ｄで構成される。

直交復調器１３において、上記無線信号の一部は、ミキサ３２ｃ，３２ｄで入力信号とローカルＬＯｉ、Ｌｏｑとそれぞれ乗算されて帰還ベースバンド信号Ｉｄ，Ｑｄとなる。そして、この帰還ベースバンド信号Ｉｄ，Ｑｄが加算器５ａ，５ｂで送信ベースバンド信号Ｉｔｘ，Ｑｔｘに負帰還されることによって負帰還ループが形成され、電力増幅器８の非線形歪みが補償される。

次に、直交変調器及び直交復調器での位相及び振幅誤差の送信性能への影響について説明する。図９において、９０度移相器３１ａ，３１ｂには位相の不平衡（Ｉ成分とＱ成分の位相差が正しく９０度でない）が存在し、ミキサ３２ａ，３２ｂ，３２ｃ，３２ｄの利得の不平衡（Ｉ成分とＱ成分の振幅が一致してない）によってI信号とＱ信号の間に振幅誤差が存在する。ここで、２つのローカル信号ＬＯｉ，ＬＯｑ間の理想的な位相差（９０度）を基準とした位相誤差をδで表し、Ｉ信号を基準としたＱ信号の振幅誤差をκで表すこととする。

これらの誤差（δ，κ）によって、送信波に含まれるＩ−Ｑ信号空間上の収束点が理想的な収束点からずれてしまうため、結果としてこの送信波を受信した受信機の感度が劣化する問題が生じる。

例えば、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式を例に説明する。図１０のＩ−Ｑ信号空間において、白点で示した８個のポイントがＩ−Ｑ平面上の理想的な収束点（単位円の円周上に４５度間隔に配列された８点）を表している。いま、直交変調器７又は直交復調器１３において、９０度移相器３１ａ又は３１ｂに位相不平衡（位相誤差：δ）が生じて、ＬＯｑ＝ｓｉｎ（ωoｔ＋δ）であるとする。この現象は、Ｉ−Ｑ平面上に置き換えると、図１０のようにＩ軸と９０度の位相関係にあるＱ軸がδだけ回転してＱｚとなることに相当する。図１０は、δ＝１０度の一例であり、このときの８つの収束点は白点から三角点の位置に移動される。このときの移動ベクトルを残留ベクトルエラーと呼び、更に全収束点の残留ベクトルエラーに関する実効値を変調精度（ＥＶＭ）と呼ぶこととする。理想的な収束点（白点）の配置が真円であったのに比べて、位相誤差δによって実際の収束点（三角点）の配置は傾いた楕円に変形されるため、送信性能（変調精度）が劣化することになる。また、ミキサ間の利得の不平衡によってＩ信号とＱ信号の間の振幅誤差κが加わると上記の楕円が更に歪み、信号の劣化が増大することになる。

従来の負帰還増幅器では、位相誤差と振幅誤差の補正は容易にはできなかったので、広帯域特性を有する高精度のリング変調器を採用することにより、変調精度の劣化を防止して誤差補正は行なわないでいた。

本願発明のカーテシアンループ方式の負帰還増幅器に関する技術として、特許文献１、特許文献２、特許文献３及び特許文献４に開示されたものがある。

特開２００２−１１１７５９号公報

特開２００１−３３９４５２号公報 特開平１０−１３６０４８号公報 特開平５−１７５７４３号公報 １９８９年電子情報通信学会春季全国大会講演論文集、Ｂ−８１５、島崎他「線形変調を用いたデジタル移動通信装置の試作」

しかし、前述の従来技術には以下の問題点があった。

第１の問題点は、リング変調器のようなマイクロ波回路を採用した場合、小型化及び低価格化の面で不利であり、特に、無線周波数が低い（例えばＶＨＦ以下）の場合には、携帯無線機等の端末への適用が難しい問題があった。そのため、市販の一般用の精度がそれほど高くない直交変調器及び直交復調器のＩＣ（Integrated Circuit）を採用せざるを得ず、一般用ＩＣの電気的性能によって送信機の変調精度が決まってしまい、変調精度を改善するためには、一般用のＩＣから高価な高精度のＩＣへ変更するか、市販品にこのような高精度ＩＣがない場合は、新たに専用ＩＣを開発する必要があった。

第２の問題点は、リング変調器又はＩＣを通信装置の変調器や復調器に採用した場合でも、その通信装置の製品の工場出荷後の誤差の劣化（経時変化、温度変化等）を補正することができないため、定期的なメンテナンス作業（例えば、製品を工場に引き取り工場で再補正）が必要であった。

本発明の主たる目的は、負帰還増幅器の誤差を検出・補正する方法を提供し、市販の一般用ＩＣを採用した負帰還増幅器においても、変調精度の改善を可能にすることにあり、とりわけ、変調精度への影響の主たる原因である直交復調器の誤差を検出・補正する方法を提供することにある。

本発明の第２の目的は、負帰還増幅器の誤差補正に関わる一連の調整作業を自動化することにある。

本発明の第３の目的は、通信装置の工場出荷後のメンテナンスフリーを実現することにある。

本発明による送信機の負帰還増幅器は、送信すべきデータを含む入力ベースバンド信号の同相成分と直交成分の位相と振幅の少なくとも一方を補正して出力するベクトル補正器と、ベクトル補正器の出力の同相成分と直交成分に、同相成分と直交成分のフィードバック信号をそれぞれ加算する加算器と、加算器の出力の同相成分と直交成分とを直交変調する変調器と、変調器の出力を増幅する電力増幅器と、電力増幅器の出力の一部を直交復調して、同相成分と直交成分の前記フィードバック信号を出力する復調器とを有し、ベクトル補正器は復調器における同相成分と直交成分の位相と振幅の少なくとも一方の誤差をキャンセルする補正演算を行なう。

以上、本発明によれば、負帰還増幅器の直交復調器に市販のＩＣを使用した場合において、変調精度を改善することができ、工場出荷後も自動的に直交復調器の補正を行なうことが可能な帰還増幅器を実現することができる。

以下、本発明に係る負帰還増幅器とその誤差補正方法を図面に示した発明の実施の形態を参照して更に詳細に説明する。なお、図１Ａ，１Ｂ、図３及び図７Ａにおける同一の符号は、同一物又は同一機能を有する物を表示するものとする。

本発明の第１の実施の形態を図１Ａ及び図２を用いて説明する。図１Ａは、本発明が適用される送信機のブロック図である。図１Ａの点線で囲った部分は、本発明による誤差補正処理が行なわれるカーテシアンループ負帰還増幅器を含む送信部を示す。本実施形態では、汎用の直交復調器１３（例えば、市販の直交復調器ＩＣ）を採用し、その補正を行なう方法が示される。

音声データあるいは他の情報を含むベースバンド信号のＩ信号とＱ信号がベースバンド信号発生部１００で生成される。

入力ベースバンドＩ信号及び入力ベースバンドＱ信号のデジタル信号は、入力端子１ａ，１ｂよりそれぞれ入力され、ベクトル補正器２で直交復調器１３の位相誤差δ及び振幅誤差κの両者即ち誤差（δ，κ）をキャンセルするベクトル補正処理を施される。ベクトル補正器２の動作については後で詳述する。

補正後のＩ，Ｑ信号は、Ｄ／Ａ変換器３ａ，３ｂに入力され、Ｄ／Ａ変換器３ａ、３ｂでアナログ信号に変換される。アナログ信号は、ＬＰＦ４ａ，４ｂで不要の周波数成分が除去されて送信ベースバンド信号Ｉｔｘ，Ｑｔｘとなり、加算器５ａ，５ｂに入力される。

加算器５ａ，５ｂでは、更に直交復調器１３出力の帰還ベースバンド信号Ｉｄ，Ｑｄが入力され、送信ベースバンド信号Ｉｔｘ，Ｑｔｘとそれぞれ負の加算が行なわれる。加算後の信号は、ループフィルタ６ａ，６ｂで帯域制限された後に直交変調器７に入力され、他方から入力された局部発振回路９出力のローカル信号ＬＯによって直交変調されて無線信号として出力される。

直交変調器７は、局部発振回路９からのローカル信号ＬＯ（角周波数：ωo）を入力して位相が９０度異なる２つのローカル信号ＬＯｉ（＝ｃｏｓωoｔ）,ＬＯｑ（＝ｓｉｎωoｔ）を出力する９０度移相器３１ａと、ミキサ３２ａ，３２ｂ及び加算器３３で構成される。ミキサ３２ａ，３２ｂで入力Ｉｍ，Ｑｍ信号は、それぞれローカル信号ＬＯｉ、Ｌｏｑと乗算されてアップコンバートされた後、加算器３３で加算されて無線信号となる。

直交変調器７出力の無線信号は、電力増幅器８で電力増幅された後、出力端子１１より出力される。電力増幅器８出力の無線信号の一部は、方向性結合器１０で分岐されて減衰器１２で所定の帰還路レベルまで減衰されて直交復調器１３に入力される。送信時には出力端子１１にアンテナ（図示せず）が接続される。

直交復調器１３は、他方から入力された局部発振回路９出力のローカル信号ＬＯを入力して位相が９０度異なる２つのローカル信号ＬＯｉ（＝ｃｏｓωoｔ），ＬＯｑ（＝ｓｉｎωoｔ）を出力する９０度移相器３１ｂと、ミキサ３２ｃ，３２ｄで構成される。

直交復調器１３において、上記の無線信号の一部は、ミキサ３２ｃ，３２ｄで入力信号とローカルＬＯｉ、Ｌｏｑとそれぞれ乗算されて帰還ベースバンド信号Ｉｄ，Ｑｄとなり、加算器５ａ，５ｂに供給される。この帰還ベースバンド信号Ｉｄ，Ｑｄが加算器５ａ，５ｂで送信ベースバンド信号Ｉｔｘ，Ｑｔｘに負帰還されることによって負帰還ループが形成され、電力増幅器８の非線形歪みが補償される。

制御部６０は、送信機の全体及び各部分の動作タイミングの制御と、カーテシアン負帰還増幅器のベクトル補正器２、切替器２５、及びメモリ１６からなる誤差補正部の動作を管理するためのプロセッサ（例えばＤＳＰ）である。

直交復調器１３の誤差を検出・調整するために、送信機の製造工場での調整作業において操作者は、出力端子１１に送信機テスタ２２を接続し、入力端子１ａ，１ｂに送信機テスタ２２で規定されたテストＩ，Ｑ信号を入力して送信機テスタ２２出力の変調精度（ＥＶＭ：Error Vector Magnitude）をモニタする。送信機テスタ２２は、入力した送信波の変調精度（ＥＶＭ、単位：％）を解析して、その結果を出力する専用の計測装置である。ＥＶＭの値は、Ｉ成分とＱ成分の振幅と位相の不平衡（誤差）によって、送信信号が誤差のない理想状態からの歪の度合いを示す。送信信号に歪がない理想的な場合には変調精度は０（％）となる。

また、操作者は、入力端子２６ａ，２６ｂにパーソナルコンピュータ等の端末装置７０を接続し、キーボード等の入力機器を用いてベクトル補正器２に初期値を入力する。初期値は、仮の設定データであり、例えばδ＝０，κ＝1である。該データは、切替器２５を介してベクトル補正器２に入力され、同補正器の補正量が設定される。

次に操作者は、ＥＶＭ値をモニタしながら上記端末装置のキーボードを操作してδとκの値を初期値を中心に増減させながらＥＶＭ値が変化するのを確認し、さらにＥＶＭ値が最小になる値をトライアンドエラーにより探す。このとき、理想状態ではＥＶＭ値が０％になる。また図１０の例では三角点の収束点が白点の理想収束点に移動し、収束点の軌跡が楕円形から単位円になる。

そして、テスタ２２によるＥＶＭ値のモニタにより、ＥＶＭが最小になるδとκが決定した時点で、そのδとκの値を入力端子１７ａ，１７ｂを介してメモリ１６に格納して工場での調整作業を終了する。

なお、以上の説明では、調整作業をオペレータによる手動で行なう場合を述べたが、送信機テスタ２２をＧＰＩＢ（General Purpose Interface Bus）等の外部インタフェースを介してパーソナルコンピュータ等の装置に接続し、自動調整することも可能である。

図１Ｂに、振幅と位相の誤差を自動調整できる負帰還増幅器を備える送信機の構成例のブロック図を示す。図１Ｂにおいて、図１Ａと同じ参照番号の要素は同一の要素あるいは同一機能の要素を示す。図１Ａを参照してすでに説明した要素については、説明を省略する。パーソナルコンピュータなどの外部の制御端末７０と送信機テスタ２２をＧＰＩＢ（General Purpose Interface Bus）を介して接続し、制御端末７０と制御部６０とをＲＳ２３２Ｃのようなシリアルインターフェースで接続する。制御端末７０には、送信機テスタ２２の動作指令コマンドを含む制御プログラムと、制御部６０の動作指定を行なうコマンドを含む制御プログラムが組み込まれている。制御端末７０は、前述の図１Ａを参照して説明したような手動での調整作業と同様な手順のシーケンスプログラムに従って、送信機テスタ２２及び制御部６０を動作させる。このシーケンスプログラムによれば、制御端末７０は、ベクトル補正器２に与えるδとκの設定値を増減させつつ、送信機テスタ２２で測定しているＥＶＭ値を取り込み、ＥＶＭ値が最小になるときのδとκの値を決定し、決定したδとκの値をメモリ１６に格納する。

フィールド運用時には、電源投入時にメモリ１６に格納した値を読み出して切替器２５を介してベクトル補正器２に入力して補正量を設定し、入力Ｉ，Ｑ信号に対して直交復調器１３の誤差をキャンセルするベクトル補正処理を施す。そして補正後のＩ，Ｑ信号を負帰還増幅器に入力するようにする。以上の補正方法により運用時において直交復調器１３の誤差が補正される。

次に、ベクトル補正器２の構成を図２に示す。入力信号Ｉ，Ｑに対してδとκの関数で表される変数αとβを以下の式（１）、式（２）に従って演算したＩｃ，Ｑｃを出力する構成である。

Ｉｃ＝Ｉ＋α・Ｑ （１）
Ｑｃ＝β・Ｑ （２）
ここで、
α＝−ｔａｎδ （３）
β＝１／（κ・ｃｏｓδ） （４）
変換器２４が式（３）と式（４）の演算を行ない、加算器２７及び乗算器２８ａと乗算器２８ｂが式（１）と式（２）のベクトル演算を行なう。変換器２４は、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）や、変換値を予めＲＯＭ（Read Only Memory）に格納しておくＲＯＭテーブルによって容易に実現が可能である。

このように、入力Ｉ，Ｑ信号に対し、予め直交復調器１３の誤差（δ，κ）をキャンセルするような式（１）と式（２）のベクトル演算を施すことにより、直交復調器１３の誤差が相殺される。

以上、本実施形態により、直交復調器に汎用的な市販のＩＣ化したものを使用することができ、高精度のマイクロ波回路部品を使用する必要のない帰還増幅器において位相と振幅の誤差を補正することが可能になる。

次に、位相誤差及び振幅誤差を誤差検出器によって検出するようにした本発明の第２の実施の形態を図３、図４を用いて説明する。図３は、送信機テスタを使用しない直交復調器の補正方法を実行するのに用いるカーテシアンループ負帰還増幅器を有する送信機であり、その主要部分の構成及び動作は図１Ａ，１Ｂと同様であるが、本実施形態では、特に誤差検出器３０が設けられる。誤差検出器３０は、位相差検出器１４及び振幅差検出器１５からなる。

図３において、工場においてあるいは製品の出荷前に直交復調器１３の誤差（δ，κ）を検出・調整するために、スイッチ３２により出力端子１１に終端器３１を接続する。続いて、入力端子１ａ，１ｂにそれぞれテスト用Ｉ，Ｑ信号を入力し、更に誤差検出器３０に直交変調器７入力のＩ，Ｑ信号Ｉｍ，Ｑｍを入力する。なお、送信動作時は出力端子１１はアンテナ３３と接続される。

調整開始時、ベクトル補正器２には、制御部６０によって入力端子２６ａ，２６ｂから初期値（例えばδ＝０，κ＝１）が切替器２５を介して入力され、同補正器に設定される。誤差検出器３０の位相差検出器１４は、入力したＩｍ，Ｑｍ信号間の位相誤差δを検出してδ情報を出力し、振幅差検出器１５は入力したＩｍ，Ｑｍ信号間の振幅誤差κを検出してκ情報を出力する。検出終了後、δ，κの情報がメモリ１６にそれぞれ格納され、調整作業が終了する。

製品がユーザに渡ったのち、送信機のフィールド運用時には、電源投入時に本メモリ１６に格納した値が読み出されて切替器２５を介してベクトル補正器２に入力され、同補正器にて設定される。それにより、入力Ｉ，Ｑ信号に対して直交復調器１３の誤差をキャンセルするベクトル補正処理が施され、補正処理後のＩ，Ｑ信号が負帰還増幅器に入力される。

制御部６１は、送信機の全体及び各部分の動作タイミングの制御と、カーテシアン負帰還増幅器のベクトル補正器２、切替器２５、メモリ１６、及び誤差検出器３０からなる誤差補正部の動作を管理するためのプロセッサ（例えばＤＳＰ）である。

ここで、誤差検出器３０の動作を図４を用いて説明する。調整に用いるテスト用Ｉ，Ｑ信号として、以下の式で表される、位相差が互いに９０度の関係（直交関係）にあるトーン信号（角周波数：ωａ、周期：Ｔ＝２π／ωａ）
Ｉ（ｔ）＝ｃｏｓ（ωａ・ｔ） （５）
Ｑ（ｔ）＝ｓｉｎ（ωａ・ｔ） （６）
が一例として用いられる。なお、説明を簡単にするため、ベクトル補正器２ではベクトル補正が行なわれず（即ち、ベクトル補正器２にはδ＝０，κ＝１が設定されている）、従って、位相差及び振幅差はオリジナル信号のままの値が保たれているものとする。

図４の（ａ）は、直交復調器１３に誤差がない場合（δ＝０，κ＝１）のときのＩｍ，Ｑｍ信号の波形の比較を示している。Ｉｍ信号とＱｍ信号は、式（５），（６）に示す入力テスト用信号と同様な直交するトーン波形になる。このとき位相差検出器１４は、２つの信号Ｉｍ，Ｑｍの位相を比較し、９０度を基準値とした位相誤差δ（この場合はδ＝０）を検出して、δ＝０の情報を出力する。更に、振幅差検出器１５は、２つの信号Ｉｍ，Ｑｍの最大振幅を比較し、Ｉ信号を基準としたＱ信号の振幅比κ（この場合はκ＝１）を検出して、κ＝１の情報を出力する。

次に、図４の（ｂ）は、直交復調器１３に振幅と位相の誤差がある場合（δ＝δ１，κ＝κ１）のときのＩｍ，Ｑｍ信号の波形の比較を示している。直交復調器１３の誤差（δ１，κ１）によって、Ｉｍ信号に対してＱｍ信号がδ１の位相シフトとκ１の振幅変化を受ける。

位相差検出器１４は、２つの信号Ｉｍ，Ｑｍの位相を比較し、９０度を基準とした位相誤差δ（この場合はδ１）を検出して、δ＝δ１の情報を出力する。更に、振幅差検出器１５は、２つの信号Ｉｍ，Ｑｍの最大振幅を比較し、Ｉ信号を基準としたＱ信号の振幅比κ（この場合はκ１）を検出して、κ＝κ１の情報を出力する。

図５に位相差検出器１４の回路構成の一例を示し、図６にその動作の波形図を示す。位相差検出器１４は、比較器３９ａ，３９ｂ、ＡＮＤゲート４０、カウンタ４１、フリップフロップ４２及び、減算器４３で構成される。

テスト用Ｉ，Ｑ信号として式（５），（６）に示す直交するトーン信号を使用した場合の位相差検出器１４入力のＩｍ、Ｑｍ信号波形を図６の（ａ）に示す。なお、簡単のために振幅誤差を無視（κ＝１）して位相誤差δのみを考え、位相誤差δがある（δ＝δ１）のときのＩｍ，Ｑｍ信号を実線で、位相誤差が無い（δ＝０）ときのＱｍ信号を破線で示している。

比較器３９ａ，３９ｂは、上記Ｉｍ，Ｑｍ信号を入力して、それぞれ中点電位と比較し、論理レベル（Ｈｉ，Ｌｏｗ）のCOMP_I信号、CMP_Q信号に変換して出力する（図６の（ｂ）及び図６の（ｃ））。ＡＮＤゲート４０は、両者を入力して論理積を求める（図６の（ｄ））。

カウンタ４１のイネーブル入力端子には、ＡＮＤゲート４０の出力波形（図６の（ｄ））が、クロック入力端子にはクロック信号が、クリア入力端子には許可信号（例えば図６の（ｅ）のようにトーン信号の１周期分の区間がＨｉの波形）がそれぞれ制御部６１より入力される。カウンタ４１は、許可信号がＨｉで、且つＡＮＤゲート４０出力がＨｉの区間（図６の（ｄ）のＴ１区間）をクロックでカウントする。カウンタ４１出力はフリップフロップ４２に入力されてから、フリップフロップ４２の他方クロック入力端子に接続された許可信号（図６の（ｅ））の立下りでラッチされる。フリップフロップ４２でラッチされたカウンタ値Ｎは、更に、減算器４３に入力され、基準カウンタ値Ｎ０（９０度の位相差に相当するカウント値）との差が取り出される（図６の（f））。

図６において、ＩｍとＱｍの間に位相誤差δがない（δ＝0）ならば、両者の位相差は９０度の関係にあり、このときのＡＮＤゲート４０出力のＨｉ区間はＴ０、フリップフロップ４２出力のカウント値はＮ０となるので、減算器４３出力は０（ゼロ）となる。

また、ＩｍとＱｍの間に位相誤差δ＝δ1がある場合は、ＡＮＤゲート出力のＨｉ区間はδ１に相当するＴｄ時間だけ変化してＴ１となり、フリップフロップ４２出力のカウント値はＮ1となるので、減算器４３出力はＮ０−Ｎ1となる。例えば、Ｉ，Ｑトーン信号の周波数を１ｋＨｚ、クロックの周波数を３６０ｋＨｚとすると、カウンタ４１の１カウント分が１度分の位相に相当する（クロックの３６０カウント分が信号の１周期即ち３６０度分に相当する）ので、Ｎ０＝９０として、減算器４３出力の値（Ｎ０−Ｎ1）が１度の分解能で位相誤差δ１を表していることを意味する。

次に、図７Ａに振幅差検出器１５の回路構成の一例を示し、図７Ｂにその動作波形図を示す。振幅差検出器１５は、ピークホールド回路４６ａ，４６ｂ、Ａ／Ｄ変換器４７ａ，４７ｂ及び、割算器４８で構成される。

テスト用Ｉ，Ｑ信号として前述の式（５），（６）に示す直交するトーン信号を使用した場合について説明する。また、振幅誤差検出器１５には、制御部６１より例えば図７Ａで示す許可信号（ｅ）が入力される。許可信号（ｅ）は、トーン信号の１周期分に相当する期間がＨｉｇｈとなる信号である。図４の（ｂ）のようなＩｍ，Ｑｍ信号が振幅差検出器１５に入力されると、許可信号がＨｉｇｈの区間において、ピークホールド回路（ＰＨ）４６ａ，４６ｂではそれぞれのピーク電圧max_I（この場合は１）、max_Q（この場合はκ１）を検出して保持する。検出したピーク電圧をＡ／Ｄ変換器４７に入力してデジタルデータに変換し、割算器４８（ＤＩＶ）で振幅比（max_Q÷max_I）の演算を行ない、振幅誤差κ（この場合κ＝κ１）に相当するデータを出力する。許可信号（ｅ）がＨｉｇｈからＬｏｗに変化する直前の割算器４８ａの出力が振幅誤差情報κの最終決定値である。

以上、本実施形態により、送信機テスタのような変調精度測定用のための専用の測定器を使用しないで補正を行なうことが可能になり、一連の調整作業を自動化することが可能になった。

次に、誤差検出と補正の全自動化と工場出荷後の誤差補正のメンテナンスフリーを実現させた本発明の第３の実施の形態について図３と図８を用いて説明する。図３において、工場における調整時には前述の第２の実施の形態と同様な方法で直交復調器１３の補正を行なう。

工場での送信機の調整時、ベクトル補正器２は、入力端子２６ａ，２６ｂから入力された初期値（例えばδ＝０，κ＝１）を切替器２５を介して入力して初期設定される。出力端子１１が終端器等で終端された状態で、入力端子１ａ，１ｂにテスト用Ｉ，Ｑ信号が入力され、誤差検出器３０に直交変調器７入力のＩ，Ｑ信号Ｉｍ，Ｑｍがそれぞれ入力されて、位相差検出器１４がＩｍ，Ｑｍ信号間の位相誤差δを検出し、振幅差検出器１５がＩｍ，Ｑｍ信号間の振幅誤差κを検出する。検出したδとκに関する情報がメモリ１６に格納されて調整作業が終了する。

送信機のフィールド運用時には、電源投入時に本メモリ１６に格納した値が読み出されて切替器２５を介してベクトル補正器２に入力され、ベクトル補正器２の補正値が設定される。それにより、直交復調器１３の誤差をキャンセルするベクトル補正処理を施したＩ，Ｑ信号が負帰還増幅器に入力される。

次に、直交復調器１３の性能の経時変化や温度変化に追従した誤差の補正が行なわれる。補正には、送信するデータのフレームにおけるトレーニングタイミング又は既知の固定パターンのタイミングが利用される。これらトレーニングタイミング又は既知の固定パターンのタイミングにおいて、定期的にＩｍ，Ｑｍ信号間の誤差（δ，κ）を検出し、メモリ１６の内容を更新するとともにベクトル補正器２の補正量を再設定することにより、工場出荷後のメンテナンスフリーが実現される。

本動作を図８に示した送信フレームの一例を用いて説明する。図８の（ａ）の送信フレーム５０は、リニアライザプリアンブル部（ＬＰ）、プリアンブル部（Ｐ）、同期信号部（ＳＷ）及びデータ部から構成される。ここで、リニアライザプリアンブル部は送信機の各種トレーニングのためにフレームの先頭に設置されたトレーニングタイミング区間で、送信フレーム５０における実際の送信信号は、リニアライザプリアンブル部以降の変調信号の部分（図８の（ｂ））となる。また、プリアンブル部及び同期信号部は、受信機におけるタイミング同期を取るために送信される既知の固定パターンである。

送信フレーム（ａ）及びベースバンド信号（ｂ）の波形は、制御部６１からのタイミング信号（ｃ）と（ｄ）に応じて生成される。図８のフレーム信号（ｃ）の立下りを開始トリガとして送信フレームが組み立てられて、テスト信号と変調信号とがそれぞれ所定のタイミングで出力される。また、制御部６１からの許可信号（ｄ）に応じて誤差検出が実行される。

フレームのリニアライザプリアンブル部ＬＰを利用する補正方法は、以下の通りである。図８の（ａ）のリニアライザプリアンブル部ＬＰに、例えば前述の式（５）、式（６）で表されるテスト用のＩ，Ｑ信号を挿入する（図８の（ｂ））。更に、許可信号（ｄ）（図８）を誤差検出器３０に入力する。本例では、フレーム信号（ｃ）の立下りからΔＴｔｒ秒後に所定間隔ｐの許可信号（ｄ）が毎フレーム出力され、その許可信号（ｄ）の期間は、テスト信号が発生している期間を示している。誤差検出器３０では、このときのＩｍ，Ｑｍ信号間の誤差（δ，κ）が検出される。そして、リニアライザプリアンブル部ＬＰの終了時に検出した値でベクトル補正器２の補正量（誤差値）を再設定し、送信データの送信を開始する。

また、プリアンブル部及び同期信号部が固定パターンであることを利用する補正方法は、以下の通りである。まず、予めプリアンブル部又は同期信号部の固定パターンに対するＩ，Ｑ信号の位相及び振幅の理想的な関係を調べ、その関係を誤差検出器３０の基準としておく。運用時に、送信フレーム５０のプリアンブル部のタイミング又は同期信号部のタイミングにおいて、上記基準からの誤差（δ，κ）を求め、ベクトル補正器２の補正量を設定する。

以上の送信フレームのトレーニングタイミング又は既知の固定パターンのタイミングにおける補正処理を、送信フレーム毎に又は間欠の送信フレーム毎に即ち間欠的に実施することにより、直交復調器１３の誤差の時間的な変化に追従する補正を実行することができる。

本発明に係る負帰還増幅器の補正方法の第１の実施の形態を説明するためのブロック図。 図１Ａの負帰還増幅器の誤差補正を自動的に行なえるように変更した実施の形態のブロック図。 ベクトル補正器を説明するための負帰還増幅器のブロック図。 本発明の第２の実施の形態を説明するためのブロック図。 誤差検出器の動作を説明するための信号波形図。 誤差検出器の一部の位相差検出器の例を説明するためのブロック図。 位相差検出器の動作を説明するための信号波形図。 誤差検出器の一部の振幅差検出器の例を説明するためのブロック図。 振幅誤差検出器の動作を説明するための信号波形図。 送信フレームとテストタイミングの例を説明するための図。 従来の負帰還増幅器の一例のブロック図。 直交復調器の誤差による信号点の歪みを説明するための図。

符号の説明

１，１７，１８，２０，２６，３８，４５…入力端子、２…ベクトル補正器、３…Ｄ／Ａ変換器、４…ローパスフィルタ、５，２７，３３…加算器、６…ループフィルタ、７…直交変調器、８…電力増幅器、９…局部発振回路、１０…方向性結合器、１１，１９，２３，４４，４９…出力端子、１２…減衰器、１３…直交復調器、１４…位相差検出器、１５…振幅差検出器、１６…メモリ、２２…送信機テスタ、２４…変換器、２５…切替器、２８…乗算器、３０…誤差検出器、３１…９０度移相器、３２…ミキサ、３９…比較器、４０…ＡＮＤゲート、４１…カウンタ、４２…フリップフロップ、４３…減算器、４６…ピークホールド回路、４７…Ａ／Ｄ変換器、４８…割算器、５０…送信フレーム、９０…ＰＮ発生器、９１…通信論理装置。

Claims (8)

1. 送信機の負帰還増幅器であって、
   送信すべきデータを含む入力ベースバンド信号の同相成分と直交成分の位相と振幅の少なくとも一方を補正して出力するベクトル補正器と、
   前記ベクトル補正器の出力の同相成分と直交成分に、同相成分と直交成分のフィードバック信号をそれぞれ加算する加算器と、
   前記加算器の出力の同相成分と直交成分とを直交変調する変調器と、
   前記変調器の出力を増幅する電力増幅器と、
   前記電力増幅器の出力の一部を直交復調して、同相成分と直交成分の前記フィードバック信号を出力する復調器とを有し、
   前記ベクトル補正器は、前記復調器における同相成分と直交成分の位相と振幅の少なくとも一方の誤差をキャンセルする補正演算を行なうことを特徴とする負帰還増幅器。
2. 前記入力ベースバンド信号として所定値の位相と振幅とを有する同相成分と直交成分のテスト信号が前記負帰還増幅器に与えられた場合に、前記加算器と前記変調器との間における同相成分と直交成分と、前記テスト信号の同相成分と直交成分との間で、それらの位相と振幅に関して比較することにより、位相誤差と振幅誤差の少なくとも一方を検出する誤差検出部を更に有することを特徴とする請求項１に記載の負帰還増幅器。
3. 送信すべきデータを含むベースバンド信号の同相成分と直交成分とを発生するベースバンド信号発生部と、
   前記ベースバンド信号発生部からのベースバンド信号の同相成分と直交成分に基づいて前記データを変調して送信信号を生成する送信部とを有し、
   前記送信部は、負帰還増幅器を有し、
   前記負帰還増幅器は、
   前記ベースバンド信号発生部からのベースバンド信号の同相成分と直交成分の位相と振幅の少なくとも一方を補正して出力するベクトル補正器と、
   前記ベクトル補正器の出力の同相成分と直交成分に、同相成分と直交成分のフィードバック信号をそれぞれ加算する加算器と、
   前記加算器の出力の同相成分と直交成分とを直交変調する変調器と、
   前記変調器の出力を増幅する電力増幅器と、
   前記電力増幅器の出力の一部を直交復調して、同相成分と直交成分の前記フィードバック信号を出力する復調器とを有し、
   前記ベクトル補正器は、前記復調器における同相成分と直交成分の位相と振幅の少なくとも一方の誤差をキャンセルする補正演算を行なうことを特徴とする送信機。
4. 前記負帰還増幅器において、前記ベースバンド信号の同相成分をＩ、直交成分をＱとし、位相誤差をδ、振幅誤差をκとしたときに、前記ベクトル補正器は、以下の式
   Ｉｃ＝Ｉ＋α・Ｑ
   Ｑｃ＝β・Ｑ
   ここで、α＝−ｔａｎδ
   β＝１／（κ・ｃｏｓδ）
   により位相誤差と振幅誤差を補正して、補正した同相成分Ｉｃと補正した直交成分Ｑｃとを出力することを特徴とする請求項３に記載の送信機。
5. 送信機の負帰還増幅器の位相および振幅の誤差を補正する方法であって、
   入力された送信すべきデータを含む入力ベースバンド信号の同相成分と直交成分の位相と振幅の少なくとも一方をベクトル補正するステップと、
   補正した同相成分と直交成分に、同相成分と直交成分のフィードバック信号をそれぞれ加算するステップ、
   前記フィードバック信号が加算された前記同相成分と直交成分とを直交変調するステップと、
   前記直交変調された信号を増幅するステップと、
   前記増幅された信号の出力の一部を直交復調して、同相成分と直交成分の前記フィードバック信号を出力するステップとを有し、
   前記ベクトル補正するステップにおいて、前記直交復調して出力される同相成分と直交成分の位相と振幅の少なくとも一方の誤差をキャンセルする補正演算を行なうことを特徴とする負帰還増幅器の誤差補正方法。
6. 前記補正演算のための位相と振幅の少なくとも一方の誤差を示す値をメモリに記憶するステップを更に有し、前記メモリの誤差を示す値に基づいて前記誤差をキャンセルする補正演算を行なう負帰還増幅器の誤差補正方法であって、
   前記負帰還増幅器の入力部と出力部にテスト装置を接続し、
   前記負帰還増幅器の入力部に所定のテスト信号を前記テスト装置から入力したときに、前記出力部からの信号から前記テスト装置で、前記直交復調して出力される同相成分と直交成分の位相と振幅の少なくとも一方の誤差を検出し、
   検出した前記誤差を示す値を前記メモリに記憶させる
   ステップを更に有することを特徴とする請求項５に記載の負帰還増幅器の誤差補正方法。
7. 前記入力ベースバンド信号として所定値の位相と振幅とを有する同相成分と直交成分のテスト信号が前記負帰還増幅器の入力部に与えられた場合に、前記加算ステップと前記直交変調ステップとの間における同相成分と直交成分と、前記テスト信号の同相成分と直交成分との間で、それらの位相と振幅に関して比較することにより、位相誤差と振幅誤差の少なくとも一方を検出するステップを更に有することを特徴とする請求項５に記載の負帰還増幅器の誤差補正方法。
8. 前記入力ベースバンド信号の同相成分をＩ、直交成分をＱとし、位相誤差をδ、振幅誤差をκとしたときに、前記ベクトル補正のステップは、以下の式
   Ｉｃ＝Ｉ＋α・Ｑ
   Ｑｃ＝β・Ｑ
   ここで、α＝−ｔａｎδ
   β＝１／（κ・ｃｏｓδ）
   により位相誤差と振幅誤差を補正して、補正した同相成分Ｉｃと補正した直交成分Ｑｃとを出力することを特徴とする請求項５に記載の負帰還増幅器の誤差補正方法。

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