CN114499646B - 一种vde-sat信道物理层信号时域导频均衡方法及设备 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种VDE‑SAT信道物理层信号时域导频均衡方法、系统及其应用。所述均衡方法包括：S1将接收到的信号进行时延估计及残余频率估计；S2对时间同步后的接收信号在时域上进行导频点提取；S3对提取的导频信号进行整数倍内插值和两级滤波处理，恢复出与残余频偏同频同相的正弦波信号；S4通过所述正弦波信号对所述接收信号进行时域均衡处理。本发明实现简单，能够精确地处理帧同步后的残余频偏，从而达到正确解调信号的目的。

Description

一种VDE-SAT信道物理层信号时域导频均衡方法及设备

技术领域

本发明涉及一种利用时域导频均衡技术实现VDE-SAT物理层信道信号解调的方法，属于无线通信技术领域。

背景技术

甚高频数据交换系统(VDES)由国际航标协会(IALA)与国际电信联盟(ITU)在水上移动业务领域中引入，以满足船舶日益增加的通信业务需求。在VDES标准中，卫星上下行链路VDE-SAT面临信道低信噪比、多普勒频偏大的难题，如何能够实现突发信号的准确同步，并实现兼容多调制体制的相干解调性能是VDES系统中物理层重点需要解决的问题。

发明内容

针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于解决甚高频数据交换系统中卫星上下行链路VDE-SAT在突发传输模式下，帧同步之后仍会有残余频偏，影响后续解调性能的问题，提供一种VDE-SAT信道物理层时域导频均衡方法。该方法实现简单，能够较为精确地处理帧同步后的残余频偏，从而达到正确解调的目的。

本发明首先提供了如下的技术方案：

VDE-SAT信道物理层信号时域导频均衡方法，其包括：

S1将接收信号进行时延估计及残余频偏估计，获得完成同步后调整时延和频偏后的频域接收信号；

S2对所述完成同步后调整时延和频偏后的频域接收信号在时域上进行导频点提取，获得导频信号序列；

S3对所述导频信号序列进行整数倍内插值和两级滤波处理，恢复出与所述残余频偏同频同相的正弦波信号；

S4通过所述正弦波信号对所述调整时延和频偏后的频域接收信号进行时域均衡处理。

根据本发明的一些优选实施方式，S1进一步包括：

S10将所述接收信号转换为零中频复信号；

S11将所得零中频信号进行帧同步处理，得到同步信号；

S12对所得同步信号进行快速傅立叶变换，对变换后的信号的频域幅值进行门限检测，根据门限检测结果获得频点和时延估计值；

S13根据所述频点和时延估计值对所述零中频复信号进行频偏补偿，得到所述调整时延和频偏后的频域接收信号。

根据本发明的一些优选实施方式，所述频点和时延估计值的获得包括：在所述门限检测中，当某一时延匹配至同步头的起始位置，且所述变换后的信号的幅值上出现明显超过门限的峰值，则该峰值点对应的频率为该时延下的频点。

根据本发明的一些优选实施方式，所述的均衡方法中，使用到以下计算模型中的一种或多种：

零中频复信号转换模型：

r(t)＝Am(t+τ)cos(ω_dt+θ₂)

其中，r(t)表示所述零中频复信号，A表示接收信号的幅度，ω_d表示去载波后的残余频偏，θ₂表示接收信号的相位，τ表示接收信号时延，m(t)表示基带调制信号信息，t表示时间；

帧同步处理模型：

q(t)＝r(t+τ)·s^*(t)

其中，q(t)表示同步后信号，s^*(t)表示未受信道影响的本地同步字s(t)的共轭；

频偏补偿模型：

其中，r'(t)表示所述调整时延和频偏后的频域接收信号，f_d0表示补偿后的残余频偏，a(t)表示补偿后得到的基带调制信号信息，e表示自然常数，j表示虚数单位，f_est表示所述频点。

根据本发明的一些优选实施方式，S2进一步包括：根据所述时延估计值确定所述导频提取的最佳采样点位置，根据所述最佳采样点位置在时域上抽取导频信号，其中，所述最佳采样点位置为所述时延估计值每隔一个信号符号的位置。

根据本发明的一些优选实施方式，S3进一步包括：

S30对所述导频信号进行第一级滤波处理，获得带外噪声消除后的滤波信号；

S31对所述带外噪声消除后的滤波信号进行整数倍内插值处理，获得插值信号；

S32对所述插值信号进行第二级滤波处理，获得镜像成分消除后的所述正弦波信号。

根据本发明的一些优选实施方式，所述均衡方法中，使用到以下计算模型中的一种或多种：

第一级滤波模型：

y_f1(n)＝y_D(n)*h₁(n)，

其中，y_f1(n)表示一级滤波后信号，h₁(n)表示第一级滤波器系数，y_D(n)表示抽取得到的导频信号，D为抽取倍数，n表示离散序列；

插值模型：

其中，I表示内插因子，即导频间隔，y_I(n)表示时域上获得的插值信号，

表示复数集，k表示整数；

第二级滤波模型：

y_f2(n)＝y_I(n)*h₂(n)，

其中，y_f2(n)表示二级滤波后信号，h₂(n)表示第二级滤波器系数。

根据本发明的一些优选实施方式，所述均衡处理通过以下均衡模型实现：

其中，e_q(n)表示时域均衡后信号，a(n)表示发射信号离散序列，A′表示幅度，e表示自然常数，j表示虚数单位，θ表示多普勒相位值。

根据以上均衡方法，可进一步获得一种VDE-SAT信道物理层信号时域导频均衡系统，其包括如下的存储介质：该存储介质含有实现所述均衡方法的程序和/或模型和/或结构数据。

根据本发明的一些优选实施方式，该系统还包括实现所述滤波处理的两级滤波器。

以上均衡方法和/或均衡系统可进一步应用于VDES系统接收信号调制解调中。

本发明的均衡方法可将已知的导频符号均匀地插入数据信号中，根据帧同步后估计得到的信号传输时延，确定最佳采样点位置，正确提取固定位置处的导频，并通过插值恢复出残余频偏下的正弦波，进而根据正弦波幅度和相位信息补偿原接收信号，实现时域导频均衡。

本发明针对VDE-SAT物理层突发帧的特点，通过导频信号两级滤波及时域均衡的方法，可以实现残余多普勒相干载波的准确恢复，达到与相干解调相同的误码率性能，相比传统锁相环相干载波提取方法，具有无需收敛、受噪声影响小等优势。

附图说明

图1为一种具体的时域导频均衡方法的系统框图。

图2为实施例中导频提取示意图。

图3为实施例中导频插值示意图。

图4为实施例中导频插值后滤波示意图。

图5实施例中时域导频均衡后的星座图。

图2-4中空心圆表示导频点，实心圆表示数据点。

具体实施方式

以下结合实施例和附图对本发明进行详细描述，但需要理解的是，所述实施例和附图仅用于对本发明进行示例性的描述，而并不能对本发明的保护范围构成任何限制。所有包含在本发明的发明宗旨范围内的合理的变换和组合均落入本发明的保护范围。

根据本发明的技术方案，一种具体的VDE-SAT信道物理层信号时域导频均衡方法包括在如附图1所示的系统框架下进行，其具体包括：

步骤一、将VDE-SAT中接收机接收到的射频信号进行时延估计及残余频偏估计，获得调整时延和频偏后的频域接收信号。

进一步的，其可包括：

S10将所述接收机接收到的射频信号转换为零中频复信号。

更具体的，所述转换可通过以下转换模型实现：

r(t)＝Am(t+τ)cos(ω_dt+θ₂)

其中，r(t)表示模拟下变频后的接收信号，即所述零中频复信号，A表示接收信号的幅度，ω_d表示去载波后的残余频偏，θ₂表示接收信号的相位，τ表示接收信号时延，m(t)表示基带调制信号信息，t表示时间。

S11将所得零中频信号进行帧同步处理，得到同步信号。

更具体的，所述帧同步处理可通过以下同步模型实现：

q(t)＝r(t+τ)·s^*(t)

其中，q(t)表示同步后信号，s^*(t)表示未受信道影响的本地同步字s(t)的共轭，该同步字长度为N。

S12对所得同步信号进行快速傅立叶变换(FFT)，对变换后的信号的频域幅值进行门限检测，根据门限检测结果获得频点f_est和时延估计值。

更具体的，所述估计值的获得可通过：

将所述同步后信号q(t)做FFT得到频域信号Q(f)，并在频域设检测门限。当某一时延τ刚好找到同步头的起始位置，此时频域Q(f)上出现超过门限的峰值，记录此时估计得到的频点f_est和时延τ。

S13根据频点和时延估计值对接收信号r(t)进行频偏补偿，得到所述调整时延和频偏后的频域接收信号。

更具体的，所述补偿通过以下补偿模型实现：

其中，r'(t)表示所述调整时延和频偏后的频域接收信号，f_d0表示补偿后的残余频偏，a(t)表示补偿后得到的基带调制信号信息，e表示自然常数，j表示虚数单位，θ表示多普勒信号相位值。

步骤二、对时域信号进行导频提取。

进一步的，其可包括：

S20以步骤一所得时延估计值每隔一个信号符号为最佳采样点位置，根据最佳采样点位置在时域上抽取出导频信号，如下：

y_D(n)＝r'(Dn)

其中，y_D(n)是抽取得到的导频信号，D为导频间隔，n表示离散采样序列，r'(Dn)表示原始接收离散序列。

S21根据时域上抽取的导频信号，对应得到其频域信号，如下：

其中，Y_D(e^jω)为所述对应得到的频域信号，其由X(e^jω/D)及其平移样本

叠加构成，幅度上减小为原来的1/D，k表示正整数，X表示接收序列的频域信号，ω表示角频率。

步骤三、对步骤二提取得到的导频信号进行整数倍内插处理，得到插值信号。

进一步的，其可包括：

S30在相邻导频之间等间距地内插I-1个0值点，分别获得其时域和频域的插值信号如下：

Y_I(e^jω)＝X(e^jωI)

其中，I为内插因子，即导频间隔，y_I(n)表示时域上获得的插值信号，Y_I(e^jω)表示频域上获得的插值信号，

表示复数集。

从以上频域表达式可以看出，经过I倍内插后，频域出现镜像部分，因此可进一步设计滤波器滤除镜像部分和带外噪声。

S31对插值信号进行滤波处理。

更进一步的，在如FPGA实现时，单独使用一级滤波器阶数过高而难以完成，因此本发明优选采用两级滤波器，包括：

对提取得到的导频信号进行第一级滤波，以滤除带外噪声，如下：

y_f1(n)＝y_D(n)*h₁(n)，

其中，y_f1(n)表示一级滤波后信号，h₁(n)表示第一级滤波器系数。

接着对内插得到的信号进行第二级滤波，以滤除镜像成分，如下：

y_f2(n)＝y_I(n)*h₂(n)，

其中，y_f2(n)二级滤波后信号，h₂(n)表示第二级滤波器系数。

步骤四、根据内插滤波后得到的正弦波信号对所述调整时延和频偏后的频域接收信号r'(t)进行时域均衡处理。

进一步的，所述均衡处理可通过以下均衡模型实现：

其中，e_q(n)表示时域均衡后信号，可以看出，时域均衡后的信号e_q(n)只包含有某种基带调制体制的相关信息，因此该时域导频均衡方法可以兼容多体制调制的解调。

在以上过程中，接收端利用提取出的时域导频，通过插值并滤波恢复得到频率为残余频差的正弦波，根据恢复正弦波的相位补偿接收信号，从而得到正确星座图并正确解调，消除了接收端帧同步估计后残余频偏的影响，解决了星座图因残余频偏影响的旋转问题，实现了时域导频均衡技术的应用。

实施例1

以VDE-SAT中的LINK24帧结构为例实施本发明(本发明实际可以推广到其他带有时域导频结构的链路LINKID)，下面结合VDES协议具体帧结构对本发明的原理过程进行展示：

(1)信号模型

根据IALA制定的VDES技术规范G1139可知，VDE-SAT上行信道链路LINK24帧结构参数如下：同步字长度为27，采用π/4QPSK(00/11)调制，数据负载部分采用5/6Turbo编码，16QAM调制，导频插入间隔为33，共有导频71个，每个导频均为单符号，符号速率R_s＝33.6ksps，发射信号s₀(t)如下：

s₀(t)＝m(t)cos(ω₀t+θ₀)

其中m(t)是船只发送的基带调制信号，ω₀为发送信号载波，θ为发射信号起始相位。

星上接收机接收到的信号表示为：

r_g(t)＝Am(t+τ)cos(ω₀(t+τ)+θ₁)

其中A为接收信号的幅度，τ是信号时延，θ₁是接收信号相位。

(2)处理流程

2.1预处理：

首先在射频端对接收信号r_g(t)进行去载波处理，发射频率已知，可以将信号搬移至基带，所得信号为：

r(t)＝Am(t+τ)cos(ω_dt+θ₂)

其中，r(t)为去载波后的接收信号。

进行用本地同步字序列s(t)与接收信号进行滑动相乘找同步头的过程，即在不同时延τ的情况下，将接收信号r(t)与本地同步字的共轭s^*(t)相乘，结果表示为q(t)，即：

q(t)＝r(t)·s^*(t)

当本地同步字刚好和接收信号同步字完全对齐时，相乘结果q(t)就完成了同步字的去调制过程。

对q(t)进一步进行FFT处理，设置合理的检测门限，此时频域Q(f)上出现明显超过门限的峰值，记录此时估计得到的频点f_est和时延τ，根据估计得到的频点对接收信号r(t)进行频偏补偿得到r'(t)如下：

2.2导频提取

完成帧同步后得到最佳采样点位置，在时域上提取出导频点位置，如图2所示。即对信号进行抽取操作，时域表达式如下：

y_D(n)＝x(Dn)＝x(33n)

其中y_D(n)是抽取得到的导频信号，D为抽取倍数，在这里指导频间隔33。其频域表达式为：

提取出的导频点包含了经过同步处理之后的残余频偏信息，导频插入频率为：

具体实现采用4倍过采样，FFT点数选择1024点，此时的频率估计精度为：

满足

因此，导频符号的插入间隔满足无失真恢复正弦波的Nyquist采样定理的要求。

2.3导频插值滤波

对提取出的导频点进行时域插值并滤波处理，如图3和图4所示，在提取得到的导频信号的基础上，进行整数倍内插。即在相邻导频之间等间距地内插32个0值点。

时域和频域内插计算式如下：

Y_I(e^jω)＝X(e^j33ω)

从频域表达式可以看出，经过33倍内插后，频域出现镜像部分，因此需要设计滤波器滤除镜像部分和带外噪声。

首先对提取得到的导频信号进行第一级滤波，滤除带外噪声。具体根据估计后残余频偏范围选择通带150Hz的低通滤波器进行第一级滤除噪声。

导频信号插值后，为滤除1kHz之外的镜像信号，采用通带100Hz阻带800Hz的低通滤波器进行第二滤波操作，恢复出频率为f_d′的正弦波，如下：

依据内插得到的正弦波信号对频偏补偿后的接收信号r'(t)进行时域均衡处理。即将残余频偏下的各点信号相位进行补偿：

时域均衡后的信号e_q(n)只包含有某种基带调制体制的相关信息，因此该时域导频均衡方法可以兼容多体制调制的解调。

以上实施例仅是本发明的优选实施方式，本发明的保护范围并不仅局限于上述实施例。凡属于本发明思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应该指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下的改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (2)

1.一种VDE-SAT信道物理层信号时域导频均衡方法，其特征在于，其包括：

S1将VDE-SAT中接收机接收到的射频信号即接收信号进行时延估计及频偏补偿，获得调整时延和频偏后的接收信号；

S2以S1中所述时延估计得到的时延估计值的每隔一个信号符号为最佳采样点位置，根据最佳采样点位置在接收信号的时域上采样抽取出导频信号，以时域上采样抽取出的导频信号组成时域导频信号序列；

S3对所述时域导频信号序列通过第一低通滤波器进行第一级滤波，获得带外噪声消除后的滤波信号，其后对所述带外噪声消除后的滤波信号进行整数倍内插值处理，获得插值信号，其后对所述插值信号通过第二低通滤波器进行第二级滤波处理，获得镜像成分消除后的正弦波信号；

S4通过所述正弦波信号对所述调整时延和频偏后的接收信号进行时域均衡处理，得到时域均衡后信号；

其中，S1进一步包括：

S10根据以下转换模型将所述接收机接收到的射频信号即接收信号转换为零中频复信号：

r(t)＝Am(t+τ)cos(ω_dt+θ₂)

其中，r(t)表示所述零中频复信号，A表示接收信号的幅度，ω_d表示接收信号去载波后的残余频偏，θ₂表示接收信号的相位，τ表示接收信号时延，m(t)表示基带调制信号信息，t表示时间；

S11根据以下帧同步处理模型将所得零中频复信号进行帧同步处理，得到同步信号：

q(t)＝r(t+τ)·s^*(t)

其中，q(t)表示同步后信号，s^*(t)表示未受信道影响的本地同步字s(t)的共轭，r(t+τ)表示所述零中频复信号r(t)中t取t+τ时得到的零中频复信号；

S12将所述同步后信号q(t)做快速傅立叶变换得到频域信号Q(f)，并在频域设检测门限，当某一时延τ刚好找到同步头的起始位置，此时频域Q(f)上出现明显超过门限的峰值，记录此时得到的频点f_est和时延τ，该时延τ即为所述时延估计值；

S13根据所述频点和时延估计值对所述零中频复信号进行频偏补偿，得到所述调整时延和频偏后的接收信号；

其中，所述频偏补偿使用以下补偿模型：

其中，r'(t)表示所述调整时延和频偏后的接收信号，f_d0表示补偿后的残余频偏，a(t)表示补偿后的基带调制信号信息，e表示自然常数，j表示虚数单位，f_est表示所述频点；

S2进一步包括：

以所得时延估计值τ每隔一个信号符号为最佳采样点位置，根据最佳采样点位置在接收信号的时域上采样抽取出导频信号序列，如下：

y_D(n)＝r'(Dn)

其中，y_D(n)是抽取得到的导频信号序列，D为导频间隔，n表示离散采样序列的段数，r'(Dn)表示原始接收离散序列；

S3进一步包括：

根据以下滤波模型对导频信号序列通过第一低通滤波器进行第一级滤波，得到带外噪声消除后的滤波信号：

y_f1(n)＝y_D(n)*h₁(n)，

其中，y_f1(n)表示一级滤波后信号，即所述带外噪声消除后的滤波信号；h₁(n)表示第一级滤波器即第一低通滤波器的系数，y_D(n)表示所述导频信号序列，D为抽取倍数，即所述导频间隔，n表示离散采样序列的段数；

通过以下的插值模型对所述带外噪声消除后的滤波信号进行整数倍内插值处理，获得插值信号：

其中，I表示内插因子，y_I(n)表示时域上获得的插值信号，

表示复数集，k表示整数；

所述第二级滤波处理使用如下的滤波模型：

y_f2(n)＝y_I(n)*h₂(n)，

其中，y_f2(n)表示二级滤波后信号，h₂(n)表示第二级滤波器即第二低通滤波器的系数；

S4进一步包括：通过以下均衡模型获得所述时域均衡后信号：

其中，e_q(n)表示所述时域均衡后信号，a(n)表示发射信号的离散序列，A′表示幅度，e表示自然常数，j表示虚数单位，θ表示多普勒相位值，r′(n)为r′(t)中t取n时的表达式。

2.一种VDE-SAT信道物理层信号时域导频均衡设备，其包括存储器、处理器及存储在存储器上并可以在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现权利要求1所述的均衡方法。

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