JP2001245011A - 位相誤差検出装置 - Google Patents
位相誤差検出装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来の周波数位相誤差分析器においては、位
相回転予測回路での演算において、ディジタル周波数位
相検出回路におけるデータ取り込み時間を用いているた
め、ディジタル周波数位相検出回路の規模が大きくな
り、ＴFFTが大きくなると、位相誤差Δθの精度はΔｆ
の精度に大きく左右されることになり、位相の同期が正
確にとれない。 【解決手段】 ディジタル周波数位相検出回路に入力す
るデータを順序反転回路により順序を反転させること
で、データ取り込み時間ＴFFTを用いることなく、位相
誤差を求めることができる。
相回転予測回路での演算において、ディジタル周波数位
相検出回路におけるデータ取り込み時間を用いているた
め、ディジタル周波数位相検出回路の規模が大きくな
り、ＴFFTが大きくなると、位相誤差Δθの精度はΔｆ
の精度に大きく左右されることになり、位相の同期が正
確にとれない。 【解決手段】 ディジタル周波数位相検出回路に入力す
るデータを順序反転回路により順序を反転させること
で、データ取り込み時間ＴFFTを用いることなく、位相
誤差を求めることができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトル拡散を
用いた符号分割多元接続（以後ＣＤＭＡ）通信システム
等における周波数位相同期時の周波数位相誤差を検出す
る技術に関するものである。
用いた符号分割多元接続（以後ＣＤＭＡ）通信システム
等における周波数位相同期時の周波数位相誤差を検出す
る技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、携帯電話に代表される移動体通信
や衛星通信において、スペクトラム拡散を持ち値吾ＣＤ
ＭＡ通信方式が実用化されている。スペクトラム拡散を
用いたＣＤＭＡ通信方式は、まず送信側で送信データに
対し、ＱＰＳＫ等の１次変調を行い、疑似雑音系列（以
後ＰＮ系列）を用いて、乗算することで、拡散変調さ
れ、アンテナを通じて送信される。一方、受信側ではア
ンテナからの受信波を、送信側と同じＰＮ系列を用いて
逆拡散することで、多重された１次変調波を復元するこ
とができる。
や衛星通信において、スペクトラム拡散を持ち値吾ＣＤ
ＭＡ通信方式が実用化されている。スペクトラム拡散を
用いたＣＤＭＡ通信方式は、まず送信側で送信データに
対し、ＱＰＳＫ等の１次変調を行い、疑似雑音系列（以
後ＰＮ系列）を用いて、乗算することで、拡散変調さ
れ、アンテナを通じて送信される。一方、受信側ではア
ンテナからの受信波を、送信側と同じＰＮ系列を用いて
逆拡散することで、多重された１次変調波を復元するこ
とができる。
【０００３】ここで、問題となるのが逆拡散で乗算され
る受信波とＰＮ系列との同期である。受信波から１次変
調波を復元するためには、ＰＮ系列と時間、周波数、位
相のそれぞれについて同期を取る必要がある。
る受信波とＰＮ系列との同期である。受信波から１次変
調波を復元するためには、ＰＮ系列と時間、周波数、位
相のそれぞれについて同期を取る必要がある。
【０００４】周波数位相同期の方法としては、パイロッ
トチャネルを設け、送信データが送信されるトラフィッ
クチャネルを、このパイロットチャネルに同期させ、多
重して送信する方法がある。
トチャネルを設け、送信データが送信されるトラフィッ
クチャネルを、このパイロットチャネルに同期させ、多
重して送信する方法がある。
【０００５】その一例を以下に説明する。この例ではパ
イロットチャネルはI-ch、Q-chともデータが同じ正の値
をとる無変調信号を使用するものとする。その時の信号
配置（ｘ軸にI-ch、ｙ軸にQ-chをとったもの）の一例を
図７に示す。この図７によれば、周波数位相同期がとれ
ている場合は、π/４[rad]の位置で止まった状態にあ
る。
イロットチャネルはI-ch、Q-chともデータが同じ正の値
をとる無変調信号を使用するものとする。その時の信号
配置（ｘ軸にI-ch、ｙ軸にQ-chをとったもの）の一例を
図７に示す。この図７によれば、周波数位相同期がとれ
ている場合は、π/４[rad]の位置で止まった状態にあ
る。
【０００６】無変調信号のパターンに関してはI-ch、Q-
chがどちらも同じ正の値を取る必要はなく、周波数位相
同期のとれている状態で、特定の位相で止まった状態で
あれば、どのような形式を用いてもよい。この例では、
図７に示すパイロットチャンネルに基づいて説明を行
う。
chがどちらも同じ正の値を取る必要はなく、周波数位相
同期のとれている状態で、特定の位相で止まった状態で
あれば、どのような形式を用いてもよい。この例では、
図７に示すパイロットチャンネルに基づいて説明を行
う。
【０００７】図１に一般的な復調装置の構成の例を示
す。入力されるアナログ中間周波数信号（以後ＩＦ信
号）はＡ／Ｄ変換器１によりディジタル中間周波数信号
に変換され、ディジタル直交検波器３を通ることで、同
相成分（以後I-ch信号）と直交成分（以後Q-ch信号）の
２つの信号を有するベースバンド信号に変換される。
す。入力されるアナログ中間周波数信号（以後ＩＦ信
号）はＡ／Ｄ変換器１によりディジタル中間周波数信号
に変換され、ディジタル直交検波器３を通ることで、同
相成分（以後I-ch信号）と直交成分（以後Q-ch信号）の
２つの信号を有するベースバンド信号に変換される。
【０００８】ベースバンド信号は受信信号の波形整形を
目的としたロールオフフィルタ３を通過し、スペクトル
整形され、分離変換部４により、多チャンネル信号が各
トラフィックチャネル信号と無変調パイロットチャネル
信号とに分離される。
目的としたロールオフフィルタ３を通過し、スペクトル
整形され、分離変換部４により、多チャンネル信号が各
トラフィックチャネル信号と無変調パイロットチャネル
信号とに分離される。
【０００９】分離されたトラフィックチャネルは復調処
理が行われる。一方、無変調パイロットチャネルは周波
数位相誤差分析器５に入力され、周波数誤差Δｆ、位相
誤差Δθが求められる。
理が行われる。一方、無変調パイロットチャネルは周波
数位相誤差分析器５に入力され、周波数誤差Δｆ、位相
誤差Δθが求められる。
【００１０】求められた周波数誤差Δｆはループフィル
タ６により、前の周波数誤差の結果が反映され、得られ
た正弦波回路に反映すべき周波数誤差結果と求められた
位相誤差を正弦波発生回路７に入力する。
タ６により、前の周波数誤差の結果が反映され、得られ
た正弦波回路に反映すべき周波数誤差結果と求められた
位相誤差を正弦波発生回路７に入力する。
【００１１】正弦波発生回路７では入力された周波数誤
差および位相誤差に基づいて、同相成分と直交成分の２
つの信号を持つ複素正弦波を生成し、前記ディジタル直
交検波器２に入力することでベースバンド信号に変換さ
れる。
差および位相誤差に基づいて、同相成分と直交成分の２
つの信号を持つ複素正弦波を生成し、前記ディジタル直
交検波器２に入力することでベースバンド信号に変換さ
れる。
【００１２】図８に従来の周波数位相誤差分析器５の内
部構成を示す。入力された無変調パイロットチャネル信
号は直並列変換回路１１で必要なデータ数Ｎだけ集まっ
たあと、一括して出力される。その後、ディジタル周波
数位相検出回路１２で、周波数結果ｆ0と位相結果θ0が
出力される。
部構成を示す。入力された無変調パイロットチャネル信
号は直並列変換回路１１で必要なデータ数Ｎだけ集まっ
たあと、一括して出力される。その後、ディジタル周波
数位相検出回路１２で、周波数結果ｆ0と位相結果θ0が
出力される。
【００１３】周波数結果ｆ0は周波数誤差算出回路１３
に入力され、直交検波器２で変換されたＩＦ信号と同じ
サンプリング周波数に変換された周波数誤差Δｆが出力
される。
に入力され、直交検波器２で変換されたＩＦ信号と同じ
サンプリング周波数に変換された周波数誤差Δｆが出力
される。
【００１４】この周波数誤差Δｆを求める式は以下の通
りである。
りである。
【００１５】
【数１】
【００１６】この式において、Ｎはディジタル周波数位
相検出回路１２の入力データ数を、Ｆｓはディジタル直
交検波器２のサンプリングレートを表している。
相検出回路１２の入力データ数を、Ｆｓはディジタル直
交検波器２のサンプリングレートを表している。
【００１７】一方、位相に関しては、ディジタル周波数
位相検出回路１２からの出力である位相結果θ0をその
まま位相誤差として利用することはできない。図４
（ａ）は、図８のディジタル周波数位相誤差分析器５に
入力される前の、無変調パイロットチャネル信号の信号
点の移動の様子、Q-chの時間変化の様子を示したもので
ある。図中の●は、ディジタル周波数位相検出回路に入
力される最初のデータであり、矢印の先が最後の入力で
ある。
位相検出回路１２からの出力である位相結果θ0をその
まま位相誤差として利用することはできない。図４
（ａ）は、図８のディジタル周波数位相誤差分析器５に
入力される前の、無変調パイロットチャネル信号の信号
点の移動の様子、Q-chの時間変化の様子を示したもので
ある。図中の●は、ディジタル周波数位相検出回路に入
力される最初のデータであり、矢印の先が最後の入力で
ある。
【００１８】ここで、ディジタル周波数位相検出回路１
２から出力される位相結果θ0はディジタル周波数位相
分析器５に最初に入力されたデータの位相の値を返すよ
うになっている。
２から出力される位相結果θ0はディジタル周波数位相
分析器５に最初に入力されたデータの位相の値を返すよ
うになっている。
【００１９】しかし、復調回路ではディジタル周波数位
相誤差分析器５で出力されるデータから導出された周波
数位相誤差を次のデータに反映させる必要がある。すな
わち、位相誤差として求められるのは、ディジタル周波
数位相分析器に最後に入力されたデータ（図４（ａ）の
矢印の先）の位相である。
相誤差分析器５で出力されるデータから導出された周波
数位相誤差を次のデータに反映させる必要がある。すな
わち、位相誤差として求められるのは、ディジタル周波
数位相分析器に最後に入力されたデータ（図４（ａ）の
矢印の先）の位相である。
【００２０】したがって、前述で求められた位相結果θ
0及び周波数誤差Δｆを用いて、位相回転予測回路１４
で位相回転予測が行われる。位相回転予測回路１４で最
後に入力されたデータの位相θ１を求める演算は以下の
通りである。
0及び周波数誤差Δｆを用いて、位相回転予測回路１４
で位相回転予測が行われる。位相回転予測回路１４で最
後に入力されたデータの位相θ１を求める演算は以下の
通りである。
【００２１】
【数２】
【００２２】ここで、ＴFFTはディジタル周波数位相検
出回路１２のデータ取り込み時間を表している。
出回路１２のデータ取り込み時間を表している。
【００２３】このようにして求められた位相θ1と本来
あるべきパイロットチャネル信号（π/4[rad]）との差
分を位相誤差算出回路１５において演算することで、位
相誤差Δθを得ることができる。位相誤差算出回路１５
における演算は以下の通りである。
あるべきパイロットチャネル信号（π/4[rad]）との差
分を位相誤差算出回路１５において演算することで、位
相誤差Δθを得ることができる。位相誤差算出回路１５
における演算は以下の通りである。
【００２４】
【数３】
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】上記説明したように、
従来の周波数位相誤差分析器においては、位相回転予測
回路での演算において、ディジタル周波数位相検出回路
におけるデータ取り込み時間を用いているため、ディジ
タル周波数位相検出回路の規模が大きくなり、Ｔ FFTが
大きくなると、位相誤差Δθの精度はΔｆの精度に大き
く左右されることになり、位相の同期が正確にとれない
ことになる。
従来の周波数位相誤差分析器においては、位相回転予測
回路での演算において、ディジタル周波数位相検出回路
におけるデータ取り込み時間を用いているため、ディジ
タル周波数位相検出回路の規模が大きくなり、Ｔ FFTが
大きくなると、位相誤差Δθの精度はΔｆの精度に大き
く左右されることになり、位相の同期が正確にとれない
ことになる。
【００２６】また、周波数が時間的に変化している場合
には、特にその周波数結果の精度が劣化し、位相同期が
取れないという問題がある。本発明は、このような問題
を解決するものであり、ＴFFTに関係なく位相誤差Δθ
を求めるものである。
には、特にその周波数結果の精度が劣化し、位相同期が
取れないという問題がある。本発明は、このような問題
を解決するものであり、ＴFFTに関係なく位相誤差Δθ
を求めるものである。
【００２７】
【課題を解決するための手段】本発明の第１の発明によ
れば、同相成分と直交成分に変換されたパイロットチャ
ネルを入力し、周波数誤差及び位相誤差を求めて出力す
る位相誤差検出装置において、順次入力される信号を所
定数蓄積した後、一括して出力する直並列変換手段と、
前記一括して出力された信号群の順序を反転させる順序
反転手段と、前記反転された信号群から周波数と位相成
分を検出するディジタル周波数位相検出手段と、得られ
た位相成分からパイロットチャネルの位相誤差を求める
位相誤差算出手段と、得られた周波数の符号を反転する
符号反転手段と、符号反転された周波数の誤差を求める
周波数誤差算出手段とを備えることにより上記課題を解
決する。
れば、同相成分と直交成分に変換されたパイロットチャ
ネルを入力し、周波数誤差及び位相誤差を求めて出力す
る位相誤差検出装置において、順次入力される信号を所
定数蓄積した後、一括して出力する直並列変換手段と、
前記一括して出力された信号群の順序を反転させる順序
反転手段と、前記反転された信号群から周波数と位相成
分を検出するディジタル周波数位相検出手段と、得られ
た位相成分からパイロットチャネルの位相誤差を求める
位相誤差算出手段と、得られた周波数の符号を反転する
符号反転手段と、符号反転された周波数の誤差を求める
周波数誤差算出手段とを備えることにより上記課題を解
決する。
【００２８】本発明の第２の発明によれば、同相成分と
直交成分に変換されたパイロットチャネルを入力し、周
波数誤差及び位相誤差を求めて出力する位相誤差検出装
置において、入力されるパイロットチャネルの同相成分
と直交成分に対し、それぞれの入力データを加算する積
分手段と、前記積分手段により加算されたデータを加算
出力毎に間引く間引き手段と、前記間引き手段により間
引かれたデータを所定数蓄積した後、一括して出力する
直並列変換手段と、前記一括して出力された信号群の順
序を反転させる順序反転手段と、前記反転された信号群
から周波数と位相成分を検出するディジタル周波数位相
検出手段と、得られた周波数の符号を反転する符号反転
手段と、符号反転された周波数の誤差を求める周波数誤
差算出手段と、求められた位相成分及び周波数誤差に基
づいて、前記積分手段による位相の回転を求める位相回
転補償手段と、前記位相回転補償手段により補償された
位相により、パイロットチャネルの位相誤差を求める位
相誤差算出手段とを備えることにより上記課題を解決す
る。
直交成分に変換されたパイロットチャネルを入力し、周
波数誤差及び位相誤差を求めて出力する位相誤差検出装
置において、入力されるパイロットチャネルの同相成分
と直交成分に対し、それぞれの入力データを加算する積
分手段と、前記積分手段により加算されたデータを加算
出力毎に間引く間引き手段と、前記間引き手段により間
引かれたデータを所定数蓄積した後、一括して出力する
直並列変換手段と、前記一括して出力された信号群の順
序を反転させる順序反転手段と、前記反転された信号群
から周波数と位相成分を検出するディジタル周波数位相
検出手段と、得られた周波数の符号を反転する符号反転
手段と、符号反転された周波数の誤差を求める周波数誤
差算出手段と、求められた位相成分及び周波数誤差に基
づいて、前記積分手段による位相の回転を求める位相回
転補償手段と、前記位相回転補償手段により補償された
位相により、パイロットチャネルの位相誤差を求める位
相誤差算出手段とを備えることにより上記課題を解決す
る。
【００２９】
【発明の実施の形態】以下、図面を用いて本発明を詳細
に説明する。本発明の第１の実施形態である復調装置の
構成は、従来技術で説明した図１の構成とほぼ同一であ
る。本願発明が従来技術とことなる構成を有するのは図
１における周波数位相誤差分析器５の内部構成である。
よって、図１における周波数位相誤差分析器５以外の構
成については同様であるため、詳細な説明は省略する。
に説明する。本発明の第１の実施形態である復調装置の
構成は、従来技術で説明した図１の構成とほぼ同一であ
る。本願発明が従来技術とことなる構成を有するのは図
１における周波数位相誤差分析器５の内部構成である。
よって、図１における周波数位相誤差分析器５以外の構
成については同様であるため、詳細な説明は省略する。
【００３０】図２に、本発明における周波数位相誤差分
析器５の構成を示す。２１は直並列変換回路である。I-
ch、Q-chそれぞれ入力されるパイロットチャネルを所定
のデータ数（Ｎ）だけ集めて一括して出力する。
析器５の構成を示す。２１は直並列変換回路である。I-
ch、Q-chそれぞれ入力されるパイロットチャネルを所定
のデータ数（Ｎ）だけ集めて一括して出力する。
【００３１】２２は順序判定回路である。この構成は前
述の直並列変換回路によって、所定数集められたデータ
の順序を反転させるものである。これは、入力系列をｘ
（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎ−１）、出力系列をｙ（ｎ）（０≦
ｎ≦Ｎ−１）とすると以下に示す演算となる。
述の直並列変換回路によって、所定数集められたデータ
の順序を反転させるものである。これは、入力系列をｘ
（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎ−１）、出力系列をｙ（ｎ）（０≦
ｎ≦Ｎ−１）とすると以下に示す演算となる。
【００３２】
【数４】
【００３３】上記の順序判定回路２２によって、反転さ
れたパイロットチャネルがディジタル周波数位相検出回
路２３に入力される。このディジタル周波数位相検出回
路２３の基本的な演算は上述した従来技術におけるディ
ジタル周波数位相検出回路と同様である。
れたパイロットチャネルがディジタル周波数位相検出回
路２３に入力される。このディジタル周波数位相検出回
路２３の基本的な演算は上述した従来技術におけるディ
ジタル周波数位相検出回路と同様である。
【００３４】図４にその動作を示す。図４（ａ）は、従
来技術同様、本願発明の図２におけるＡ点での無変調パ
イロットチャネル信号の信号点移動の様子及びQ-chの時
間変化の様子を示したものである。本発明においても、
無変調パイロットチャネルは信号点上でπ／４の位置に
ある、すなわちI-ch、Q-ch共に同じ正の振幅を持つもの
であると仮定する。また、図において、●はディジタル
周波数位相誤差分析器に入力される最初のデータであ
り、矢印の先が最後のデータであることとする。
来技術同様、本願発明の図２におけるＡ点での無変調パ
イロットチャネル信号の信号点移動の様子及びQ-chの時
間変化の様子を示したものである。本発明においても、
無変調パイロットチャネルは信号点上でπ／４の位置に
ある、すなわちI-ch、Q-ch共に同じ正の振幅を持つもの
であると仮定する。また、図において、●はディジタル
周波数位相誤差分析器に入力される最初のデータであ
り、矢印の先が最後のデータであることとする。
【００３５】図４（ｂ）は、図２において順序反転回路
２２の出力（図２のＢ点）における無変調パイロットチ
ャネル信号の信号点移動の様子及びQ-chの時間変化の様
子を示している。
２２の出力（図２のＢ点）における無変調パイロットチ
ャネル信号の信号点移動の様子及びQ-chの時間変化の様
子を示している。
【００３６】このように、直並列変換回路２１では最後
に入力されたデータが順序判定回路２２を通すことによ
り、ディジタル周波数位相検出回路へ入力する時には最
後に入力されることになり、図４（ａ）と図４（ｂ）は
矢印の方向が逆になるということになる。
に入力されたデータが順序判定回路２２を通すことによ
り、ディジタル周波数位相検出回路へ入力する時には最
後に入力されることになり、図４（ａ）と図４（ｂ）は
矢印の方向が逆になるということになる。
【００３７】前述したようにディジタル周波数位相検出
回路から出力される位相結果θ0は、最後にディジタル
周波数位相検出回路に入力されたデータとなるため、こ
のθ 0をそのまま位相誤差を求める値として利用するこ
とができる。位相結果θ0から位相誤差Δθを求める演
算は以下の通りである。
回路から出力される位相結果θ0は、最後にディジタル
周波数位相検出回路に入力されたデータとなるため、こ
のθ 0をそのまま位相誤差を求める値として利用するこ
とができる。位相結果θ0から位相誤差Δθを求める演
算は以下の通りである。
【００３８】
【数５】
【００３９】なお、順序反転回路２２を設けたことによ
り、図４（ｂ）に示すように位相の回転が逆方向になる
ために、周波数の符号を逆転する必要がある。そこで、
ディジタル周波数位相検出回路２３から出力される周波
数結果ｆ0に対して、符号反転回路２４で符号を反転す
る。符号反転の演算は以下のようになる。
り、図４（ｂ）に示すように位相の回転が逆方向になる
ために、周波数の符号を逆転する必要がある。そこで、
ディジタル周波数位相検出回路２３から出力される周波
数結果ｆ0に対して、符号反転回路２４で符号を反転す
る。符号反転の演算は以下のようになる。
【００４０】
【数６】
【００４１】このように符号反転された周波数結果ｆ1
は、従来技術と同じ演算によって、周波数誤差Δｆを求
めることができる。演算式は以下の通りである。
は、従来技術と同じ演算によって、周波数誤差Δｆを求
めることができる。演算式は以下の通りである。
【００４２】
【数７】
【００４３】以上説明したように、位相誤差Δθを求め
る課程において、ディジタル周波数位相検出回路のデー
タ取り込み時間であるＴFFTを用いないで演算可能とな
るために、位相回転予測回路が不要となり、位相誤差を
精度よく求めることが可能である。
る課程において、ディジタル周波数位相検出回路のデー
タ取り込み時間であるＴFFTを用いないで演算可能とな
るために、位相回転予測回路が不要となり、位相誤差を
精度よく求めることが可能である。
【００４４】次に、本発明の第２の実施形態について説
明する。この第２の実施形態においても、周波数位相誤
差分析器の内部構成以外は、図１の構成と同様であるの
で詳細な説明は省略する。
明する。この第２の実施形態においても、周波数位相誤
差分析器の内部構成以外は、図１の構成と同様であるの
で詳細な説明は省略する。
【００４５】図３に第２の実施形態における周波数位相
誤差分析器の構成を示す。図２の構成と同じ作用の構成
には同一の符号を付与する。３１は積分器である。積分
器により、信号の帯域制限が行われる。この帯域制限
は、後の間引き器により信号間干渉（エリアジング）が
発生しないようにするためである。この積分器３１によ
り帯域制限された信号は、間引き器３２により周波数帯
域が狭くなり、周波数分解能が向上する。
誤差分析器の構成を示す。図２の構成と同じ作用の構成
には同一の符号を付与する。３１は積分器である。積分
器により、信号の帯域制限が行われる。この帯域制限
は、後の間引き器により信号間干渉（エリアジング）が
発生しないようにするためである。この積分器３１によ
り帯域制限された信号は、間引き器３２により周波数帯
域が狭くなり、周波数分解能が向上する。
【００４６】入力された無変調パイロットチャネル信号
をI-ch信号およびQ-ch信号それぞれについて、まず積分
器に入力され、積分器の積分加算回数のシンボル分加算
される。次に間引き器によりＤシンボルごとに出力し、
積分結果をＤシンボルごとに間引く。積分器の積分加算
回数をＤ、シンボル周期をＴｓととすると、-1/（２Ｄ
Ｔｓ）〜１/（２ＤＴｓ）までの周波数領域以外の信号
が除去される。
をI-ch信号およびQ-ch信号それぞれについて、まず積分
器に入力され、積分器の積分加算回数のシンボル分加算
される。次に間引き器によりＤシンボルごとに出力し、
積分結果をＤシンボルごとに間引く。積分器の積分加算
回数をＤ、シンボル周期をＴｓととすると、-1/（２Ｄ
Ｔｓ）〜１/（２ＤＴｓ）までの周波数領域以外の信号
が除去される。
【００４７】また、Ｄシンボルごとに１つのディジタル
周波数位相分析器への入力データが生成されることか
ら、入力データ数Ｎのディジタル周波数位相検出器に対
してＮＤシンボル分のデータ取り込み時間が必要にな
る。
周波数位相分析器への入力データが生成されることか
ら、入力データ数Ｎのディジタル周波数位相検出器に対
してＮＤシンボル分のデータ取り込み時間が必要にな
る。
【００４８】図５にこの信号の様子を示す。図５（ａ）
は、入力信号が積分器を通過した前の様子を示してい
る。左側は横軸に時間をとり、右側は横軸に周波数を取
っている。この図５（ａ）においては干渉成分が現れて
いる。
は、入力信号が積分器を通過した前の様子を示してい
る。左側は横軸に時間をとり、右側は横軸に周波数を取
っている。この図５（ａ）においては干渉成分が現れて
いる。
【００４９】図５（ｂ）は、Ｄ＝３である積分器を通過
した後の様子である。この図５（ｂ）から明らかなよう
に、積分器を通過後には干渉成分が除去されている。
した後の様子である。この図５（ｂ）から明らかなよう
に、積分器を通過後には干渉成分が除去されている。
【００５０】図５（ｃ）はＤシンボルごとに間引く間引
き器通過後の信号の様子を示している。図が示すよう
に、間引き器通過後は、サンプリング周波数が１／Ｄと
なるため、Ｆｓ／Ｄごとに波形が繰り返されることにな
る（Ｆｓ＝１／Ｔｓ＝サンプリング周波数）。
き器通過後の信号の様子を示している。図が示すよう
に、間引き器通過後は、サンプリング周波数が１／Ｄと
なるため、Ｆｓ／Ｄごとに波形が繰り返されることにな
る（Ｆｓ＝１／Ｔｓ＝サンプリング周波数）。
【００５１】上記図に示したように積分器を挿入するこ
とで、位相回転が生じる。このため、積分器の位相回転
を補償する回路が必要となる。以下図６を用いて、その
構成を説明する。
とで、位相回転が生じる。このため、積分器の位相回転
を補償する回路が必要となる。以下図６を用いて、その
構成を説明する。
【００５２】図６（ａ）は、図３の積分器３１入力前の
Ａ点での無変調パイロットチャネル信号の信号点移動の
様子、さらにQ-chの時間変化の様子を示したものであ
る。この例においても無変調パイロットチャネルは信号
点上でπ／４の位置にあるものと仮定する。図中の●は
ディジタル周波数位相検出器２３に入力される最初のデ
ータであり、矢印の先が最後のデータとなる。
Ａ点での無変調パイロットチャネル信号の信号点移動の
様子、さらにQ-chの時間変化の様子を示したものであ
る。この例においても無変調パイロットチャネルは信号
点上でπ／４の位置にあるものと仮定する。図中の●は
ディジタル周波数位相検出器２３に入力される最初のデ
ータであり、矢印の先が最後のデータとなる。
【００５３】図６（ｂ）はＤ＝３における図３の直並列
変換回路２１の出力の部分（Ｂ点）における無変調パイ
ロットチャネル信号の信号点移動の様子、およびQ-chの
時間変換の様子を示したものである。
変換回路２１の出力の部分（Ｂ点）における無変調パイ
ロットチャネル信号の信号点移動の様子、およびQ-chの
時間変換の様子を示したものである。
【００５４】図６（ａ）と図６（ｂ）を比較してみる
と、図６（ｂ）では、積分器を通過しているため、デー
タが加算されることにより、位相が平均化されて出力さ
れる。すなわち図６（ａ）に比べ時間的にTdumpだけ、
位相ではθdumpだけ遅れている。
と、図６（ｂ）では、積分器を通過しているため、デー
タが加算されることにより、位相が平均化されて出力さ
れる。すなわち図６（ａ）に比べ時間的にTdumpだけ、
位相ではθdumpだけ遅れている。
【００５５】図６（ｃ）は、順序反転回路２２の出力で
ある。ここでは単に入力の順序が反転されているだけで
あるので、図６（ｂ）と矢印の先端と後端が逆になって
いるだけである。ここで、前述した積分器による時間的
遅れである遅延量をＴdumpとする。
ある。ここでは単に入力の順序が反転されているだけで
あるので、図６（ｂ）と矢印の先端と後端が逆になって
いるだけである。ここで、前述した積分器による時間的
遅れである遅延量をＴdumpとする。
【００５６】順序反転回路２２の出力はディジタル周波
数位相検出回路２３に入力され、周波数結果θ0と周波
数結果ｆ0が出力される。この周波数結果ｆ0に関して
は、第１の実施形態で説明したように、順序反転回路に
より周波数の符号が反転するため、符号反転回路２４に
よりｆ0は符号が反転され、ｆ1となる。
数位相検出回路２３に入力され、周波数結果θ0と周波
数結果ｆ0が出力される。この周波数結果ｆ0に関して
は、第１の実施形態で説明したように、順序反転回路に
より周波数の符号が反転するため、符号反転回路２４に
よりｆ0は符号が反転され、ｆ1となる。
【００５７】一方、位相結果θ0については、第１の実
施形態のように、そのままπ/４との差分により位相誤
差を求めることはできない。それは前述のように積分器
により遅延が生じているからである。そこで、この第２
の実施形態においては、積分器による位相回転分（遅延
量＝Ｔdump）だけ位相を進ませる必要がある。この処理
を周波数誤差算出回路３３で行う。
施形態のように、そのままπ/４との差分により位相誤
差を求めることはできない。それは前述のように積分器
により遅延が生じているからである。そこで、この第２
の実施形態においては、積分器による位相回転分（遅延
量＝Ｔdump）だけ位相を進ませる必要がある。この処理
を周波数誤差算出回路３３で行う。
【００５８】符号反転回路２４により符号反転された周
波数結果であるｆ1は周波数誤差算出回路３３に入力さ
れ、周波数誤差Δｆが算出される。この誤差算出の演算
式は以下の通りである。
波数結果であるｆ1は周波数誤差算出回路３３に入力さ
れ、周波数誤差Δｆが算出される。この誤差算出の演算
式は以下の通りである。
【００５９】
【数８】
【００６０】一方、ディジタル周波数位相検出回路２３
の位相結果θ0は、周波数誤差算出回路３３で求められ
た周波数誤差Δｆとともに、位相回転補償回路３４に入
力され、位相結果θ0に遅延した位相を加算する。この
位相回転補償回路３４での演算式は以下の通りである。
の位相結果θ0は、周波数誤差算出回路３３で求められ
た周波数誤差Δｆとともに、位相回転補償回路３４に入
力され、位相結果θ0に遅延した位相を加算する。この
位相回転補償回路３４での演算式は以下の通りである。
【００６１】
【数９】
【００６２】この演算により求められたθ1を用いて位
相誤差Δθを位相誤差算出回路２６で求める。ここでの
演算は第１の実施形態と同様である。演算式は以下の通
りである。
相誤差Δθを位相誤差算出回路２６で求める。ここでの
演算は第１の実施形態と同様である。演算式は以下の通
りである。
【００６３】
【数１０】
【００６４】この第２の実施形態においては、位相誤差
Δθを求めるにあたって、積分器により遅延した時間Ｔ
dumpを用いる点を特徴としている。このＴdumpを用いる
方法と、従来のディジタル周波数位相検出回路における
データ取り込み時間であるＴ FFTを用いる手法とを比較
する。
Δθを求めるにあたって、積分器により遅延した時間Ｔ
dumpを用いる点を特徴としている。このＴdumpを用いる
方法と、従来のディジタル周波数位相検出回路における
データ取り込み時間であるＴ FFTを用いる手法とを比較
する。
【００６５】周波数誤差Δｆが同程度であると仮定する
と、位相誤差の精度はＴdumpとＴFF Tとの大きさが位相
誤差の精度に関係することになる。ＴFFTとＴdumpをシ
ンボル周期Ｔｓで表現すると、
と、位相誤差の精度はＴdumpとＴFF Tとの大きさが位相
誤差の精度に関係することになる。ＴFFTとＴdumpをシ
ンボル周期Ｔｓで表現すると、
【００６６】
【数１１】
【００６７】となる。
【００６８】ここで、デジタル周波数位相分析器の入力
データ数Ｎを１０２４、積分回路の加算データ数Ｄを４
と仮定すると、 ＴFFT＝４０９８×Ｔｓ Ｔdump＝１．５×Ｔｓ となり、Ｔdumpを用いること
で、ＴFFTを用いるときに比べ、周波数誤差による位相
誤差の揺れを約２７３２分の１にすることが可能であ
り、積分器を挿入した場合でも、位相誤差の精度を大幅
に改善することが可能となる。
データ数Ｎを１０２４、積分回路の加算データ数Ｄを４
と仮定すると、 ＴFFT＝４０９８×Ｔｓ Ｔdump＝１．５×Ｔｓ となり、Ｔdumpを用いること
で、ＴFFTを用いるときに比べ、周波数誤差による位相
誤差の揺れを約２７３２分の１にすることが可能であ
り、積分器を挿入した場合でも、位相誤差の精度を大幅
に改善することが可能となる。
【００６９】
【発明の効果】本発明における周波数位相誤差検出によ
れば、ディジタル周波数位相検出回路のデータ取り込み
時間ＴFFTを用いずに位相誤差を求めることができるの
で、位相誤差の精度を大幅に改善することが可能とな
る。
れば、ディジタル周波数位相検出回路のデータ取り込み
時間ＴFFTを用いずに位相誤差を求めることができるの
で、位相誤差の精度を大幅に改善することが可能とな
る。
【００７０】また、積分器を挿入した構成においても、
ディジタル周波数位相検出回路のデータ取り込み時間Ｔ
FFTを用いず、積分器による遅延時間Ｔdumpを用いるこ
とで、位相誤差を大幅に改善することが可能となる。
ディジタル周波数位相検出回路のデータ取り込み時間Ｔ
FFTを用いず、積分器による遅延時間Ｔdumpを用いるこ
とで、位相誤差を大幅に改善することが可能となる。
【図１】一般的な復調装置の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】本発明の第１の実施形態における周波数位相誤
差分析器の構成を示すブロック図である。
差分析器の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２の実施形態における周波数位相誤
差分析器の構成を示すブロック図である。
差分析器の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の第１の実施形態における信号点配置と
Q-chの時間変化を示す図である。
Q-chの時間変化を示す図である。
【図５】本発明の第２の実施形態における積分器と間引
き器による信号の変化を示す図である。
き器による信号の変化を示す図である。
【図６】本発明の第２の実施形態における信号点配置と
Q-chの時間変化を示す図である。
Q-chの時間変化を示す図である。
【図７】一般的なパイロットチャネルの信号点配置の一
例を示す図である。
例を示す図である。
【図８】従来の周波数位相誤差分析器の構成を示す図で
ある。
ある。
２１ 直並列変換回路 ２２ 順序反転回路 ２３ ディジタル周波数位相検出回路 ２４ 符号反転回路 ２５ 周波数誤差算出回路 ２６ 位相誤差算出回路
Claims (2)
- 【請求項１】 同相成分と直交成分に変換されたパイロ
ットチャネルを入力し、周波数誤差及び位相誤差を求め
て出力する位相誤差検出装置において、 順次入力される信号を所定数蓄積した後、一括して出力
する直並列変換手段と、 前記一括して出力された信号群の順序を反転させる順序
反転手段と、 前記反転された信号群から周波数と位相成分を検出する
ディジタル周波数位相検出手段と、 得られた位相成分からパイロットチャネルの位相誤差を
求める位相誤差算出手段と、 得られた周波数の符号を反転する符号反転手段と、 符号反転された周波数の誤差を求める周波数誤差算出手
段とを備えることを特徴とする位相誤差検出装置。 - 【請求項２】 同相成分と直交成分に変換されたパイロ
ットチャネルを入力し、周波数誤差及び位相誤差を求め
て出力する位相誤差検出装置において、 入力されるパイロットチャネルの同相成分と直交成分に
対し、それぞれの入力データを加算する積分手段と、 前記積分手段により加算されたデータを加算出力毎に間
引く間引き手段と、 前記間引き手段により間引かれたデータを所定数蓄積し
た後、一括して出力する直並列変換手段と、 前記一括して出力された信号群の順序を反転させる順序
反転手段と、 前記反転された信号群から周波数と位相成分を検出する
ディジタル周波数位相検出手段と、 得られた周波数の符号を反転する符号反転手段と、 符号反転された周波数の誤差を求める周波数誤差算出手
段と、 求められた位相成分及び周波数誤差に基づいて、前記積
分手段による位相の回転を求める位相回転補償手段と、 前記位相回転補償手段により補償された位相により、パ
イロットチャネルの位相誤差を求める位相誤差算出手段
とを備えることを特徴とする位相誤差検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000050425A JP3583679B2 (ja) | 2000-02-28 | 2000-02-28 | 位相誤差検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000050425A JP3583679B2 (ja) | 2000-02-28 | 2000-02-28 | 位相誤差検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001245011A true JP2001245011A (ja) | 2001-09-07 |
| JP3583679B2 JP3583679B2 (ja) | 2004-11-04 |
Family
ID=18572212
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000050425A Expired - Fee Related JP3583679B2 (ja) | 2000-02-28 | 2000-02-28 | 位相誤差検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3583679B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008072552A1 (ja) * | 2006-12-15 | 2008-06-19 | Panasonic Corporation | 搬送波再生装置及び搬送波再生方法 |
| JP2017135586A (ja) * | 2016-01-28 | 2017-08-03 | 三菱電機株式会社 | デジタル復調・受信回路、位相検波・位相復調方法 |
-
2000
- 2000-02-28 JP JP2000050425A patent/JP3583679B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008072552A1 (ja) * | 2006-12-15 | 2008-06-19 | Panasonic Corporation | 搬送波再生装置及び搬送波再生方法 |
| JP4794634B2 (ja) * | 2006-12-15 | 2011-10-19 | パナソニック株式会社 | 搬送波再生装置及び搬送波再生方法 |
| US8451948B2 (en) | 2006-12-15 | 2013-05-28 | Panasonic Corporation | Carrier recovering apparatus and carrier recovering method |
| JP2017135586A (ja) * | 2016-01-28 | 2017-08-03 | 三菱電機株式会社 | デジタル復調・受信回路、位相検波・位相復調方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3583679B2 (ja) | 2004-11-04 |
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