JP6497472B1 - 送受信方法、および送受信システム - Google Patents

Abstract

【課題】リソースブロックにおける周波数利用効率の向上を図る送受信方法および送受信システムを提供する。
【解決手段】送受信システムＳにおいて、送受信方法は、受信側が、通信伝搬路の伝搬路特性を測定し、送信側が、伝搬路特性の測定結果に基づいて、伝搬路特性に類似する伝搬路特性を有する複数の疑似伝搬路特性を相互に低い相互相関性を確保するように生成し、送信側のベースバンド内において複数の疑似伝搬路特性と同数の並列かつ独立の複数のデータを含むデータ群を生成し、疑似伝搬路特性をデータに１つずつ重畳して生成された複数の重畳データを合成して送信信号とし、複数の疑似伝搬路特性に関する複数の疑似伝搬路特性情報および送信信号を送信する。受信側が、送信側から先行して送信された複数の疑似伝搬路特性情報と後続して送信された通信信号を受信し、複数の疑似伝搬路特性情報に基づいて通信信号から複数のデータを個別に抽出する。
【選択図】図１

Description

本発明は、無線通信ならびに光通信等の電磁波を利用する分野における周波数利用効率向上を必要とするシステムを対象とする多重化方式を用いた送受信方法、および送受信システムに関する。

図２７において、無線基地局１０１は、所定の帯域幅の電波周波数帯１０２を用いて、通信を行う。電波周波数帯１０２の幅は、第４世代移動通信においては、数ＭＨｚ以上の広帯域とすることが規定されている。この電波周波数帯１０２を加入者端末Ａ１０３に送信するとき、伝搬環境内に反射物体Ａ１０４が存在すると、加入者端末Ａ１０３は、直接に伝搬する直接波１０５と、反射物体Ａ１０４に入射する入射波１０６により反射物体Ａ１０４で反射する反射波１０７との合成波１０８を受信することとなる。

反射波１０７は、幾何学的にも直接波１０５よりも伝搬経路が長くなり、時間的に遅延する。さらに反射物体Ａ１０４の素材や構造により、入射波１０６と反射波１０７の間に位相回転や直交性の変化が発生するため、合成波１０８の信号振幅は周波数により不均等になる。前述のとおり、電波周波数帯１０２の周波数幅は、十分に広いために、周波数依存のこの現象は、山谷の間が１：１０，０００を超える電力差を生む。これは周波数選択性マルチパス・フェージングと呼ばれるものである。

このとき、同一の無線基地局１０１が通信対応する加入者端末Ｂ１０９が存在するとする。加入者端末Ａ１０３と加入者端末Ｂ１０９の幾何学的距離１１０は、電波周波数帯１０２に用いる周波数帯の波長よりも長いものとする。電波周波数帯１０２は加入者端末Ｂ（１０９）にも送信される。無線基地局１０１と加入者端末Ｂ１０９との伝搬環境内には、反射物体Ｂ１１１が存在すると、加入者端末Ｂ１０９は、直接に伝搬する直接波１１２と、反射物体Ｂ１１１に入射する電波１１３により反射物体Ｂ１１１で反射する反射波１１４との合成波１１５を受信することとなる。

反射波１１４においても、幾何学的に直接波１１２よりも伝搬経路が長く、時間的に遅延し、さらに反射物体Ｂ（１０４）の素材や構造により位相回転や直交性の変化が発生するため、合成波１１５の信号振幅は周波数により不均等になる。しかし加入者端末Ａ（１０３）と加入者端末Ｂ（１０９）の位置が異なるため、上記の伝搬の特性は、原理的に異なるものとなる。

前述のとおり、周波数選択性マルチパス・フェージングにより被る受信電波の周波数ひずみ、即ち周波数毎の電力差は、通信を維持できないレベルの部分も生じる。第４世代移動通信においては、この周波数ひずみを直接に被ることを防ぐために、帯域を細分化して周波数コンポーネントまたはサブキャリアと呼ぶ周波数成分で構成している。第４世代移動通信で設けられるサブキャリアは、１５［ｋＨｚ］もしくは７．５［ｋＨｚ］という非常に狭い帯域幅を持つため、例えば主たる運用バンドである２ＧＨｚ帯での周波数選択性マルチパス・フェージング間隔の１００［ｋＨｚ］を十分にクリアできるもので、サブキャリア自身が周波数ひずみを被ることは少ない。しかし、周波数選択性マルチパス・フェージングにより被る受信電力の大小の差を防ぐことは不可能であり、通信に耐えないサブキャリアが発生する。

このため、第４世代移動通信においては、サブキャリアを１２本程度を束ねて１つのブロックとし、個々の周波数ブロックと無線基地局＝加入者間の伝搬路特性とを勘案して配分するアクセス方式を設けた。これがＯＦＤＭＡ (Orthogonal Frequency Division Multiple Access)である。

ここで、第４世代移動通信における伝搬路特性測定と周波数資源の配分の作業手順を説明する。図２８は、第４世代移動通信の無線アクセス系のブロック図である。図２８において、無線基地局ｅＮＢ２０１は、ｅＮＢ送信系２０２とｅＮＢ受信系２０３とを備える。加入者端末ＵＥ２０４は、ＵＥ受信系２０５とＵＥ送信系２０６とを備える。

無線基地局ｅＮＢ２０１は、基地局アンテナ２０７を有し、送信・受信アンテナ制御部２０８を制御してｅＮＢ送信系２０２からの送信信号２０９の送信とｅＮＢ受信系２０３への受信信号２１０の受信とを切り替える。ｅＮＢ送信系２０２は、送信すべき送信情報信号ＤａｔａＡ（２１１）を入力信号の一つとする。ｅＮＢ受信系２０３は、受信した情報信号ＤａｔａＢ’（２１２）を出力信号の一つとする。

チャネル符号化器２２１は、送信情報信号２１１を符号化する。直交変調マッピング２２２は、符号化された送信情報信号２１１を直交空間に配置し、複数のシンボルを生成する。空間・時間符号化器２２３は、生成された複数のシンボルを通信フレームに配置する。リソース配分器２２４は、通信フレームをリソースブロックに割り当てる。

逆フーリエ変換器ＩＦＦＴ（inverse fast Fourier transform）２２５は、リソースブロックに割り当てられたデータを周波数次元から時間次元へ変換する。ＣＰ（Cyclic Prefix）挿入部２２６は、フレームにＣＰを挿入する。その後、ＤＡＣ（digital-to-analog converter ）２２７は、ＣＰが挿入されたデータをアナログ信号化し、周波数変換を施して高周波の送信信号２０９を生成する。

送信・受信アンテナ制御部２０８は、基地局アンテナ２０７を介して生成された送信信号２０９を加入者端末２０４に送信する。加入者端末２０４においては、基本的に上記無線基地局ｅＮＢ２０１において実行された各処理と逆の処理が行われデータが取り出される。加入者端末２０４は、アンテナ２１４を介して、無線伝搬路２１３を経た送信信号２０９を受信する。加入者端末２０４の送信・受信アンテナ制御部２１５は、受信データをＵＥ受信系２０５に入力させる。

ＵＥ受信系２０５では、高周波部・ＡＤＣ部２３１は、受信信号の増幅ならびに周波数変換とアナログ−デジタル変換が行われデジタル信号化が施される。そのデジタル信号からＣＰ除去部２３２にてＣＰの無いフレーム信号が得られる。そのフレーム信号は、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）２３３にて時間系列データから周波数系列データへの変換が行われる。リソースブロック情報抽出部２３４は、変換された周波数系列データから、所望のリソースブロックのデータを抽出する。

ＭＭＳＥ等化器２３６は、抽出されたリソースブロックのデータに周波数等化を行う。軟判定器２３７は、周波数等化が行われたデータは、データの判定および補正が行われる。補正されたデータは、ＨＡＲＱ合成器２３８にて再送制御による誤り訂正が施された上で、チャネル符号復号化が行われ、受信情報２１８を生成する。

ここで、無線基地局２０１は周波数同期用信号群を、加入者端末２０４からはパイロット信号ＳＲＳ（Sounding Reference Signal）なる帯域内のすべてのサブキャリアの位相を固定し振幅一定の電波を、発射する。これらの電波は、無線伝搬路２１３を経由してそれぞれ加入者端末２０４と無線基地局２０１に届くが、その間に作用する周波数選択性マルチパス・フェージングの影響を受けて到達する。

この周波数選択性マルチパス・フェージングによるサブキャリア個々の振幅変化と位相変化は、加入者端末２０４においては、高速フーリエ変換器２３３で検出され、伝搬路特性推定器２３５にて精査される。その測定情報２４０は、加入者端末２０４の送信系２０６によりＵＥアンテナ２１４を経て無線基地局ｅＮＢ２０１のｅＮＢ受信系２０３に送られ、リソースブロック選定のための情報２４３すなわちRank and Precoding Indexとして空間・時間符号化器２２３およびリソース配分器２２４に送られてリソースブロックへの再割り当てに用いられる。同様に、加入者端末２０４が発したＳＲＳ信号も、無線基地局２０１により無線伝搬路２１３の周波数選択性マルチパス・フェージングの状況が把握される。

なお、上記は周波数分割複信（FDD: frequency division duplex）の場合、すなわち下り回線と上り回線の周波数が異なる場合について述べているが、時分割複信（TDD: time division duplex）の場合は、下り回線と上り回線の周波数が同一であるので、周波数選択性マルチパス・フェージングの状況の測定は、基本的に無線基地局側のみで行えばよい。そのため時分割複信では加入者端末が伝搬路の特性を測定し無線基地局に回答することは必要ない。

図２９は、ＯＦＤＭＡのリソースブロックを示すものである。いま、無線基地局が発する一つのＯＦＤＭＡ周波数帯域をシステム帯域幅３０１と呼ぶ。この電波が加入者端末に届くと、マルチパス・フェージングを被り、システム帯域幅３０１を構成するサブキャリア３０２は個々に電力に差が生じる。無線基地局はこの状態の測定結果を得て、図２９を例に取ると、周波数下端では伝搬状況が良好であると判定して、これに対応するリソースブロックを対象の加入者に割り当てる。リソースブロックの大きさはサブキャリア１２本分のリソースブロック周波数帯域幅３０３と０．５ミリ秒を単位とするスロット３０４とから成るもので、これを時間軸方向に２区間集合したものをサブフレーム３０５と呼んで通信の単位としている。

すなわち、図２９のシステム帯域幅３０１に対する加入者端末には、長方形で表されたリソースブロック群３０６が通信に供される。他のリソースブロックは、他の加入者端末に配分されるか、あるいは該加入者端末が他にも無線伝搬路品質が良好な部分があれば複数個のリソースブロックを配分される。こうした配分は、サブフレーム毎に、常に各加入者端末の通信品質を確保しながら再配分される。リソースブロック全体３０７は、常に利用効率を高めて用いられる結果となり、アクセス効率としての周波数利用効率の向上につながっている。

しかし、リソースブロックは、加入者端末毎に独立に配分され、第３世代移動通信における周波数多重化は行われない。すなわち、或る加入者端末は、配分されたリソースブロックを、限定された時間領域・周波数領域の中では、占有することとなっている。このため、さらなる伝送速度の高速化は、伝搬路特性を異にする複数伝搬路利用のＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）手法が、専ら用いられ高度化が進んでいる。

しかし、伝搬路の多重化は、伝搬路に発生する不安定性や伝搬路プロファイル間の非直交性により、多重数が高くなるほど、通信容量も通信品質も低下する。さらには、アンテナの複数化に起因する構造設計的課題が大きい。

他方、第５世代移動通信においては、非直交多重化技術ＮＯＭＡ（Non-Orthogonal Multiple Access）と呼ぶ多様な周波数利用効率向上の方法が検討されている。主要なものとしては図３０に示すものがある。図３０において、無線基地局４０１には、近傍に存在する加入者端末４０２が無線伝搬路４０３で接続され、遠方に存在する加入者端末４０４が無線伝搬路４０５で接続されている。この場合に、２つの加入者端末４０２，４０４が同じ送信電力で同時に電波を無線基地局４０１へ送る場合を考える。

無線基地局４０１では、近傍にある距離４０６の加入者端末４０２からの電波の方が距離減衰量が少ないので、遠方の距離４０８にある加入者端末４０４からの電波よりも格段に強い電力で受信することとなる。これはすなわち、受信信号はほぼ、近傍にある加入者端末４０２の情報で占有されたに等しい。この状態を利用して、無線基地局４０１では、近傍にある加入者端末４０２からの受信信号を容易に抽出することができる。

無線基地局４０１は、抽出した近傍の加入者端末４０２の受信信号を用いて、受信信号から近傍の加入者端末４０２の受信信号を除去する。これにより得られる出力は、遠方にある加入者端末４０４の信号となる。以上から同一のリソースブロックで遠近２局の加入者端末を同時に通信接続することを可能にすることが可能となる。

図３１は時間・周波数空間上で図３０に示したＮＯＭＡ方式を説明する図であり、時間・周波数空間のＬａｙｅｒを２つ設けて、一方をＬａｙｅｒ１とし他方をＬａｙｅｒ２としている。Ｌａｙｅｒ１上の或るリソースブロックが遠近２局の加入者端末の遅延プロファイル上で選択が好ましいとなった時間・周波数状況において、近傍の加入者端末の電波４１１は、無線基地局に受信電力の高い状況で届く（図１５参照）。他方、遠方からの加入者端末の電波４１２は、より大きい距離減衰作用を受けて、受信電力の低い状況で無線基地局に届く。

この２つの信号が混合した状態において、電力の大きい加入者端末の電波４１１を抽出することが容易であることは明らかである。しかし、２局の加入者端末が十分な距離差を持つ場合は、十分に電力差が得られるが、僅差の距離で存在する場合は、信号の分離が困難となる。また中間の距離の加入者端末にも通信を行おうとすると、十分な識別ができなくなり、周波数利用効率は最高でも２倍であり、平均すると１．３倍程度しか得られないという課題を有している。

図３２は、既存技術のＭＩＭＯ方式における2×1 MISO (Multiple Input Single Output)の形態の多重通信の可能性の検討図を示す。同一空間において同一周波数を用いて複数の情報を送ることを考える。空間伝搬路特性が異なることで、２本のアンテナから１本のアンテナに送信した２種類の異なる情報を、識別可能かどうかを考える。無線基地局５０１は、いま、加入者端末５０２に対して第１のアンテナ５０３（送信アンテナ）と第２のアンテナ５０４（送信アンテナ）を用いて、第１の送信設備５０５と第２の送信設備５０６からの独立した情報を送ることを考える。加入者端末５０２の受信側アンテナ５０７との間には、第１のアンテナ５０３とを結ぶ無線伝搬路５０８と、第２のアンテナ５０４とを結ぶ無線伝搬路５０９がある。

第１のアンテナ５０３と第２のアンテナ５０４から、同一の周波数を用いて独立の情報を送信した場合、当然のことながら加入者端末５０２のＵＥアンテナ５０７には、混信状態が発生する。しかし第１の無線伝搬路５０８と第２の無線伝搬路５０９が伝搬特性に独立性がある場合には、伝搬路特性データにより混信して受信された第１の送信設備５０５と第２の送信設備５０６からの独立した情報を分離抽出することが可能である。

その原理について説明する。加入者端末５０２がＵＥアンテナ５０７で受けた無線基地局５０１の第１のアンテナ５０３と第２のアンテナ５０４からの各々の無線伝搬路５０８と無線伝搬路５０９から受けた周波数ひずみを含む受信波は、自然界の雑音源からいわゆる白色雑音を受ける。雑音はベクトル加算を受信機５１０内で受けるため、加算器５１１に加えて表現している。雑音の加わった受信信号は、伝搬路推定器５１３の助けを得て信号分離器５１２に入る。さらに誤り訂正を最尤判定器５１４および５１５にて行い、送信された２種類の情報を分離抽出する。

ここで情報の抽出には、同一周波数を用いる無線伝搬路５０８と無線伝搬路５０９との識別が不可欠である。無線伝搬路５０８の伝搬路特性をｈ_１とし、無線伝搬路５０９の伝搬路特性をｈ_２として、これらが物理的に独立性すなわち直交性が高い場合には、無線基地局５０１の第１のアンテナ５０３と第２のアンテナ５０４からの情報ｄ_１とｄ_２は受信側アンテナ５０７による受信信号ｒと伝搬路特性との内積に基づく相関演算で算出でき、式（１）および式（２）のように表すことができる。

ただし一般的には受信アンテナが１基の場合には、物理的に独立の伝搬路特性ｈ_１と伝搬路特性ｈ_２を常に得ることは困難なため、情報ｄ_１とｄ_２を分離抽出することは難しく、受信側のアンテナ数を複数個にすることが行われている。ここで伝搬路特性ｈ_１と伝搬路特性ｈ_２を把握するＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）のアルゴリズムを説明する。

図３３は、時間・空間通信多重化を可能にする２×２ＭＩＭＯの通信フレームを示す。６０１は、無線基地局の第１のアンテナから送信される通信フレームである。６０２は無線基地局の第２のアンテナから送信される通信フレームである。両通信フレームともに、同期が取られており、所定の長さの通信フレーム６０３で管理される。通信フレームの先頭にはパイロット信号区間６０４が設けられ、２区間のスロット６０５およびスロット６０６で構成されている。

無線基地局は、時刻ｔ＝ｔ_１のスロット６０５で、無線基地局第１アンテナからＳ_１のシンボル信号を、無線基地局第２アンテナからＳ_２のシンボル信号を送信する。つぎに時刻ｔ＝ｔ_２のスロット６０６で、無線基地局第１アンテナからシンボル信号Ｓ_２の負の共役信号を、無線基地局第２アンテナからシンボル信号Ｓ_１の共役信号を、送信する。
最初の時刻ｔ＝ｔ_１のスロットに対する加入者端末の受信信号をｒ_１（ｔ＝ｔ_１）とし、次の時刻ｔ＝ｔ_２のスロットに対する加入者端末の受信信号をｒ_２（ｔ＝ｔ_２）とすると、式（３）および式（４）が得られる。

ここでＳ_ｉ￣は、Ｓ_ｉの共役複素数を表す。複素数情報を送受する方法は、直交変調と直交復調である。送信電力が十分に大きく、伝搬路の距離も小さく、受信電力が十分に大きい場合には、雑音ｗ_１，ｗ_２を無視できるので、式（３）と式（４）からｈ_１とｈ_２は式（５）および式（６）で得られる。

ここでｒ_１〜およびｒ_２〜は、時刻ｔ＝ｔ_１におけるスロットでの値と時刻ｔ＝ｔ_２におけるスロットでの値の平均である。いま、式（５）と式（６）を比較して、つぎの条件が満たされる場合に、ｈ_１とｈ_２は無相関となり、独立性が保持される。すなわち、式（７）の内積または、式（８）の内積が成り立つ場合である。

式(8)は、

あるいは、

で成り立つので、式（９）が得られ、式（１０）が得られる。

式(9)と式(10)が同時に成り立つことは、その積が成り立つことであり、すなわち、以下の式（１１）が成り立つときである。

これはすなわち、以下の式（１２）が成り立つことである。

式（１２）は、内積で示すと式（１３）になる。

すなわち、信号Ｓ_１と信号Ｓ_２の絶対値またはノルムが等しく、内積が０の場合となる。また、式（１１）、式（１３）が周波数または時間的に広がりを持つ場合には、周波数または時間の部分空間で考えることが必要となり、データ６０８またはデータ６０９の占める周波数空間または時間空間の合計すなわち積分を行うことで条件を示すことができる。次式（１４）、式（１５）に、これを示す。

このような条件が満たされる場合には、式（５）および式（６）が得られ、データ伝送区間６０７に送られる独立のデータ６０８とデータ６０９は、１本のアンテナで受信される受信信号ｒ_ｄから次の式を用いて抽出分離することが可能となるが、式（１１）は、式（５）および式（６）の分母をゼロにする状況を生む。これは多元連立方程式として十分な数の式が得られていないことを意味する。すなわち、２本のアンテナから１本のアンテナに異なる伝搬路特性ｈ_１とｈ_２でデータを送る上では、伝搬路特性を解明するための十分な情報を得られないことを意味する。

実際に現用の２×２−ＭＩＭＯシステムにおいては、受信側のアンテナ数と同数の送信側のアンテナ数である２本のアンテナを受信側と送信側とに装備させることで、伝搬路特性を解明するための十分な情報の確保を図っている。伝搬路特性ｈ_１とｈ_２とが明らかになれば、データ６０８の情報ｄ_１と、データ６０９の情報ｄ_２とは、式（１６）および式（１７）として、受信側で抽出が可能となる。

ここで、ｗ_ｄは雑音を表す。

図３４に従来の２×２ＭＩＭＯによるＬＴＥ通信の概念を示す。ＬＴＥ通信は、送信側５０１ａと受信側５０２ａとの間で通信を行う。２×２ＭＩＭＯ通信において、送信側５０１ａには、送信アンテナ７０１，７０２が設けられており、受信側５０２ａには、受信アンテナを７０３，７０４が設けられている。

送信アンテナ７０１と受信アンテナ７０３の間に無線伝搬路７０５が存在する。送信アンテナ７０１と受信アンテナ７０４の間に無線伝搬路７０６が存在する。送信アンテナ７０２と受信アンテナ７０４の間に無線伝搬路７０７が存在する。送信アンテナ７０２と受信アンテナ７０３の間に無線伝搬路７０８が存在する。送信側５０１ａは、送信アンテナ７０１，７０２に、それぞれアンテナ送受制御部７０９，７１０から送信信号７１１，７１２が供給される。アンテナ送受制御部７０９，７１０はそれぞれ受信信号路７１３，７１４への受信信号の供給も行う。

送信データは２系統用意し、第１の送信データ７１５は符号化とマッピングと変調を変調部７１７で行い、そのデジタル出力７１９にガード区間すなわちＣＰ部（Cyclic prefix）を挿入してデジタル・アナログ変換と搬送波へ載せる処置を高周波部７２１で行う。第２の送信データ７１６についても同様に、符号化とマッピングと変調を変調部７１８で行い、そのデジタル出力７２０にガード区間すなわちＣＰ部（Cyclic prefix）を挿入してデジタル・アナログ変換と搬送波へ載せる処置を高周波部７２２で行う。

受信側５０２ａにおいては、受信アンテナ７０３の受信信号はアンテナ送受制御部７２３を経て受信信号７２５となり高周波信号からベースバンド信号へ変換しガード区間を取り外しデジタル信号への変換までをアナログ処理部７２９で行い、ＦＦＴ処理（Fast FourierTransform）をＦＦＴ部７４１で行い、時間領域−周波数領域変換により各サブキャリア上のデータ群に弁別される。この出力は、デマッピング処理部７５１にてマッピングを元に戻し、ＭＭＳＥ（minimum mean square error）部７５５で変調シンボルベクトルの誤差を最小平均となるまで精度を高め、その出力７５７をＭＬＤ（maximum likelihood detector）部７５９にてＩ−Ｑコンスタレーション上の変調点を求めて送信されたデータを検出する。

同じく、受信アンテナ７０４の第２の系統においても、同様に、受信アンテナ７０４においてアンテナ送受制御部７２４を経て受信信号７２６となり高周波信号からベースバンド信号へ変換しガード区間を取り外しデジタル信号への変換までをアナログ処理部７３０で行い、ＦＦＴ処理（Fast FourierTransform）をＦＦＴ部７４２で行い、時間領域−周波数領域変換により各サブキャリア上のデータ群に弁別される。

この出力は、デマッピング処理部７５２にてマッピングを元に戻し、ＭＭＳＥ（minimum mean square error）部７５６で変調シンボルベクトルの誤差を最小平均となるまで精度を高め、その出力７５８をＭＬＤ（maximum likelihood detector）部７６０にてＩ−Ｑコンスタレーション上の変調点を求めて送信されたデータを検出する。このデータ検出の際に、パイロット信号の送信によるＭＩＭＯ伝送の伝搬路特性の把握結果が使われる。

図３５は、図３４におけるＭＭＳＥ部とＭＬＤ部の機能を示すものである。図３５の７７１は図３４のデマッピング等を行う７５１および７５２の出力で、７５１および７５２に相当するＭＭＳＥ部を７７２で示している。ＭＭＳＥ部７７２には、受信信号群７７１を並行して受けたチャネル推定部７７３から伝搬路特性推定値が供給される。

ＭＭＳＥ部７７２がＭＭＳＥ等化により抽出した出力７７４は、それぞれのシンボルベクトルのコンスタレーション上の変調点を求めるために、２乗ユークリッド距離計算を７７５で行い、その結果の誤差を対数尤度比ＬＬＲとして７７６にて演算し、軟判定チャネル復号器７７７で復号を完了し送信されたデータの復号を完了する。

以上の処理により、無線伝搬路７０５，７０６，７０７，７０８の間の伝搬路特性の差が十分に直交性を有していなくても、伝搬路特性を推定し、所望の伝搬路のみで伝搬された送信データを抽出し取り出すことができるのである。

3GPP Technical Specification; 3GPP TS 36.101V8.5.0 (2009-03), "3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network; Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); User Equipment (UE) radio transmission and reception (Release 8)", 2009年3月 3GPP Technical Specification; 3GPP TS 36.211V8.5.0 (2008-12), "3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network; Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Physical channels and modulation (Release 8)", 2008年12月 樋口、田岡、「マルチアンテナ無線伝送技術」、NTT DoCoMoテクニカル・ジャーナル Vol.14 No.1 (2006年4月)

第４世代移動通信においては、その中核的技術であるＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）のリソースブロック（resource block）の周波数利用効率の向上が図られず、通信事業発展拡大に支障をきたしているという課題がある。

本発明は、リソースブロックにおける周波数利用効率の向上を図る送受信方法および送受信システムを提供するものである。

上記問題を解決するために、本発明の一態様は、送信装置と受信装置との間で通信する送受信システムにおける送受信方法であって、前記受信装置が、通信伝搬路の伝搬路特性を測定し、前記送信装置が、前記伝搬路特性の測定結果に基づいて、前記伝搬路特性に類似する伝搬路特性を有する複数の疑似伝搬路特性を相互に低い相互相関性を確保するように生成し、送信側のベースバンド内において前記複数の疑似伝搬路特性と同数の並列かつ独立の複数のデータを含むデータ群を生成し、前記疑似伝搬路特性を前記データに１つずつ重畳して生成された複数の重畳データを合成して送信信号とし、複数の前記疑似伝搬路特性に関する複数の疑似伝搬路特性情報および前記送信信号を送信し、前記受信装置が、前記送信装置から先行して送信された複数の前記疑似伝搬路特性情報と後続して送信された通信信号を受信し、複数の前記疑似伝搬路特性情報に基づいて前記通信信号から前記複数のデータを個別に抽出する、送受信方法である。

上記問題を解決するために、本発明の一態様は、送信装置と受信装置との間で通信する送受信システムであって、前記受信装置が測定した通信伝搬路の伝搬路特性伝搬路特性の測定結果に基づいて、前記伝搬路特性に類似する伝搬路特性を有する複数の疑似伝搬路特性を相互に低い相互相関性を確保するように生成する生成部と、送信側のベースバンド内において前記複数の疑似伝搬路特性と同数の並列かつ独立の複数のデータを含むデータ群を生成し、前記疑似伝搬路特性を前記データに１つずつ重畳して生成された複数の重畳データを合成して送信信号とし、複数の前記疑似伝搬路特性に関する複数の疑似伝搬路特性情報および前記送信信号を送信する送信部と、を備える送信装置と、前記通信伝搬路の伝搬路特性伝搬路特性を測定する測定部と、前記送信装置から先行して送信された複数の前記疑似伝搬路特性情報と後続して送信された通信信号を受信する受信部と、複数の前記疑似伝搬路特性情報に基づいて前記通信信号から前記複数のデータを個別に抽出するデータ復号部と、を備える受信装置と、を備える、送受信システムである。

上記問題を解決するために、本発明の一態様は、送信装置と受信装置との間で通信する送受信システムにおける送受信方法であって、前記送信装置が、通信伝搬路の伝搬路特性を測定し、前記伝搬路特性の測定結果に基づいて、前記伝搬路特性に類似する伝搬路特性を有する複数の疑似伝搬路特性を相互に低い相互相関性を確保するように生成し、送信側のベースバンド内において前記複数の疑似伝搬路特性と同数の並列かつ独立の複数のデータを含むデータ群を生成し、前記疑似伝搬路特性を前記データに１つずつ重畳して生成された複数の重畳データを合成して送信信号とし、複数の前記疑似伝搬路特性に関する複数の疑似伝搬路特性情報および前記送信信号を送信し、前記受信装置が、前記送信装置から先行して送信された複数の前記疑似伝搬路特性情報と後続して送られる通信信号を受信し、複数の前記疑似伝搬路特性情報に基づいて前記通信信号から前記複数のデータを個別に抽出する、送受信方法である。

上記問題を解決するために、本発明の一態様は、送信装置と受信装置との間で通信する送受信システムであって、前記送信装置が、通信伝搬路の伝搬路特性を測定し、前記伝搬路特性の測定結果に基づいて、前記伝搬路特性に類似する伝搬路特性を有する複数の疑似伝搬路特性を相互に低い相互相関性を確保するように生成し、送信側のベースバンド内において前記複数の疑似伝搬路特性と同数の並列かつ独立の複数のデータを含むデータ群を生成し、前記疑似伝搬路特性を前記データに１つずつ重畳して生成された複数の重畳データを合成して送信信号とし、複数の前記疑似伝搬路特性に関する複数の疑似伝搬路特性情報および前記送信信号を送信し、前記受信装置が、前記送信装置から先行して送信された複数の前記疑似伝搬路特性情報と後続して送られる通信信号を受信し、複数の前記疑似伝搬路特性情報に基づいて前記通信信号から前記複数のデータを個別に抽出する、送受信システムである。

無線又は有線の通信方法において、リソースブロックにおける周波数利用効率の向上を図ることができる。

本発明に係る送受信システムＳの構成の一例を示す図である。 Ｍ個の複数の疑似伝搬路特性情報を用いてＭ個の独立する信号を単一の周波数上で搬送する図である。 Ｍ個の複数の疑似伝搬路特性情報を用いてＭ個の独立する信号を単一の周波数上で搬送する図である。 Ｍ個の複数の疑似伝搬路特性情報を用いてＭ個の独立する信号を単一の周波数上で搬送する図である。 本発明に係る送受信システムＳの詳細な構成の一例を示す図である。 伝搬路パラメータ管理部２９の細部の構成の一例を示す図である。 疑似伝搬路特性を算出する過程の一例を示す図である。 式（２２）の処理を実現する回路の一例を示す図である。 式（３７）から得られる周波数軸上のスペクトル強度の周波数特性を示す図である。 疑似伝搬路特性を演算する一例を示す図である。 片側Ｚ変換として構成した図６を両側Ｚ変換に置き換えたものである。 無線伝搬路の伝搬路特性について、周波数帯域内の全体像を示したものである。 式（３７）が示す伝搬路特性H_INV(e^jωT)と、基盤とした伝搬路特性H(e^jωT)との複素周波数空間での関係を示す図である。 第１の疑似伝搬路特性の概要の一例を示す図である。 第２の疑似伝搬路特性の概要の一例を示す図である。 第３の疑似伝搬路特性の概要の一例を示す図である。 第４の疑似伝搬路特性の概要の一例を示す図である。 送信側において疑似伝搬路特性を生成する構成の一例を示す図である。 受信側において疑似伝搬路特性を抽出する構成の一例を示す図である。 第５の疑似伝搬路特性の概念の一例を示す図である。 疑似伝搬路特性の遅延プロファイルの一例を示す図である。 複数の疑似伝搬路特性の生成を行う伝搬路パラメータ管理部２９の内部の模式図である。 加入者端末の受信系７のＦＦＴ部４１および相関演算部４１ｆの構成の一例を示す図である。 リソースブロック生成のための加入者端末の受信系７のＦＦＴ部４１における演算の概念の一例を示す図である。 ＯＦＤＭＡの周波数幅別の伝搬路特性測定のためのＳＲＳを説明する図である。 ＳＲＳを発生するための構成の一例を示す図である。 ＯＦＤＭＡフレームの構成の一例を示す図である。 疑似伝搬路モデルを３種用いる無線通信システムの一例を示す図である。 疑似伝搬路モデルを３種用いるＯＦＤＭＡフレームの一例を示す図である。 ３種の疑似伝搬路特性を用いてデータ伝送を行う概念図である。 送受信システムＳの処理の流れの一例を示すシーケンス図である。 従来の無線通信の概要を示す図である。 第４世代移動通信の無線アクセス系のブロック図である。 従来のＯＦＤＭＡのリソースブロックを示すものである。 送信電力制御型のＮＯＭＡの例を示す図である。 送信電力制御型のＮＯＭＡのリソースブロックの多層化を示す図である。 既存技術のＭＩＭＯ方式における2×1MISOの形態の多重通信の可能性の検討図である。 ＭＩＭＯ通信の通信フレームを示す図である。 従来の２×２ＭＩＭＯによるＬＴＥ通信の概念を示す図である。 従来のＭＩＭＯによるＬＴＥ通信のＭＭＳＥ部とＭＬＤ部の機能を示す図である。

以下、図面を参照し、本発明の送受信システムの実施形態について説明する。本発明は、ＯＦＤＭＡシステムにおける伝送速度向上を図ることを目的とする。具体的にはリソースブロックにおける周波数上の多重化を実現するものである。その手段は、電波伝搬路特性により定まるリソースブロックの周波数領域の特性に近似した複数の疑似伝搬路特性を設ける。

このとき、各疑似伝搬路特性は相互に低相互相関性を確保するように生成し、相互の干渉度を低下させる。図１は、本発明に係る送受信システムＳの構成の一例を示す図である。図１は、従来例のＭＩＭＯ方式を説明した図３４に準じている。図１において、図３４と同一の構成については同一の名称および符号（名称が適宜変更される場合もある）を用い、重複する説明については適宜省略する。送受信システムＳは、送信側５０１（送信装置）と受信側５０２（受信装置）とを備える。

図３２において送信側のアンテナは２基で構成され、２つの送信系がそれぞれのアンテナに接続されていた。その無線伝搬路５０８，５０９には、電波伝搬路特性のｈ_１およびｈ_２が存在し、送信電波にこの特性が重畳されていた。図３２においては、この伝搬路特性ｈ_１および伝搬路特性ｈ_２を、２種類のパイロット信号と、その共役の信号とを２スロットで送信することで、受信側で解読し、以降のデータ通信の際の混信から分離する手段としていた。

図１の送受信システムＳは、送信側５０１において、この伝搬路特性ｈ_１および伝搬路特性ｈ_２を保持して、２系統の送信出力にそれぞれに乗算し加算することで、アンテナは１基にしても受信側５０２では図３２とほぼ同様の電波が受信でき、あらかじめ認知された伝搬路特性ｈ_１および伝搬路特性ｈ_２を用いて２系統の送信信号を分離抽出できることを示すものである。

図３２においても、伝搬路特性ｈ_１および伝搬路特性ｈ_２は、基本的に受信系で測定するが、短時間の間は、数値に大きな変化は発生しないとの前提であり、この状態を利用すれば、実際の伝搬路特性ｈ_１および伝搬路特性ｈ_２に準じた疑似伝搬路特性を生成し、これを用いて２系統の送信信号を同時に送信できる。今、１シンボル区間での送信データと直交変調を数式で表すと、式（１８）となる。

ここで、ω_c：搬送波周波数、t：時間、θ：位相、y(ω_c, t )：送信波信号、v(t=t₁)：時刻t₁における送信シンボル信号、a：搬送波振幅である。

シンボル区間内でシンボル信号が一定の場合は、さらにつぎのように表現できる。

電波伝搬路特性Γ_t(ω_c,t )も極座標表現で示すと、以下のように書ける。

ここで、c：伝搬減衰、θ_t：伝搬路位相変化である。受信アンテナに届く受信波は、これらの相乗結果となるので、式（２１）が得られる。

この受信波に伝搬路特性の逆数を乗算すると、式（２２）となり、送信側の送信波が再生できる。

さらにFFTにて搬送波信号を乗算すると、式（２３）が得られる。

ここで、e^a+jθはe^a=Aと置くと、e^a+jθ=A(cosθ+jsinθ)であり、直交検波の直交平面上の振幅Aと位相θによる波動を示す。

図２Ａ、図２Ｂ、図２Ｃ（以下、まとめて図２ともいう）に、上記の考えにより、Ｍ個の複数個の疑似伝搬路特性を用意することで、Ｍ個の複数データを搬送することが可能であることを、数式で示す。

図１、図２に示されるように、送信側５０１において、搬送処理部５０５Ａは、第１の送信用信号５５１にＨ₁(ω)で示される疑似伝搬路特性情報５６１を重畳する。並行して搬送処理部５０６Ａは、第２の送信用信号５５２にＨ₂(ω)で示される疑似伝搬路特性情報５６２を重畳する。合成器５２１は、搬送処理部５０５Ａの出力と搬送処理部５０６Ａの出力とを合成する。合成された送信用信号は、送信側アンテナ５０３から無線伝搬路（wireless propagation path）５０８に送り出される。

無線伝搬路５０８は送信側アンテナ５０３と受信側アンテナ５０７との間の信号が伝搬する経路である。この無線伝搬路５０８の伝搬路特性をＨ_p(ω)で表す。第１の送信用信号５５１の変調後の特性をs₁(ω,t)とし、第２の送信用信号５５２の変調後の特性をs₂(ω,t)とする。それぞれの信号がが受信側５０２のアンテナ５０７に入力する際の信号を数式で示すと、第１の送信用信号５５１については、伝搬路特性Ｈ_ｐ(ω)の影響を受けるので、式（２４）となる。

疑似伝搬路特性Ｈ₁(ω)と無線伝搬路特性Ｈ_p(ω)は、周波数特性として合成できるので、式（２５）として表すことが可能である。

この合成された伝搬路特性Ｈ_p1(ω)を用いて式(24)を表すと、式（２６）となる。

式（２６）によれば、送信信号s₁(ω,t)があたかも無線伝搬路特性Ｈ_ｐ１(ω)の中を通り抜けることと同等に扱うことが可能である。

ただし、疑似伝搬路特性Ｈ₁(ω)と無線伝搬路特性Ｈ_p(ω)の周波数特性が近似していない場合には、式(26)の結果であるＨ_p1(ω)は、劣悪なスペクトルを示し、リソースブロックに与えられた周波数帯での通信に支障をきたす。このため、疑似伝搬路特性の生成に際しては、実伝搬路特性に類似する疑似伝搬路特性を生成するのである。同様のことが、第２の送信信号s₂(ω,t)についても可能であり、合成された伝搬路特性をＨ_ｐ2(ω)で表すと、式（２７）を得る。

加入者端末５０２において、受信回路は単一であるので、混入する雑音も１種類となり、この雑音をN_noise(ω,t)で示すと、受信回路における信号r(ω,t)は、次式（２８）で表すことが可能である。

式(28)は、本願が無線伝搬路が１系統のみにも関わらず、複数の伝搬路を通じて異なる情報データが独立に搬送できることを示している。図２Ｂは式（２８）を物理的に表している。

さらに式（２８）の各伝搬特性を合成すると式（２８ａ）が得られる。

図２Ｃは式（２８ａ）を物理的に表している。図２Ｃは、本願の考え方によれば、あたかも相互に独立な伝搬路特性を有する複数の無線伝搬路を用いて独立の情報を送受することの可能性を示している。

以下の式（２９）は、この考え方において、ｍ個の複数の異なる疑似伝搬路特性Ｈ_k(ω)：ｋ＝１，…，ｍを提供できる場合には、合成された伝搬路特性のＨ_pk(ω)：ｋ＝１，…，ｍを用いて、ｍ個の複数の独立した送信情報を、１系統の無線伝搬路で送ることが可能であることを示したものである。

以上により、複数個の疑似伝搬路特性を用意できれば、空間伝搬路を複数設ける必要なく複数の送信信号を同時に伝送することが可能であることは明らかである。実現に際しては、送信系と受信系の機能構築と、疑似伝搬路特性データの生成方法を具現化する必要がある。以下に具体的な方法と手段を複数の実施例として示す。

図３において、１は無線基地局の送信系を、２は該無線基地局の受信系を、３は無線基地局送信系１の出力信号を、４は無線基地局受信系への入力信号を、５は無線基地局送信系出力信号３と前期無線基地局受信系入力信号４のアンテナとの接続管理部を、６は該接続管理部５に接続する無線基地局のアンテナを、示す。

図３においてはまた、７は加入者端末の受信系を、８は該加入者端末の送信系を、９は加入者端末受信系７の入力信号を、１０は加入者端末送信系８の出力信号を、１１は加入者端末受信系入力信号９と加入者端末送信系の送信信号１０のアンテナとの接続管理部を、１２は該接続管理部１１に接続する加入者端末のアンテナを示す。

１３は、無線基地局アンテナ６と加入者端末アンテナ１２の間の無線伝搬路である。無線基地局送信系１において、１５は、第１の送信用情報を示す。１６は第２の送信用情報を示す。１７ｆは、第１の疑似伝搬路パラメータによる周波数領域における搬送処理部を示し、１８ｆは、第２の疑似伝搬路パラメータによる周波数領域における搬送処理部を示す。２１は、第１の変調回路を示し、２２は、第２の変調回路を示す。２３は、第１の変調回路２１の出力を示す。２４は該第２の変調回路２２の出力を示す。

１７ｂは、第１の疑似伝搬路パラメータによる時間領域における搬送処理部を示す。１８ｂは第２の疑似伝搬路パラメータによる時間領域における搬送処理部を示す。２５ａは、第１疑似伝搬路パラメータによる時間領域における搬送処理部１７ｂの出力を示す。２５ｂは第２疑似伝搬路パラメータによる時間領域における搬送処理部１８ｂの出力を示す。２５は、出力２５ａと出力２５ｂとの加算を示す。

２６は、無線基地局受信系２の受信回路を示す。２７は、基地局受信部２６の第１の出力を示す。２８は基地局受信部２６の第２の出力の無線伝搬路情報を示す。２９は伝搬路パラメータ管理部を示す。３０は伝搬路パラメータ管理部２９からの第１の疑似伝搬路パラメータｈ_１および制御信号を示す。３１は伝搬路パラメータ管理部２９からの第２の疑似伝搬路パラメータｈ_２および制御信号である。３２は無線基地局のスケジューラを示す。３３は基地局受信部２６からのフレーム基準信号を示す。３４は、基地局受信部２６への信号処理用タイミング信号を示す。３５は、第１の疑似伝搬路パラメータによる第１の変調回路２１と第２の疑似伝搬路パラメータによる第２の変調回路２２への信号処理用タイミング信号を示す。

加入者端末受信系７においては、９は、受信信号を示す。１０は、送信信号を示す。１１は、受信信号９と送信信号１０を切り替える制御部を示す。１２は、加入者端末のアンテナを示す。１３は、無線基地局アンテナ６と加入者端末アンテナ１２との間の電波伝搬路を示す。３７は伝搬路パラメータ管理部２９から出される第１のＦＦＴ部２１へのリソース配分制御信号を示す。３８は同様に伝搬路パラメータ管理部２９から出される第２のＦＦＴ部２２へのリソース配分制御信号を示す。

３９は、加入者端末のスケジューラを示す。４０は、加入者端末スケジューラ３９への加入者端末受信系７からのタイミング信号を示す。４１ｆは、加入者端末受信系入力信号９を受ける第１の時間領域における相関演算部を示す。４２ｆは、加入者端末受信系入力信号９を受ける第２の時間領域における相関演算部を示す。４３は、第１の時間領域における相関演算部４１ｆの出力４１ａを受ける第１のＦＦＴ部を示す。

４４は、第２の時間領域における相関演算部４２ｆの出力４２ａを受ける第２のＦＦＴ部を示す。４１ｂは、第１の周波数領域における相関演算部を示す。４２ｂは、第２の周波数領域における相関演算部を示す。４１ｃは、第１の時間領域における相関演算部４１ｆの出力の一部を第２の時間領域における相関演算部４２ｆへ提供する手段を示す。４５は、疑似伝搬路特性の管理部を示す。４６は、制御信号群を示す。４７は、第１の相関演算部４１ｆへ第１の疑似伝搬路特性を供給する信号路を示す。４８は、第２の相関演算部４２ｂへ第２の疑似伝搬路特性を供給する信号路を示す。４９は、加入者端末スケジューラ３９からのタイミング信号を示す。

５０は加入者端末スケジューラ３９からの加入者送信部抽出出力４８を受ける第２のＦＦＴ（fast fourier transform）を示す。５１は、第１のＦＦＴ４９の第１の出力を受ける第１のリソースブロックからの信号取り出し部を示す。５２は、第２のＦＦＴ５０の第１の出力を受ける第２のリソースブロックからの信号取り出し部を示す。５３は、第１のＦＦＴ４９の第２の出力を受ける第１の伝搬路特性推定部を示す。５４は、第２のＦＦＴ５０の第２の出力を受ける第２の伝搬路特性推定部を示す。

５５は、第１のＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）誤り訂正部を示す。５６は、第２のＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）誤り訂正部を示す。５７は、第１のＭＭＳＥ誤り訂正部５５の補正出力を示す。５８は、第２のＭＭＳＥ誤り訂正部５５の補正出力を示す。５９は、第１のＭＭＳＥ誤り訂正部５５の補正出力５７を得て第１の送信用情報１５を再生する第１の最尤推定部を示す。６０は第２のＭＭＳＥ誤り訂正部５６の補正出力５８を得て第２の送信用情報１６を再生する第２の最尤推定部を示す。

６１は、第１の最尤推定部５９の出力を示す。６２は、第２の最尤推定部６０の出力を示す。６３ａおよび６３ｂは、第１の実伝搬路特性推定情報を示す。６４ａおよび６４ｂは、第２の実伝搬路特性推定情報を示す。６５は、第１の最尤推定部５９により得られる第１の等化伝搬路特性を示す。６６は、第２の最尤推定部６０により得られる第２の等化伝搬路特性を示す。

６７は、実伝搬路特性推定情報６３ｂおよび６４ｂと等化伝搬路特性６５および６６を入力とする情報結合部６７Ａを示す。６８Ａは情報結合部６７Ａの出力を示す。６９は、加入者端末の送信部を示す。７０は、加入者端末送信部６９の送信用信号群を示す。７１は、加入者端末送信部６９への加入者端末スケジューラ３９からのタイミング信号を示す。なお、図３においては、送信系と受信系ともに高周波部を省略している。

図３における本願第１の実施例の動作を説明する。なお、図３の大部分は現行のＯＦＤＭＡシステムと同一であるため、本願の目的以外の動作については省略する。無線基地局送信系１において、２系統の送信部にそれぞれ第１の送信用情報１５および第２の送信用情報１６が第１の周波数領域における搬送処理部１７ｆと第２の周波数領域における搬送処理部１８ｆへ供給される。伝搬路パラメータ管理部２９からの疑似伝搬路特性情報が周波数領域での処理を指示する場合は、ここで搬送処理が行われる。

搬送処理部１７ｆの出力１９および搬送処理部１８ｆの出力２０は、それぞれ第１の変調回路２１と第２の変調回路２２に入力される。併せて伝搬路パラメータ管理部２９では無線伝搬路情報２８を基地局受信部２６から受けて適宜、無線伝搬路情報２８に基づいて適切なリソースブロックを選定し、リソース配分制御信号３７，３８と疑似伝搬路特性h_1，h₂を生成し、第１の変調回路２１と第２の変調回路２２とに利用するべきリソースブロックを生成させる。

第１の変調回路２１と第２の変調回路２２とは、その出力をそれぞれ第１の疑似伝搬路パラメータによる時間領域における搬送処理部１７ｂと第２の疑似伝搬路パラメータによる時間領域における搬送処理部１８ｂとに供給する。その出力２５ａおよび２５ｂは合成器２５により合成されて送信出力３（送信信号）となる。送信出力３は無線基地局アンテナ６を経て無線伝搬路１３に接続し、加入者端末アンテナ１２に受信される。

受信信号９は、アンテナ接続管理部１１を経て第１の時間領域における相関演算部４１ｆと第２の時間領域における相関演算部４２ｆに入力され、疑似伝搬路特性モデルが時間領域のモデルであれば、この段で所望の搬送波を取り出す。疑似伝搬路特性モデルが時間領域のモデルであるか否かは、疑似伝搬路特性管理部４５からの指示で判断される。第１の時間領域における相関演算部４１ｆと第２の時間領域における相関演算部４２ｆの出力４１ａおよび出力４２ａは、第１のＦＦＴ部４３および第２のＦＦＴ部４４により周波数領域情報に変換される。

ＯＦＤＭシステムにおけるサブキャリア群の上の変調波は、ここで抽出される。これら２基のＦＦＴ部の出力は、第１の周波数領域における相関演算部４１ｂと第２の周波数領域における相関演算部４２ｂに入力され、疑似伝搬路特性モデルが周波数領域のモデルであれば、この段で所望の搬送波を取り出す。疑似伝搬路特性モデルが周波数領域のモデルであるか否かは、疑似伝搬路特性管理部４５からの指示で判断される。

これらの処理により、その後の信号処理は、図３４に示したＭＩＭＯ方式の受信系と同様である。信号は、第１のデマッピング部５１と第２のデマッピング部５２に送られてデマッピングされ、それぞれ誤りを含んだ状態ではあるが第１の送信情報と第２の送信情報となる。第１の送信情報と第２の送信情報とは、第１のＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）誤り訂正部５５と第２のＭＭＳＥ誤り訂正部５６とにより誤り訂正されて補正出力５７，５８となる。

さらに補正出力５７，５８は、それぞれ第１の最尤推定部５９および第２の最尤推定部６０にて復号化され、より誤りの少ない受信情報出力６１および受信情報出力６２を得る。この受信情報出力６１および受信情報出力６２には、無線基地局１から送られた無線伝搬路特性を特定するパイロット信号（Scattering Pilot信号）を受けて得られた無線伝搬路特性情報も含まれており、それらは疑似伝搬路特性管理部４５に提供される。

同時に受信情報出力６１および受信情報出力６２は情報結合部６７Ａに送られ、第１の伝搬路特性推定器５３と第２の伝搬路特性推定器５４とからの伝搬路推定情報６３ａ，６４ａをまとめて情報６８Ａとし加入者端末送信部６９に供給し、その送信信号１０を加入者端末アンテナ１２から無線基地局アンテナ６に無線伝送する。第１の伝搬路特性推定器５３と第２の伝搬路特性推定器５４は、前述のとおり、無線基地局送信系１の発するパイロット信号（Scattering Pilot信号）により得られる無線伝搬路特性を推定するものである。無線基地局送信系１が利用する第１の疑似伝搬路特性ｈ_１と第２の疑似伝搬路特性ｈ_２は、無線基地局送信系１の伝搬路パラメータ管理部２９で生成される。

図４に、図３の伝搬路パラメータ管理部２９の細部の構成の一例を示す図である。図４において、図３の遅延プロファイル情報を生成する伝搬路パラメータ管理部２９への入力２８は、伝搬路特性推定情報９７、チャネル品質指標９８およびリソースブロック選択情報９９を含む。伝搬路特性推定情報９７は、ＩＦＦＴ部６４を経て周波数特性データ６７となる。他方、伝搬路特性推定情報９７から伝搬路モデルの選定部９５による伝搬路モデル情報と、新たな伝搬路モデルの生成部９６からの伝搬路モデル情報が比較／評価部６８に伝えられる。

比較／評価部６８は、受信系からの伝搬路特性推定情報９７も参照して、送信系が必要とする疑似伝搬路特性３０を選定する。比較／評価部６８は、伝搬状況とサービス種別により比較方法バンク９０から適切な疑似伝搬路特性３０を選ぶ。こうして選ばれた疑似伝搬路特性３０ａおよび３０ｂは、第１の変調回路２１と第２の変調回路２２に供給される。また伝搬路特性推定情報（遅延プロファイル推定情報）３０ｃは、レイヤーマッピング部８７に供給されてリソースブロックの選定に使われる。

図５において、同図（Ｃ）のパラメータから同図（Ａ）および（Ｂ）を演算する過程を以下に示す。図３に示した本願第１の実施例において、第１の伝搬路特性推定器５３および第２の伝搬路特性推定器５４は、前置するＦＦＴ部４３，４４による時間−周波数変換作用から無線伝搬路１３の遅延プロファイルに相当するシステム帯域１００２内の周波数特性を図５（Ａ）の１００１のように得る。ＦＦＴ部４３，４４は複素解析を行うので、物理的には図５（Ｂ）に相当する無線伝搬路特性（位相―周波数特性）１００３が得られる。ＬＴＥシステムにおいてはこの無線伝搬路特性から図５（Ｃ）のような加入者端末が用いるべきリソースブロック１００４もしくは１００５を選定する。

周波数成分１００６は、システム帯域内の外縁部に付される制御信号（ＰＵＣＣＨ）である。これらの処理は、図３の本願第１の実施例においては、加入者端末送信系８を通じて加入者端末が把握した無線伝搬路特性情報を得た無線基地局送信系１側の伝搬路パラメータ管理部２９からのリソース配分制御信号３７，３８をそれぞれに受けた無線基地局送信系１のＦＦＴ部２１，２２にて行われる。

この無線伝搬路特性１００１，１００３は、ＩＦＦＴ処理を施すと図５（Ｄ）の強度−時間特性および図５（Ｅ）の位相−時間特性が示す遅延プロファイル特性が得られる。とくに図５（Ｅ）が示す位相−時間特性は、疑似伝搬路モデルを生成する上で重要なデータとなる。すなわち、同図（Ａ）および（Ｂ）が分かれば、直交もしくは相互相関性の低い伝搬路モデルの伝搬路パラメータが得られ、上記手順を遡ることにより新たな遅延プロファイルが分かる。

図５（Ｄ）において、１００７は最も早く到来する第１波で通常は直接波となり、強度をａで表している。つぎに到来する１００８は、第１遅延波であり通常は第１反射波となり、強度をｂで表している。その次に到来する１００９は、第２遅延波であり通常は第２反射波となり、強度をｃで表している。続いて到来する１０１０は第３遅延波であり通常は第３反射波となり、強度をｄで表している。

遅延波それぞれの第１波からの遅延時間は、第１遅延時間１０２８をｎ_１Ｔで、第２遅延時間１０２９をｎ_２Ｔで、第３遅延時間１０３０をｎ_３Ｔで示す。ここでｎ_１、ｎ_２、ｎ_３は整数値を、Ｔは時間分解能を示す。時間分解能は、後述のとおり、システム帯域幅の逆数で与えられる。また図５（Ｅ）は遅延プロファイルの位相を示し、第１波の位相１０１７をθａで、第１遅延波の位相１０１８をθｂで、第２遅延波の位相１０１９をθｃで、第３遅延波の位相１０２０をθｄで示している。今、図５（Ｄ）のパラメータを以下の式（３０）のように仮定して、モデル１とする。

このとき、図５（Ｄ）は、ＦＩＲ（finite impulse response）フィルタ形式で図６の回路となる。これをＺ変換を用いて、式（３１）で表すことができる。

図６において、入力１１０１は、第１乗算器１１０２において第１係数入力１１０３で乗算される。同時に入力１１０１は第１遅延器１１０４で遅延を施されて第１遅延信号１１０５となり、第１遅延信号１１０５は第２乗算器１１０６において第２係数入力１１０７で乗算される。同時に第１遅延信号１１０５は、第２遅延器１１０８で遅延を施されて第２遅延信号１１０９となり、第２遅延信号１１０９は第３乗算器１１１０において第３係数入力１１１１で乗算される。すべての乗算器の出力は加算器１１１２で加算されて出力１１１３となる。

Ｚ変換式（３１）は、第１項が第１波を、第２項が第２波を、第３項が第３波を示している。

ただし、Ｈ(z)は伝搬路特性関数で、zは式(３２)で表され、Ｔは単位遅延時間、ωは角周波数である。

図６は、送信側であらかじめ施す疑似伝搬路相当のフィルタである。式（３１）を変形すると式（３３）を得る。

複素空間としてのＨ(e^jωT)は、式(34)のように実数部R(ω)と虚数部X(ω)の和で表せる。

実数部R(ω)と虚数部X(ω)は式(35)に等しい。

式（３５）は、周波数軸および時間軸における周波数構成要素ごとのスペクトル強度と位相を表す。式（３５）による周波数軸上のスペクトル強度についてグラフにしたものを図７に示す。図７において、１２００は伝搬路特性全体を示し、強度をサブキャリア１２０２で示している。伝搬路特性１２００に基づき選択されるリソースブロックは、１２０３もしくは１２０４として描かれている。

式（３５）には位相特性を表す式が現れる。これはＺ変換を片側Ｚ変換で行った結果である。片側Ｚ変換は、本来は図８（Ｄ”）に示すように、両側Ｚ変換を考慮した形で正負の時間軸で表現される。なお図８の（Ｄ’）と（Ｅ’）は、図５の（Ｄ）と（Ｅ）に条件式（３０）を適用させたものである。図８の引用番号は図５の引用番号を転用しつつ、条件式（３０）に照らすためにサフィックスａを付している。

本願における疑似伝搬路特性生成は、図６に示したように、非循環型フィルタの構成をコンセプトとする。これに対応するフィルタは、Ｚ変換の手法により実現する。時間軸上でも周波数軸上でも有限の範囲で考える必要があり、フィルタの形態はＦＩＲ型で考えるが、ＦＩＲ型フィルタは伝達関数の極（pole）が原点に生成されるため、範囲の境界において急峻な特性になりやすい。

このため図５（Ｄ）および図５（Ｅ）を考える場合に、正負両側を考慮する。他の理由は、後述のとおり、受信側にて疑似伝搬路特性により所望信号を抽出する際に周波数軸上での相関演算を等化演算と併せて行う。この際に片側Ｚ変換が有する絶対時間は持ち込むことができない。そのため、両側Ｚ変換により開始位置の時間位置情報を確保して時間差を確保する。また両側Ｚ変換により、安定かつ完全な直線位相特性を持たせることが可能となり、特性の偶対称性と奇対称性も明確になる。図８において、図８（Ｄ’）は片側Ｚ変換を、図８（Ｄ”）は両側Ｚ変換を示す。図８（Ｅ’）は片側Ｚ変換における位相特性を、図８（Ｅ”）は両側Ｚ変換における位相特性を示す。

スペクトル強度は図８（Ｄ”）で示し、スペクトルの位相は図８（Ｅ”）で示している。式（３３）が示すように、スペクトル強度は余弦波で示されており、軸上で正負で極性は同一であり、偶対称となる。他方、虚数部は正弦波で示されており、軸上で正負で極性は反転し、奇対称となる。位相角θは通常は逆正接（tan-1 (sinθ)/(cosθ)）で考えられる。このため、位相角θは奇対称である。

図８（Ｄ”）が示す両側Ｚ変換対応図は時間ｔの負極性領域に、偶対称に第１遅延波１００８ｂを強度ｂで示し、第２遅延波１００９ｂを強度ｃで示し、遅延時間として第１遅延波１００８ｂと第１波との間の負極性の第１遅延時間１０２８を（-n₁Ｔ）で、第２遅延波１００９ｂと第１波との間の負極性の第２遅延時間１０２９を（-n₂Ｔ）で、示している。図８（Ｅ”）が示す両側Ｚ変換対応の位相は時間ｔの負極性領域に、奇対称に第１遅延波１００８ｂを位相（−θｂ）で示し、第２遅延波１００９ｂを位相（−θｃ）で示している。

実環境においては各位相の回転方向はそれぞれの方向を有する。その方向は、式（３５）の虚数部で定まる。すなわち、周波数軸正領域が正の位相で負領域が負の位相の周波数成分は、複素空間内で反時計方向に回転し、周波数軸正領域が負の位相で負領域が正の位相の周波数成分は、複素空間内で時計方向に回転する。一つのモデルにおいて、位相極性を周波数軸上で正負逆転を図れば、位相回転はすべて逆回転となる。このとき周波数特性や遅延プロファイルは同一であるが、相関性は著しく低下する。この結果、受信部の最尤度判定器（ＭＬＤ）による他の信号からの干渉を除去し所望信号の抽出が可能となる。

図８（Ｄ”）のスペクトル強度パラメータの値を前例に採ると、Ｚ変換式は下式（３６）となる。

具体的に図９に両側Ｚ変換を示し、特性を求めて比較する。図９は片側Ｚ変換として構成した図６を両側Ｚ変換に置き換えたものである。また遅延波の位相を両側で対称に与えている。

入力１１０１は、第１乗算器１１１０ｂにおいて第１係数入力１１１１ｂで乗算される。同時に入力１１０１は、第１遅延器１１１４で遅延を施されて第１遅延信号１１１５となり、第１遅延信号１１１５は第２乗算器１１０６ｂにおいて第２係数入力１１０７ｂで乗算される。同時に第１遅延信号１１１５は、第２遅延器１１１６で遅延を施されて第２遅延信号１１１７となり、第２遅延信号１１１７は、第３乗算器１１０２ａにおいて第３係数入力１１０３ａで乗算される。第２遅延信号１１１７は、第３遅延器１１０４ａで遅延を施されて第３遅延信号１１０５ａとなり、第３遅延信号１１０５ａは、第４乗算器１１０６ａにおいて第４係数入力１１０７ａで乗算される。

同時に第３遅延信号１１０５ａは、第４遅延器１１０８ａで遅延を施されて第４遅延信号１１０９ａとなり、第４遅延信号１１０９ａは、第５乗算器１１１０ａにおいて第５係数入力１１１１ａで乗算される。すべての乗算器の出力は加算器１１１２ｃで加算されて出力１１１３ｃとなる。図９から導かれる両側Ｚ変換式は次式（３０ａ）となる。

図１０は無線伝搬路の伝搬路特性について、周波数帯域内の全体像を示したものである。図１０（Ｆ）は周波数軸および時間軸における周波数構成要素ごとのスペクトル強度を示し、図１０（Ｇ）は周波数軸および時間軸における周波数構成要素ごとの位相を示す。図１０（Ｆ）は、ＯＦＤＭＡ波全体についての両側Ｚ変換の様子を示しており、図５、図８では一つのサブキャリア周波数について示したところを、システム帯域内の全サブキャリアについての変化を示したものである。

すなわち到来する第１波を１１２１ａで表しており、その後の第１遅延波を１１２２ａで、第２遅延波を１１２３ａで、第３遅延波を１１２４ａで、第４遅延波を１１２５ａで、第５遅延波を１１２６ａで、第６遅延波を１１２７ａで示している。ただし、両側Ｚ変換であるので、中心にある１１２４ａが本来の第１波である。この第１波１１２４ａを基準に、第１の遅延波群１１２３ａと１１２５ａまでの時間をそれぞれ負側を１１２８ｎｇ、正側を１１２８ｐｓで示している。同様に第２の遅延波群１１２２ａと１１２６ａまでの時間を、それぞれ負側を１１２９ｎｇ、正側を１１２９ｐｓで示している。

同様に第３の遅延波群１１２１ａと１１２７ａまでの時間をそれぞれ負側を１１３０ｎｇ、正側を１１３０ｐｓで示している。また、図１０（Ｇ）に示した位相情報も、到来する第１波の位相群を１１２１ｐで表しており、その後の第１遅延波の位相群を１１２２ｐで、第２遅延波の位相群を１１２３ｐで、第３遅延波の位相群を１１２４ｐで、第４遅延波の位相群を１１２５ｐで、第５遅延波の位相群を１１２６ｐで、第６遅延波の位相群を１１２７ｐで示している。本願が目的とする疑似遅延プロファイルは、図１０に示すように幅広く認識する必要があることを示した。

つぎに実伝搬路特性から生成した疑似伝搬路特性モデルから、これに低相関度の異なった疑似伝搬路特性モデルを生成する手法を示す。実伝搬路では時間変化を伴うものであり、刻刻のスペクトル強度および位相の情報が測定される。疑似伝搬路特性においても、シンボル周期に近い変化で位相回転を施すことが効果的である。位相回転の方向や回転反転などを対称にすることで、少なくとも２種の伝搬路を構成することが可能である。次に基本的に、式（３４）が表す伝搬路特性と直交する伝搬路特性をH_INV(e^jωT)とし、生成方法を示す。式（３４）に周波数位相的に直交する疑似伝搬路特性Ｈ_INV(e^jωT)は式（３７）で表せる。

この２つの伝搬路特性すなわち、H(e^jωT)とH_INV(e^jωT)は、電力として見た場合はいずれも次式（３８）となり、同一の周波数特性を示すので、所期の目的に叶う。

ここで、式（３７）が示す伝搬路特性H_INV(e^jωT)と、基盤とした伝搬路特性H(e^jωT)との複素周波数空間での関係を図１１に示す。なお、ここでは一つの周波数についてのみ示している。

図１１（ａ）は、図５（ｄ）が示す直接波と図５（ｅ）が示す位相情報から導き出された疑似伝搬路周波数特性H(e^jωT)の式（３５）の周波数特性すなわちスペクトル強度と位相特性を模式的に描いたものである。図１１（ａ）は、１００７ｆ、１００８ｆ、１００９ｆ、１０１０ｆでそれぞれ示した角周波数ω₁、ω₂、ω₃、ω₄における、１００７ｒ、１００８ｒ、１００９ｒ、１０１０ｒでそれぞれ示したスペクトル強度s₁、s₂、s₃、s₄を示し、１００７ｐ、１００８ｐ、１００９ｐ、１０１０ｐでそれぞれ示したスペクトル位相、θ₁、θ₂、θ₃、θ₄を示している。位相は回転をするものとし、この例では回転方向はすべて反時計回りとしている。

他方、図１１（ｂ）は、疑似伝搬路周波数特性H(e^jωT)と周波数毎に位相が逆極性となる疑似伝搬路の周波数特性H_INV(e^jωT)の式（３７）の周波数特性すなわちスペクトル強度と位相特性を模式的に描いたものである。図１１（ｂ）は、１００７ｆ、１００８ｆ、１００９ｆ、１０１０ｆでそれぞれ示した角周波数ω₁、ω₂、ω₃、ω₄における、１００７ｒｉ、１００８ｒｉ、１００９ｒｉ、１０１０ｒｉでそれぞれ示したスペクトル強度s₁、s₂、s₃、s₄を示し、１００７ｐｉ、１００８ｐｉ、１００９ｐｉ、１０１０ｐｉでそれぞれ示したスペクトル位相、-θ₁、-θ₂、-θ₃、-θ₄を示している。位相は回転をするものとし、この例では回転方向はすべて時計回りとしている。この例では図１１（ａ）に直交することから回転方向はすべて時計回りを示している。

この状況を複素周波数の観点から時間軸上で表すと、図１２と図１３で示せる。図１２は図５（Ｄ）と図５（Ｅ）について、両側Ｚ変換として示したものである。図１２と図１３は、両側Ｚ変換を考慮した形で正負の時間軸で表現されている。図１２中の引用番号は図５を基準にしているが、両側Ｚ変換を行うことにより、第１波から正の時間軸側ではサフィックスにａを、負の時間軸側ではサフィックスにｂを付している。図１２（Ｇ’）は両側Ｚ変換における位相情報を示しており、第１波の位相をゼロとした場合としての正の時間側と負の時間側での奇対称性を示している。

図１４（Ｈ）は第１の疑似伝搬路特性H(e^jωT)に直交する第２の疑似伝搬路特性H_INV(e^jωT)について、Hilbert変換的に変換したもので、位相が時計回りに回転しており、すべての位相の極性が図１２（Ｇ’）と逆になることを示している。スペクトル強度を示す図は、図１１（Ｆ’）と同一であるが、周波数領域全体で見た場合の各位相の回転方向は、位相の符号で決まり、それぞれの方向を有する。その方向は、式（３６）の虚数部で定まる。

式（３３）の特性を用いて位相回転方向を逆極性にすれば式（３９）を得て、すなわち式（３３）と共役となることが分かる。この周波数特性は式（３３）と等価であるが、位相回転においては完全に逆であり、伝搬路特性は直交する。

以上から、伝搬路特性H(e^jωT)と伝搬路特性H_INV(e^jωT)を、疑似伝搬路特性情報としてあらかじめ伝送先の受信部に送付しておくことで、伝搬路特性H(e^jωT)を乗算したデータd₁と伝搬路特性H_INV(e^jωT)を乗算したデータd₂を同一の搬送波周波数で変調を行い無線伝送して受信した受信波から、伝搬路特性H(e^jωT)との相関演算を行うことでデータd₁を抽出し、伝搬路特性H_INV(e^jωT)との相関演算を行うことでデータd₂を抽出することが可能となる。すなわち、単一の無線伝搬路により、少なくとも２つの独立したデータ系列を搬送することが可能になる。

つぎに第３の疑似伝搬路特性H_REV(e^jωT)について、式(40)で示す。

第３の疑似伝搬路特性H_REV(e^jωT)は、式(40)において明らかなように、変数Ｔを逆極性−Ｔで置き換えたものである。この状況を図１４を用いて説明する。第３の疑似伝搬路特性H_REV(e^jωT)は、式（４０）および図１４より明らかなように、第１の疑似伝搬路特性Ｈ(e^jωT)と時間軸上の配列を倒置したものである。１０３１ｕａおよび１０３１ｕｂで示した時間n_oＴは、対応する位相１０２０ｕｐａと１０２０ｕｐｂが同時にゼロである以外は、時間分解能以上の時間を与える。

符号は図５と図１２を基準にしているが、時間方向が変わるため、サフィックスにｕを付した。さらに時間軸では第１波１００７ｕａまたは１００７ｕｂを基準とする１０３２ｕａと１０３２ｕｂ、１０３３ｕａと１０３３ｕｂ、１０３４ｕａと１０３４ｕｂの時間規定を行った。図１４（Ｉ）の位相においては時間軸正域を示すサフィックスをｕｐａとし、負域を示すサフィックスをｕｐｂとしている。

第３の疑似伝搬路特性H_REV(e^jωT)は、時間軸上での相関演算を行えば、第１の疑似伝搬路特性H(e^jωT)とも、第２の疑似伝搬路特性H_REV(e^jωT)とも相関がゼロになることは明らかである。つぎに第４の疑似伝搬路特性H_DL(e^jω(T-nτ))について、式(41)で示す。

第４の疑似伝搬路特性H_DL(e^jω(T-nτ))は、式（４１）において明らかなように、変数Ｔに遅延を設けたものである。この状況を図１５を用いて説明する。図１５のすべての到来波は、図１２に比べて遅延時間１０４０および１０４０ｂに示すn_oＴだけ遅れる。もしも図１２の到来波のすべての到来時刻が、図１５の到来波時刻と一致することがないか、図１２の到来波の最長時間を越えて時間n_oＴが設定されるのであれば、それぞれの疑似伝搬路特性による２つの独立した送信データの搬送は、独立に受信できる。

第４の疑似伝搬路特性H_DL(e^jω(T-nτ))は、式（４０）および図１５より明らかなように、第１の疑似伝搬路特性H(e^jωT)を時間軸上で遅延したものである。時間軸上での相関演算を行えば、第１の疑似伝搬路特性H(e^jωT)とも、第２の疑似伝搬路特性H_L(e^jωT)、第３の疑似伝搬路特性H_INV(e^jωT)とも相関がゼロになることは明らかである。
簡単な例を図１６に示す。

図１６Ａにおいて、（１）は送信系の関連部分を、図１６Ｂにおいて、（３）は受信系の関連部分を示す。基本的には図３と同一である。図１６Ａにおいて（２）は、図１６Ａ（２）における時間領域における搬送処理部１７ｂ，１８ｂの具体的構成を示し、図１６Ｂにおいて（４）は、図１６Ｂ（３）の時間領域における相関演算部４１ｆ，４２ｆの具体的構成を示すものである。

図１６Ｂにおいて（２）は、２種類の疑似伝搬路特性ｈ１およびｈ２が伝搬路パラメータ管理部２９からの出力３０，３１として提供され、２基の類似のＦＩＲ型フィルタを構成する。第１の時間領域における搬送処理部１７ｂにおいては遅延プロファイルに基づくＺ変換に沿ったＦＩＲ型等化器を形成し、第２の時間領域における搬送処理部１８ｂにおいては、図１２と図１５の間の遅延時間分を超える遅延器１１５３ｔを挿入する以外は第１の時間領域における遅延プロファイルに基づくＺ変換に沿ったＦＩＲ型フィルタと同等の構成を形成し、それぞれを合成器２５で合成し送信処理を行う。

この無線情報を受ける図１６Ｂ（４）の受信部では、疑似伝搬路特性管理部４５が生成する疑似伝搬路特性情報ｈ１，ｈ２に基づき、第１の時間領域における相関演算部４１ｆ，４２ｆにて、図１６Ｂ（４）が示すような２基の類似のＦＩＲ型等化器を構成する。この等化器は、送信側のＦＩＲ型フィルタと同等の構成であるが、同一であれば伝搬路特性の総合値は周波数特性の山谷が増大するが、リソースブロックが与えられた周波数帯での劣化は激しくない。他方、この等化器を逆特性の等化型にすれば、基本的に周波数特性は平坦となり、受信特性に大きな改善が得られる。

２基の時間領域における相関演算部４１ｆ，４２ｆには図１２と図１５の間の遅延時間分を超える遅延器１１５３ｒを挿入する以外は第１の時間領域における遅延プロファイルに基づくＺ変換に沿ったＦＩＲ型フィルタと同等の構成を形成し、それぞれに出力を得て次段のＦＦＴ部へ提供する。以上により、遅延プロファイルに遅延を施した場合の副次的疑似伝搬路特性モデルの生成と利用が可能であることは、明らかである。

つぎに第５の疑似伝搬路特性H_DL-ODD(e^jω(T-nτ))について、式(42)で示す。

第４の疑似伝搬路特性H_DL-ODD(e^jω(T-nτ))は、式（４２）において明らかなように、配列の倒置を変数Ｔの遅延を設けたものである。この状況を図１７Ａを用いて説明する。第５の疑似伝搬路特性H_DL-ODD(e^jω(T-nτ))は、式（４２）および図１７Ａより明らかなように、第１の疑似伝搬路特性H(e^jωT)を時間軸上の配置を反転し、さらに時間軸上で遅延を施したものである。１０５１ｖａおよび１０５１ｖｂで示した時間n_oＴは、相関性を軽減するに必要な時間を与える。符号は図１４を基準にしているが、遅延時間が変わるため、サフィックスをｕからｖに置き換えた。

図１７Ａのすべての到来波は、図１４にくらべて遅延時間１０５１ｖａおよび１０５１ｖｂに示すn_oＴだけ遅れる。もしも図１４の到来波のすべての到来時刻が、図１７Ａの到来波時刻と一致することがないか、図１４の到来波の最長時間を越えて時間n_oＴが設定されるのであれば、それぞれの疑似伝搬路特性による２つの独立した送信データの搬送は、独立に受信できる。図１６に示した分離器を利用可能である。

また時間軸上での相関演算を行えば、第１の疑似伝搬路特性H(e^jωT)とも、第２の疑似伝搬路特性H_L(e^jωT)、第３の疑似伝搬路特性H_INV(e^jωT)とも、第４の疑似伝搬路特性H_DL(e^jω(T-nτ))相関がゼロになることは明らかである。また、上記に示した疑似伝搬路モデルは、すべて遅延プロファイルの第１波から遅延波までの遅延時間を、実伝搬路特性を元にした基本伝搬路モデルから派生させているものである。

しかし伝搬路の周波数特性が同一であれば、第１波と遅延波の強度と遅延時間および位相は拘束される必要はない。図１７Ｂは、基本遅延波モデル図１７Ｂ（Ｆ’）とは異なる遅延プロファイルを有する疑似伝搬路特性のモデルの考え方を示すものである。図１７Ｂにおいて、各波は、明らかに図１７Ｂ（Ｆ’）と強度も時間軸上の位置も異なる。また強度の順位も異なる。当然に位相関係も異なるが、図中では省略する。この異なる構成の遅延プロファイルモデルは、後述の通り、周波数領域に変換して、基準となる周波数領域モデルと比較し大きな差異がないことを確認する。大きな差異があればモデル形成部にそれを伝え、モデルの改変を行う。

図１８は、前述した複数の疑似伝搬路特性の生成を行う伝搬路パラメータ管理部２９の内部の模式図である。図１８に送信系における疑似伝搬路特性モデルの生成と運用のシステムについて示す。図１８において、受信系のＦＦＴ部９０２により得られた周波数特性情報は、伝搬路特性推定部９０４とデータ抽出系９０３に提供されて、データ抽出系９０３ではデータ９０５を取り出す。

伝搬路特性推定部９０４の出力は、基本的なモデル作りのために、周波数領域基本モデル生成部９０７へ提供される。周波数領域基本モデル生成部９０７は、周波数領域基本モデル９０８を生成する。その周波数領域基本モデル９０８は、位相極性反転部９０９へ提供されて位相極性反転部９０９において周波数領域基本モデルと位相が共役複素数となるモデルを生成する。

他方、伝搬路特性推定部９０４の伝搬路推定結果の周波数領域情報９０６は、逆ＩＦＦＴ部９１５において時間領域情報すなわち遅延プロファイルモデル９１６となる。この遅延プロファイルモデル９１６は、時間領域基本モデル生成部９１７に入力され、時間領域基本モデル生成部９１７は、遅延プロファイルの単純化を図り時間領域の基本モデル９１８を生成する。

時間領域の基本モデルと付随情報を出力９１９として遅延波構成変更部９２０に送り、時間領域の基本モデル９１８とは遅延プロファイルの異なる強度・位相・時間軸位置・強度順序を持つ副次的モデル９２１を生成する。ただし、副次的モデル９２１が周波数領域基本モデルと類似の周波数特性を確保しているかどうかを確認するために第２のＦＦＴ部９２２へ提供し、周波数領域モデル９２３を生成し、比較判定器９２４にて周波数領域基本モデル９０８と比較を行う。その結果９２５により、差異が少ない場合は、遅延波構成変更部９２０は時間領域の副次的モデル９２１を出力として利用に供し、差異が大きい場合は、再度副次モデルの生成を行う。

かくして得られた時間領域のモデル群は、時間領域パラメータ変換部９２６に提供され、時間軸方向の反転部９２７、遅延時間挿入部９２９、時間反転および正遅延挿入部９３１、時間反転および負遅延挿入部９３３を通じて複数の時間領域疑似伝搬路モデル群９３５を得る。複数の時間領域疑似伝搬路モデル群９３５は選択部９３７を経て第３のＦＦＴ部９４０に送られて周波数領域モデル群９４１となる。

周波数領域モデル群９４１と時間領域モデル群９４２はモデルデータ格納部兼送出部９３６にて格納ならびに利用のための送出が行われるが、各モデルデータ間の相関性を確認するための相関度検証部９４３へ送られて、モデル相互間の相関度を演算する。演算の結果、相関性が高いと判断されたモデルについては、時間領域基本モデル生成部９１７、遅延波構成変更部９２０、時間領域パラメータ変換部９２６に指令９４４、９４５、９４６を送り、再度モデル生成をやり直させる。以上により、疑似伝搬路特性モデルは複数個を確保できることが明らかである。

図１９には、加入者端末の受信系７（図３参照）のＦＦＴ部４３（４４）および相関演算部４１ｂ（４２ｂ）の機能を示した。ＦＦＴ部４３の機能は、次式（４３）で表せる。

また相関演算部４１ｂの機能は、次式（４４）で表せる。

Ｇ_ｉ(Ｔ)は相関演算出力を示す。

図２０は、リソースブロック生成のための加入者端末の受信系７のＦＦＴ部４１における演算の概念を示すものである。疑似伝搬路特性管理部４５から供給される疑似伝搬路特性モデルは、図２０（ａ）の強度情報を示す１１９１と図２０（ｂ）の位相情報を示す１１９２から成る。疑似伝搬路特性モデルが時間軸領域における遅延プロファイルの形で提供される場合は、周波数領域への変換をＦＦＴで行い、周波数領域での強度情報１１９３である図２０（ｃ）および位相情報１１９４である図２０（ｄ）を得る。この強度特性の有為なスペクトル部分にリソースブロック１００３ａもしくはリソースブロック１００４ａが配置される。

このスペクトル特性が図１９の相関演算部４１ｂに示したH_h1(ω,θ)である。受信信号をR(ω,θ)で示し、実伝搬路特性をH_h1(ω,θ)とすると、相関演算は後述の式（４５）で与えられる。疑似伝搬路モデルの生成数限界について以下に示す。

第４世代移動通信ＬＴＥ規約 3GPP TS 36.211によれば、ＯＦＤＭＡのリソースブロックにおけるガードインターバルすなわちCyclic Prefixは次表１に示す種類がある。なお、表1は下り回線（down link）のリソースブロックの規定を示すものである。

ここで、Δfはサブキャリアの間隔（Subcarrier spacing）を、N^RB _SCは１リソースブロックを構成するためのサブキャリアの本数を、N^RB _symbは１リソースブロックを構成するためのシンボル（symbol）数を示す。ここでは表1の中の標準状態すなわちNormal cyclic prefixの場合で検討する。１リソースブロック当たりのサブキャリアは１２本でシンボル数は７である。次にＯＦＤＭＡの周波数幅別の伝搬路特性測定のためのＳＲＳ (sounding resource signal)を図２１で説明する。図２１に示すように、与えられたリソースブロックが仮に１ブロックのみであったとしても、ＳＲＳは全帯域の周波数特性を測定するために全帯域に参照信号が発せられる。ＳＲＳにより、回線の品質が測定される。

図２１（ａ）は周波数軸と時間軸の上にリソースブロックとＳＲＳと制御信号ＰＵＣＣＨ（Physical Uplink Control Channel）を示したものである。図２１（ａ）において１２０１は、ＳＲＳを示す。１２０２は、ＳＲＳの時間間隔を示す。１２０３は、ＳＲＳの周波数域を、１２０４は１サブフレームを、１２０５は１つのリソースブロックの周波数幅を示す。１２０６は、制御信号ＰＵＣＣＨを示している。図２１（ｂ）において、１２０７は、シンボル期間を示している。また、図２１（ｂ）は、時間軸上でのＳＲＳの位置を示す。ＳＲＳは通常、サブフレームの最後のスロットに配置されている。

前述のとおり、無線基地局は、加入者端末から図２１で示されたリソースブロックの周波数幅での通信を受けるが、サブフレームの最終スロットに配置されたＳＲＳ信号と制御信号ＰＵＣＣＨからなる帯域幅全域の周波数情報を得る。これにより、無線基地局は帯域幅全域の周波数特性すなわち伝搬路特性を測定することが可能となる。

図２２にＳＲＳを発生するための機能構成を示す。１３０１はＳＲＳ信号であり、１３０２は他の送信情報入力であり、１３０３はこれらの入力を制御信号１３０４により選択するマルチプレクサであり、１３０５は時系列ＳＲＳ信号１３０１を周波数列に変換するためのＦＦＴ（ＤＦＴ：discrete fourier transform）であり、１３０６は周波数軸上の信号要素となったＳＲＳ信号であり、１３０７はこれを受けてシングルキャリア化するためのＩＦＦＴ（inverse fast fourier transform）であり、１３０８は該ＩＦＦＴのタイミング制御と周波数制御を行う制御信号であり、１３０９はフレームにＣＰ（cyclic prefix）を挿入するブロックであり、１３１０は加入者端末の送信信号である。

図２２において、ＳＲＳ信号１３０１はＦＦＴ（ＤＦＴ）１３０５により周波数軸上への配置が行われ、配置された信号１３０６となる。その後、図２１に示すサブフレームの最終スロット１３０４に合わせて制御信号１２０５に制御を受けながら周波数軸に配置された信号１３０６はＩＦＦＴ１３０７により時間軸信号に変換されＣＰ挿入を施された後、送信信号１３１０となる。

これにより、無線基地局側が測定する加入者端末からの無線伝搬路の遅延プロファイルの時間分解能は、通常で５［ＭＨｚ］の逆数である０．２μ［秒］となる。これは距離にして６０［ｍ］となる。ここで、遅延波の遅延時間の規定を考慮する必要がある。図２３にフレーム構造における遅延波を収容するためのＣＰを示す。

図２３において、１４１０はＯＦＤＭＡフレームであり、１４１１は先行するＯＦＤＭＡフレームを、１４１２は後続のＯＦＤＭＡフレームを、１４１３と１４１４は、それぞれ先行するＯＦＤＭＡフレームと後続のＯＦＤＭＡフレームとの間の遅延波を収容するためのＣＰ（cyclic prefix）を、１４１５はＣＰとＯＦＤＭＡフレーム１４１０とから成るＯＦＤＭＡフレーム繰り返し周期を表す。

前述のとおり、ＣＰ区間１４１３あるいは１４１４は、主波に対して遅れて到来する遅延波群をまとめてＦＦＴ積分できるように配慮しており、ＬＴＥ規格では表２に示す値としている。

他方、ガードインターバル（ＣＰ区間）は、４．６９μ［秒］であり、距離にして１，４０７［ｍ］となる。拡張仕様では更に２倍に伸びる。すなわち、距離分解能によりＣＰ区間内に設けることが可能な遅延波の配置点数は約２３点となる。この２３個の遅延波位置の組み合わせにより、実無線伝搬路特性に合うモデルを生成することが可能であることが明らかである。これに加えて、位相反転、時間移動、位置反転などを組み合わせることで、疑似伝搬モデルは少なくとも１０種以上となることが容易に推察できる。例えば、２３個の中から任意の３個を抽出する組み合わせは、式（４５）に示される。

５［ＭＨｚ］帯域の中のリソースブロックの数は、表３から２５であるから、上記の組み合わせの中から２５箇所の周波数特性に合う伝搬モデルを設けると、１リソースブロック当たり約７０のモデルが得られる。この中からお互いに直交性や独立性が高いものを選ぶことで１リソースブロック当たり１０のモデルを確立することは困難ではない。

図２４は、疑似伝搬路モデルを３種用いる場合の本願により実現する無線通信システムを示す図である。それぞれの符号は第１の実施例に基づいており、３列の通信系をそれぞれサフィックスａ，ｂ，ｃにて区別している。

図２５は、疑似伝搬路モデルを３種用いるＯＦＤＭＡフレームの一例を示す図である。図２５には、疑似伝搬路モデルを３種用いる場合のパイロット信号を示しており、フレームの前部に３種の疑似伝搬路モデルの特性を配置した３種のパイロット信号を設ける。受信側では疑似伝搬路モデルの伝搬特性に、実無線伝搬路の特性が加わって積の形となった特性を受信することになる。この方法では、この伝搬路特性を伝搬路推定部で検出することにより、受信信号から所望の信号を抽出することを実現する。

他方、あらかじめ３種の疑似伝搬路特性をデータの形で送り、通常の伝搬路推定を行い、双方の組み合わせによる伝搬路パラメータを用いてＭＭＳＥおよびＭＬＤでの信号抽出を行うことも可能である。

ＯＦＤＭＡシステムにおいては少なくともリソースブロック単位で伝搬路特性を測定し、相手先に送る規定となっており、既成のシステムにおいて変更は確実に実施される。図２６Ａに３種の疑似伝搬路特性を用いて無線基地局から加入者端末へもしくは加入者端末から無線基地局へ、３層のデータ伝送を行う概念図を示した。３種の疑似伝搬路特性が互いに相関性が低ければ、無線基地局も加入者端末も、それぞれのアンテナは１基で本願の目的とするデータ伝送の高速化が実現できる。

また本願においては、伝搬路特性がリソースブロック毎に異なる事実に基づき適用することから、リソースブロック毎に異なる疑似伝搬路特性を生成し利用し、周波数帯が重畳することもないので、リソースブロック間の干渉は非常に低いと考えられる。図２６Ａにおいて、無線基地局を１５０１で示す。加入者端末を１５０２で表す。

この無線基地局１５０１と加入者端末１５０２の間で選択設定されたリソースブロックを１５０３で表す。そのリソースブロックの選定の元となっている伝搬路特性を１５０３ａ，１５０４で表す。無線基地局１５０１と加入者端末１５０２の間の伝搬路を１５０９、１５１０、１５１１で表す。伝搬路１５１０は反射体１５１２により、伝搬路１５１１は反射体１５１３により反射作用を受けるとする。

伝搬路特性はこの３種の伝搬路１５０９、１５１０、１５１１からの電波の重畳で定まり、１５０３ａで示す部分のスペクトル強度が高い場合を想定する。本願の手段によれば、スペクトル特性１５０３ａに近似した３種の疑似伝搬路特性による３層の伝送層１５０６、１５０７、１５０８により個別のデータを搬送することが可能となり、図２６Ａの例では、３多重化による伝送高速化が実現できる。

次に、送受信システムＳの処理の流れについて説明する。図２６Ｂは、送受信システムＳの処理の流れの一例を示すシーケンス図である。以下、送受信システムＳにおいて無線基地局（送信装置）と加入者端末（受信装置）がＦＤＤで通信する場合について説明する。加入者端末（受信装置）は、リソースブロックにおいて域内のすべてのサブキャリアの位相を固定し振幅一定のパイロット信号を生成する（ステップＳ１００）。加入者端末は、生成したパイロット信号を送信する（ステップＳ１０２）。

無線基地局は、加入者端末から送信された送信信号が通信伝搬路を伝搬することにより到達したパイロット信号を受信する（ステップＳ１０４）。無線基地局は、受信したパイロット信号に基づいて、無線基地局と加入者端末との間の実伝搬路特性を測定する（ステップＳ１０６）。無線基地局は、実伝搬路特性の測定結果に基づいて、実伝搬路特性に類似した複数の疑似伝搬路特性を生成する（ステップＳ１０８）。

このとき無線基地局は、例えば、以下の４つの手法の組合せにより低い相互相関性を確保するように複数の疑似伝搬路特性を生成する。（１）疑似伝搬路特性の正負周波数軸上の位相極性をすべて反転する。（２）疑似伝搬路特性の正負時間軸上の遅延プロファイルの順序をすべて反転して複数の疑似伝搬路特性を生成する。（３）疑似伝搬路特性の正負時間軸上の遅延プロファイルに遅延を施す。（４）送信装置が疑似伝搬路特性の正負時間軸上の遅延プロファイルを構成する遅延波の時間上の位置と強度と位相を変更させて複数の疑似伝搬路特性を生成する。

無線基地局は、送信側のベースバンド内において複数の疑似伝搬路特性と同数の並列かつ独立の複数のデータを含むデータ群を生成する（ステップＳ１１０）。無線基地局は、各疑似伝搬路特性を、生成したデータに１つずつ重畳して生成された複数の重畳データを合成して送信信号とする（ステップＳ１１２）。無線基地局は、複数の疑似伝搬路特性に関する複数の疑似伝搬路特性情報を生成し、複数の疑似伝搬路特性情報および送信信号を送信する（ステップＳ１１４）。

このとき、無線基地局は、例えば、リソースブロック毎に各データのフレームの前部に疑似伝搬路特性情報のパイロット信号を付加して複数のデータ（データ群）を送信する。次に、加入者端末は、無線基地局から送信された送信信号が通信伝搬路を伝搬することにより到達した通信信号を受信する（ステップＳ１１６）。

加入者端末は、先行して送信された複数の疑似伝搬路特性情報と後続して送信された通信信号を受信し、複数の疑似伝搬路特性情報に基づいて、複数の疑似伝搬路特性がそれぞれ重畳された複数のデータを個別に抽出し、複数のデータを得る（ステップＳ１１８）。このとき、加入者端末は、受信した通信信号から疑似伝搬路特性が重畳されたデータの他に実無線伝搬路の特性が加わって積の形となった信号も抽出する。加入者端末は、抽出した信号に基づいて、リソースブロック単位で実伝搬路特性を測定する。上述したように、ＯＦＤＭＡシステムにおいては少なくともリソースブロック単位で伝搬路特性を測定し、相手先に送るので、上記ステップＳ１００〜ステップＳ１０６は、無線基地局は、一連のデータの送受信において加入者端末から送信された実伝搬路特性の情報を取得するステップとしてもよい。

上記送受信システムＳは、ＦＤＤで通信する場合を例示したが、無線基地局（送信装置）と加入者端末（受信装置）がＴＤＤで通信する場合は、周波数選択性マルチパス・フェージングの状況の測定は、基本的に無線基地局側のみで行えばよい。したがって、ＴＤＤ通信を行う送受信システムＳにおいては、上記ステップＳ１００〜ステップＳ１０６は、無線基地局が実伝搬路特性を測定するステップに置き換えればよい。

以上により、第４世代移動通信システムにおいては、その中核的技術であるＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）のリソースブロック（resource block）における周波数利用効率の向上を図る方法ならびに手段を提供することが可能となり、加入者の利用に供する伝送速度を、少なくとも従来の２倍以上にすることが可能となることが明らかである。前述の構成においては、無線基地局から加入者端末に向けた下り回線（down link）において示したが、疑似伝搬路特性情報Ｓ１とＳ２を用いて並列に変調を行い、一つの加入者端末アンテナから１本の無線基地局アンテナに無線送付する場合においても伝送速度が倍増できることは明らかである。

さらに相関の無い３つ以上の疑似伝搬路特性情報Ｓ_ｎ（ｎ＞２）を準備することにより、伝送速度をほぼｎ倍とすることが可能であることは明らかである。実伝搬路特性の違いを利用するＭＩＭＯ方式は、常に相関度の低い伝搬路を確保できるとは限らない。これに対して、本願によれば、理論的に相関度を定め得る伝搬路特性を提供でき、さらに疑似伝搬路特性は予め送受端で共有できるため、安定した多重化通信を実現できる。

同時にＭＩＭＯ方式が必要とする複数アンテナを軽減でき、小型化、軽量化など商品設計上の利点は大きい。なお、上記の実施例においては、ＳＲＳを加入者端末から発したが、これは下り回線（Down link）と上り回線（Up link）の周波数が異なる周波数分割全二重通信（ＦＤＤ：frequency division duplex）の場合であり、時分割全二重通信（ＴＤＤ：time division duplex）の場合は下り回線と上り回線の周波数が共通であり、加入者端末がSRSを発する必要はなく、そのため上記疑似伝搬路特性を生成あるいは検証する場合に、無線基地局もしくは加入者端末は各受信部が捉える伝搬路特性を利用することができ、システム構成はこの部分で差異があるが、本願が目的とする疑似伝搬路特性を用いて伝送多重化を図ることが適用できることは明らかである。

すなわち、本願の適用範囲は無線通信や有線通信に限られない。さらに、本願は第４世代移動通信や無線ＬＡＮ(Local area network)システムが主に用いるＯＦＤＭについて述べているが、第４世代移動通信の上り回線ではマルチキャリアではなくシングルキャリアのＳＣ−ＦＤＭＡとして用いているなど、シングルキャリア方式にも十分適用可能である。したがって、第３世代移動通信のスペクトラム拡散方式の通信においても本願を用いることが可能であることは明らかである。またＯＦＤＭを用いる各種の無線システムにおいても利用可能である。そして、本願は、双方向の無線通信だけでなく、テレビジョンやラジオなどの放送に適用してもよい。

また、上記の実施例においては、電波を用いる無線通信の場合について示したが、周波数資源や周波数利用領域に自由度が少なく周波数利用効率の向上が必要となっている光ファイバ通信路やメタル回線などにおいても本願が有益な効果を与えることは明らかである。

以上、本発明を実施するための形態について実施形態を用いて説明したが、本発明はこうした実施形態に何等限定されるものではなく、上記例示的実施形態により限定されないが、様々な改変が既に述べられた本発明の範囲から逸脱することなく行うことができることが明らかである。例えば、上記例示的実施形態は、本発明がハードウェア構成であるとして説明したが、本発明はこれに限定されない。本発明は、コンピュータプログラム上の任意のプロセスをCPU（Central Processing Unit）に実行させることにより、実現されてもよい。この場合、本プログラムは、様々なタイプの非一時的なコンピュータ可読媒体（non-transitory computer readable media）を用いて格納され、コンピュータに供給することができる。

非一時的なコンピュータ可読媒体の例は、磁気記録媒体（例えばフレキシブルディスク、磁気テープ、ハードディスクドライブ）、光磁気記録媒体（例えば光磁気ディスク）、ＣＤ(登録商標)−ＲＯＭ(Read Only Memory)、ＣＤ−Ｒ（compact disc recordable(登録商標)）、ＣＤ−Ｒ／Ｗ（compact disc rewritable(登録商標)）、DVD (Digital Versatile Disc), BD (Blu-ray (登録商標) Disc)、半導体メモリ（例えば、マスクＲＯＭ、ＰＲＯＭ（Programmable ROM）、ＥＰＲＯＭ（Erasable PROM）、フラッシュＲＯＭ、ＲＡＭ（Random Access Memory））を含む。また、プログラムは、様々なタイプの一時的なコンピュータ可読媒体（transitory computer readable media）によってコンピュータに供給されてもよい。一時的なコンピュータ可読媒体の例は、電気信号、光信号、及び電磁波を含む。一時的なコンピュータ可読媒体は、（電線及び光ファイバ等の）有線通信路、又は無線通信路を介して、プログラムをコンピュータに供給するために使用され得る。

１…無線基地局、２…無線基地局受信系、３…送信出力、４…前期無線基地局受信系入力信号、５…接続管理部、５…伝送帯域幅、６…無線基地局アンテナ、７…加入者端末受信系、８…加入者端末送信系、１１…接続管理部、１１…アンテナ接続管理部、１２…加入者端末アンテナ、１３…無線伝搬路、１５…第１の送信用情報、１６…第２の送信用情報、１７ｂ…搬送処理部、１７Ｂ…基本遅延波モデル図、１７ｆ…搬送処理部、１８ｂ…搬送処理部、１８ｆ…搬送処理部、２１…第１の変調回路、２２…第２の変調回路、２５…合成器、２６…基地局受信部、２８…無線伝搬路情報、２９…伝搬路パラメータ管理部、３０…疑似伝搬路特性、３０ａ…疑似伝搬路特性、３０ｂ…疑似伝搬路特性、３０ｃ…伝搬路推定情報（遅延プロファイル推定情報）、３７…リソース配分制御信号、３８…リソース配分制御信号、３９…加入者端末スケジューラ、４１ｂ…相関演算部、４１ｆ…第１の相関演算部、４１ｆ…相関演算部、４２ｂ…第２の相関演算部、４２ｂ…相関演算部、４２ｆ…相関演算部、４３…ＦＦＴ部、４４…ＦＦＴ部、４５…疑似伝搬路特性管理部、４８…加入者送信部抽出出力、５１…第１のデマッピング部、５２…第２のデマッピング部、５３…第１の伝搬路特性推定器、５４…第２の伝搬路特性推定器、５５…誤り訂正部、５６…誤り訂正部、５７…補正出力、５８…補正出力、５９…第１の最尤推定部、６０…第２の最尤推定部、６１…受信情報出力、６２…受信情報出力、６３ａ…伝搬路推定情報、６３ｂ…実伝搬路特性推定情報、６４…ＩＦＦＴ部、６４ａ…伝搬路推定情報、６４ｂ…実伝搬路特性推定情報、６５…等化伝搬路特性、６６…等化伝搬路特性、６７…周波数特性データ、６７Ａ…情報結合部、６８…評価部、６８Ａ…情報、６９…加入者端末送信部、８７…レイヤーマッピング部、９０…比較方法バンク、９５…選定部、９６…生成部、９７…伝搬路特性推定情報、９８…チャネル品質指標、９９…リソースブロック選択情報、１０１…無線基地局、１０２…電波周波数帯、１０３…加入者端末、１０９…加入者端末、１１０…幾何学的距離、１１２…直接波、２０１…無線基地局、２０２…送信系、２０３…受信系、２０４…加入者端末、２０５…受信系、２０６…送信系、２０７…基地局アンテナ、２０８…送信・受信アンテナ制御部、２０９…送信信号、２１０…受信信号、２１１…送信情報信号、２１２…情報信号、２１３…無線伝搬路、２１４…アンテナ、２１５…送信・受信アンテナ制御部、２１８…受信情報、２２１…チャネル符号化器、２２２…直交変調マッピング、２２３…空間・時間符号化器、２２４…リソース配分器、２２６…ＣＰ挿入部、２３１…高周波部・ＡＤＣ部、２３２…ＣＰ除去部、２３３…高速フーリエ変換器、２３４…リソースブロック情報抽出部、２３５…伝搬路特性推定器、２３６…等化器、２３７…軟判定器、２３８…合成器、２４０…測定情報、３０２…サブキャリア、３０３…リソースブロック周波数帯域幅、３０４…スロット、３０５…サブフレーム、３０６…リソースブロック群、３０７…リソースブロック全体、４０１…無線基地局、４０２…加入者端末、４０３…無線伝搬路、４０４…加入者端末、４０５…無線伝搬路、４１１…電波、５０１…無線基地局、５０２…加入者端末、５０３…送信側アンテナ、５０３…第１のアンテナ、５０４…第２のアンテナ、５０５Ａ…搬送処理部、５０６Ａ…搬送処理部、５０７…受信側アンテナ、５０７…アンテナ、５０８…第１の無線伝搬路、５０８…無線伝搬路、５０９…第２の無線伝搬路、５０９…無線伝搬路、５１０…受信機、５１１…加算器、５１２…信号分離器、５１３…伝搬路推定器、５１４…最尤判定器、５１５…最尤判定器、５２１…合成器、５５１…第１の送信用信号、５５２…第２の送信用信号、５６１…疑似伝搬路特性情報、５６２…疑似伝搬路特性情報、６０３…通信フレーム、６０４…パイロット信号区間、７０１…送信アンテナ、７０２…送信アンテナ、７０３…受信アンテナ、７０４…受信アンテナ、７０５…無線伝搬路、７０６…無線伝搬路、７０７…無線伝搬路、７０８…無線伝搬路、７０９…アンテナ送受制御部、７１０…アンテナ送受制御部、７１１…送信信号、７１２…送信信号、７１３…受信信号路、７１４…受信信号路、７１５…第１の送信データ、７１６…第２の送信データ、７１７…変調部、７１８…変調部、７１９…デジタル出力、７２０…デジタル出力、７２１…高周波部、７２２…高周波部、７２３…アンテナ送受制御部、７２４…アンテナ送受制御部、７２５…受信信号、７２６…受信信号、７２９…アナログ処理部、７３０…アナログ処理部、７４１…ＦＦＴ部、７４２…ＦＦＴ部、７５１…デマッピング処理部、７５２…デマッピング処理部、７５５…ＭＭＳＥ部、７５６…ＭＭＳＥ部、７５９…ＭＬＤ部、７６０…ＭＬＤ部、７７１…受信信号群、７７２…ＭＭＳＥ部、７７３…チャネル推定部、７７７…軟判定チャネル復号器、９０２…ＦＦＴ部、９０３…データ抽出系、９０４…伝搬路特性推定部、９０６…周波数領域情報、９０７…周波数領域基本モデル生成部、９０８…周波数領域基本モデル、９０９…位相極性反転部、９１５…逆ＩＦＦＴ部、９１６…遅延プロファイルモデル、９１７…時間領域基本モデル生成部、９１８…基本モデル、９２０…遅延波構成変更部、９２１…副次的モデル、９２２…ＦＦＴ部、９２３…周波数領域モデル、９２４…比較判定器、９２６…時間領域パラメータ変換部、９２７…反転部、９２９…遅延時間挿入部、９３１…正遅延挿入部、９３３…負遅延挿入部、９３５…時間領域疑似伝搬路モデル群、９３６…モデルデータ格納部兼送出部、９３７…選択部、９４０…ＦＦＴ部、９４１…周波数領域モデル群、９４２…時間領域モデル群、９４３…相関度検証部、１１０２…第１乗算器、１１０２ａ…第３乗算器、１１０４…第１遅延器、１１０４ａ…第３遅延器、１１０５…第１遅延信号、１１０５ａ…第３遅延信号、１１０６…第２乗算器、１１０６ａ…第４乗算器、１１０６ｂ…第２乗算器、１１０８…第２遅延器、１１０８ａ…第４遅延器、１１１０…第３乗算器、１１１０ａ…第５乗算器、１１１０ｂ…第１乗算器、１１１２…加算器、１１１２ｃ…加算器、１１１４…第１遅延器、１１１６…第２遅延器、１１５３ｒ…遅延器、１１５３ｔ…遅延器、１１９３…強度情報、１５０１…無線基地局、１５０２…加入者端末、Ｓ…送受信システム

Claims (8)

1. 送信装置と受信装置との間で通信する送受信システムにおける送受信方法であって、
   前記受信装置が、通信伝搬路の伝搬路特性を測定し、
   前記送信装置が、前記伝搬路特性の測定結果に基づいて、前記伝搬路特性に対して周波数特性が近似できる程度に類似する伝搬路特性を有する複数の疑似伝搬路特性を生成し、
   前記複数の疑似伝搬路特性のうち相互相関性が高いと判断された疑似伝搬路特性については相互に相互相関性が低くなるように前記疑似伝搬路特性の生成をやり直し、相互に相互相関性が低い前記複数の疑似伝搬路特性を生成し直し、
   送信側のベースバンド内において前記複数の疑似伝搬路特性と同数の並列かつ独立の複数のデータを含むデータ群を生成し、前記疑似伝搬路特性を前記データに１つずつ重畳して生成された複数の重畳データを合成して送信信号とし、複数の前記疑似伝搬路特性に関する複数の疑似伝搬路特性情報および前記送信信号を送信し、
   前記受信装置が、
   前記送信装置から先行して送信された複数の前記疑似伝搬路特性情報と後続して送信された通信信号を受信し、複数の前記疑似伝搬路特性情報に基づいて前記通信信号から前記複数のデータを個別に抽出する、
   送受信方法。
2. 前記送信装置が前記疑似伝搬路特性の正負周波数軸上の位相極性をすべて反転して前記複数の前記疑似伝搬路特性を生成する、
   請求項１に記載の送受信方法。
3. 前記送信装置が前記疑似伝搬路特性の正負時間軸上の遅延プロファイルの順序をすべて反転して前記複数の疑似伝搬路特性を生成する、
   請求項１または２に記載の送受信方法。
4. 前記送信装置が前記疑似伝搬路特性の正負時間軸上の遅延プロファイルに遅延を施して前記複数の疑似伝搬路特性を生成する、
   請求項１から３のうちいずれか１項に記載の送受信方法。
5. 前記送信装置が前記疑似伝搬路特性の正負時間軸上の遅延プロファイルを構成する遅延波の時間上の位置と強度と位相を変更させて前記複数の疑似伝搬路特性を生成する、
   請求項１から４のうちいずれか１項記載の送受信方法。
6. 送信装置と受信装置との間で通信する送受信システムであって、
   前記受信装置が測定した通信伝搬路の伝搬路特性の測定結果に基づいて、前記伝搬路特性に対して周波数特性が近似できる程度に類似する伝搬路特性を有する複数の疑似伝搬路特性を生成し、前記複数の疑似伝搬路特性のうち相互相関性が高いと判断された疑似伝搬路特性については相互に相互相関性が低くなるように前記疑似伝搬路特性の生成をやり直し、相互に相互相関性が低い前記複数の疑似伝搬路特性を生成し直す生成部と、送信側のベースバンド内において前記複数の疑似伝搬路特性と同数の並列かつ独立の複数のデータを含むデータ群を生成し、前記疑似伝搬路特性を前記データに１つずつ重畳して生成された複数の重畳データを合成して送信信号とし、複数の前記疑似伝搬路特性に関する複数の疑似伝搬路特性情報および前記送信信号を送信する送信部と、を備える送信装置と、
   前記通信伝搬路の伝搬路特性を測定する測定部と、前記送信装置から先行して送信された複数の前記疑似伝搬路特性情報と後続して送信された通信信号を受信する受信部と、複数の前記疑似伝搬路特性情報に基づいて前記通信信号から前記複数のデータを個別に抽出するデータ復号部と、を備える受信装置と、を備える、
   送受信システム。
7. 送信装置と受信装置との間で通信する送受信システムにおける送受信方法であって、前記送信装置が、通信伝搬路の伝搬路特性を測定し、前記伝搬路特性の測定結果に基づいて、前記伝搬路特性に対して周波数特性が近似できる程度に類似する伝搬路特性を有する複数の疑似伝搬路特性を生成し、
   前記複数の疑似伝搬路特性のうち相互相関性が高いと判断された疑似伝搬路特性については相互に相互相関性が低くなるように前記疑似伝搬路特性の生成をやり直し、相互に相互相関性が低い前記複数の疑似伝搬路特性を生成し直し、
   送信側のベースバンド内において前記複数の疑似伝搬路特性と同数の並列かつ独立の複数のデータを含むデータ群を生成し、前記疑似伝搬路特性を前記データに１つずつ重畳して生成された複数の重畳データを合成して送信信号とし、複数の前記疑似伝搬路特性に関する複数の疑似伝搬路特性情報および前記送信信号を送信し、
   前記受信装置が、前記送信装置から先行して送信された複数の前記疑似伝搬路特性情報と後続して送られる通信信号を受信し、複数の前記疑似伝搬路特性情報に基づいて前記通信信号から前記複数のデータを個別に抽出する、
   送受信方法。
8. 送信装置と受信装置との間で通信する送受信システムであって、
   前記送信装置が、通信伝搬路の伝搬路特性を測定し、前記伝搬路特性の測定結果に基づいて、前記伝搬路特性に対して周波数特性が近似できる程度に類似する伝搬路特性を有する複数の疑似伝搬路特性を生成し、前記複数の疑似伝搬路特性のうち相互相関性が高いと判断された疑似伝搬路特性については相互に相互相関性が低くなるように前記疑似伝搬路特性の生成をやり直し、相互に相互相関性が低い前記複数の疑似伝搬路特性を生成し直し、送信側のベースバンド内において前記複数の疑似伝搬路特性と同数の並列かつ独立の複数のデータを含むデータ群を生成し、前記疑似伝搬路特性を前記データに１つずつ重畳して生成された複数の重畳データを合成して送信信号とし、複数の前記疑似伝搬路特性に関する複数の疑似伝搬路特性情報および前記送信信号を送信し、
   前記受信装置が、前記送信装置から先行して送信された複数の前記疑似伝搬路特性情報と後続して送られる通信信号を受信し、複数の前記疑似伝搬路特性情報に基づいて前記通信信号から前記複数のデータを個別に抽出する、
   送受信システム。

Images