CN112753177B - 收发方法及收发系统 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种收发方法，在该收发方法中，接收装置测定通信传播路径的传播路径特性；发送装置基于传播路径特性的测定结果，以确保相互低的相互相关性的方式生成具有与传播路径特性类似的传播路径特性的多个伪传播路径特性；发送装置在发送侧的基带内生成包含与多个伪传播路径特性相同数量的并列且独立的多个数据的数据组，对将伪传播路径特性逐个叠加于数据而生成的多个叠加数据进行合成而作为发送信号，并发送与多个伪传播路径特性相关的多个伪传播路径特性信息和发送信号；接收装置从发送装置接收在先发送的多个伪传播路径特性信息和后续发送的通信信号，并基于多个伪传播路径特性信息，从通信信号单独地提取多个数据。

Description

收发方法及收发系统
技术领域
本发明涉及以无线通信和光通信等利用电磁波的领域中需要提高频率利用效率的系统为对象的、使用了多路复用方式的收发方法以及收发系统。本申请基于在2018年6月21日于日本提交的特愿2018-118353号要求享有优先权，在此引用其内容。
背景技术
在图27中，无线基站101使用规定带宽的电波频带102进行通信。电波频带102的宽度在第四代移动通信中规定为数MHz以上的宽带。在将该电波频带102发送给用户终端A103时，如果在传播环境内存在反射物体A104，则用户终端A103接收直接传播的直接波105与由入射到反射物体A104的入射波106在反射物体A104上反射的反射波107的合成波108。
反射波107的传播路径在几何学上也比直接波105的传播路径长，在时间上会有延迟。而且，根据反射物体A104的材料、结构，在入射波106与反射波107之间会产生相位旋转、正交性的变化，因此合成波108的信号振幅根据频率而变得不均等。如上所述，电波频带102的频率宽度十分宽，因此依赖频率的该现象在波谷之间产生超过1:10,000的功率差。这称为频率选择性多径衰落。
此时，假设存在同一无线基站101进行通信支持的用户终端B109。假设用户终端A103与用户终端B109的几何学距离110比在电波频带102使用的频带的波长长。电波频带102也被发送到用户终端B109。若在无线基站101与用户终端B109的传播环境内存在反射物体B111，则用户终端B109接收直接传播的直接波112与由入射到反射物体B111的电波113在反射物体B111上反射的反射波114的合成波115。
关于反射波114，在几何学上传播路径也比直接波112的传播路径长，也在时间上延迟，而且，根据反射物体B104的材料、结构而产生相位旋转、正交性的变化，因此合成波115的信号振幅根据频率而变得不均等。但是，用户终端A103和用户终端B109的位置不同，因此上述的传播特性在原理上不同。
如上所述，由于频率选择性多径衰落而遭受的接收电波的频率失真、即每个频率的功率差也会产生无法维持通信的水平的部分。在第四代移动通信中，为了防止直接遭受该频率失真，将频带细分而由频率分量或称为子载波的频率成分构成。在第四代移动通信中设置的子载波具有15[kHz]或7.5[kHz]这样的非常窄的带宽，因此能够充分地清除例如作为主要的运用频带的2GHz频带中的频率选择性多径衰落间隔的100[kHz]，子载波自身遭受频率失真的情况较少。但是，防止由于频率选择性多径衰落所遭受的接收功率的大小的差是不可能的，会产生不能承受通信的子载波。
因此，在第四代移动通信中，设置将子载波捆绑成12个左右而作为1个块并考虑各个频率块与无线基站＝用户间的传播路径特性来进行分配的接入方式。这是OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access，正交频分多址)。
在此，说明第四代移动通信中的传播路径特性测定和频率资源的分配的工作过程。图28是第四代移动通信的无线接入系统的框图。在图28中，无线基站eNB 201具备eNB发送系统202和eNB接收系统203。用户终端UE204具备UE接收系统205和UE发送系统206。
无线基站eNB 201具有基站天线207，控制发送/接收天线控制部208而对发送信号209从eNB发送系统202的发送和接收信号210向eNB接收系统203的接收进行切换。eNB发送系统202将应发送的发送信息信号DataA211作为输入信号之一。eNB接收系统203将接收到的信息信号DataB’212作为输出信号之一。
信道编码器221对发送信息信号211进行编码。正交调制映射222将编码后的发送信息信号211配置于正交空间，生成多个符号。空间/时间编码器223将所生成的多个符号配置在通信帧中。资源分配器224将通信帧分配给资源块。
逆傅立叶变换器IFFT(inverse fast Fourier transform)225将分配给资源块的数据从频率维度变换为时间维度。CP(Cyclic Prefix：循环前缀)插入部226在帧中插入CP。然后，DAC(digital-to-analog converter：数模转换器)227对插入了CP的数据进行模拟信号化，实施频率变换而生成高频的发送信号209。
发送/接收天线控制部208经由基站天线207将生成的发送信号209发送到用户终端204。在用户终端204中，基本上进行与在上述无线基站eNB201中执行过的各处理相反的处理并取出数据。用户终端204经由天线214接收经由了无线传播路径213的发送信号209。用户终端204的发送/接收天线控制部215使接收数据输入到UE接收系统205。
在UE接收系统205中，高频部/ADC部231进行接收信号的放大以及频率变换和模拟-数字转换，实施数字信号化。通过CP去除部232从该数字信号获得无CP的帧信号。该帧信号通过快速傅里叶变换器(FFT)233进行从时间序列数据向频率序列数据的变换。资源块信息提取部234从变换后的频率序列数据中提取期望的资源块的数据。
MMSE均衡器236对提取出的资源块的数据进行频率均衡。软判定器237对进行了频率均衡的数据进行数据的判定以及校正。校正后的数据在由HARQ合成器238实施了基于重发控制的纠错之后，进行信道编解码，生成接收信息218。
在此，无线基站201将频率同步用信号组从用户终端204发射将导频信号SRS(Sounding Reference Signal：探测参考信号)的频带内的所有子载波的相位固定且振幅一定的电波。这些电波经由无线传播路径213分别到达用户终端204和无线基站201，但受到在它们之间作用的频率选择性多径衰落的影响而到达。
由该频率选择性多径衰落引起的子载波各自的振幅变化和相位变化在用户终端204中由快速傅里叶变换器233检测，并由传播路径特性估计器235进行精查。该测定信息240由用户终端204的发送系统206经由UE天线214发送到无线基站eNB201的eNB接收系统203，作为用于选定资源块的信息243即秩和预编码索引(Rank and Precoding Index)送到空间/时间编码器223以及资源分配器224而用于向资源块的重新分配。同样地，用户终端204发出的SRS信号也通过无线基站201掌握无线传播路径213的频率选择性多径衰落的状况。
需要说明的是，上面对频分双工(FDD：frequency division duplex)的情况、即下行链路和上行链路的频率不同的情况进行了说明，但在时分双工(TDD：time divisionduplex)的情况下，下行链路和上行链路的频率相同，因此频率选择性多径衰落的状况的测定基本上仅在无线基站侧进行即可。因此，在时分双工中，用户终端不需要测定传播路径的特性并答复无线基站。
图29表示OFDMA的资源块。现在，将无线基站所发出的一个OFDMA频带称为系统带宽301。当该电波到达用户终端时，遭受多径衰落，构成系统带宽301的子载波302各自产生功率差。无线基站得到该状态的测定结果，若取图29为例，则在频率下端判定为传播状况良好，将与其对应的资源块分配给对象用户。资源块的大小由12个子载波量的资源块频带宽度303和以0.5毫秒为单位的时隙304构成，将该资源块在时间轴方向上集合2个区间而得到的资源块称为子帧305，作为通信的单位。
即，对于相对于图29的系统带宽301的用户终端，以长方形表示的资源块组306用于通信。其它的资源块分配给其它的用户终端，或者如果该用户终端除此以外还存在无线传播路径质量良好的部分，则被分配多个资源块。这样的分配按每个子帧始终在确保各用户终端的通信质量的同时进行再分配。整个资源块307结果始终提高利用效率而被使用，关系到了作为接入效率的频率利用效率的提高。
但是，资源块按每个用户终端独立地分配，不进行第三代移动通信中的频分多路。即，某个用户终端在被限定的时域/频域中占有所分配的资源块。因此，传输速度的进一步高速化主要使用利用了使传播路径特性不同的多个传播路径的MIMO(Multiple InputMultiple Output：多输入多输出)方法，正在推进高度化。
但是，关于传播路径的多路复用，由于在传播路径中产生的不稳定性、传播路径组态(profile)间的非正交性，复用数越高，通信容量和通信质量都越降低。而且，因天线的多个化引起的结构设计上的技术问题大。
另一方面，在第五代移动通信中，研究了称为非正交多路复用技术NOMA(Non-Orthogonal Multiple Access：非正交多址接入)的各种提高频率利用效率的方法。作为主要的方法，有在图30中示出的方法。在图30中，存在于无线基站401附近的用户终端402通过无线传播路径403与无线基站401连接，存在于远位的用户终端404通过无线传播路径405与无线基站401连接。在该情况下，考虑两个用户终端402、404以相同的发送功率同时向无线基站401发送电波的情况。
在无线基站401中，由于来自位于附近的距离406的用户终端402的电波的距离衰减量少，因此以比来自位于远位的距离408的用户终端404的电波格外强的功率进行接收。即，接收信号几乎等于被位于附近的用户终端402的信息所占有。利用该状态，在无线基站401中，能够容易地提取来自位于附近的用户终端402的接收信号。
无线基站401使用提取出的附近的用户终端402的接收信号，从接收信号中去除附近的用户终端402的接收信号。由此得到的输出成为位于远位的用户终端404的信号。根据以上内容，能够使以同一资源块将远近两台的用户终端同时地通信连接成为可能。
图31是在时间/频率空间上说明图30所示的NOMA方式的图，设置两个时间/频率空间的层(Layer)，将一方设为Layer 1，将另一方设为Layer 2。在Layer 1上的某资源块在远近两台的用户终端的延迟分布(profile)上优选选择的时间/频率状况下，附近的用户终端的电波411在接收功率高的状况下到达无线基站(参照图15)。另一方面，来自远位的用户终端的电波412受到更大的距离衰减作用，在接收功率低的状况下到达无线基站。
显然，在该两个信号混合的状态下，容易提取功率大的用户终端的电波411。但是，在两台用户终端具有足够大的距离差的情况下，可充分地得到功率差，但在以微小差的距离存在的情况下，信号的分离变得困难。另外，若要对中间距离的用户终端也进行通信，则无法进行充分的识别，具有频率利用效率最高也就达到2倍而平均下来只能得到1.3倍左右的技术问题。
图32表示现有技术的MIMO方式中的2×1MISO(Multiple Input Single Output：多输入单输出)方式的多路通信的可能性的研究图。考虑在同一空间中使用同一频率发送多个信息。考虑通过空间传播路径特性不同，能否识别从两根天线向一根天线发送的两种不同的信息。无线基站501现在考虑使用第一天线503(发送天线)和第二天线504(发送天线)对用户终端502发送来自第一发送设备505和第二发送设备506的独立的信息。在与用户终端502的接收侧天线507之间，具有连接接收侧天线507和第一天线503的无线传播路径508以及连接接收侧天线507和第二天线504的无线传播路径509。
在使用同一频率从第一天线503和第二天线504发送了独立的信息的情况下，理所当然，会在用户终端502的UE天线507产生干扰状态。但是，在第一无线传播路径508和第二无线传播路径509在传播特性上具有独立性的情况下，能够通过传播路径特性数据来将混合接收到的来自第一发送设备505和第二发送设备506的独立的信息分离提取。
对其原理进行说明。用户终端502利用UE天线507接收到的从来自无线基站501的第一天线503和第二天线504的各自的无线传播路径508和无线传播路径509接收到的含有频率失真的接收波会从自然界的噪声源接收所谓的白噪声。噪声在接收器510内受到矢量相加，因此加到加法器511进行体现。加有噪声的接收信号得到传播路径辨别器513的助力而进入信号分离器512。再通过最大似然检测器514和515进行纠错，分离提取所发送的两种信息。
这里，在信息提取中，使用相同频率的无线传播路径508与无线传播路径509的识别是不可缺少的。将无线传播路径508的传播路径特性设为h1，将无线传播路径509的传播路径特性设为h2，在这些传播路径特性在物理上独立性即正交性高的情况下，来自无线基站501的第一天线503和第二天线504的信息d1和d2能够通过基于接收侧天线507的接收信号r与传播路径特性的内积的相关运算来算出，能够如式(1)以及式(2)那样表示。
[数学式1]
d1＝∫r·h1dt ---(1)
[数学式2]
d2＝∫r·h2dt ---(2)
不过，一般而言，在接收天线为1台的情况下，难以始终获得在物理上独立的传播路径特性h1和传播路径特性h2，因此难以将信息d1和d2分离提取，一直进行的是，将接收侧的天线数设为多个。这里，对掌握传播路径特性h1和传播路径特性h2的MIMO(MultipleInput Multiple Output：多输入多输出)的算法进行说明。
图33表示能够进行时间/空间通信多路复用的2×2MIMO的通信帧。601是从无线基站的第一天线发送的通信帧。602是从无线基站的第二天线发送的通信帧。两个通信帧都已取得同步，以规定长度的通信帧603管理。在通信帧的最前头设置有导频信号区间604，由两区间的时隙605和时隙606构成。
无线基站在时刻t＝t1的时隙605从无线基站第一天线发送S1符号信号，从无线基站第二天线发送S2符号信号。接着，在时刻t＝t2的时隙606，从无线基站第一天线发送符号信号S2的负的共轭信号，从无线基站第二天线发送符号信号S1的共轭信号。若将对应于最开始的时刻t＝t1的时隙的用户终端的接收信号设为r1(t＝t1)，将对应于下一时刻t＝t2的时隙的用户终端的接收信号设为r2(t＝t2)，则得到式(3)及式(4)。
[数学式3]
r1(t＝t1)＝h1S1+h2S2+w1 ---(3)
[数学式4]
Figure BDA0002846252670000081
在此，Si -表示Si的共轭复数。收发复数信息的方法是正交调制和正交解调。在发送功率足够大、传播路径的距离也小、接收功率足够大的情况下，能够忽略噪声w1、w2，因此，根据式(3)和式(4)，h1和h2可由式(5)和式(6)得到。
[数学式5]
Figure BDA0002846252670000082
[数学式6]
Figure BDA0002846252670000091
在此，r1～及r2～是时刻t＝t1时的时隙中的值和时刻t＝t2时的时隙中的值的平均。现在，比较式(5)和式(6)，在满足以下的条件的情况下，h1和h2为不相关，保持独立性。即是式(7)的内积或者式(8)的内积成立的情况。
[数学式7]
h1·h2＝0 ---(7)
[数学式8]
Figure BDA0002846252670000092
式(8)由于
[数学式9]
Figure BDA0002846252670000093
或
[数学式10]
Figure BDA0002846252670000094
成立，因此得到式(9)，得到式(10)。
[数学式11]
根据
Figure BDA0002846252670000101
[数学式12]
根据
Figure BDA0002846252670000102
式(9)和式(10)同时成立就是其积成立，即是以下的式(11)成立时。
[数学式13]
Figure BDA0002846252670000103
即、|S1|2＝-|S2|2 ---(11)
这即是以下的式(12)成立。
[数学式14]
Figure BDA0002846252670000104
式(12)若用内积表示，则成为式(13)。
[数学式15]
S1·S2＝0 ---(13)
即，成为信号S1和信号S2的绝对值或范数相等、内积为0的情况。另外，在式(11)、式(13)在频率或时间上具有宽度的情况下，需要在频率或时间的部分空间中考虑，通过进行数据608或数据609所占的频率空间或时间空间的合计即积分，能够表示条件。在下式(14)、式(15)示出该条件。
[数学式16]
Figure BDA0002846252670000111
在满足这样的条件的情况下，得到式(5)和式(6)，发送到数据传输区间607的独立的数据608和数据609能够从由1根天线接收的接收信号rd使用下式进行提取分离，但式(11)产生使式(5)和式(6)的分母为零的状况。这意味着作为多元联立方程式无法得到足够数量的算式。即意味着，在从两根天线向一根天线以不同的传播路径特性h1和h2发送数据上无法得到用于弄清传播路径特性的充分的信息。
在实际当前所用的2×2-MIMO系统中，通过在接收侧和发送侧配备与接收侧的天线数目相同数量的发送侧的天线数目即两根天线，实现了确保用于弄清传播路径特性的充分的信息。如果传播路径特性h1和h2明确，则数据608的信息d1和数据609的信息d2能够作为式(16)和式(17)在接收侧提取。
[数学式17]
Figure BDA0002846252670000112
在此，wd表示噪声。
图34表示现有的基于2×2MIMO的LTE通信的概念。LTE通信在发送侧501a与接收侧502a之间进行通信。在2×2MIMO通信中，在发送侧501a设置有发送天线701、702，在接收侧502a设置有接收天线703、704。
在发送天线701与接收天线703之间存在无线传播路径705。在发送天线701与接收天线704之间存在无线传播路径706。在发送天线702与接收天线704之间存在无线传播路径707。在发送天线702与接收天线703之间存在无线传播路径708。发送侧501a分别从天线收发控制部709、710向发送天线701、702供给发送信号711、712。天线收发控制部709、710还分别进行接收信号向接收信号路径713、714的供给。
准备两个系统的发送数据，第一发送数据715在调制部717中进行编码、映射和调制，在其数字输出719中插入保护间隔即CP部(Cyclic prefix：循环前缀)并在高频部721中进行数字/模拟转换和加载到载波的处置。对于第二发送数据716也同样地，在调制部718中进行编码、映射和调制，在其数字输出720中插入保护间隔即CP部(Cyclic Prefix：循环前缀)并在高频部722中进行数字/模拟转换和加载到载波的处置。
在接收侧502a，接收天线703的接收信号经由天线收发控制部723成为接收信号725，在模拟处理部729中从高频信号向基带信号转换并去除保护间隔进行至转换为数字信号为止，在FFT部741中进行FFT处理(Fast Fourier Transform：快速傅立叶变换)，通过时域-频域转换而被辨别为各子载波上的数据组。其输出在解映射处理部751中将映射复原，在MMSE(minimum mean square error：最小均方误差)部755中提高精度直到调制符号矢量的误差成为最小平均为止，对其输出757在MLD(maximum likelihood detector：最大似然检测器)部759中求出I-Q星座图上的调制点而检测所发送的数据。
又，在接收天线704的第二系统中，也同样地，在接收天线704中经由天线收发控制部724成为接收信号726，在模拟处理部730中从高频信号向基带信号转换并去除保护间隔进行至转换为数字信号为止，在FFT部742中进行FFT处理(Fast Fourier Transform：快速傅立叶变换)，通过时域-频域转换而被辨别为各子载波上的数据组。
该输出在解映射处理部752中将映射复原，在MMSE(minimum mean square error：最小均方误差)部756中提高精度直到调制符号矢量的误差成为最小平均为止，对其输出758在MLD(maximum likelihood detector：最大似然检测器)部760中求出I-Q星座图上的调制点而检测所发送的数据。在该数据检测时，使用基于导频信号的发送的MIMO传输的传播路径特性的掌握结果。
图35表示图34中的MMSE部和MLD部的功能。图35的771是图34的进行解映射等的751以及752的输出，用772表示相当于751以及752的MMSE部。从并行接收到接收信号组771的信道估计部773向MMSE部772供给传播路径特性估计值。
MMSE部772通过MMSE均衡提取出的输出774为了求出各符号向量的星座图上的调制点，在775中进行平方欧几里得距离计算，将其结果的误差作为对数似然比LLR在776中进行运算，在软判定信道解码器777中完成解码并完成所发送的数据的解码。
通过以上的处理，即使无线传播路径705、706、707、708之间的传播路径特性之差未充分地具有正交性，也能够估计传播路径特性，提取并取出仅通过期望的传播路径传播来的发送数据。
现有技术文献
非专利文献
非专利文献1：3GPP Technical Specification；3GPP TS 36.101V8.5.0(2009-03)，“3rd Generation Partnership Project；Technical Specification Group RadioAccess Network；Evolved Universal Terrestrial Radio Access(E-UTRA)；UserEquipment(UE)radio transmission and reception(Release 8)”，2009年3月
非专利文献2：3GPP Technical Specification；3GPP TS 36.211V8.5.0(2008-12)，“3rd Generation Partnership Project；Technical Specification Group RadioAccess Network；Evolved Universal Terrestrial Radio Access(E-UTRA)；Physicalchannels and modulation(Release 8)”，2008年12月
非专利文献3：樋口、田冈、“多天线无线传输技术”、NTT DoCoMo技术期刊Vol.14No.1(2006年4月)
发明内容
发明要解决的技术问题
在第四代移动通信中，存在如下技术问题：无法实现作为其核心技术的OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access，正交频分多址)的资源块(resourceblock)的频率利用效率的提高，给通信事业发展扩大带来障碍。
本发明提供实现资源块中的频率利用效率的提高的收发方法以及收发系统。
用于解决技术问题的技术方案
为了解决上述问题，本发明的一方面涉及一种收发方法，其是在发送装置与接收装置之间进行通信的收发系统中的收发方法，在所述收发方法中，所述接收装置测定通信传播路径的传播路径特性；所述发送装置基于所述传播路径特性的测定结果，生成多个伪传播路径特性，所述多个伪传播路径特性具有以频率特性能够近似的程度与所述传播路径特性类似的传播路径特性；所述发送装置对于所述多个伪传播路径特性中被判断为相互相关性高的伪传播路径特性，以使相互相关性相互降低的方式重新进行所述伪传播路径特性的生成，重新生成相互相关性相互低的所述多个伪传播路径特性；所述发送装置在发送侧的基带内生成包含与所述多个伪传播路径特性相同数量的并列且独立的多个数据的数据组，对将所述伪传播路径特性逐个叠加于所述数据而生成的多个叠加数据进行合成而作为发送信号，并发送与多个所述伪传播路径特性相关的多个伪传播路径特性信息和所述发送信号；所述接收装置从所述发送装置接收在先发送的多个所述伪传播路径特性信息和后续发送的通信信号，并基于多个所述伪传播路径特性信息，从所述通信信号单独地提取所述多个数据。
为了解决上述问题，本发明的一方面涉及一种收发系统，其在发送装置与接收装置之间进行通信，所述收发系统具备发送装置和接收装置，所述发送装置具备：生成部，基于所述接收装置测定出的通信传播路径的传播路径特性的测定结果，生成多个伪传播路径特性，所述多个伪传播路径特性具有以频率特性能够近似的程度与所述传播路径特性类似的传播路径特性，所述生成部对于所述多个伪传播路径特性中被判断为相互相关性高的伪传播路径特性，以使相互相关性相互降低的方式重新进行所述伪传播路径特性的生成，重新生成相互相关性相互低的所述多个伪传播路径特性；以及发送部，在发送侧的基带内生成包含与所述多个伪传播路径特性相同数量的并列且独立的多个数据的数据组，对将所述伪传播路径特性逐个叠加于所述数据而生成的多个叠加数据进行合成而作为发送信号，并发送与多个所述伪传播路径特性相关的多个伪传播路径特性信息和所述发送信号，所述接收装置具备：测定部，测定所述通信传播路径的传播路径特性；接收部，从所述发送装置接收在先发送的多个所述伪传播路径特性信息和后续发送的通信信号；以及数据解码部，基于多个所述伪传播路径特性信息，从所述通信信号单独地提取所述多个数据。
为了解决上述问题，本发明的一方面涉及一种收发方法，其是在发送装置与接收装置之间进行通信的收发系统中的收发方法，在所述收发方法中，所述发送装置测定通信传播路径的传播路径特性，并基于所述传播路径特性的测定结果，生成多个伪传播路径特性，所述多个伪传播路径特性具有以频率特性能够近似的程度与所述传播路径特性类似的传播路径特性；所述发送装置对于所述多个伪传播路径特性中被判断为相互相关性高的伪传播路径特性，以使相互相关性相互降低的方式重新进行所述伪传播路径特性的生成，重新生成相互相关性相互低的所述多个伪传播路径特性；所述发送装置在发送侧的基带内生成包含与所述多个伪传播路径特性相同数量的并列且独立的多个数据的数据组，对将所述伪传播路径特性逐个叠加于所述数据而生成的多个叠加数据进行合成而作为发送信号，并发送与多个所述伪传播路径特性相关的多个伪传播路径特性信息和所述发送信号；所述接收装置从所述发送装置接收在先发送的多个所述伪传播路径特性信息和后续发送的通信信号，并基于多个所述伪传播路径特性信息，从所述通信信号单独地提取所述多个数据。
为了解决上述问题，本发明的一方面涉及一种收发系统，其在发送装置与接收装置之间进行通信，所述发送装置测定通信传播路径的传播路径特性，并基于所述传播路径特性的测定结果，生成多个伪传播路径特性，所述多个伪传播路径特性具有以频率特性能够近似的程度与所述传播路径特性类似的传播路径特性；所述发送装置对于所述多个伪传播路径特性中被判断为相互相关性高的伪传播路径特性，以使相互相关性相互降低的方式重新进行所述伪传播路径特性的生成，重新生成相互相关性相互低的所述多个伪传播路径特性；所述发送装置在发送侧的基带内生成包含与所述多个伪传播路径特性相同数量的并列且独立的多个数据的数据组，对将所述伪传播路径特性逐个叠加于所述数据而生成的多个叠加数据进行合成而作为发送信号，并发送与多个所述伪传播路径特性相关的多个伪传播路径特性信息和所述发送信号；所述接收装置从所述发送装置接收在先发送的多个所述伪传播路径特性信息和后续发送的通信信号，并基于多个所述伪传播路径特性信息，从所述通信信号单独地提取所述多个数据。
发明效果
在无线或有线的通信方法中，能够实现资源块中的频率利用效率的提高。
附图说明
图1是表示本发明所涉及的收发系统S的结构的一个例子的图。
图2A是使用M个的多个伪传播路径特性信息而在单一频率上输送M个独立的信号的图。
图2B是使用M个的多个伪传播路径特性信息而在单一频率上输送M个独立的信号的图。
图2C是使用M个的多个伪传播路径特性信息而在单一频率上输送M个独立的信号的图。
图3是表示本发明所涉及的收发系统S的详细结构的一个例子的图。
图4是表示传播路径参数管理部29的细节的结构的一个例子的图。
图5是表示算出伪传播路径特性的过程的一个例子的图。
图6是表示实现式(22)的处理的电路的一个例子的图。
图7是表示根据式(37)得到的频率轴上的谱强度的频率特性的图。
图8是表示运算伪传播路径特性的一个例子的图。
图9是将构成为单侧Z变换的图6置换为双侧Z变换的图。
图10是关于无线传播路径的传播路径特性示出了频带内的整体像的图。
图11是表示式(37)所示的传播路径特性HINV(ejωT)与作为基础的传播路径特性H(ejωT)在复频率空间中的关系的图。
图12是表示第一伪传播路径特性的概要的一个例子的图。
图13是表示第二伪传播路径特性的概要的一个例子的图。
图14是表示第三伪传播路径特性的概要的一个例子的图。
图15是表示第四伪传播路径特性的概要的一个例子的图。
图16A是表示在发送侧生成伪传播路径特性的结构的一个例子的图。
图16B是表示在接收侧提取伪传播路径特性的结构的一个例子的图。
图17A是表示第五伪传播路径特性的概念的一个例子的图。
图17B是表示伪传播路径特性的延迟分布的一个例子的图。
图18是进行多个伪传播路径特性的生成的传播路径参数管理部29的内部的示意图。
图19是表示用户终端的接收系统7的FFT部41以及相关运算部41f的结构的一个例子的图。
图20是表示用于生成资源块的用户终端的接收系统7的FFT部41中的运算的概念的一个例子的图。
图21是说明用于按OFDMA的频率宽度测定传播路径特性的SRS的图。
图22是表示用于产生SRS的结构的一个例子的图。
图23是表示OFDMA帧的结构的一个例子的图。
图24是表示使用三种伪传播路径模型的无线通信系统的一个例子的图。
图25是表示使用三种伪传播路径模型的OFDMA帧的一个例子的图。
图26A是使用三种伪传播路径特性来进行数据传输的概念图。
图26B是表示收发系统S的处理流程的一个例子的序列图。
图27是表示以往的无线通信的概要的图。
图28是第四代移动通信的无线接入系统的框图。
图29是表示以往的OFDMA的资源块的图。
图30是表示发送功率控制型的NOMA的例子的图。
图31是表示发送功率控制型的NOMA的资源块的多层化的图。
图32是现有技术的MIMO方式中的2×1MISO的方式的多路通信的可能性的研究图。
图33是表示MIMO通信的通信帧的图。
图34是表示基于以往的2×2MIMO的LTE通信的概念的图。
图35是表示基于以往的MIMO的LTE通信的MMSE部和MLD部的功能的图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的收发系统的实施方式进行说明。本发明的目的在于实现OFDMA系统中的传输速度提高。具体而言，实现资源块中的频率上的多路复用。其手段是，设置与由电波传播路径特性决定的资源块的频域的特性近似的多个伪传播路径特性。
此时，各伪传播路径特性以相互确保低相互相关性的方式生成，使相互的干扰度降低。图1是示出本发明所涉及的收发系统S的结构的一个例子的图。图1依据对现有例的MIMO方式进行说明的图34。在图1中，对于与图34相同的构成，使用相同的名称以及符号(有时也适当变更名称)，适当省略重复的说明。收发系统S具备发送侧501(发送装置)和接收侧502(接收装置)。
在图32中，发送侧的天线由两台构成，两个发送系统与各自的天线连接。在其无线传播路径508、509存在电波传播路径特性h1以及h2，该特性叠加于发送电波。在图32中，采用如下手段：通过将两种导频信号和其共轭信号以两个时隙发送，从而在接收侧解读该传播路径特性h1和传播路径特性h2，从以后的数据通信时的干扰进行分离。
图1的收发系统S示出如下情况：在发送侧501，保持该传播路径特性h1以及传播路径特性h2，并对两系统的发送输出分别进行乘法运算、加法运算，从而即使天线为1台，在接收侧502也能够接收与图32大致相同的电波，能够使用预先已认知的传播路径特性h1以及传播路径特性h2来分离提取两系统的发送信号。
在图32中，传播路径特性h1以及传播路径特性h2也基本上是在接收系统中进行测定，但是，短时间期间是数值不产生大的变化的前提，如果利用该状态，则能够生成依照实际的传播路径特性h1和传播路径特性h2的伪传播路径特性，并使用该伪传播路径特性同时发送两系统的发送信号。现在，如果用数学式表示一个符号区间中的发送数据和正交调制，则成为式(18)。
[数学式18]
Figure BDA0002846252670000191
在此，ωc：载波频率，t：时间，θ：相位，y(ωc，t)：发送波信号，v(t＝t1)：时刻t1上的发送符号信号，a：载波振幅。
在符号区间内符号信号为一定的情况下，能够进一步表达为如下：
[数学式19]
Figure BDA0002846252670000201
若电波传播路径特性Γt(ωc，t)也用极坐标表达来表示，则能够写成如下：
[数学式20]
Figure BDA0002846252670000202
在此，c：传播衰减，θt：传播路径相位变化。到达接收天线的接收波是它们的相乘结果，因此可得到式(21)。
[数学式21]
Figure BDA0002846252670000203
若对该接收波乘以传播路径特性的倒数，则成为式(22)，能够再现发送侧的发送波。
[数学式22]
Figure BDA0002846252670000204
若进一步通过FFT对载波信号进行乘法运算，则得到式(23)。
[数学式23]
Figure BDA0002846252670000205
这里，如果设置为ea＝A，则ea+jθ为ea+jθ＝A(cosθ+jsinθ)，表示由正交检波的正交平面上的振幅A和相位θ引起的波动。
在图2A、图2B、图2C(以下也统称为图2)中用数学式示出如下情况：根据上述的考虑，通过准备M个的多个伪传播路径特性，从而能够输送M个的多个数据。
如图1、图2所示，在发送侧501，输送处理部505A在第一发送用信号551上叠加以H1(ω)表示的伪传播路径特性信息561。并行地，输送处理部506A在第二发送用信号552上叠加以H2(ω)表示的伪传播路径特性信息562。合成器521对输送处理部505A的输出和输送处理部506A的输出进行合成。合成后的发送用信号从发送侧天线503送出到无线传播路径(wireless propagation path)508。
无线传播路径508是发送侧天线503与接收侧天线507之间的供信号传播的路径。用Hp(ω)表示该无线传播路径508的传播路径特性。将第一发送用信号551的调制后的特性设为s1(ω，t)，将第二发送用信号552的调制后的特性设为s2(ω，t)。如果用数学式表示各个信号输入到接收侧502的天线507时的信号，则关于第一发送用信号551，由于受到传播路径特性H p(ω)的影响，因此成为式(24)。
[数学式24]
sa(ω，t)H1(ω)Hp(ω) ---(24)
伪传播路径特性H1(ω)和无线传播路径特性Hp(ω)能够作为频率特性进行合成，因此能够表示为式(25)。
[数学式25]
H1(ω)Hp(ω)＝Hp1(ω) ---(25)
若使用该合成后的传播路径特性Hp1(ω)来表示式(24)，则成为式(26)。
[数学式26]
sa(ω，t)H1(ω)Hp(ω)＝sa(ω，t)Hp1(ω) ---(26)
根据式(26)，能够与发送信号s1(ω，t)宛如穿过无线传播路径特性Hp1(ω)中同等地处理。
不过，在伪传播路径特性H1(ω)和无线传播路径特性Hp(ω)的频率特性不近似的情况下，作为式(26)的结果的Hp1(ω)示出质量差的频谱，对提供给资源块的频带中的通信带来障碍。因此，在生成伪传播路径特性时，生成与实际传播路径特性类似的伪传播路径特性。同样的情况也能够针对第二发送信号s2(ω，t)，若以Hp2(ω)表示合成后的传播路径特性，则得到式(27)。
[数学式27]
sb(ω，t)H2(ω)Hp(ω)＝sb(ω，t)Hp2(ω) ---(27)
在用户终端502中，由于接收电路是单一的，因此混入的噪声也为一种，若以Nnoise(ω，t)表示该噪声，则接收电路中的信号r(ω，t)能够用下式(28)来表示。
[数学式28]
r(ω，t)＝sa(ω，t)H1(ω)Hp(ω)+sb(ω，t)H2(ω)Hp(ω)+Nnoize(ω，t) ---(28)
式(28)表示本申请尽管无线传播路径只有一个系统，但能够通过多个传播路径独立地输送不同的信息数据。图2B以物理方式表示式(28)。
如果进一步将式(28)的各传播特性合成，则得到式(28a)。
[数学式29]
r(ω，t)＝sa(ω，t)H1(ω)Hp(ω)+sb(ω，t)H2(ω)Hp(ω)+Nnoize(ω，t)
＝sa(ω，t)Hp1(ω)+sb(ω，t)Hp2(ω)+Nnoize(ω，t) ---(28a)
图2C以物理方式表示式(28a)。图2C表示根据本申请的想法而使用犹如具有相互独立的传播路径特性的多个无线传播路径来收发独立的信息的可能性。
以下的式(29)示出了：在该想法中，在能够提供m个的多个不同的伪传播路径特性Hk(ω)：k＝1，…，m的情况下，能够使用合成后的传播路径特性的Hpk(ω)：k＝1，…，m而以一个系统的无线传播路径发送m个的多个独立的发送信息。
[数学式30]
Figure BDA0002846252670000231
根据以上内容显而易见的，如果能够准备多个伪传播路径特性，则无需设置多个空间传播路径就能够同时传输多个发送信号。在实现时，需要将发送系统和接收系统的功能架构以及伪传播路径特性数据的生成方法具体化。以下将具体的方法和手段作为多个实施例加以示出。
在图3中，1表示无线基站的发送系统，2表示该无线基站的接收系统，3表示无线基站发送系统1的输出信号，4表示向无线基站接收系统的输入信号，5表示无线基站发送系统输出信号3与前期无线基站接收系统输入信号4的天线的连接管理部，6表示与该连接管理部5连接的无线基站的天线。
在图3中，进一步地，7表示用户终端的接收系统，8表示该用户终端的发送系统，9表示用户终端接收系统7的输入信号，10表示用户终端发送系统8的输出信号，11表示用户终端接收系统输入信号9与用户终端发送系统的发送信号10的天线的连接管理部，12表示与该连接管理部11连接的用户终端的天线。
13是无线基站天线6与用户终端天线12之间的无线传播路径。在无线基站发送系统1中，15表示第一发送用信息。16表示第二发送用信息。17f表示基于第一伪传播路径参数的频域的输送处理部，18f表示基于第二伪传播路径参数的频域的输送处理部。21表示第一调制电路，22表示第二调制电路。23表示第一调制电路21的输出。24表示该第二调制电路22的输出。
17b表示基于第一伪传播路径参数的时域的输送处理部。18b表示基于第二伪传播路径参数的时域的输送处理部。25a表示基于第一伪传播路径参数的时域的输送处理部17b的输出。25b表示基于第二伪传播路径参数的时域的输送处理部18b的输出。25表示输出25a与输出25b的相加。
26表示无线基站接收系统2的接收电路。27表示基站接收部26的第一输出。28表示基站接收部26的第二输出的无线传播路径信息。29表示传播路径参数管理部。30表示来自传播路径参数管理部29的第一伪传播路径参数h1以及控制信号。31是来自传播路径参数管理部29的第二伪传播路径参数h2以及控制信号。32表示无线基站的调度器。33表示来自基站接收部26的帧基准信号。34表示向基站接收部26发送的信号处理用定时信号。35表示向基于第一伪传播路径参数的第一调制电路21和基于第二伪传播路径参数的第二调制电路22发送的信号处理用定时信号。
在用户终端接收系统7中，9表示接收信号。10表示发送信号。11表示切换接收信号9和发送信号10的控制部。12表示用户终端的天线。13表示无线基站天线6与用户终端天线12之间的电波传播路径。37表示从传播路径参数管理部29输出的向第一FFT部21发送的资源分配控制信号。38同样地表示从传播路径参数管理部29输出的向第二FFT部22发送的资源分配控制信号。
39表示用户终端的调度器。40表示向用户终端调度器39发送的来自用户终端接收系统7的定时信号。41f表示接收用户终端接收系统输入信号9的第一时域的相关运算部。42f表示接收用户终端接收系统输入信号9的第二时域的相关运算部。43表示接收第一时域的相关运算部41f的输出41a的第一FFT部。
44表示接收第二时域的相关运算部42f的输出42a的第二FFT部。41b表示第一频域的相关运算部。42b表示第二频域的相关运算部。41c表示将第一时域的相关运算部41f的输出的一部分提供给第二时域的相关运算部42f的手段。45表示伪传播路径特性的管理部。46表示控制信号组。47表示向第一相关运算部41f供给第一伪传播路径特性的信号路径。48表示向第二相关运算部42b供给第二伪传播路径特性的信号路径。49表示来自用户终端调度器39的定时信号。
50表示接收来自用户终端调度器39的用户发送部提取输出48的第二FFT(fastfourier transform：快速傅里叶变换)。51表示接收第一FFT49的第一输出的来自第一资源块的信号取出部。52表示接收第二FFT50的第一输出的来自第二资源块的信号取出部。53表示接收第一FFT49的第二输出的第一传播路径特性估计部。54表示接收第二FFT50的第二输出的第二传播路径特性估计部。
55表示第一MMSE(Minimum Mean Square Error：最小均方误差)纠错部。56表示第二MMSE(Minimum Mean Square Error：最小均方误差)纠错部。57表示第一MMSE纠错部55的校正输出。58表示第二MMSE纠错部55的校正输出。59表示得到第一MMSE纠错部55的校正输出57并再现第一发送用信息15的第一最大似然估计部。60表示得到第二MMSE纠错部56的校正输出58并再现第二发送用信息16的第二最大似然估计部。
61表示第一最大似然估计部59的输出。62表示第二最大似然估计部60的输出。63a和63b表示第一实际传播路径特性估计信息。64a和64b表示第二实际传播路径特性估计信息。65表示由第一最大似然估计部59获得的第一均衡传播路径特性。66表示由第二最大似然估计部60获得的第二均衡传播路径特性。
67表示将实际传播路径特性估计信息63b及64b和均衡传播路径特性65及66作为输入的信息耦合部67A。68A表示信息耦合部67A的输出。69表示用户终端的发送部。70表示用户终端发送部69的发送用信号组。71表示向用户终端发送部69发送的来自用户终端调度器39的定时信号。需要说明的是，在图3中，发送系统和接收系统都省略了高频部。
对图3中的本申请第一实施例的动作进行说明。需要说明的是，图3的大部分与现行的OFDMA系统相同，因此省略本申请的目的以外的动作。在无线基站发送系统1中，在两系统的发送部分别向第一频域的输送处理部17f和第二频域的输送处理部18f供给第一发送用信息15和第二发送用信息16。在来自传播路径参数管理部29的伪传播路径特性信息指示频域上的处理的情况下，在此进行输送处理。
输送处理部17f的输出19和输送处理部18f的输出20分别被输入到第一调制电路21和第二调制电路22。同时，在传播路径参数管理部29中，从基站接收部26接收无线传播路径信息28，适当地基于无线传播路径信息28选定适当的资源块，生成资源分配控制信号37、38和伪传播路径特性h1、h2，使第一调制电路21和第二调制电路22生成要利用的资源块。
第一调制电路21和第二调制电路22将其输出分别供给到基于第一伪传播路径参数的时域的输送处理部17b和基于第二伪传播路径参数的时域的输送处理部18b。其输出25a及25b由合成器25合成而成为发送输出3(发送信号)。发送输出3经由无线基站天线6与无线传播路径13连接，由用户终端天线12接收。
接收信号9经由天线连接管理部11输入到第一时域的相关运算部41f和第二时域的相关运算部42f，如果伪传播路径特性模型是时域的模型，则在该段中取出期望的载波。伪传播路径特性模型是否为时域的模型根据来自伪传播路径特性管理部45的指示来判断。第一时域的相关运算部41f和第二时域的相关运算部42f的输出41a以及输出42a通过第一FFT部43以及第二FFT部44而变换为频域信息。
在此提取OFDM系统中的子载波组上的调制波。这两台的FFT部的输出被输入到第一频域的相关运算部41b和第二频域的相关运算部42b，如果伪传播路径特性模型是频域的模型，则在该段中取出期望的载波。伪传播路径特性模型是否为频域的模型根据来自伪传播路径特性管理部45的指示来判断。
通过这些处理，之后的信号处理与图34所示的MIMO方式的接收系统相同。信号被送到第一解映射部51和第二解映射部52进行解映射，虽然分别是包含错误的状态，但成为第一发送信息和第二发送信息。第一发送信息和第二发送信息通过第一MMSE(MinimumMean Square Error：最小均方误差)纠错部55和第二MMSE纠错部56进行纠错而成为校正输出57、58。
进一步地，校正输出57、58分别由第一最大似然估计部59和第二最大似然估计部60解码，获得错误更少的接收信息输出61和接收信息输出62。在该接收信息输出61以及接收信息输出62中还包含接收对从无线基站1发送的无线传播路径特性进行确定的导频信号(Scattering Pilot(离散导频)信号)而得到的无线传播路径特性信息，它们被提供给伪传播路径特性管理部45。
同时，接收信息输出61和接收信息输出62被发送到信息耦合部67A，将来自第一传播路径特性估计器53和第二传播路径特性估计器54的传播路径估计信息63a、64a汇总为信息68A并提供给用户终端发送部69，将其发送信号10从用户终端天线12无线传输到无线基站天线6。如上所述，第一传播路径特性估计器53和第二传播路径特性估计器54估计通过无线基站发送系统1发出的导频信号(Scattering Pilot(离散导频)信号)得到的无线传播路径特性。无线基站发送系统1所利用的第一伪传播路径特性h1和第二伪传播路径特性h2由无线基站发送系统1的传播路径参数管理部29生成。
图4是示出图3的传播路径参数管理部29的细节的结构的一个例子的图。在图4中，向图3的生成延迟分布信息的传播路径参数管理部29发送的输入28包含传播路径特性估计信息97、信道质量指标98以及资源块选择信息99。传播路径特性估计信息97经由IFFT部64而成为频率特性数据67。另一方面，由传播路径模型的选定部95从传播路径特性估计信息97选定的传播路径模型信息和新的来自传播路径模型的生成部96的传播路径模型信息被传递到比较/评价部68。
比较/评价部68还参照来自接收系统的传播路径特性估计信息97，选定发送系统所需要的伪传播路径特性30。比较/评价部68根据传播状况和服务种类从比较方法库(bank)90中选择适当的伪传播路径特性30。这样选择的伪传播路径特性30a和30b被提供给第一调制电路21和第二调制电路22。另外，传播路径特性估计信息(延迟分布估计信息)30c被提供给层映射部87以用于资源块的选定。
以下示出图5中根据该图的(C)的参数运算该图的(A)以及(B)的过程。在图3所示的本申请第一实施例中，第一传播路径特性估计器53和第二传播路径特性估计器54根据前置的FFT部43、44的时间-频率变换作用，如图5的(A)的1001那样得到相当于无线传播路径13的延迟分布(delay profile)的系统频带1002内的频率特性。FFT部43、44进行复分析，因此在物理上可获得相当于图5的(B)的无线传播路径特性(相位-频率特性)1003。在LTE系统中，根据该无线传播路径特性选定图5的(C)那样的用户终端应使用的资源块1004或1005。
频率成分1006是附于系统频带内的外缘部的控制信号(PUCCH)。在图3的本申请第一实施例中，这些处理在无线基站发送系统1的FFT部21、22中进行，该无线基站发送系统1的FFT部21、22分别接收有来自无线基站发送系统1侧的传播路径参数管理部29的资源分配控制信号37、38，该无线基站发送系统1侧的传播路径参数管理部29通过用户终端发送系统8而得到了用户终端所掌握的无线传播路径特性信息。
对于无线传播路径特性1001、1003，如果实施IFFT处理，则可得到图5的(D)的强度-时间特性及图5的(E)的相位-时间特性所示的延迟分布特性。特别是，图5的(E)所示的相位-时间特性成为在生成伪传播路径模型上重要的数据。即，如果得知该图的(A)以及(B)，则能够得到正交或相互相关性低的传播路径模型的传播路径参数，通过追溯上述过程可知新的延迟分布。
在图5的(D)中，1007是最早到来的第一波，通常是直接波，用a表示强度。下一个到来的1008是第一延迟波，通常为第一反射波，用b表示强度。接下来到来的1009是第二延迟波，通常为第二反射波，用c表示强度。接着到来的1010是第三延迟波，通常为第三反射波，用d表示强度。
关于延迟波各自的与第一波之间的延迟时间，用n1T表示第一延迟时间1028，用n2T表示第二延迟时间1029，用n3T表示第三延迟时间1030。在此，n1、n2、n3表示整数值，T表示时间分辨率。如后所述，时间分辨率以系统带宽的倒数给出。另外，图5的(E)表示延迟分布的相位，将第一波的相位1017用θa表示，将第一延迟波的相位1018用θb表示，将第二延迟波的相位1019用θc表示，将第三延迟波的相位1020用θd表示。现在，将图5的(D)的参数像以下的式(30)那样进行假定，作为模型1。
[数学式31]
Figure BDA0002846252670000301
此时，图5的(D)是FIR(finite impulse response，有限脉冲响应)滤波器形式，成为图6的电路。能够使用Z变换以式(31)对其进行表示。
在图6中，输入1101在第一乘法器1102中被第一系数输入1103相乘。同时地，输入1101在第一延迟器1104中被实施延迟而成为第一延迟信号1105，第一延迟信号1105在第二乘法器1106中被第二系数输入1107相乘。同时地，第一延迟信号1105在第二延迟器1108中被实施延迟而成为第二延迟信号1109，第二延迟信号1109在第三乘法器1110中被第三系数输入1111相乘。所有的乘法器的输出由加法器1112进行相加而成为输出1113。
在Z变换式(31)中，第一项表示第一波，第二项表示第二波，第三项表示第三波。
[数学式32]
Figure BDA0002846252670000302
其中，H(z)是传播路径特性函数，z由式(32)表示，T是单位延迟时间，ω是角频率。
[数学式33]
z＝ejωT ---(32)
图6是在发送侧预先给予的相当于伪传播路径的滤波器。对式(31)进行变形则得到式(33)。
[数学式34]
Figure BDA0002846252670000311
作为复空间的H(ejωT)能够如式(34)那样由实数部R(ω)和虚数部X(ω)之和表示。
[数学式35]
H(ejωT)＝R(ω)+jX(ω) ---(34)
实数部R(ω)和虚数部X(ω)与式(35)相等。
[数学式36]
Figure BDA0002846252670000312
式(35)表示频率轴和时间轴上的每个频率构成要素的频谱强度和相位。图7表示对基于式(35)的频率轴上的频谱强度制成图表而得的图。在图7中，1200表示整个传播路径特性，用子载波1202表示强度。基于传播路径特性1200选择的资源块被描绘为1203或1204。
在式(35)中出现表示相位特性的式子。这是通过单侧Z变换进行了Z变换的结果。单侧Z变换本来如图8的(D”)所示，以考虑了双侧Z变换的形式用正负的时间轴表现。需要说明的是，图8的(D’)和(E’)是将条件式(30)应用于图5的(D)和(E)后的图。图8的引用编号转用图5的引用编号，为了与条件式(30)相对比而标有后缀a。
如图6所示，本申请中的伪传播路径特性生成将非循环型滤波器的结构作为构思。与此对应的滤波器通过Z变换的方法来实现。不论在时间轴上还是频率轴上都需要在有限的范围内考虑，滤波器的形态以FIR型考虑，但由于FIR型滤波器在原点生成传递函数的极点(pole)，因此在范围的边界容易成为陡峭的特性。
因此，在研究图5的(D)及图5的(E)的情况下，考虑正负两侧。其它理由如后所述，在接收侧通过伪传播路径特性提取期望信号时，将频率轴上的相关运算与均衡运算一并进行。此时不能带入单侧Z变换所具有的绝对时间。因此，通过双侧Z变换来确保开始位置的时间位置信息而确保时间差。另外，通过双侧Z变换，能够使其具有稳定且完全的直线相位特性，特性的偶对称性和奇对称性也变得明确。在图8中，图8的(D’)表示单侧Z变换，图8的(D”)表示双侧Z变换。图8的(E’)表示单侧Z变换中的相位特性，图8的(E”)表示双侧Z变换中的相位特性。
频谱强度在图8的(D”)示出，频谱的相位在图8的(E”)示出。如式(33)所示，频谱强度由余弦波表示，在轴上正负极性相同，成为偶对称。另一方面，虚数部由正弦波表示，在轴上极性正负反转，成为奇对称。相位角θ通常以反正切(tan-1(sinθ)/(cosθ))考虑。因此，相位角θ为奇对称。
图8的(D”)所示的双侧Z转换对应图在时间t的负极性区域中呈偶对称地以强度b表示第一延迟波1008b，以强度c表示第二延迟波1009b，作为延迟时间，以(-n1T)表示第一延迟波1008b与第一波之间的负极性的第一延迟时间1028，以(-n2T)表示第二延迟波1009b与第一波之间的负极性的第二延迟时间1029。图8的(E”)所示的对应于双侧Z变换的相位在时间t的负极性区域中呈奇对称地以相位(-θb)表示第一延迟波1008b，以相位(-θc)表示第二延迟波1009b。
在实际环境中，各相位的旋转方向具有各自的方向。该方向由式(35)的虚数部决定。即，频率轴正区域为正的相位且负区域为负的相位的频率成分在复空间内沿逆时针方向旋转，频率轴正区域为负的相位且负区域为正的相位的频率成分在复空间内沿顺时针方向旋转。在一个模型中，如果使相位极性在频率轴上实现正负反转，则相位旋转全部成为反向旋转。此时，频率特性、延迟分布相同，但相关性显著降低。其结果是，能够除去由接收部的最大似然检测器(MLD)引起的来自其它信号的干扰并提取期望信号。
若在前例采用图8的(D”)的频谱强度参数的值，则Z变换式成为下式(36)。
[数学式37]
Figure BDA0002846252670000331
具体而言，在图9中示出双侧Z变换，求出特性并进行比较。图9是将作为单侧Z变换而构成的图6置换为双侧Z变换的图。另外，在两侧对称地提供延迟波的相位。
输入1101在第一乘法器1110b中被第一系数输入1111b相乘。同时地，输入1101在第一延迟器1114中被实施延迟而成为第一延迟信号1115，第一延迟信号1115在第二乘法器1106b中被第二系数输入1107b相乘。同时地，第一延迟信号1115在第二延迟器1116中被实施延迟而成为第二延迟信号1117，第二延迟信号1117在第三乘法器1102a中被第三系数输入1103a相乘。第二延迟信号1117在第三延迟器1104a中被实施延迟而成为第三延迟信号1105a，第三延迟信号1105a在第四乘法器1106a中被第四系数输入1107a相乘。
同时地，第三延迟信号1105a在第四延迟器1108a中被实施延迟而成为第四延迟信号1109a，第四延迟信号1109a在第五乘法器1110a中被第五系数输入1111a相乘。所有的乘法器的输出由加法器1112c进行相加而成为输出1113c。从图9导出的双侧Z变换式成为下式(30a)。
[数学式38]
Figure BDA0002846252670000341
图10是关于无线传播路径的传播路径特性而示出了频带内的整体像。图10的(F)表示频率轴和时间轴上的每个频率构成要素的频谱强度，图10的(G)表示频率轴和时间轴上的每个频率构成要素的相位。图10的(F)表示关于整个OFDMA波的双侧Z变换的情形，针对图5、图8中关于一个子载波频率示出的地方示出了关于系统频带内的全部子载波的变化。
即，将到来的第一波表示为1121a，将此后的第一延迟波表示为1122a，将第二延迟波表示为1123a，将第三延迟波表示为1124a，将第四延迟波表示为1125a，将第五延迟波表示为1126a，将第六延迟波表示为1127a。不过，由于是双侧Z变换，因此位于中心的1124a是原本的第一波。以该第一波1124a为基准，对于到第一延迟波组1123a和1125a为止的时间，分别将负侧以1128ng表示，将正侧以1128ps表示。同样地，对于到第二延迟波组1122a和1126a为止的时间，分别将负侧以1129ng表示，将正侧以1129ps表示。
同样地，对于到第三延迟波组1121a和1127a为止的时间，分别将负侧以1130ng表示，将正侧以1130ps表示。另外，图10的(G)所示的相位信息也用1121p表示到来的第一波的相位组，将此后的第一延迟波的相位组表示为1122p，将第二延迟波的相位组表示为1123p，将第三延迟波的相位组表示为1124p，将第四延迟波的相位组表示为1125p，将第五延迟波的相位组表示为1126p，将第六延迟波的相位组表示为1127p。本申请作为目的的伪延迟分布如图10所示那样示出了需要宽范围地识别。
接着，示出根据从实际传播路径特性生成的伪传播路径特性模型来生成与其低相关度的不同的伪传播路径特性模型的方法。在实际传播路径中伴随时间变化，测定每时每刻的频谱强度和相位的信息。在伪传播路径特性中，也以接近符号周期的变化实施相位旋转是有效的。通过使相位旋转的方向、旋转翻转等对称，能够构成至少两种传播路径。接着，基本上，将与式(34)所表示的传播路径特性正交的传播路径特性设为HINV(ejωT)，示出生成方法。与式(34)频率相位正交的伪传播路径特性HINV(ejωT)由式(37)表示。
[数学式39]
Figure BDA0002846252670000351
这两个传播路径特性即H(ejωT)和HINV(ejωT)在作为功率来看的情况下都成为下式(38)，示出同一频率特性，因此能够达到期望的目的。
[数学式40]
|H(ejωT)|2＝|HINV(ejωT)|2＝(R(ω))2+(X(ω))2 ---(38)
在此，图11表示式(37)所示的传播路径特性HINV(ejωT)与作为基础的传播路径特性H(ejωT)在复频率空间中的关系。需要说明的是，在此，仅针对一个频率进行了示出。
图11的(a)示意性地描绘出了根据图5的(d)所示的直接波和图5的(e)所示的相位信息导出的伪传播路径频率特性H(ejωT)的式子(35)的频率特性即频谱强度和相位特性。图11的(a)示出了分别由1007f、1008f、1009f、1010f所示的角频率ω1、ω2、ω3、ω4时的、分别由1007r、1008r、1009r、1010r所示的频谱强度s1、s2、s3、s4，并示出了分别由1007p、1008p、1009p、1010p所示的频谱相位、θ1、θ2、θ3、θ4。设相位进行旋转，在该例中，旋转方向全部为逆时针方向。
另一方面，图11的(b)示意性地描绘出了按每个频率相位成为与伪传播路径频率特性H(ejωT)相反的极性的伪传播路径的频率特性HINV(ejωT)的式子(37)的频率特性即频谱强度和相位特性。图11的(b)示出了分别由1007f、1008f、1009f、1010f所示的角频率ω1、ω2、ω3、ω4时的、分别由1007ri、1008ri、1009ri、1010ri所示的频谱强度s1、s2、s3、s4，并示出了分别由1007pi、1008pi、1009pi、1010pi所示的频谱相位、-θ1、-θ2、-θ3、-θ4。设相位进行旋转，在该例中，旋转方向全部为顺时针方向。在该例子中，由于与图11的(a)正交，所以旋转方向全部示出顺时针方向。
如果从复频率的角度出发在时间轴上表示该状况，则能够用图12和图13示出。图12是关于图5的(D)和图5的(E)作为双侧Z变换而示出的图。图12和图13以考虑了双侧Z变换的形式用正负时间轴进行表现。图12中的引用编号以图5为基准，但由于进行双侧Z变换，因此，从第一波起正的时间轴侧在后缀标有a，负的时间轴侧在后缀标有b。图12的(G')示出了双侧Z变换中的相位信息，并示出了作为将第一波的相位设为零的情况的在正的时间侧和负的时间侧的奇对称性。
图14的(H)示出了：针对与第一伪传播路径特性H(ejωT)正交的第二伪传播路径特性HINV(ejωT)，以Hilbert变换进行了变换，相位沿顺时针方向进行了旋转，所有的相位的极性都与图12的(G’)相反。表示频谱强度的图与图11的(F')相同，但在整个频域观察时的各相位的旋转方向由相位的符号决定，具有各自的方向。该方向由式(36)的虚数部决定。
如果使用式(33)的特性来使相位旋转方向为相反极性，则得到式(39)，即可知与式(33)是共轭的。该频率特性与式(33)等价，但在相位旋转上完全相反，传播路径特性正交。
[数学式41]
Figure BDA0002846252670000371
根据以上内容，通过将传播路径特性H(ejωT)和传播路径特性HINV(ejωT)作为伪传播路径特性信息预先发送到传输目的地的接收部，从而能够从以同一载波频率对乘以传播路径特性H(ejωT)所得的数据d1和乘以传播路径特性HINV(ejωT)所得的数据d2进行调制并进行无线传输而接收到的接收波中，通过进行与传播路径特性H(ejωT)的相关运算而提取数据d1，通过进行与传播路径特性HINV(ejωT)的相关运算而提取数据d2。即，能够通过单一的无线传播路径来输送至少两个独立的数据序列。
接着，关于第三伪传播路径特性HREV(ejωT)，用式(40)表示。
[数学式42]
HREV(ejω(-T))＝R(ω(-T))+jX(ω(-T)) ---(40)
正如在式(40)中显而易见的那样，第三伪传播路径特性HREV(ejωT)是用反极性-T置换变量T而得到的。使用图14说明该状况。正如由式(40)和图14所显而易见的那样，第三伪传播路径特性HREV(ejωT)是与第一伪传播路径特性H(ejωT)将时间轴上的排列倒置而得到的。1031ua以及1031ub所示的时间noT除了对应的相位1020upa和1020upb同时为零以外均给出时间分辨率以上的时间。
符号以图5和图12为基准，但时间方向改变，因此在后缀标注了u。而且，在时间轴上进行了以第一波1007ua或1007ub为基准的1032ua和1032ub、1033ua和1033ub、1034ua和1034ub的时间规定。在图14的(I)的相位中，将表示时间轴正区域的后缀设为upa，将表示负区域的后缀设为upb。
显然，如果进行时间轴上的相关运算，则第三伪传播路径特性HREV(ejωT)与第一伪传播路径特性H(ejωT)和第二伪传播路径特性HREV(ejωT)的相关均为零。接着，关于第四伪传播路径特性HDL(ejω(T-nτ))，用式(41)表示。
[数学式43]
HDL(ejω(T-nτ))＝R(ω(T-nτ))+jX(ω(T-nτ)) ---(41)
正如在式(41)中显而易见的那样，第四伪传播路径特性HDL(ejω(T-nτ))对变量T设置了延迟。使用图15对该状况进行说明。图15的所有的到来波与图12相比延迟了延迟时间1040以及1040b所示的noT。如果图12的到来波的全部到来时刻与图15的到来波时刻不一致、或超过图12的到来波的最长时间而设定时间noT，则能够独立地接收基于各个伪传播路径特性的两个独立的发送数据的输送。
正如由式(40)以及图15所显而易见的那样，第四伪传播路径特性HDL(ejω(T-nτ))是通过在时间轴上延迟第一伪传播路径特性H(ejωT)而获得的。显然，如果进行时间轴上的相关运算，则与第一伪传播路径特性H(ejωT)、第二伪传播路径特性HL(ejωT)、第三伪传播路径特性HINV(ejωT)的相关均为零。将简单的例子示于图16。
在图16A中，(1)表示发送系统的关联部分，在图16B中，(3)表示接收系统的关联部分。基本上与图3相同。在图16A中，(2)表示图16A的(2)中的时域的输送处理部17b、18b的具体构成，在图16B中，(4)表示图16B的(3)的时域的相关运算部41f、42f的具体构成。
在图16B中，(2)将两种伪传播路径特性h1以及h2作为来自传播路径参数管理部29的输出30、31提供，构成两台类似的FIR型滤波器。在第一时域的搬送处理部17b中，形成按照基于延迟分布的Z变换的FIR型均衡器，在第二时域的输送处理部18b中，除了插入超过图12与图15之间的延迟时间量的延迟器1153t以外，形成与第一时域的按照基于延迟分布的Z变换的FIR型滤波器同等的构成，将各自在合成器25中合成并进行发送处理。
在接收该无线信息的图16B的(4)的接收部中，基于伪传播路径特性管理部45所生成的伪传播路径特性信息h1、h2，在第一时域的相关运算部41f、42f中，构成如图16B的(4)所示那样的两台类似的FIR型均衡器。该均衡器是与发送侧的FIR型滤波器同等的构成，如果相同则传播路径特性的综合值虽然频率特性的波谷增大，但被赋予了资源块的频带中的劣化不剧烈。另一方面，如果使该均衡器为相反特性的均衡型，则频率特性基本上是平坦的，在接收特性上可得到大的改善。
除了在两个时域的相关运算部41f、42f中插入超过图12与图15之间的延迟时间量的延迟器1153r以外，形成与第一时域的按照基于延迟分布的Z变换的FIR型滤波器同等的构成，分别获得输出并提供至下一级的FFT部。根据以上可知，能够生成和使用对延迟分布实施了延迟的情况下的次要的伪传播路径特性模型。
接着，关于第五伪传播路径特性HDL-ODD(ejω(T-nτ))，用式(42)表示。
[数学式44]
HDL-ODD(ejω(T-nτ))＝R(ω(-T+nτ))+jX(ω(-T+nτ)) ---(42)
正如在式(42)中所显而易见的那样，第四伪传播路径特性HDL-ODD(ejω(T-nτ))是对排列的倒置设置了变量T的延迟而得到的。使用图17A说明该状况。正如由式(42)和图17A所显而易见的那样，第五伪传播路径特性HDL-ODD(ejω(T-nτ))是对第一伪传播路径特性H(ejωT)将时间轴上的配置反转并进一步在时间轴上实施了延迟而得到的。由1051va以及1051vb所示的时间noT提供减轻相关性所需的时间。符号以图14为基准，但延迟时间改变，因此将后缀从u置换为了v。
图17A的所有的到来波与图14相比延迟了延迟时间1051va和1051vb所示的noT。如果图14的到来波的全部的到来时刻与图17A的到来波时刻不一致、或超过图14的到来波的最长时间而设定时间noT，则能够独立地接收基于各个伪传播路径特性的两个独立的发送数据的输送。能够利用图16所示的分离器。
又，显然，如果进行时间轴上的相关运算，则第四伪传播路径特性HDL(ejω(T-nτ))与第一伪传播路径特性H(ejωT)、第二伪传播路径特性HL(ejωT)、第三伪传播路径特性HINV(ej ωT)的相关均为零。另外，上面所示的伪传播路径模型均是从以实际传播路径特性为基础的基本传播路径模型衍生出延迟分布的从第一波到延迟波为止的延迟时间的模型。
但是，如果传播路径的频率特性相同，则第一波和延迟波的强度、延迟时间以及相位不需要受到约束。图17B是表示具有与基本延迟波模型图17B的(F’)不同的延迟分布的伪传播路径特性的模型的思路的图。在图17B中，各波的强度和时间轴上的位置明显与图17B的(F’)都不同。另外，强度的顺序也不同。相位关系当然也不同，但在图中省略。该不同结构的延迟分布模型如后所述变换为频域，并与成为基准的频域模型进行比较，确认没有大的差异。如果存在大的差异，则向模型形成部传达该差异，进行模型的改变。
图18是进行上述的多个伪传播路径特性的生成的传播路径参数管理部29的内部的示意图。图18表示发送系统中的伪传播路径特性模型的生成和运用的系统。在图18中，通过接收系统的FFT部902得到的频率特性信息被提供给传播路径特性估计部904和数据提取系统903，在数据提取系统903中取出数据905。
传播路径特性估计部904的输出被提供给频域基本模型生成部907，以创建基本模型。频域基本模型生成部907生成频域基本模型908。该频域基本模型908被提供给相位极性反转部909，在相位极性反转部909中生成相位与频域基本模型成为共轭复数的模型。
另一方面，传播路径特性估计部904的传播路径估计结果的频域信息906在逆IFFT部915中成为时域信息即延迟分布模型916。该延迟分布模型916被输入到时域基本模型生成部917，时域基本模型生成部917实现延迟分布的简单化，生成时域的基本模型918。
将时域的基本模型和附带信息作为输出919送到延迟波构成变更部920，生成具有延迟分布与时域的基本模型918不同的强度、相位、时间轴位置、强度顺序的次要模型921。不过，为了确认次要模型921是否确保了与频域基本模型类似的频率特性，提供给第二FFT部922，生成频域模型923，在比较判定器924中与频域基本模型908进行比较。在根据其结果925，差异较少的情况下，延迟波构成变更部920将时域的次要模型921作为输出供利用，在差异较大的情况下，再次进行次要模型的生成。
这样得到的时域的模型组被提供给时域参数变换部926，通过时间轴方向的反转部927、延迟时间插入部929、时间反转以及正延迟插入部931、时间反转以及负延迟插入部933得到多个时域伪传播路径模型组935。多个时域伪传播路径模型组935经由选择部937被送到第三FFT部940，并成为频域模型组941。
频域模型组941和时域模型组942由模型数据存储部兼送出部936进行存储以及用于利用的送出，被送往用于确认各模型数据间的相关性的相关度验证部943，运算模型相互间的相关度。作为运算的结果，对于判断为相关性高的模型，向时域基本模型生成部917、延迟波构成变更部920、时域参数变换部926发送指令944、945、946，使其再次重新进行模型生成。根据以上明显可知，伪传播路径特性模型能够确保多个。
在图19中示出了用户终端的接收系统7(参照图3)的FFT部43(44)和相关运算部41b(42b)的功能。FFT部43的功能可由下式(43)表示。
[数学式45]
Figure BDA0002846252670000421
另外，相关运算部41b的功能可由下式(44)表示。
[数学式46]
Figure BDA0002846252670000422
Gi(T)表示相关运算输出。
图20表示用于资源块生成的用户终端的接收系统7的FFT部41中的运算的概念。从伪传播路径特性管理部45供给的伪传播路径特性模型由图20的(a)的表示强度信息的1191和图20的(b)的表示相位信息的1192构成。在以时间轴区域中的延迟分布的形式提供伪传播路径特性模型的情况下，通过FFT进行向频域的变换，得到作为频域中的强度信息1193的图20的(c)以及作为相位信息1194的图20的(d)。在该强度特性有用的频谱部分配置资源块1003a或者资源块1004a。
该频谱特性是图19的相关运算部41b所示的Hh1(ω，θ)。若将接收信号用R(ω，θ)表示、将实际传播路径特性设为Hh1(ω，θ)，则相关运算由后述的式(45)给出。以下示出伪传播路径模型的生成数界限。
根据第四代移动通信LTE规约3GPP TS 36.211，OFDMA的资源块中的保护间隔即循环前缀(Cyclic Prefix)有如下表1所示的种类。需要说明的是，表1示出下行链路(downlink)的资源块的规定。
[表1]
物理资源块参数(表6.2.3.1 3GPP TS 136.211)
Figure BDA0002846252670000431
在此，Δf表示子载波的间隔(Subcarrier spacing)，NRB SC表示用于构成1个资源块的子载波的个数，NRB symb表示用于构成1个资源块的符号(symbol)数。在此，在表1中的标准状态即普通循环前缀(Normal cyclic prefix)的情况下进行探讨。每一资源块的子载波为12个，符号数为7。接着，利用图21说明用于按OFDMA的频率宽度测定传播路径特性的SRS(sounding Reference signal，探测参考信号)。如图21所示，即使所提供的资源块仅是1块，SRS也为了测定全部频带的频率特性而向全部频带发出参考信号。通过SRS测定线路的质量。
图21的(a)是在频率轴和时间轴上示出资源块、SRS和控制信号PUCCH(PhysicalUplink Control Channel，物理上行链路控制信道)的图。在图21的(a)中，1201表示SRS。1202表示SRS的时间间隔。1203表示SRS的频域，1204表示1个子帧，1205表示1个资源块的频率宽度。1206表示控制信号PUCCH。在图21的(b)中，1207表示符号期间。另外，图21的(b)表示SRS在时间轴上的位置。SRS通常配置在子帧的最后的时隙。
如上所述，无线基站从用户终端接收以图21所示的资源块的频率宽度进行的通信，得到由配置于子帧的最终时隙的SRS信号和控制信号PUCCH构成的整个带宽的频率信息。由此，无线基站能够测定整个带宽的频率特性即传播路径特性。
在图22中示出用于产生SRS的功能构成。1301是SRS信号，1302是其它发送信息输入，1303是通过控制信号1304选择这些输入的多路复用器，1305是用于将时间序列SRS信号1301变换为频率列的FFT(DFT：discrete fourier transform，离散傅里叶变换)，1306是成为频率轴上的信号要素的SRS信号，1307是用于接收其进行单载波化的IFFT(inverse fastfourier transform，快速傅里叶逆变换)，1308是进行该IFFT的定时控制和频率控制的控制信号，1309是在帧中插入CP(cyclic prefix，循环前缀)的块，1310是用户终端的发送信号。
在图22中，SRS信号1301通过FFT(DFT)1305进行向频率轴上的配置，成为所配置的信号1306。之后，与图21所示的子帧的最终时隙1304匹配地边受控制信号1205控制边配置于频率轴上的信号1306通过IFFT 1307变换为时间轴信号并实施了CP插入后，成为发送信号1310。
由此，无线基站侧所测定的来自用户终端的无线传播路径的延迟分布的时间分辨率通常为5[MHz]的倒数即0.2μ[秒]。其按照距离来说是60[m]。在此，需要考虑延迟波的延迟时间的规定。在图23中示出了帧结构中用于收容延迟波的CP。
在图23中，1410表示OFDMA帧，1411表示在先的OFDMA帧，1412表示后续的OFDMA帧，1413和1414分别表示用于收容在先的OFDMA帧和后续的OFDMA帧之间的延迟波的CP(cyclicprefix，循环前缀)，1415表示由CP和OFDMA帧1410构成的OFDMA帧重复周期。
如上所述，考虑CP区间1413或1414能够对相对于主波延迟到来的延迟波组统一进行FFT积分，在LTE标准中设为表2所示的值。
[表2]
LTE的5MHz大小上的OFDM参数
Figure BDA0002846252670000451
另一方面，保护间隔(CP区间)为4.69μ[秒]，按照距离来说是1，407[m]。在扩展规格中进一步增加为2倍。即，根据距离分辨率能够设置在CP区间内的延迟波的配置点数约为23点。显然，通过该23个延迟波位置的组合，能够生成符合实际无线传播路径特性的模型。加之，再通过组合相位反转、时间移动、位置反转等，能够容易地推测伪传播模型至少为10种以上。例如，从23个中提取任意3个的组合如式(45)所示。
[数学式47]
Figure BDA0002846252670000452
由于5[MHz]频带中的资源块的数量根据表3为25，所以若从上述组合中设置符合25处的频率特性的传播模型，则每一资源块可获得大约70个模型。通过从中选择相互正交性、独立性高的模型而每一资源块建立10个模型并不困难。
[表3]
按带宽区分的资源块数
频带类别 带宽 资源块数
1.4MHz 1.08MHz 6
3MHz 2.70MHz 15
5MHz 4.50MHz 25
10MHz 9.00MHz 50
15MHz 13.5MHz 75
20MHz 18.0MHz 100
图24是表示通过使用三种伪传播路径模型时的本申请所实现的无线通信系统的图。各个符号基于第一实施例，分别用后缀a、b、c来区分三列通信系统。
图25是表示使用三种伪传播路径模型的OFDMA帧的一个例子的图。在图25中示出了使用三种伪传播路径模型时的导频信号，在帧的前部设置配置有三种伪传播路径模型的特性的三种导频信号。在接收侧，接收对伪传播路径模型的传播特性添加实际无线传播路径的特性而成为积的形式的特性。在该方法中，通过由传播路径估计部检测该传播路径特性，实现从接收信号中提取期望的信号。
另一方面，也能够预先以数据的形式发送三种伪传播路径特性，进行通常的传播路径估计，使用基于双方的组合的传播路径参数通过MMSE以及MLD进行信号提取。
在OFDMA系统中，规定至少以资源块为单位测定传播路径特性，并将其发送给对方。在已有的系统中可靠地实施变更。图26A表示使用三种伪传播路径特性从无线基站向用户终端或从用户终端向无线基站进行3层数据传输的概念图。如果三种伪传播路径特性相互相关性低，则无线基站和用户终端各自的天线都能够以1台实现作为本申请的目的的数据传输的高速化。
另外，在本申请中，由于基于传播路径特性按每个资源块而不同的事实进行应用，所以生成并利用按每个资源块而不同的伪传播路径特性，也不会有频带叠加，因此可认为资源块间的干扰非常低。在图26A中，用1501表示无线基站。用1502表示用户终端。
用1503表示在该无线基站1501与用户终端1502之间选择设定的资源块。用1503a、1504表示成为该资源块的选定的基础的传播路径特性。用1509、1510、1511表示无线基站1501与用户终端1502之间的传播路径。设传播路径1510由于反射体1512而受到反射作用，传播路径1511由于反射体1513而受到反射作用。
传播路径特性是由来自这三种传播路径1509、1510、1511的电波的叠加决定的，设想1503a所示的部分的频谱强度高的情况。根据本申请的方案，能够通过基于与频谱特性1503a近似的三种伪传播路径特性的三层传输层1506、1507、1508来输送单独的数据，在图26A的例子中，能够实现基于三路复用的传输高速化。
接下来，对收发系统S的处理的流程进行说明。图26B是表示收发系统S的处理的流程的一个例子的序列图。以下，对在收发系统S中无线基站(发送装置)和用户终端(接收装置)以FDD进行通信的情况进行说明。用户终端(接收装置)生成在资源块中将区域内的所有子载波的相位固定且振幅一定的导频信号(步骤S100)。用户终端发送所生成的导频信号(步骤S102)。
无线基站接收通过从用户终端发送的发送信号在通信传播路径中传播而到达的导频信号(步骤S104)。无线基站基于接收到的导频信号来测定无线基站与用户终端之间的实际传播路径特性(步骤S106)。无线基站基于实际传播路径特性的测定结果，生成与实际传播路径特性类似的多个伪传播路径特性(步骤S108)。
此时，无线基站例如通过以下四种方法的组合而以确保低的相互相关性的方式生成多个伪传播路径特性。(1)将伪传播路径特性的正负频率轴上的相位极性全部反转。(2)将伪传播路径特性的正负时间轴上的延迟分布的顺序全部反转而生成多个伪传播路径特性。(3)对伪传播路径特性的正负时间轴上的延迟分布实施延迟。(4)发送装置变更构成伪传播路径特性的正负时间轴上的延迟分布的延迟波的时间上的位置、强度和相位，来生成多个伪传播路径特性。
无线基站在发送侧的基带内生成包含与多个伪传播路径特性相同数量的并列且独立的多个数据的数据组(步骤S110)。无线基站对将各伪传播路径特性逐个叠加于所生成的数据而生成的多个叠加数据进行合成而作为发送信号(步骤S112)。无线基站生成与多个伪传播路径特性相关的多个伪传播路径特性信息，并发送多个伪传播路径特性信息以及发送信号(步骤S114)。
此时，无线基站例如按每个资源块在各数据的帧的前部附加伪传播路径特性信息的导频信号而发送多个数据(数据组)。接着，用户终端接收通过从无线基站发送的发送信号在通信传播路径中传播而到达的通信信号(步骤S116)。
用户终端接收在先发送的多个伪传播路径特性信息和后续发送的通信信号，基于多个伪传播路径特性信息，单独地提取分别叠加有多个伪传播路径特性的多个数据，得到多个数据(步骤S118)。此时，用户终端从接收到的通信信号中除了提取叠加有伪传播路径特性的数据之外，还提取添加实际无线传播路径的特性而成为积的形式的信号。用户终端基于提取出的信号以资源块为单位测定实际传播路径特性。如上所述，在OFDMA系统中，至少以资源块为单位测定传播路径特性，并发送给对方，因此，上述步骤S100～步骤S106也可以作为无线基站在一系列的数据的收发中获取从用户终端发送的实际传播路径特性的信息的步骤。
上述收发系统S例示了以FDD进行通信的情况，但在无线基站(发送装置)和用户终端(接收装置)以TDD进行通信的情况下，频率选择性多径衰落的状况的测定基本上仅在无线基站侧进行即可。因此，在进行TDD通信的收发系统S中，上述步骤S100～步骤S106只要置换为无线基站测定实际传播路径特性的步骤即可。
根据以上内容明显可知，在第四代移动通信系统中，能够提供实现作为其核心技术的OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access，正交频分多址)的资源块(resource block)中的频率利用效率的提高的方法以及方案，能够使供用户利用的传输速度至少为以往的两倍以上。在上述结构中，在从无线基站朝向用户终端的下行链路(downlink)中进行了示出，但显然，即使使用伪传播路径特性信息S1和S2并列地进行调制并从一个用户终端天线向1个无线基站天线无线发送的情况下，传输速度也能够倍增。
显然，通过进一步准备无相关的三个以上的伪传播路径特性信息Sn(n>2)，能够使传输速度大致为n倍。利用实际传播路径特性的差异的MIMO方式未必能够始终确保相关度低的传播路径。与此相对，根据本申请，能够提供可在理论上确定相关度的传播路径特性，进而，伪传播路径特性能够预先在收发端共享，因此能够实现稳定的多路复用通信。
同时，能够减少需要MIMO方式的多个天线，小型化、轻量化等商品设计上的优点大。需要注意的是，在上述实施例中，从用户终端发出SRS，但这是下行链路(Down link)和上行链路(Up link)的频率不同的频分双工通信(FDD：frequency division duplex)的情况，在时分双工通信(TDD：time division duplex)的情况下，下行链路和上行链路的频率是共通的，用户终端不需要发出SRS，因此在生成或验证上述伪传播路径特性的情况下，无线基站或者用户终端能够利用各接收部捕捉的传播路径特性，系统结构在该部分存在差异，但显然，使用本申请作为目的的伪传播路径特性来实现传输多路复用是能够适用的。
即，本申请的应用范围不限于无线通信、有线通信。进而，本申请对第四代移动通信、无线LAN(Local area network：局域网)系统所主要使用的OFDM进行了说明，但在第四代移动通信的上行链路中，也能够充分应用于用作单载波而非多载波的SC-FDMA等单载波方式。因此，显然在第三代移动通信的扩频方式的通信中也能够采用本申请。另外，在使用OFDM的各种无线系统中也能够进行利用。而且，本申请不仅适用于双向的无线通信，而且也可以适用于电视、收音机等的播送。
另外，在上述实施例中，示出了使用电波的无线通信的情况，但显然，在频率资源、频率利用区域中自由度少、需要提高频率利用效率的光纤通信路径、金属线路等中，本申请也带来有益的效果。
以上，使用实施方式对用于实施本发明的方式进行了说明，但本发明丝毫不限定于这样的实施方式，并不被上述例示的实施方式限定，显然，能够在不脱离已经叙述过的本发明的范围的情况下进行各种改变。例如，上述例示性的实施方式被说明为本发明是硬件结构，但本发明并不限定于此。本发明也可以通过使CPU(Central Processing Unit，中央处理单元)执行计算机程序上的任意的处理来实现。在该情况下，本程序能够使用各种类型的非暂时性计算机可读介质(non-transitory computer readable media)来存储，并提供给计算机。
非暂时性计算机可读介质的示例包括磁记录介质(例如软盘、磁带、硬盘驱动器)、光磁记录介质(例如光磁盘)、CD(注册商标)-ROM(Read Only Memory，只读存储器)、CD-R(compact disc recordable(注册商标))、CD-R/W(compact disc rewritable(注册商标))、DVD(Digital Versatile Disc，数字多功能光盘)、BD(Blu-ray(注册商标)Disc)、半导体存储器(例如掩模ROM、PROM(Programmable ROM，可编程ROM)、EPROM(Erasable PROM，可擦除PROM)、闪存ROM、RAM(Random Access Memory，随机存取存储器))。另外，程序也可以通过各种类型的暂时性计算机可读介质(transitory computer readable media)来提供给计算机。暂时性计算机可读介质的示例包括电信号、光信号和电磁波。暂时性计算机可读介质可以用于经由(电线和光纤等)有线通信线路或无线通信线路将程序提供给计算机。
符号说明
1…无线基站、2…无线基站接收系统、3…发送输出、4…前期无线基站接收系统输入信号、5…连接管理部、5…传输带宽、6…无线基站天线、7…用户终端接收系统、8…用户终端发送系统、11…连接管理部、11…天线连接管理部、12…用户终端天线、13…无线传播路径、15…第一发送用信息、16…第二发送用信息、17b…输送处理部、17B…基本延迟波模型图、17f…输送处理部、18b…输送处理部、18f…输送处理部、21…第一调制电路、22…第二调制电路、25…合成器、26…基站接收部、28…无线传播路径信息、29…传播路径参数管理部、30…伪传播路径特性、30a…伪传播路径特性、30b…伪传播路径特性、30c…传播路径估计信息(延迟分布估计信息)、37…资源分配控制信号、38…资源分配控制信号、39…用户终端调度器、41b…相关运算部、41f…第一相关运算部、41f…相关运算部、42b…第二相关运算部、42b…相关运算部、42f…相关运算部、43…FFT部、44…FFT部、45…伪传播路径特性管理部、48…用户发送部提取输出、51…第一解映射部、52…第二解映射部、53…第一传播路径特性估计器、54…第二传播路径特性估计器、55…纠错部、56…纠错部、57…校正输出、58…校正输出、59…第一最大似然估计部、60…第二最大似然估计部、61…接收信息输出、62…接收信息输出、63a…传播路径估计信息、63b…实际传播路径特性估计信息、64…IFFT部、64a…传播路径估计信息、64b…实际传播路径特性估计信息、65…均衡传播路径特性、66…均衡传播路径特性、67…频率特性数据、67A…信息耦合部、68…评价部、68A…信息、69…用户终端发送部、87…层映射部、90…比较方法库、95…选定部、96…生成部、97…传播路径特性估计信息、98…信道质量指标、99…资源块选择信息、101…无线基站、102…电波频带、103…用户终端、109…用户终端、110…几何学距离、112…直接波、201…无线基站、202…发送系统、203…接收系统、204…用户终端、205…接收系统、206…发送系统、207…基站天线、208…收发天线控制部、209…发送信号、210…接收信号、211…发送信息信号、212…信息信号、213…无线传播路径、214…天线、215…收发天线控制部、218…接收信息、221…信道编码器、222…正交调制映射、223…空间/时间编码器、224…资源分配器、226…CP插入部、231…高频部/ADC部、232…CP去除部、233…高速傅立叶变换器、234…资源块信息提取部、235…传播路径特性估计器、236…均衡器、237…软判定器、238…合成器、240…测定信息、302…子载波、303…资源块频带宽度、304…时隙、305…子帧、306…资源块组、307…整个资源块、401…无线基站、402…用户终端、403…无线传播路径、404…用户终端、405…无线传播路径、411…电波、501…无线基站、502…用户终端、503…发送侧天线、503…第一天线、504…第二天线、505A…输送处理部、506A…输送处理部、507…接收侧天线、507…天线、508…第一无线传播路径、508…无线传播路径、509…第二无线传播路径、509…无线传播路径、510…接收器、511…加法器、512…信号分离器、513…传播路径辨别器、514…最大似然检测器、515…最大似然检测器、521…合成器、551…第一发送用信号、552…第二发送用信号、561…伪传播路径特性信息、562…伪传播路径特性信息、603…通信帧、604…导频信号区间、701…发送天线、702…发送天线、703…接收天线、704…接收天线、705…无线传播路径、706…无线传播路径、707…无线传播路径、708…无线传播路径、709…天线收发控制部、710…天线收发控制部、711…发送信号、712…发送信号、713…接收信号路径、714…接收信号路径、715…第一发送数据、716…第二发送数据、717…调制部、718…调制部、719…数字输出、720…数字输出、721…高频部、722…高频部、723…天线收发控制部、724…天线收发控制部、725…接收信号、726…接收信号、729…模拟处理部、730…模拟处理部、741…FFT部、742…FFT部、751…解映射处理部、752…解映射处理部、755…MMSE部、756…MMSE部、759…MLD部、760…MLD部、771…接收信号组、772…MMSE部、773…信道估计部、777…软判定信道解码器、902…FFT部、903…数据提取系统、904…传播路径特性估计部、906…频域信息、907…频域基本模型生成部、908…频域基本模型、909…相位极性反转部、915…逆IFFT部、916…延迟分布模型、917…时域基本模型生成部、918…基本模型、920…延迟波构成变更部、921…次要模型、922…FFT部、923…频域模型、924…比较判定器、926…时域参数变换部、927…反转部、929…延迟时间插入部、931…正延迟插入部、933…负延迟插入部、935…时域伪传播路径模型组、936…模型数据存储部兼送出部、937…选择部、940…FFT部、941…频域模型组、942…时域模型组、943…相关度验证部、1102…第一乘法器、1102a…第三乘法器、1104…第一延迟器、1104a…第三延迟器、1105…第一延迟信号、1105a…第三延迟信号、1106…第二乘法器、1106a…第四乘法器、1106b…第二乘法器、1108…第二延迟器、1108a…第四延迟器、1110…第三乘法器、1110a…第五乘法器、1110b…第一乘法器、1112…加法器、1112c…加法器、1114…第一延迟器、1116…第二延迟器、1153r…延迟器、1153t…延迟器、1193…强度信息、1501…无线基站、1502…用户终端、S…收发系统。

Claims (8)

1.一种收发方法，所述收发方法是在发送装置与接收装置之间进行通信的收发系统中的收发方法，在所述收发方法中，
所述接收装置测定通信传播路径的传播路径特性；
所述发送装置基于所述传播路径特性的测定结果，生成多个伪传播路径特性，所述多个伪传播路径特性具有以频率特性能够近似的程度与所述传播路径特性类似的传播路径特性；
所述发送装置对于所述多个伪传播路径特性中被判断为相互相关性高的伪传播路径特性，以使相互相关性相互降低的方式重新进行所述伪传播路径特性的生成，重新生成相互相关性相互低的所述多个伪传播路径特性；
所述发送装置在发送侧的基带内生成包含与所述多个伪传播路径特性相同数量的并列且独立的多个数据的数据组，对将所述伪传播路径特性逐个叠加于所述数据而生成的多个叠加数据进行合成而作为发送信号，并发送与多个所述伪传播路径特性相关的多个伪传播路径特性信息和所述发送信号；
所述接收装置从所述发送装置接收在先发送的多个所述伪传播路径特性信息和后续发送的通信信号，并基于多个所述伪传播路径特性信息，从所述通信信号单独地提取所述多个数据。
2.根据权利要求1所述的收发方法，其中，
所述发送装置将所述伪传播路径特性的正负频率轴上的相位极性全部反转而生成所述多个所述伪传播路径特性。
3.根据权利要求1或2所述的收发方法，其中，
所述发送装置将所述伪传播路径特性的正负时间轴上的延迟分布的顺序全部反转而生成所述多个伪传播路径特性。
4.根据权利要求1或2所述的收发方法，其中，
所述发送装置对所述伪传播路径特性的正负时间轴上的延迟分布实施延迟而生成所述多个伪传播路径特性。
5.根据权利要求1或2所述的收发方法，其中，
所述发送装置变更构成所述伪传播路径特性的正负时间轴上的延迟分布的延迟波的时间上的位置、强度和相位，来生成所述多个伪传播路径特性。
6.一种收发系统，在发送装置与接收装置之间进行通信，
所述收发系统具备发送装置和接收装置，
所述发送装置具备：生成部，基于所述接收装置测定出的通信传播路径的传播路径特性的测定结果，生成多个伪传播路径特性，所述多个伪传播路径特性具有以频率特性能够近似的程度与所述传播路径特性类似的传播路径特性，所述生成部对于所述多个伪传播路径特性中被判断为相互相关性高的伪传播路径特性，以使相互相关性相互降低的方式重新进行所述伪传播路径特性的生成，重新生成相互相关性相互低的所述多个伪传播路径特性；以及发送部，在发送侧的基带内生成包含与所述多个伪传播路径特性相同数量的并列且独立的多个数据的数据组，对将所述伪传播路径特性逐个叠加于所述数据而生成的多个叠加数据进行合成而作为发送信号，并发送与多个所述伪传播路径特性相关的多个伪传播路径特性信息和所述发送信号，
所述接收装置具备：测定部，测定所述通信传播路径的传播路径特性；接收部，从所述发送装置接收在先发送的多个所述伪传播路径特性信息和后续发送的通信信号；以及数据解码部，基于多个所述伪传播路径特性信息，从所述通信信号单独地提取所述多个数据。
7.一种收发方法，所述收发方法是在发送装置与接收装置之间进行通信的收发系统中的收发方法，在所述收发方法中，
所述发送装置测定通信传播路径的传播路径特性，并基于所述传播路径特性的测定结果，生成多个伪传播路径特性，所述多个伪传播路径特性具有以频率特性能够近似的程度与所述传播路径特性类似的传播路径特性；
所述发送装置对于所述多个伪传播路径特性中被判断为相互相关性高的伪传播路径特性，以使相互相关性相互降低的方式重新进行所述伪传播路径特性的生成，重新生成相互相关性相互低的所述多个伪传播路径特性；
所述发送装置在发送侧的基带内生成包含与所述多个伪传播路径特性相同数量的并列且独立的多个数据的数据组，对将所述伪传播路径特性逐个叠加于所述数据而生成的多个叠加数据进行合成而作为发送信号，并发送与多个所述伪传播路径特性相关的多个伪传播路径特性信息和所述发送信号；
所述接收装置从所述发送装置接收在先发送的多个所述伪传播路径特性信息和后续发送的通信信号，并基于多个所述伪传播路径特性信息，从所述通信信号单独地提取所述多个数据。
8.一种收发系统，在发送装置与接收装置之间进行通信，
所述发送装置测定通信传播路径的传播路径特性，并基于所述传播路径特性的测定结果，生成多个伪传播路径特性，所述多个伪传播路径特性具有以频率特性能够近似的程度与所述传播路径特性类似的传播路径特性；所述发送装置对于所述多个伪传播路径特性中被判断为相互相关性高的伪传播路径特性，以使相互相关性相互降低的方式重新进行所述伪传播路径特性的生成，重新生成相互相关性相互低的所述多个伪传播路径特性；所述发送装置在发送侧的基带内生成包含与所述多个伪传播路径特性相同数量的并列且独立的多个数据的数据组，对将所述伪传播路径特性逐个叠加于所述数据而生成的多个叠加数据进行合成而作为发送信号，并发送与多个所述伪传播路径特性相关的多个伪传播路径特性信息和所述发送信号；
所述接收装置从所述发送装置接收在先发送的多个所述伪传播路径特性信息和后续发送的通信信号，并基于多个所述伪传播路径特性信息，从所述通信信号单独地提取所述多个数据。
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