JPH11234354A - Ｄｐｓｋ変調器の変調精度の測定方法 - Google Patents
Ｄｐｓｋ変調器の変調精度の測定方法Info
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- JPH11234354A JPH11234354A JP3627798A JP3627798A JPH11234354A JP H11234354 A JPH11234354 A JP H11234354A JP 3627798 A JP3627798 A JP 3627798A JP 3627798 A JP3627798 A JP 3627798A JP H11234354 A JPH11234354 A JP H11234354A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 変調器の変調精度の測定に要する処理時間を
短縮した変調精度の測定方法を提供する。 【解決手段】 Ｉ信号、Ｑ信号はそれぞれアンチエリア
シングフィルタ１−Ｉ、１−Ｑを経た後、それぞれＡ／
Ｄ変換器２−Ｉ、２−Ｑによりサンプリングされてメモ
リ３に蓄積される。ＣＰＵ４はメモリ３に蓄積されたＩ
信号及びＱ信号のサンプリングデータを演算処理するこ
とにより、変調信号のシンボル点とＩ信号及びＱ信号の
サンプリング点との位置関係を示す位相情報を得て、こ
の位相情報に基づいてＩ信号及びＱ信号のサンプリング
点の中からシンボル点に最も近い点を検出し、所定のフ
ィルタリング演算処理を行ったＩ信号及びＱ信号のサン
プリングデータのうち、前記検出したシンボル点に最も
近いサンプリング点のデータで変調精度を算出する演算
処理を行う。
短縮した変調精度の測定方法を提供する。 【解決手段】 Ｉ信号、Ｑ信号はそれぞれアンチエリア
シングフィルタ１−Ｉ、１−Ｑを経た後、それぞれＡ／
Ｄ変換器２−Ｉ、２−Ｑによりサンプリングされてメモ
リ３に蓄積される。ＣＰＵ４はメモリ３に蓄積されたＩ
信号及びＱ信号のサンプリングデータを演算処理するこ
とにより、変調信号のシンボル点とＩ信号及びＱ信号の
サンプリング点との位置関係を示す位相情報を得て、こ
の位相情報に基づいてＩ信号及びＱ信号のサンプリング
点の中からシンボル点に最も近い点を検出し、所定のフ
ィルタリング演算処理を行ったＩ信号及びＱ信号のサン
プリングデータのうち、前記検出したシンボル点に最も
近いサンプリング点のデータで変調精度を算出する演算
処理を行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、携帯電話などの移
動体通信機器に備えられる、搬送波の位相をデジタルの
ベースバンド信号に応じて変化させるＤＰＳＫ変調器の
変調精度の測定方法に関するものである。
動体通信機器に備えられる、搬送波の位相をデジタルの
ベースバンド信号に応じて変化させるＤＰＳＫ変調器の
変調精度の測定方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＤＰＳＫ変調器の一種であるπ／４ＤＱ
ＰＳＫ変調器のブロック図を図５に示す。同図におい
て、２値信号であるベースバンド信号Ｂはシリアル／パ
ラレル変換回路１により４値信号（Ｘk、Ｙk）に変換さ
れる。これにより、ベースバンド信号Ｂのデータ時系列
をａ0、ａ1、ａ2、ａ3、…、ａ2k、ａ2k+1、…とする
と、（Ｘ0、Ｙ0）＝（ａ0、ａ1）、（Ｘ1、Ｙ1）＝（ａ
2、ａ3）、…、（Ｘk、Ｙk）＝（ａ2k、ａ2k+1）、…と
なる。
ＰＳＫ変調器のブロック図を図５に示す。同図におい
て、２値信号であるベースバンド信号Ｂはシリアル／パ
ラレル変換回路１により４値信号（Ｘk、Ｙk）に変換さ
れる。これにより、ベースバンド信号Ｂのデータ時系列
をａ0、ａ1、ａ2、ａ3、…、ａ2k、ａ2k+1、…とする
と、（Ｘ0、Ｙ0）＝（ａ0、ａ1）、（Ｘ1、Ｙ1）＝（ａ
2、ａ3）、…、（Ｘk、Ｙk）＝（ａ2k、ａ2k+1）、…と
なる。
【０００３】差動符号化回路２は、以下に示す式によ
り、４値信号（Ｘk、Ｙk）から直交信号Ｉk、Ｑkを生成
する。 Ｉk＝Ｉk-1・COS｛ΔΦ（Ｘk、Ｙk）｝−Ｑk-1・SIN｛Δ
Φ（Ｘk、Ｙk）｝ Ｑk＝Ｉk-1・SIN｛ΔΦ（Ｘk、Ｙk）｝＋Ｑk-1・COS｛Δ
Φ（Ｘk、Ｙk）｝ 但し、（Ｘk、Ｙk）＝（１、１）のとき、ΔΦ（Ｘk、
Ｙk）＝−３π／４ （Ｘk、Ｙk）＝（０、１）のとき、ΔΦ（Ｘk、Ｙk）＝
３π／４ （Ｘk、Ｙk）＝（０、０）のとき、ΔΦ（Ｘk、Ｙk）＝
π／４ （Ｘk、Ｙk）＝（１、０）のとき、ΔΦ（Ｘk、Ｙk）＝
−π／４ である。
り、４値信号（Ｘk、Ｙk）から直交信号Ｉk、Ｑkを生成
する。 Ｉk＝Ｉk-1・COS｛ΔΦ（Ｘk、Ｙk）｝−Ｑk-1・SIN｛Δ
Φ（Ｘk、Ｙk）｝ Ｑk＝Ｉk-1・SIN｛ΔΦ（Ｘk、Ｙk）｝＋Ｑk-1・COS｛Δ
Φ（Ｘk、Ｙk）｝ 但し、（Ｘk、Ｙk）＝（１、１）のとき、ΔΦ（Ｘk、
Ｙk）＝−３π／４ （Ｘk、Ｙk）＝（０、１）のとき、ΔΦ（Ｘk、Ｙk）＝
３π／４ （Ｘk、Ｙk）＝（０、０）のとき、ΔΦ（Ｘk、Ｙk）＝
π／４ （Ｘk、Ｙk）＝（１、０）のとき、ΔΦ（Ｘk、Ｙk）＝
−π／４ である。
【０００４】直交信号Ｉk、Ｑkはそれぞれローパスフィ
ルタ３−１、３−２により帯域が制限されてＩ信号、Ｑ
信号となる。乗算器４−１、４−２にてそれぞれＩ信
号、Ｑ信号が乗算された正弦波ＣＯＳωCｔ、ＳＩＮωC
ｔは加算器５にて加算されて変調信号ｓ（ｔ）として出
力される。
ルタ３−１、３−２により帯域が制限されてＩ信号、Ｑ
信号となる。乗算器４−１、４−２にてそれぞれＩ信
号、Ｑ信号が乗算された正弦波ＣＯＳωCｔ、ＳＩＮωC
ｔは加算器５にて加算されて変調信号ｓ（ｔ）として出
力される。
【０００５】以上の構成により、π／４ＤＱＰＳＫ変調
の信号ダイアグラムは図６に示すようになり、ベースバ
ンド信号Ｂにおいて、次の２ビットが（１、１）である
ときは搬送波の位相を３π／４だけ遅らせ、（０、１）
であるときは３π／４だけ進ませ、（０、０）であると
きはπ／４だけ進ませ、（１、０）であるときはπ／４
だけ位相を遅らせる。このように、ベースバンド信号に
応じて搬送波の位相を変化させる変調方式はＤＰＳＫ変
調と呼ばれている。
の信号ダイアグラムは図６に示すようになり、ベースバ
ンド信号Ｂにおいて、次の２ビットが（１、１）である
ときは搬送波の位相を３π／４だけ遅らせ、（０、１）
であるときは３π／４だけ進ませ、（０、０）であると
きはπ／４だけ進ませ、（１、０）であるときはπ／４
だけ位相を遅らせる。このように、ベースバンド信号に
応じて搬送波の位相を変化させる変調方式はＤＰＳＫ変
調と呼ばれている。
【０００６】ここで、変調精度について説明する。例え
ば、π／４ＤＱＰＳＫ変調では、図６に示したように、
変調信号ｓ（ｔ）は理想的には極座標上でシンボル点に
対して振幅が１でそれぞれ位相が０、π／４、π／２、
３π／４、π、５π／４、３π／２、７π／４の８つの
基準の信号点のうちのいずれかの点を通過するはずであ
るが、実際の信号点は、図７に示すように、振幅、位相
ともに基準の信号点からずれてしまう。そして、変調精
度は、各シンボル点に対する実際の信号点と基準の信号
点とのベクトルの誤差（ベクトルエラー）の２乗の和を
シンボル点の数で割ったものの平方根と定義されてお
り、変調器を評価する際に測定される。
ば、π／４ＤＱＰＳＫ変調では、図６に示したように、
変調信号ｓ（ｔ）は理想的には極座標上でシンボル点に
対して振幅が１でそれぞれ位相が０、π／４、π／２、
３π／４、π、５π／４、３π／２、７π／４の８つの
基準の信号点のうちのいずれかの点を通過するはずであ
るが、実際の信号点は、図７に示すように、振幅、位相
ともに基準の信号点からずれてしまう。そして、変調精
度は、各シンボル点に対する実際の信号点と基準の信号
点とのベクトルの誤差（ベクトルエラー）の２乗の和を
シンボル点の数で割ったものの平方根と定義されてお
り、変調器を評価する際に測定される。
【０００７】以下、変調器の変調精度を測定する方法に
ついて説明する。基本的には、テスト用の所定のパター
ンのベースバンド信号を変調器に入力した際のＩ信号と
Ｑ信号を用いて変調精度を算出するわけであるが、その
ためには、変調信号のシンボル点を検出する必要があ
る。
ついて説明する。基本的には、テスト用の所定のパター
ンのベースバンド信号を変調器に入力した際のＩ信号と
Ｑ信号を用いて変調精度を算出するわけであるが、その
ためには、変調信号のシンボル点を検出する必要があ
る。
【０００８】そこで、従来の測定方法では、図８に示す
ように、Ｉ信号、Ｑ信号をそれぞれサンプリングして、
１／シンボルレート（シンボルレートとは隣接するシン
ボル点の間隔を表す周波数である）毎のデータで変調精
度を算出する演算処理を行い、シンボル点に最も近い点
のデータで変調精度を算出した結果が最も小さくなると
いう前提の下、算出結果のうち最も小さなものを変調精
度の測定結果としていた。
ように、Ｉ信号、Ｑ信号をそれぞれサンプリングして、
１／シンボルレート（シンボルレートとは隣接するシン
ボル点の間隔を表す周波数である）毎のデータで変調精
度を算出する演算処理を行い、シンボル点に最も近い点
のデータで変調精度を算出した結果が最も小さくなると
いう前提の下、算出結果のうち最も小さなものを変調精
度の測定結果としていた。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】このように、従来の測
定方法では、厳密に言えば、シンボル点を検出すること
なく、変調精度を測定していることになり、本来、変調
精度はシンボル点のデータから求めるものであるという
ことを考えると、変調精度を正確に測定しておらず、変
調精度の測定精度が高いとは言えない。
定方法では、厳密に言えば、シンボル点を検出すること
なく、変調精度を測定していることになり、本来、変調
精度はシンボル点のデータから求めるものであるという
ことを考えると、変調精度を正確に測定しておらず、変
調精度の測定精度が高いとは言えない。
【００１０】ここで、Ｉ信号、Ｑ信号のサンプリング周
波数を低くすると、シンボル点を検出する分解能（シン
ボル点に近い点でデータをサンプリングする確率）が低
くなり、変調精度の測定精度が低下するので、Ｉ信号、
Ｑ信号のサンプリング周波数を高くする必要がある。
波数を低くすると、シンボル点を検出する分解能（シン
ボル点に近い点でデータをサンプリングする確率）が低
くなり、変調精度の測定精度が低下するので、Ｉ信号、
Ｑ信号のサンプリング周波数を高くする必要がある。
【００１１】ところが、従来の測定方法では、例えば、
シンボル点の数を１３０、サンプリング周波数をシンボ
ルレートの１００倍とすると、Ｉ信号、Ｑ信号のそれぞ
れ１３０個のサンプリングデータで変調精度を算出する
演算処理を１００回行うというように、変調精度を算出
する演算処理を（サンプリング周波数）／（シンボルレ
ート）回行わなければならないので、サンプリング周波
数を高くすると、変調精度を算出する演算処理を行う回
数が増加し、処理時間が長くなってしまう。
シンボル点の数を１３０、サンプリング周波数をシンボ
ルレートの１００倍とすると、Ｉ信号、Ｑ信号のそれぞ
れ１３０個のサンプリングデータで変調精度を算出する
演算処理を１００回行うというように、変調精度を算出
する演算処理を（サンプリング周波数）／（シンボルレ
ート）回行わなければならないので、サンプリング周波
数を高くすると、変調精度を算出する演算処理を行う回
数が増加し、処理時間が長くなってしまう。
【００１２】また、変調精度を算出する演算処理を行う
までに、Ｉ信号及びＱ信号のサンプリングデータに対し
て、Ｒａｉｓｅｄ−Ｃｏｓｉｎｅ帯域制限フィルタリン
グ演算処理（以下、「Ｒ−ＣＯＳ演算処理」と略記す
る）を行う必要があるが、このＲ−ＣＯＳ演算処理はＤ
ＦＴ（離散フーリエ変換）演算処理及び逆ＤＦＴ演算処
理、または、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算処理及び
逆ＦＦＴ演算処理を伴う。
までに、Ｉ信号及びＱ信号のサンプリングデータに対し
て、Ｒａｉｓｅｄ−Ｃｏｓｉｎｅ帯域制限フィルタリン
グ演算処理（以下、「Ｒ−ＣＯＳ演算処理」と略記す
る）を行う必要があるが、このＲ−ＣＯＳ演算処理はＤ
ＦＴ（離散フーリエ変換）演算処理及び逆ＤＦＴ演算処
理、または、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算処理及び
逆ＦＦＴ演算処理を伴う。
【００１３】ところが、従来の測定方法では、シンボル
点を検出することなく、変調精度を算出する演算処理を
行うので、シンボル点を検出する分解能を考慮に入れ
て、Ｒ−ＣＯＳ演算処理を行うＩ信号及びＱ信号のサン
プリングデータ数を多くしておかなければならず、ＤＦ
Ｔ演算処理及び逆ＤＦＴ演算処理（あるいは、ＦＦＴ演
算処理及び逆ＦＦＴ演算処理）を行うデータ数が増大し
て、Ｒ−ＣＯＳ演算処理に要する時間も長くなってしま
う。
点を検出することなく、変調精度を算出する演算処理を
行うので、シンボル点を検出する分解能を考慮に入れ
て、Ｒ−ＣＯＳ演算処理を行うＩ信号及びＱ信号のサン
プリングデータ数を多くしておかなければならず、ＤＦ
Ｔ演算処理及び逆ＤＦＴ演算処理（あるいは、ＦＦＴ演
算処理及び逆ＦＦＴ演算処理）を行うデータ数が増大し
て、Ｒ−ＣＯＳ演算処理に要する時間も長くなってしま
う。
【００１４】また、上述したようにＩ信号及びＱ信号の
サンプリング周波数をできるだけ高くする必要があるた
めに、変調精度を測定する装置は、一般に、高速なＡ／
Ｄ変換器を備えており、コスト高であるとともに、ま
た、通常、高速なＡ／Ｄ変換器は分解能が低いことか
ら、変調精度の測定精度はあまりよくなかった。
サンプリング周波数をできるだけ高くする必要があるた
めに、変調精度を測定する装置は、一般に、高速なＡ／
Ｄ変換器を備えており、コスト高であるとともに、ま
た、通常、高速なＡ／Ｄ変換器は分解能が低いことか
ら、変調精度の測定精度はあまりよくなかった。
【００１５】そこで、本発明は、変調器の変調精度の測
定に要する処理時間を短縮した変調精度の測定方法を提
供することを第１の目的とする。
定に要する処理時間を短縮した変調精度の測定方法を提
供することを第１の目的とする。
【００１６】また、本発明は、変調器の変調精度の測定
精度を向上させた変調精度の測定方法を提供することを
第２の目的とする。
精度を向上させた変調精度の測定方法を提供することを
第２の目的とする。
【００１７】また、本発明は、変調器の変調精度を測定
する装置のコストダウンを実現した変調精度の測定方法
を提供することを第３の目的とする。
する装置のコストダウンを実現した変調精度の測定方法
を提供することを第３の目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明の変調精度の測定方法では、それぞれＩ信
号、Ｑ信号を乗算した位相差がπ／２である２つの信号
を加算することにより得られる変調信号の位相がデジタ
ルのベースバンド信号に応じて変化するように、前記ベ
ースバンド信号から前記Ｉ信号及びＱ信号を生成するＤ
ＰＳＫ変調器の変調精度の測定方法において、前記Ｉ信
号及びＱ信号のサンプリングデータを演算処理すること
により変調信号のシンボル点と前記Ｉ信号及びＱ信号の
サンプリング点との位置関係を示す位相情報を得て、こ
の位相情報に基づいて前記Ｉ信号及びＱ信号のサンプリ
ング点の中からシンボル点に最も近い点を検出し、その
後、前記Ｉ信号及びＱ信号のサンプリングデータに対し
てＲａｉｓｅｄ−Ｃｏｓｉｎｅ帯域制限フィルタリング
演算処理を行い、前記Ｒａｉｓｅｄ−Ｃｏｓｉｎｅ帯域
制限フィルタリング演算処理を行った前記Ｉ信号及びＱ
信号のサンプリングデータのうち、前記検出したシンボ
ル点に最も近いサンプリング点のデータで変調精度を算
出する演算処理を行う。
め、本発明の変調精度の測定方法では、それぞれＩ信
号、Ｑ信号を乗算した位相差がπ／２である２つの信号
を加算することにより得られる変調信号の位相がデジタ
ルのベースバンド信号に応じて変化するように、前記ベ
ースバンド信号から前記Ｉ信号及びＱ信号を生成するＤ
ＰＳＫ変調器の変調精度の測定方法において、前記Ｉ信
号及びＱ信号のサンプリングデータを演算処理すること
により変調信号のシンボル点と前記Ｉ信号及びＱ信号の
サンプリング点との位置関係を示す位相情報を得て、こ
の位相情報に基づいて前記Ｉ信号及びＱ信号のサンプリ
ング点の中からシンボル点に最も近い点を検出し、その
後、前記Ｉ信号及びＱ信号のサンプリングデータに対し
てＲａｉｓｅｄ−Ｃｏｓｉｎｅ帯域制限フィルタリング
演算処理を行い、前記Ｒａｉｓｅｄ−Ｃｏｓｉｎｅ帯域
制限フィルタリング演算処理を行った前記Ｉ信号及びＱ
信号のサンプリングデータのうち、前記検出したシンボ
ル点に最も近いサンプリング点のデータで変調精度を算
出する演算処理を行う。
【００１９】この変調精度の測定方法により、変調精度
を算出する回数は１回で済み、また、実際にシンボル点
（正確に言えば、シンボル点に最も近いサンプリング
点）を検出し、その検出したシンボル点でのＩ信号、Ｑ
信号のサンプリングデータで変調精度を求めることにな
る。尚、後述するように、例えば、変調信号の振幅成
分、すなわち、Ｉ信号及びＱ信号の各サンプリング点に
おけるサンプリングデータの２乗の和の平方根をＤＦＴ
処理することにより得られるサンプリング数と同数のデ
ータには、その位相成分がシンボルレートの周波数成分
の位相を表しているものが存在し、また、どのデータの
位相成分がシンボルレートの周波数成分の位相を表すか
は、変調精度を測定するシンボル点の数と、Ｉ信号、Ｑ
信号をそれぞれサンプリングした回数と、Ｉ信号、Ｑ信
号それぞれのサンプリング周波数とによって決まる。し
たがって、Ｉ信号及びＱ信号のサンプリングデータを演
算処理することにより、変調信号のシンボル点とＩ信号
及びＱ信号のサンプリング点との関係を示す位相情報を
得ることができる。
を算出する回数は１回で済み、また、実際にシンボル点
（正確に言えば、シンボル点に最も近いサンプリング
点）を検出し、その検出したシンボル点でのＩ信号、Ｑ
信号のサンプリングデータで変調精度を求めることにな
る。尚、後述するように、例えば、変調信号の振幅成
分、すなわち、Ｉ信号及びＱ信号の各サンプリング点に
おけるサンプリングデータの２乗の和の平方根をＤＦＴ
処理することにより得られるサンプリング数と同数のデ
ータには、その位相成分がシンボルレートの周波数成分
の位相を表しているものが存在し、また、どのデータの
位相成分がシンボルレートの周波数成分の位相を表すか
は、変調精度を測定するシンボル点の数と、Ｉ信号、Ｑ
信号をそれぞれサンプリングした回数と、Ｉ信号、Ｑ信
号それぞれのサンプリング周波数とによって決まる。し
たがって、Ｉ信号及びＱ信号のサンプリングデータを演
算処理することにより、変調信号のシンボル点とＩ信号
及びＱ信号のサンプリング点との関係を示す位相情報を
得ることができる。
【００２０】ところで、請求項１に記載の変調精度の測
定方法におけるＲ−ＣＯＳ演算処理時には、シンボル点
の検出が完了していることから、シンボル点を検出する
分解能を考慮に入れる必要はなくなるので、必要最小限
のデータに対してＲ−ＣＯＳ演算処理を行うようにして
もよい。具体的には、Ｒ−ＣＯＳ演算処理の特性からし
て、Ｉ信号、Ｑ信号をそれぞれシンボルレートの２倍の
周波数でサンプリングしておけば十分であるので、検出
したシンボル点と隣接するシンボル点の中点のデータに
対してのみＲ−ＣＯＳ演算処理を行うようにすればよ
い。
定方法におけるＲ−ＣＯＳ演算処理時には、シンボル点
の検出が完了していることから、シンボル点を検出する
分解能を考慮に入れる必要はなくなるので、必要最小限
のデータに対してＲ−ＣＯＳ演算処理を行うようにして
もよい。具体的には、Ｒ−ＣＯＳ演算処理の特性からし
て、Ｉ信号、Ｑ信号をそれぞれシンボルレートの２倍の
周波数でサンプリングしておけば十分であるので、検出
したシンボル点と隣接するシンボル点の中点のデータに
対してのみＲ−ＣＯＳ演算処理を行うようにすればよ
い。
【００２１】また、本発明の変調精度の測定方法では、
それぞれＩ信号、Ｑ信号を乗算した位相差がπ／２であ
る２つの信号を加算することにより得られる変調信号の
位相がデジタルのベースバンド信号に応じて変化するよ
うに、前記ベースバンド信号から前記Ｉ信号及びＱ信号
を生成するＤＰＳＫ変調器の変調精度の測定方法におい
て、隣接するサンプリングデータ間にゼロデータを挿入
することによって前記Ｉ信号及びＱ信号のサンプリング
データを補間し、補間した前記Ｉ信号及びＱ信号のサン
プリングデータに対してＲａｉｓｅｄ−Ｃｏｓｉｎｅ帯
域制限フィルタリング演算処理を行い、前記Ｒａｉｓｅ
ｄ−Ｃｏｓｉｎｅ帯域制限フィルタリング演算処理を行
った前記Ｉ信号及びＱ信号のサンプリングデータから変
調精度を求める。
それぞれＩ信号、Ｑ信号を乗算した位相差がπ／２であ
る２つの信号を加算することにより得られる変調信号の
位相がデジタルのベースバンド信号に応じて変化するよ
うに、前記ベースバンド信号から前記Ｉ信号及びＱ信号
を生成するＤＰＳＫ変調器の変調精度の測定方法におい
て、隣接するサンプリングデータ間にゼロデータを挿入
することによって前記Ｉ信号及びＱ信号のサンプリング
データを補間し、補間した前記Ｉ信号及びＱ信号のサン
プリングデータに対してＲａｉｓｅｄ−Ｃｏｓｉｎｅ帯
域制限フィルタリング演算処理を行い、前記Ｒａｉｓｅ
ｄ−Ｃｏｓｉｎｅ帯域制限フィルタリング演算処理を行
った前記Ｉ信号及びＱ信号のサンプリングデータから変
調精度を求める。
【００２２】ここで、各サンプリングデータ間にゼロデ
ータを挿入することによって補間したＩ信号及びＱ信号
のサンプリングデータは、Ｒ−ＣＯＳ演算処理が行われ
ることにより、ゼロデータの挿入による高域の周波数成
分が除去され、Ｉ信号、Ｑ信号をそれぞれサンプリング
したときと同等の分解能で、より高速にサンプリングし
たＩ信号及びＱ信号のサンプリングデータに対してＲ−
ＣＯＳ演算処理を行って得られるものと同等になる。
ータを挿入することによって補間したＩ信号及びＱ信号
のサンプリングデータは、Ｒ−ＣＯＳ演算処理が行われ
ることにより、ゼロデータの挿入による高域の周波数成
分が除去され、Ｉ信号、Ｑ信号をそれぞれサンプリング
したときと同等の分解能で、より高速にサンプリングし
たＩ信号及びＱ信号のサンプリングデータに対してＲ−
ＣＯＳ演算処理を行って得られるものと同等になる。
【００２３】したがって、上記した変調精度の測定方法
により、Ｉ信号、Ｑ信号をそれぞれサンプリングするＡ
／Ｄ変換器を従来と同一のものとしておけば、シンボル
点を検出する分解能が高くなり、また、Ｉ信号及びＱ信
号のサンプリングデータ間に挿入するゼロデータの数を
適切に設定しておけば、シンボル点を検出する分解能を
考慮に入れることなく、Ｉ信号、Ｑ信号をそれぞれサン
プリングするＡ／Ｄ変換器のサンプリング速度を他の要
因で決定する必要最低限の速度まで低くしても、シンボ
ル点を検出する分解能が低下することはない。
により、Ｉ信号、Ｑ信号をそれぞれサンプリングするＡ
／Ｄ変換器を従来と同一のものとしておけば、シンボル
点を検出する分解能が高くなり、また、Ｉ信号及びＱ信
号のサンプリングデータ間に挿入するゼロデータの数を
適切に設定しておけば、シンボル点を検出する分解能を
考慮に入れることなく、Ｉ信号、Ｑ信号をそれぞれサン
プリングするＡ／Ｄ変換器のサンプリング速度を他の要
因で決定する必要最低限の速度まで低くしても、シンボ
ル点を検出する分解能が低下することはない。
【００２４】
【発明の実施の形態】以下に、本発明の実施形態を図面
を参照しながら説明する。図１は変調器の変調精度を測
定する装置のブロック図である。Ｉ信号、Ｑ信号はそれ
ぞれアンチエリアシングフィルタ（ＬＰＦ）１−Ｉ、１
−Ｑにより高周波成分が除去されて、Ａ／Ｄ変換器２−
Ｉ、２−Ｑによりサンプリングされてデジタルデータに
変換され、メモリ３に蓄積される。
を参照しながら説明する。図１は変調器の変調精度を測
定する装置のブロック図である。Ｉ信号、Ｑ信号はそれ
ぞれアンチエリアシングフィルタ（ＬＰＦ）１−Ｉ、１
−Ｑにより高周波成分が除去されて、Ａ／Ｄ変換器２−
Ｉ、２−Ｑによりサンプリングされてデジタルデータに
変換され、メモリ３に蓄積される。
【００２５】そして、Ａ／Ｄ変換器２−Ｉ、２−Ｑでの
サンプリング周波数はシンボルレートの整数倍に設定さ
れている（以下、この整数値を「ＳＰＳ」で表す）。ま
た、変調精度を測定するシンボル点の数をＳとすると、
Ａ／Ｄ変換器２−Ｉ、２−Ｑでサンプリングを行う回数
Ｎは、Ｎ＝（Ｓ＋α）×ＳＰＳに設定されている。
サンプリング周波数はシンボルレートの整数倍に設定さ
れている（以下、この整数値を「ＳＰＳ」で表す）。ま
た、変調精度を測定するシンボル点の数をＳとすると、
Ａ／Ｄ変換器２−Ｉ、２−Ｑでサンプリングを行う回数
Ｎは、Ｎ＝（Ｓ＋α）×ＳＰＳに設定されている。
【００２６】尚、αは後に行うＤＦＴ演算処理時にデー
タが有限であるために生じる配列データ両端の誤差をス
キップするためのマージンである。また、Ａ／Ｄ変換器
２−Ｉ、２−ＱにてＩ信号、Ｑ信号がサンプリングされ
て得られるデータ列をそれぞれＩ［ｋ］、Ｑ［ｋ］（ｋ
は配列のオフセットである）で表す。
タが有限であるために生じる配列データ両端の誤差をス
キップするためのマージンである。また、Ａ／Ｄ変換器
２−Ｉ、２−ＱにてＩ信号、Ｑ信号がサンプリングされ
て得られるデータ列をそれぞれＩ［ｋ］、Ｑ［ｋ］（ｋ
は配列のオフセットである）で表す。
【００２７】ＣＰＵ４は以下に述べる処理を行う。ま
ず、メモリ３に蓄積されたＩ［ｋ］、Ｑ［ｋ］を極座標
に変換する。変換後の振幅成分をＡ［ｋ］、位相成分を
Ｐ［ｋ］とすると、以下に示す式が成立する。尚、位相
成分Ｐ［ｋ］は使用しないので、実際には計算する必要
はない。 Ａ［ｋ］＝（Ｉ［ｋ］2＋Ｑ［ｋ］2）1/2 Ｐ［ｋ］＝ｔａｎ-1（Ｑ［ｋ］／Ｉ［ｋ］）
ず、メモリ３に蓄積されたＩ［ｋ］、Ｑ［ｋ］を極座標
に変換する。変換後の振幅成分をＡ［ｋ］、位相成分を
Ｐ［ｋ］とすると、以下に示す式が成立する。尚、位相
成分Ｐ［ｋ］は使用しないので、実際には計算する必要
はない。 Ａ［ｋ］＝（Ｉ［ｋ］2＋Ｑ［ｋ］2）1/2 Ｐ［ｋ］＝ｔａｎ-1（Ｑ［ｋ］／Ｉ［ｋ］）
【００２８】次に、振幅成分Ａ［ｋ］をインパルス応答
数列としてＤＦＴ演算処理を行う。これにより得られる
離散周波数領域における伝達関数Ｈ［ｎ］（ｎ＝０、
１、２、…、Ｎ−１）が得られる。ＤＦＴの式は以下の
通りである。 Ｈ［ｎ］＝Ａ［０］・ｅ（−ｊ・２π・ｎ・０／Ｎ） ＋Ａ［１］・ｅ（−ｊ・２π・ｎ・１／Ｎ） ＋Ａ［２］・ｅ（−ｊ・２π・ｎ・２／Ｎ） ……… ＋Ａ［Ｎ−１］・ｅ（−ｊ・２π・ｎ・（Ｎ−１）／Ｎ） 尚、ｅ（Ｘ）はｅXを意味するものとする。
数列としてＤＦＴ演算処理を行う。これにより得られる
離散周波数領域における伝達関数Ｈ［ｎ］（ｎ＝０、
１、２、…、Ｎ−１）が得られる。ＤＦＴの式は以下の
通りである。 Ｈ［ｎ］＝Ａ［０］・ｅ（−ｊ・２π・ｎ・０／Ｎ） ＋Ａ［１］・ｅ（−ｊ・２π・ｎ・１／Ｎ） ＋Ａ［２］・ｅ（−ｊ・２π・ｎ・２／Ｎ） ……… ＋Ａ［Ｎ−１］・ｅ（−ｊ・２π・ｎ・（Ｎ−１）／Ｎ） 尚、ｅ（Ｘ）はｅXを意味するものとする。
【００２９】次に、ＤＦＴ処理により得られた伝達関数
Ｈ［ｎ］の実数部と虚数部から、以下に示す式により、
伝達関数Ｈ［ｎ］の振幅成分（以下、ＡＨ［ｎ］で表
す）と位相成分（以下、ＰＨ［ｎ］で表す）を求める。 ＡＨ［ｎ］＝［｛Ｒｅ（Ｈ［ｎ］）｝2＋｛Ｉｍ（Ｈ
［ｎ］）｝2］1/2 ＰＨ［ｎ］＝ｔａｎ-1｛Ｉｍ（Ｈ［ｎ］）／Ｒｅ（Ｈ
［ｎ］）｝
Ｈ［ｎ］の実数部と虚数部から、以下に示す式により、
伝達関数Ｈ［ｎ］の振幅成分（以下、ＡＨ［ｎ］で表
す）と位相成分（以下、ＰＨ［ｎ］で表す）を求める。 ＡＨ［ｎ］＝［｛Ｒｅ（Ｈ［ｎ］）｝2＋｛Ｉｍ（Ｈ
［ｎ］）｝2］1/2 ＰＨ［ｎ］＝ｔａｎ-1｛Ｉｍ（Ｈ［ｎ］）／Ｒｅ（Ｈ
［ｎ］）｝
【００３０】尚、データとして後に使用するのは、ＤＦ
Ｔ処理により得られるＮ／ＳＰＳ番目の伝達関数Ｈ［Ｎ
／ＳＰＳ−１］の位相成分ＰＨ［Ｎ／ＳＰＳ−１］だけ
であるので、この位相成分ＰＨ［Ｎ／ＳＰＳ−１］のみ
を求めるようにしてもよい。
Ｔ処理により得られるＮ／ＳＰＳ番目の伝達関数Ｈ［Ｎ
／ＳＰＳ−１］の位相成分ＰＨ［Ｎ／ＳＰＳ−１］だけ
であるので、この位相成分ＰＨ［Ｎ／ＳＰＳ−１］のみ
を求めるようにしてもよい。
【００３１】次に、ＰＨ［Ｎ／ＳＰＳ−１］から以下の
式によりＤＰを求める。但し、求めたＤＰの小数点以下
は四捨五入する。そして、オフセットｋ＝ＤＰからオフ
セット量ＳＰＳおきのサンプリング点を各シンボル点と
する（図２参照）。 ＰＨ［Ｎ／ＳＰＳ−１］≧０のときは、 ＤＰ＝−ＰＨ［Ｎ／ＳＰＳ−１］÷（２π／ＳＰＳ） ＰＨ［Ｎ／ＳＰＳ−１］＜０のときは、 ＤＰ＝−ＰＨ［Ｎ／ＳＰＳ−１］÷（２π／ＳＰＳ）＋
ＳＰＳ
式によりＤＰを求める。但し、求めたＤＰの小数点以下
は四捨五入する。そして、オフセットｋ＝ＤＰからオフ
セット量ＳＰＳおきのサンプリング点を各シンボル点と
する（図２参照）。 ＰＨ［Ｎ／ＳＰＳ−１］≧０のときは、 ＤＰ＝−ＰＨ［Ｎ／ＳＰＳ−１］÷（２π／ＳＰＳ） ＰＨ［Ｎ／ＳＰＳ−１］＜０のときは、 ＤＰ＝−ＰＨ［Ｎ／ＳＰＳ−１］÷（２π／ＳＰＳ）＋
ＳＰＳ
【００３２】ここで、ＰＨ［Ｎ／ＳＰＳ−１］はシンボ
ルレートの周波数成分の位相、すなわち、サンプリング
を開始した点（オフセットｋ＝０の点）のこの点に最も
近いシンボル点からのシンボルレート内での位相を示す
ものであることから、上述したようにしてＰＨ［Ｎ／Ｓ
ＰＳ−１］から求めたＤＰは、サンプリングを開始した
点からサンプリング開始後の最初のシンボル点に最も近
いサンプリング点までのオフセット量を意味している。
したがって、オフセットＤＰからオフセット量ＳＰＳお
きのサンプリング点を各シンボル点とすることができ
る。尚、ＰＨ［Ｎ／ＳＰＳ−１］が正であるかそれとも
負であるかによって、ＤＰを求める式を変えているが、
これはサンプリング開始後のシンボル点に最も近いサン
プリング点を得るためである。
ルレートの周波数成分の位相、すなわち、サンプリング
を開始した点（オフセットｋ＝０の点）のこの点に最も
近いシンボル点からのシンボルレート内での位相を示す
ものであることから、上述したようにしてＰＨ［Ｎ／Ｓ
ＰＳ−１］から求めたＤＰは、サンプリングを開始した
点からサンプリング開始後の最初のシンボル点に最も近
いサンプリング点までのオフセット量を意味している。
したがって、オフセットＤＰからオフセット量ＳＰＳお
きのサンプリング点を各シンボル点とすることができ
る。尚、ＰＨ［Ｎ／ＳＰＳ−１］が正であるかそれとも
負であるかによって、ＤＰを求める式を変えているが、
これはサンプリング開始後のシンボル点に最も近いサン
プリング点を得るためである。
【００３３】以上のようにして、シンボル点の検出を終
えると、メモリ３に蓄積されているＩ［ｋ］、Ｑ［ｋ］
に対してそれぞれＲ−ＣＯＳ演算処理を行う。Ｒ−ＣＯ
Ｓ演算処理では、時間領域のデータをＤＦＴ（あるいは
ＦＦＴ）演算処理して周波数領域でのデータに変換後、
必要な周波数特性に整形し、逆ＤＦＴ（あるいは逆ＦＦ
Ｔ）演算処理して時間領域のデータに戻す。
えると、メモリ３に蓄積されているＩ［ｋ］、Ｑ［ｋ］
に対してそれぞれＲ−ＣＯＳ演算処理を行う。Ｒ−ＣＯ
Ｓ演算処理では、時間領域のデータをＤＦＴ（あるいは
ＦＦＴ）演算処理して周波数領域でのデータに変換後、
必要な周波数特性に整形し、逆ＤＦＴ（あるいは逆ＦＦ
Ｔ）演算処理して時間領域のデータに戻す。
【００３４】Ｒ−ＣＯＳ演算処理を行っても、シンボル
点の位置に影響を及ぼさないので、処理後のＩ［ｋ］、
Ｑ［ｋ］をそれぞれＩ’［ｋ］、Ｑ’［ｋ］とすると、
オフセットＤＰからオフセット量ＳＰＳおきのサンプリ
ング点のデータＩ’［ＤＰ］、Ｉ’［ＤＰ＋ＳＰＳ］、
Ｉ’［ＤＰ＋２ＳＰＳ］、…、Ｉ’［ＤＰ＋Ｓ×ＳＰ
Ｓ］、及び、Ｑ’［ＤＰ］、Ｑ’［ＤＰ＋ＳＰＳ］、
Ｑ’［ＤＰ＋２ＳＰＳ］、…、Ｑ’［ＤＰ＋Ｓ×ＳＰ
Ｓ］で変調精度を算出する演算処理を行う。
点の位置に影響を及ぼさないので、処理後のＩ［ｋ］、
Ｑ［ｋ］をそれぞれＩ’［ｋ］、Ｑ’［ｋ］とすると、
オフセットＤＰからオフセット量ＳＰＳおきのサンプリ
ング点のデータＩ’［ＤＰ］、Ｉ’［ＤＰ＋ＳＰＳ］、
Ｉ’［ＤＰ＋２ＳＰＳ］、…、Ｉ’［ＤＰ＋Ｓ×ＳＰ
Ｓ］、及び、Ｑ’［ＤＰ］、Ｑ’［ＤＰ＋ＳＰＳ］、
Ｑ’［ＤＰ＋２ＳＰＳ］、…、Ｑ’［ＤＰ＋Ｓ×ＳＰ
Ｓ］で変調精度を算出する演算処理を行う。
【００３５】このように、本実施形態の変調精度の測定
方法では、Ｉ［ｋ］及びＱ［ｋ］（Ｉ信号及びＱ信号の
サンプリングデータ）を演算処理することにより、変調
信号のシンボル点とＩ信号及びＱ信号のサンプリング点
との関係を示す位相情報を得て、この位相情報に基づい
てＩ信号及びＱ信号のサンプリング点の中からシンボル
点（正確に言えば、シンボル点に最も近いサンプリング
点）を検出し、その検出したシンボル点のサンプリング
データ（正確に言えば、Ｒ−ＣＯＳ演算処理が行われた
データ）で変調精度を算出する演算処理を行うようにな
っており、当然のことながら変調精度の算出回数は１回
で済むので、変調精度の測定に要する処理時間が短縮さ
れ、また、実際に検出したシンボル点でのＩ信号及びＱ
信号のサンプリングデータで変調精度を求めることにな
るので、変調精度の測定精度が向上する。
方法では、Ｉ［ｋ］及びＱ［ｋ］（Ｉ信号及びＱ信号の
サンプリングデータ）を演算処理することにより、変調
信号のシンボル点とＩ信号及びＱ信号のサンプリング点
との関係を示す位相情報を得て、この位相情報に基づい
てＩ信号及びＱ信号のサンプリング点の中からシンボル
点（正確に言えば、シンボル点に最も近いサンプリング
点）を検出し、その検出したシンボル点のサンプリング
データ（正確に言えば、Ｒ−ＣＯＳ演算処理が行われた
データ）で変調精度を算出する演算処理を行うようにな
っており、当然のことながら変調精度の算出回数は１回
で済むので、変調精度の測定に要する処理時間が短縮さ
れ、また、実際に検出したシンボル点でのＩ信号及びＱ
信号のサンプリングデータで変調精度を求めることにな
るので、変調精度の測定精度が向上する。
【００３６】ここで、Ｒ−ＣＯＳ演算処理時には、すで
にシンボル点の検出が完了しているので、従来のよう
に、シンボル点を検出する分解能を考慮に入れる必要は
なくなる。すなわち、シンボル点を検出する分解能を考
慮に入れて、Ｉ信号及びＱ信号のサンプリング周波数を
高めているため、多くのサンプリングデータがメモリ３
に蓄積されているが、それらのデータ全てに対してＲ−
ＣＯＳ演算処理を行う必要はなく、Ｒ−ＣＯＳ演算処理
の特性からして、Ｉ信号、Ｑ信号をそれぞれシンボルレ
ートの２倍の周波数でサンプリングしておけば十分であ
る。
にシンボル点の検出が完了しているので、従来のよう
に、シンボル点を検出する分解能を考慮に入れる必要は
なくなる。すなわち、シンボル点を検出する分解能を考
慮に入れて、Ｉ信号及びＱ信号のサンプリング周波数を
高めているため、多くのサンプリングデータがメモリ３
に蓄積されているが、それらのデータ全てに対してＲ−
ＣＯＳ演算処理を行う必要はなく、Ｒ−ＣＯＳ演算処理
の特性からして、Ｉ信号、Ｑ信号をそれぞれシンボルレ
ートの２倍の周波数でサンプリングしておけば十分であ
る。
【００３７】そこで、シンボル点の検出が完了した後、
Ｉ［ｋ］、Ｑ［ｋ］から検出したシンボル点と隣接する
シンボル点の中点のデータを取り出し、データの並び替
え及び間引きを行った上で、Ｒ−ＣＯＳ演算処理を行う
ようにしてもよい。すなわち、Ｉ［ｋ］からはＩ［Ｄ
Ｐ］、Ｉ［ＤＰ＋ＳＰＳ／２］、Ｉ［ＤＰ＋ＳＰＳ］、
Ｉ［ＤＰ＋ＳＰＳ＋ＳＰＳ／２］、Ｉ［ＤＰ＋２×ＳＰ
Ｓ］、Ｉ［ＤＰ＋２×ＳＰＳ＋ＳＰＳ／２］、…、Ｉ
［ＤＰ＋（Ｓ−１）×ＳＰＳ＋ＳＰＳ／２］、Ｉ［ＤＰ
＋Ｓ×ＳＰＳ］を、Ｑ［ｋ］からはＱ［ＤＰ］、Ｑ［Ｄ
Ｐ＋ＳＰＳ／２］、Ｑ［ＤＰ＋ＳＰＳ］、Ｑ［ＤＰ＋Ｓ
ＰＳ＋ＳＰＳ／２］、Ｑ［ＤＰ＋２×ＳＰＳ］、Ｑ［Ｄ
Ｐ＋２×ＳＰＳ＋ＳＰＳ／２］、…、Ｑ［ＤＰ＋（Ｓ−
１）×ＳＰＳ＋ＳＰＳ／２］、Ｑ［ＤＰ＋Ｓ×ＳＰＳ］
を、それぞれ取り出し、これらのデータに対してのみＲ
−ＣＯＳ演算処理を行う（図３参照）。
Ｉ［ｋ］、Ｑ［ｋ］から検出したシンボル点と隣接する
シンボル点の中点のデータを取り出し、データの並び替
え及び間引きを行った上で、Ｒ−ＣＯＳ演算処理を行う
ようにしてもよい。すなわち、Ｉ［ｋ］からはＩ［Ｄ
Ｐ］、Ｉ［ＤＰ＋ＳＰＳ／２］、Ｉ［ＤＰ＋ＳＰＳ］、
Ｉ［ＤＰ＋ＳＰＳ＋ＳＰＳ／２］、Ｉ［ＤＰ＋２×ＳＰ
Ｓ］、Ｉ［ＤＰ＋２×ＳＰＳ＋ＳＰＳ／２］、…、Ｉ
［ＤＰ＋（Ｓ−１）×ＳＰＳ＋ＳＰＳ／２］、Ｉ［ＤＰ
＋Ｓ×ＳＰＳ］を、Ｑ［ｋ］からはＱ［ＤＰ］、Ｑ［Ｄ
Ｐ＋ＳＰＳ／２］、Ｑ［ＤＰ＋ＳＰＳ］、Ｑ［ＤＰ＋Ｓ
ＰＳ＋ＳＰＳ／２］、Ｑ［ＤＰ＋２×ＳＰＳ］、Ｑ［Ｄ
Ｐ＋２×ＳＰＳ＋ＳＰＳ／２］、…、Ｑ［ＤＰ＋（Ｓ−
１）×ＳＰＳ＋ＳＰＳ／２］、Ｑ［ＤＰ＋Ｓ×ＳＰＳ］
を、それぞれ取り出し、これらのデータに対してのみＲ
−ＣＯＳ演算処理を行う（図３参照）。
【００３８】このようにすれば、必要最小限の数のデー
タに対してＲ−ＣＯＳ演算処理を行うことになるので、
Ｒ−ＣＯＳ演算処理に要する時間は最短となり、変調精
度の測定に要する処理時間がより一層短縮される。尚、
このような処理を行う場合は、隣接するシンボル点の中
点のデータが必要であることから、ＳＰＳを偶数に設定
しておく、すなわち、Ｉ信号及びＱ信号のサンプリング
周波数をシンボルレートの偶数倍に設定しておく必要が
ある。また、データ数を間引いてＲ−ＣＯＳ演算処理を
行っているので、変調精度は、Ｒ−ＣＯＳ演算処理を行
ったデータを先頭から１つおきに取り出し、この取り出
したデータで算出すればよい。
タに対してＲ−ＣＯＳ演算処理を行うことになるので、
Ｒ−ＣＯＳ演算処理に要する時間は最短となり、変調精
度の測定に要する処理時間がより一層短縮される。尚、
このような処理を行う場合は、隣接するシンボル点の中
点のデータが必要であることから、ＳＰＳを偶数に設定
しておく、すなわち、Ｉ信号及びＱ信号のサンプリング
周波数をシンボルレートの偶数倍に設定しておく必要が
ある。また、データ数を間引いてＲ−ＣＯＳ演算処理を
行っているので、変調精度は、Ｒ−ＣＯＳ演算処理を行
ったデータを先頭から１つおきに取り出し、この取り出
したデータで算出すればよい。
【００３９】以下、本発明の別の実施形態について説明
する。図１に示した構成の変調精度を測定する装置にお
いて、ＣＰＵ４は以下に示すような動作をする。まず、
上記実施形態と同様にしてメモリ３に蓄積されたＩ
［ｋ］及びＱ［ｋ］の各データ間に所定数のゼロデータ
を挿入することによって、Ｉ［ｋ］及びＱ［ｋ］を補間
する（図４の（イ）参照）。次に、補間したＩ［ｋ］及
びＱ［ｋ］に対してＲ−ＣＯＳ演算処理を行う。そし
て、Ｒ−ＣＯＳ演算処理後のデータを用いて、従来と同
様にして、あるいは、上記実施形態と同様にして、変調
精度を導き出す。
する。図１に示した構成の変調精度を測定する装置にお
いて、ＣＰＵ４は以下に示すような動作をする。まず、
上記実施形態と同様にしてメモリ３に蓄積されたＩ
［ｋ］及びＱ［ｋ］の各データ間に所定数のゼロデータ
を挿入することによって、Ｉ［ｋ］及びＱ［ｋ］を補間
する（図４の（イ）参照）。次に、補間したＩ［ｋ］及
びＱ［ｋ］に対してＲ−ＣＯＳ演算処理を行う。そし
て、Ｒ−ＣＯＳ演算処理後のデータを用いて、従来と同
様にして、あるいは、上記実施形態と同様にして、変調
精度を導き出す。
【００４０】以上の処理において、各サンプリングデー
タ間にゼロデータを挿入することによって補間したＩ
［ｋ］及びＱ［ｋ］は、Ｒ−ＣＯＳ演算処理が行われる
ことにより、ゼロデータの挿入による高域の周波数成分
が除去され（図４の（ロ）参照）、Ａ／Ｄ変換器２−
Ｉ、２−Ｑと同等の分解能でＡ／Ｄ変換器２−Ｉ、２−
Ｑよりも高速に（高いサンプリング周波数で）サンプリ
ングしたデータに対してＲ−ＣＯＳ演算処理を行ったも
のと同等になる。
タ間にゼロデータを挿入することによって補間したＩ
［ｋ］及びＱ［ｋ］は、Ｒ−ＣＯＳ演算処理が行われる
ことにより、ゼロデータの挿入による高域の周波数成分
が除去され（図４の（ロ）参照）、Ａ／Ｄ変換器２−
Ｉ、２−Ｑと同等の分解能でＡ／Ｄ変換器２−Ｉ、２−
Ｑよりも高速に（高いサンプリング周波数で）サンプリ
ングしたデータに対してＲ−ＣＯＳ演算処理を行ったも
のと同等になる。
【００４１】したがって、Ａ／Ｄ変換器２−Ｉ、２−Ｑ
を従来と同じものとしておけば、シンボル点を検出する
分解能が高くなるので、変調精度の測定精度が向上す
る。また、別の見方をすれば、Ｉ［ｋ］及びＱ［ｋ］の
データ間に挿入するゼロデータの数を適切に設定してお
けば、シンボル点を検出する分解能を考慮に入れること
なく、シンボルレート、必要な帯域幅、アンチエリアシ
ングフィルタ１−Ｉ、１−Ｑの特性などから決まる必要
最低限のサンプリング周波数まで、Ａ／Ｄ変換器２−
Ｉ、２−Ｑのサンプリング速度を低くしても、シンボル
点を検出する分解能を低下させることはないので、シン
ボル点を検出する分解能を確保しつつ、Ａ／Ｄ変換器２
−Ｉ、２−Ｑをより低速なものとすることができ、変調
精度の測定装置のコストダウンを実現することができ
る。尚、この場合、一般的にＡ／Ｄ変換器は低速なもの
ほど分解能が高いので、シンボル点を検出する分解能が
確保されていれば、変調精度の測定精度も向上する。
を従来と同じものとしておけば、シンボル点を検出する
分解能が高くなるので、変調精度の測定精度が向上す
る。また、別の見方をすれば、Ｉ［ｋ］及びＱ［ｋ］の
データ間に挿入するゼロデータの数を適切に設定してお
けば、シンボル点を検出する分解能を考慮に入れること
なく、シンボルレート、必要な帯域幅、アンチエリアシ
ングフィルタ１−Ｉ、１−Ｑの特性などから決まる必要
最低限のサンプリング周波数まで、Ａ／Ｄ変換器２−
Ｉ、２−Ｑのサンプリング速度を低くしても、シンボル
点を検出する分解能を低下させることはないので、シン
ボル点を検出する分解能を確保しつつ、Ａ／Ｄ変換器２
−Ｉ、２−Ｑをより低速なものとすることができ、変調
精度の測定装置のコストダウンを実現することができ
る。尚、この場合、一般的にＡ／Ｄ変換器は低速なもの
ほど分解能が高いので、シンボル点を検出する分解能が
確保されていれば、変調精度の測定精度も向上する。
【００４２】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１に記載の
変調精度の測定方法によれば、変調精度を算出する演算
処理は１回で済むので、変調精度の測定に要する処理時
間が短縮され、また、実際に検出したシンボル点でのＩ
信号及びＱ信号のサンプリングデータで変調精度を算出
するので、変調精度の測定精度が向上する。
変調精度の測定方法によれば、変調精度を算出する演算
処理は１回で済むので、変調精度の測定に要する処理時
間が短縮され、また、実際に検出したシンボル点でのＩ
信号及びＱ信号のサンプリングデータで変調精度を算出
するので、変調精度の測定精度が向上する。
【００４３】また、請求項２に記載の変調精度の測定方
法によれば、Ｒ−ＣＯＳ演算処理を行うデータ数を必要
最小限にしていることから、Ｒ−ＣＯＳ演算処理に要す
る時間が最短となるので、請求項１に記載の変調精度の
測定方法よりもさらに変調精度の測定に要する処理時間
が短縮される。
法によれば、Ｒ−ＣＯＳ演算処理を行うデータ数を必要
最小限にしていることから、Ｒ−ＣＯＳ演算処理に要す
る時間が最短となるので、請求項１に記載の変調精度の
測定方法よりもさらに変調精度の測定に要する処理時間
が短縮される。
【００４４】また、請求項３に記載の変調精度の測定方
法によれば、Ｉ信号、Ｑ信号をそれぞれサンプリングす
るＡ／Ｄ変換器として従来と同じものを使用する場合
は、シンボル点を検出する分解能が高くなるので、変調
精度の測定精度が向上し、また、Ｉ信号及びＱ信号のサ
ンプリングデータ間に挿入するゼロデータの数を適切に
設定した場合は、シンボル点を検出する分解能を考慮に
入れることなく、必要最低限のサンプリング周波数まで
Ｉ信号、Ｑ信号をそれぞれサンプリングするＡ／Ｄ変換
器のサンプリング速度を低くしても、シンボル点を検出
する分解能が低下することはないので、Ｉ信号、Ｑ信号
をそれぞれサンプリングするＡ／Ｄ変換器として低速の
Ａ／Ｄ変換器を採用することにより、変調精度を測定す
る装置のコストダウンが実現され、また、一般に低速の
Ａ／Ｄ変換器は分解能が高いことから、変調精度の測定
精度が向上する。
法によれば、Ｉ信号、Ｑ信号をそれぞれサンプリングす
るＡ／Ｄ変換器として従来と同じものを使用する場合
は、シンボル点を検出する分解能が高くなるので、変調
精度の測定精度が向上し、また、Ｉ信号及びＱ信号のサ
ンプリングデータ間に挿入するゼロデータの数を適切に
設定した場合は、シンボル点を検出する分解能を考慮に
入れることなく、必要最低限のサンプリング周波数まで
Ｉ信号、Ｑ信号をそれぞれサンプリングするＡ／Ｄ変換
器のサンプリング速度を低くしても、シンボル点を検出
する分解能が低下することはないので、Ｉ信号、Ｑ信号
をそれぞれサンプリングするＡ／Ｄ変換器として低速の
Ａ／Ｄ変換器を採用することにより、変調精度を測定す
る装置のコストダウンが実現され、また、一般に低速の
Ａ／Ｄ変換器は分解能が高いことから、変調精度の測定
精度が向上する。
【図１】 変調精度を測定する装置のブロック図であ
る。
る。
【図２】 シンボル点として検出されるサンプリング点
を示す図である。
を示す図である。
【図３】 Ｒ−ＣＯＳ演算処理を行う必要最小限のサン
プリングデータを示す図である。
プリングデータを示す図である。
【図４】（イ）サンプリングデータ間にゼロデータを挿
入したことを示す図である。 （ロ）ゼロデータを挿入することによって補間したサン
プリングデータに対してＲ−ＣＯＳ演算処理を行った後
のデータを示す図である。
入したことを示す図である。 （ロ）ゼロデータを挿入することによって補間したサン
プリングデータに対してＲ−ＣＯＳ演算処理を行った後
のデータを示す図である。
【図５】 π／４ＤＱＰＳＫ変調を行う変調器のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図６】 π／４ＤＱＰＳＫ変調の信号ダイアグラムを
示す図である。
示す図である。
【図７】 実際の信号点と基準の信号点との関係を示す
図である。
図である。
【図８】 従来の変調精度の測定方法を示す図である。
１−Ｉ、１−Ｑ アンチエリアシングフィルタ（ＬＰ
Ｆ） ２−Ｉ、２−Ｑ Ａ／Ｄ変換器 ３ メモリ ４ ＣＰＵ １１ シリアル／パラレル変換回路 １２ 差動符号化回路 １３−Ｉ、１３−Ｑ ローパスフィルタ １４−Ｉ、１４−Ｑ 乗算器 １５ 加算器
Ｆ） ２−Ｉ、２−Ｑ Ａ／Ｄ変換器 ３ メモリ ４ ＣＰＵ １１ シリアル／パラレル変換回路 １２ 差動符号化回路 １３−Ｉ、１３−Ｑ ローパスフィルタ １４−Ｉ、１４−Ｑ 乗算器 １５ 加算器
Claims (3)
- 【請求項１】 それぞれＩ信号、Ｑ信号を乗算した位相
差がπ／２である２つの信号を加算することにより得ら
れる変調信号の位相がデジタルのベースバンド信号に応
じて変化するように、前記ベースバンド信号から前記Ｉ
信号及びＱ信号を生成するＤＰＳＫ変調器の変調精度の
測定方法において、 前記Ｉ信号及びＱ信号のサンプリングデータを演算処理
することにより変調信号のシンボル点と前記Ｉ信号及び
Ｑ信号のサンプリング点との位置関係を示す位相情報を
得て、この位相情報に基づいて前記Ｉ信号及びＱ信号の
サンプリング点の中からシンボル点に最も近い点を検出
し、その後、前記Ｉ信号及びＱ信号のサンプリングデー
タに対してＲａｉｓｅｄ−Ｃｏｓｉｎｅ帯域制限フィル
タリング演算処理を行い、前記Ｒａｉｓｅｄ−Ｃｏｓｉ
ｎｅ帯域制限フィルタリング演算処理を行った前記Ｉ信
号及びＱ信号のサンプリングデータのうち、前記検出し
たシンボル点に最も近いサンプリング点のデータで変調
精度を算出する演算処理を行うことを特徴とする変調精
度の測定方法。 - 【請求項２】 前記Ｉ信号及びＱ信号のサンプリングデ
ータのうち、前記検出したシンボル点に最も近いサンプ
リング点及び隣接するこれらの点の中点のデータに対し
てのみ前記Ｒａｉｓｅｄ−Ｃｏｓｉｎｅ帯域制限フィル
タリング演算処理を行うことを特徴とする請求項１に記
載の変調精度の測定方法。 - 【請求項３】 それぞれＩ信号、Ｑ信号を乗算した位相
差がπ／２である２つの信号を加算することにより得ら
れる変調信号の位相がデジタルのベースバンド信号に応
じて変化するように、前記ベースバンド信号から前記Ｉ
信号及びＱ信号を生成するＤＰＳＫ変調器の変調精度の
測定方法において、 隣接するサンプリングデータ間にゼロデータを挿入する
ことによって前記Ｉ信号及びＱ信号のサンプリングデー
タを補間し、補間した前記Ｉ信号及びＱ信号のサンプリ
ングデータに対してＲａｉｓｅｄ−Ｃｏｓｉｎｅ帯域制
限フィルタリング演算処理を行い、前記Ｒａｉｓｅｄ−
Ｃｏｓｉｎｅ帯域制限フィルタリング演算処理を行った
前記Ｉ信号及びＱ信号のサンプリングデータから変調精
度を求めることを特徴とする変調精度の測定方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3627798A JPH11234354A (ja) | 1998-02-18 | 1998-02-18 | Ｄｐｓｋ変調器の変調精度の測定方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3627798A JPH11234354A (ja) | 1998-02-18 | 1998-02-18 | Ｄｐｓｋ変調器の変調精度の測定方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11234354A true JPH11234354A (ja) | 1999-08-27 |
Family
ID=12465292
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3627798A Pending JPH11234354A (ja) | 1998-02-18 | 1998-02-18 | Ｄｐｓｋ変調器の変調精度の測定方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11234354A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009538575A (ja) * | 2006-05-22 | 2009-11-05 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 信号品質推定器 |
| CN107037759A (zh) * | 2017-05-11 | 2017-08-11 | 国网江西省电力公司电力科学研究院 | 一种电力电子装置用单周期固定点数采样器 |
| JP2017181104A (ja) * | 2016-03-28 | 2017-10-05 | Tdk株式会社 | 放射妨害波測定装置 |
| US11336550B2 (en) | 2020-04-30 | 2022-05-17 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Signal analysis method and measurement system |
-
1998
- 1998-02-18 JP JP3627798A patent/JPH11234354A/ja active Pending
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009538575A (ja) * | 2006-05-22 | 2009-11-05 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 信号品質推定器 |
| US8144814B2 (en) | 2006-05-22 | 2012-03-27 | Qualcomm Incorporated | Signal quality estimator |
| JP2013062837A (ja) * | 2006-05-22 | 2013-04-04 | Qualcomm Inc | 信号品質推定器 |
| JP2017181104A (ja) * | 2016-03-28 | 2017-10-05 | Tdk株式会社 | 放射妨害波測定装置 |
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| CN107037759B (zh) * | 2017-05-11 | 2019-07-23 | 国网江西省电力公司电力科学研究院 | 一种电力电子装置用单周期固定点数采样器 |
| US11336550B2 (en) | 2020-04-30 | 2022-05-17 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Signal analysis method and measurement system |
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