JP3927350B2 - 遅延ロックループ、受信装置およびスペクトル拡散通信システム - Google Patents
遅延ロックループ、受信装置およびスペクトル拡散通信システム Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直接拡散スペクトラム拡散通信システムに用いられる遅延ロックループ（以降、ＤＬＬと呼ぶ）に関するものであり、特に、送信装置側から受け取った信号に乗算されている拡散符号系列と、受信装置側の相関器で用いる拡散符号系列と、の符号同期追跡を行うＤＬＬ、このＤＬＬを用いた受信装置およびスペクトル拡散通信システムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来のＤＬＬについて説明する。近年、移動体通信システムや衛星通信システムでは、画像、音声、およびデータ等の伝送方式の一つとして、「スペクトラム拡散方式を用いた符号分割多元接続通信方式」が検討されている。また、以下の従来技術で用いられる直接拡散方式は、情報信号よりもはるかに広帯域の拡散符号系列を情報信号に直接乗算することにより、情報信号を拡散して通信を行う方式である。
【０００３】
上記従来のスペクトル拡散通信システムとしては、たとえば、特開平６−１９７０９６号公報に記載された「移動通信システム（以降、オフセット多重化ＳＳシステムと呼ぶ）」があり、このオフセット多重化ＳＳシステムでは、パラレルデータに対して同一の拡散符号を用いてスペクトル拡散を行い、時間オフセットを与え、さらに多重化処理を行い、その後、データ通信を行う。
【０００４】
図１０は、特開平４−３４７９４４に記載されている上記直接拡散方式を採用した従来のＤＬＬの構成を示す図である。なお、ＤＬＬは、初期捕捉回路で確立した送信側と受信側との符号同期を追跡するための回路である。また、ここでいう符号同期状態とは、データ復調時において、受信信号に乗算されている拡散符号と相関器で用いている拡散符号との位相が、等しい状態のことを示す。
【０００５】
図１０において、１１１および１１２は二乗算出部であり、１１３は加算部であり、１１４は入力された信号に対してδ時間（０＜δ≦２Ｔc）の遅延を付加する遅延部であり、１１５は減算部であり、１１６はラッチ部であり、１１７はループフィルタであり、１１８はフィルタリングされた誤差信号を用いてチップレートＲcのＭ倍の周波数帯を持つクロックのタイミング位相を変えることでサンプルクロックを発生する電圧制御発振器（以降、ＶＣＣと呼ぶ）であり、１１９はデータクロック発生部であり、１２０は入力された信号に対してδ／２時間の遅延を付加する遅延部である。
【０００６】
つぎに、たとえば、多重数Ｎ＝１および遅延係数τ1＝０の場合における従来のＤＬＬの動作を説明する。従来のＤＬＬにおいて、まず、二乗算出部１１１および１１２では、それぞれ、同相相関信号および直交相関信号を二乗した値を出力する。そして、加算部１１３では、二乗後の同相相関信号および二乗後の直交相関信号を加算し、その加算結果として相関電力を出力する。さらに、減算部１１５では、遅延部１１４にて遅延が付加された相関電力から加算部１１３にて出力される相関電力を減算することにより、サンプルクロックのタイミング位相の進み／遅れを表す誤差信号を生成する。
【０００７】
データクロック発生部１１９では、多重ＲＦ信号に乗算されている拡散符号系列の周期Ｔpに同期した捕捉パルスに基づいて、サンプルクロックを分周することにより、相関電力がピークを持つタイミングで立ち上りエッジを持ち、かつクロック周期Ｔpとなるデータクロックを発生する。
【０００８】
ラッチ部１１６では、遅延部１２０にてδ／２時間の遅延が付加されたデータクロックの立ち上りエッジで、上記誤差信号をラッチする。そして、ループフィルタ１１７では、ラッチされた誤差信号に対してフィルタリング処理を実行することで、雑音成分を除去し、高ＳＮ比の誤差信号を生成する。最後に、ＶＣＣ１１８では、ループフィルタ１１７から出力されるフィルタリング処理後の誤差信号に基づいて、チップレートＲcのＭ倍の周波数帯を持つクロックのタイミング位相を変えることで、サンプルクロックを生成する。
【０００９】
つぎに、上記従来のＤＬＬの動作を、式を用いて説明する。たとえば、送信搬送波角周波数をωcとし、時刻ｔにおけるディジタル情報信号をＤ（ｔ）とし、符号長をＬとし、チップ周期をＴcとし、符号周期ＬＴcを持つＰＮ信号をｃ（ｔ）とすると、受信ＲＦ信号ｆ（ｔ）は、式（１）のように表すことができる。
ｆ（ｔ）＝Ｄ（ｔ）ｃ（ｔ）ｃｏｓ（ωcｔ）
＋ｊＤ（ｔ）ｃ（ｔ）ｓｉｎ（ωcｔ） …（１）
【００１０】
ただし、ここでは、受信装置にて採用されている電圧制御搬送波発振器（以降、ＶＣＯと呼ぶ）で発生する局部搬送波の周波数が、送信搬送波角周波数と同じ値ωcを持つと仮定する。したがって、受信装置にて準同期検波処理後の同相成分（複素スペクトル拡散信号の同相成分）を信号Ｉ（ｔ）とすると、信号Ｉ（ｔ）は、式（２）のように表すことができる。
Ｉ（ｔ）＝Ｄ（ｔ）ｃ（ｔ）ｃｏｓ（Δθ）
（ただし、Δθは送受信間のキャリア位相差） …（２）
【００１１】
同様に、受信装置にて準同期検波処理後の直交成分（複素スペクトル拡散信号の直交成分）を信号Ｑ（ｔ）とすると、信号Ｑ（ｔ）は、式（３）のように表すことができる。
Ｑ（ｔ）＝Ｄ（ｔ）ｃ（ｔ）ｓｉｎ（Δθ） …（３）
【００１２】
また、受信装置内では、準同期検波後の同相成分Ｉ（ｔ）および直交成分Ｑ（ｔ）から、同相相関信号ＳＩ（ｔ）と直交相関信号ＳＱ（ｔ）を求める。同相相関信号ＳＩ（ｔ）および直交相関信号ＳＱ（ｔ）は、それぞれ、式（４）および式（５）のように表すことができる。
【００１３】
【数１】
【００１４】
【数２】
【００１５】
したがって、加算部１１３では、式（６）のように相関電力ＳＰ（ｔ）を求める。
【００１６】
【数３】
【００１７】
ただし、時刻αにおいて初期捕捉が完全に行われている場合、ディジタル情報信号Ｄ（α＋ｋＴc）は、相関演算中にデータの変化点を持たない（ｋ＝０，１，２，…，Ｌ―１）。また、符号同期が完全に実現されている時刻をα＝０とする。そのため、相関演算中のＤ（α＋ｋＴc）は、 “１”または“−１”の一定値となり、相関電力ＳＰ（α）は、（７）式のように表すことができる。
【００１８】
【数４】
【００１９】
図１１は、式（７）から求められる相関電力特性を示す図である。図１１にて示されているように、相関電力ＳＰ（α）は、時刻α＝０においてピークとなる。
【００２０】
減算部１１５出力の誤差信号は、δ／２時間の遅延が付加されたデータクロックの立ち上りエッジでラッチされるため、時刻γ＝α＋δ／２における誤差信号ＤＳ（γ）の値を算出する必要がある。したがって、誤差信号ＤＳ（γ）は、式（８）のように、遅延部１１４にてδ時間の遅延が付加された相関電力ＳＰ（γ−δ）から加算部１１５にて出力された相関電力ＳＰ（γ）を減算することで求められる。
【００２１】
【数５】
【００２２】
図１２は、δ＝Ｔcの場合における誤差信号ＤＳ（γ）の振幅特性を示す図である。図１２にて示されているように、誤差信号ＤＳ（γ）は、座標原点を通るＳ字状となり、γ＞０において、ＤＳ（γ）＞０となる特性を持ち、一方、γ＜０において、ＤＳ（γ）＜０となる特性を持つ。
【００２３】
したがって、ＶＣＣ１１８では、上述のように求めた誤差信号ＤＳ（γ）がＤＳ（γ）＝０となるような電圧制御で、ＰＮ信号の同期追跡を行うこととなる。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記、従来のＤＬＬにおいては、前述した誤差信号が、多重化されている複数の並列データ系列における１チャネル分のデータ系列の相関電力から生成されているため、誤差信号のＳＮ比が低くなる。そのため、従来のＤＬＬから出力されるサンプルクロックおよびサンプルクロックを分周して生成するデータクロック、の精度を高くするためには、ループフィルタ（１１７）の帯域を狭くする必要がある。このような場合、従来のＤＬＬでは、フィルタリング処理に多くの時間を要するため、それに伴って同期追跡特性が劣化する、という問題があった。
【００２５】
また、反対にループフィルタの帯域を広くした場合には、前述した誤差信号の雑音成分を十分に除去できないため、サンプルクロックおよびデータクロックの精度が低くなり、受信装置およびスペクトル拡散通信システムにおける復調データのビット誤り率特性が劣化する、という問題があった。
【００２６】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、従来のＤＬＬと比較して、高精度で良好な同期追跡特性を実現可能なＤＬＬを得ること、また、このＤＬＬを用いることで復調データのビット誤り率特性を向上可能な受信装置およびスペクトル拡散通信システムを得ることを目的とする。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる遅延ロックループにあっては、複素スペクトル拡散信号の同相成分と拡散符号系列との同相相関信号、および複素スペクトル拡散信号の直交成分と拡散符号系列との直交相関信号、に基づいて、送信側と受信側の符号同期を追跡することで、サンプルクロックおよびデータクロックを生成する構成とし、前記同相相関信号と前記直交相関信号をそれぞれ二乗し、さらに、二乗後の同相相関信号と直交相関信号とを加算することで、相関電力を生成する相関電力生成手段（後述する実施の形態の二乗算出部１，２、加算部３に相当）と、前記相関電力をＮ（２以上の整数）個に分岐し、各相関電力のピークタイミングを揃えるようにそれぞれ異なる第１の遅延時間を与える遅延補正手段（各遅延補正部に相当）と、前記遅延補正後の各相関電力を加算することで合成相関電力を生成する合成相関電力生成手段（加算部５に相当）と、前記合成相関電力に対して第２の遅延時間を与え、遅延処理後の合成相関電力から前記加算後の合成相関電力を減算することで、サンプルクロックのタイミング位相の進み／遅れを表す合成誤差信号を生成する合成誤差信号生成手段（遅延部６、減算部７に相当）と、前記拡散符号系列の周期に同期した捕捉パルスに基づいてサンプルクロックを分周し、データクロックを生成するデータクロック生成手段（データクロック発生部１１に相当）と、前記データクロックに対して第３の遅延時間を与え、遅延処理後のデータクロックのタイミングでラッチされた合成誤差信号の雑音成分を除去し、さらに、雑音除去後の合成誤差信号に基づいてサンプルクロックを生成するサンプルクロック生成手段（ラッチ部８、ループフィルタ９、ＶＣＣ１０、遅延部１２に相当）と、を備え、前記第１の遅延時間｛τ 1 Ｔ c ，τ 2 Ｔ c ，τ 3 Ｔ c ，…，τ N Ｔ c ｝（Ｔ c はチップ周期を表す）を決定するための遅延係数｛τ 1 ，τ 2 ，τ 3 ，…，τ N ｝が、ｘ≠ｙとなる任意のｘ∈｛１，２，…，Ｎ｝，ｙ∈｛１，２，…，Ｎ｝に対して、「｜（τ x −τ y ）Ｔ c ｜≧（δ／２）＋（３Ｔ c ／２）」（δは「０＜δ≦２Ｔ c 」を満たす値を表す）を常に満たすことを特徴とする。
【００２９】
つぎの発明にかかる受信装置にあっては、送信側の装置との間で複数チャネルのパラレル通信を行うスペクトル拡散通信システムを構成し、受け取った多重ＲＦ信号に基づいて、複素スペクトル拡散信号の同相成分と直交成分を生成する準同期検波手段（ＲＦ増幅部３１２、準同期検波部３１３に相当）と、前記複素スペクトル拡散信号の同相成分と拡散符号系列との同相相関信号と、前記直交成分と拡散符号系列との直交相関信号と、を算出する相関信号算出手段（相関信号算出部３１４に相当）と、前記同相相関信号および直交相関信号に基づいて、前記複素スペクトル拡散信号に乗算されている拡散符号系列の周期に同期した捕捉パルスを生成する捕捉パルス生成手段（初期捕捉部３１５に相当）と、前記同相相関信号と前記直交相関信号をそれぞれ二乗し、さらに、二乗後の同相相関信号と直交相関信号とを加算することで、相関電力を生成する相関電力生成手段と、前記相関電力をＮ（２以上の整数）個に分岐し、各相関電力のピークタイミングを揃えるようにそれぞれ異なる第１の遅延時間を与える第１の遅延補正手段と、前記遅延補正後の各相関電力を加算することで合成相関電力を生成する合成相関電力生成手段と、前記合成相関電力に対して第２の遅延時間を与え、遅延処理後の合成相関電力から前記加算後の合成相関電力を減算することで、サンプルクロックのタイミング位相の進み／遅れを表す合成誤差信号を生成する合成誤差信号生成手段と、前記捕捉パルスに基づいてサンプルクロックを分周し、データクロックを生成するデータクロック生成手段と、前記データクロックに対して第３の遅延時間を与え、遅延処理後のデータクロックのタイミングでラッチされた合成誤差信号の雑音成分を除去し、さらに、雑音除去後の合成誤差信号に基づいてサンプルクロックを生成するサンプルクロック生成手段と、前記同相相関信号と直交相関信号とをそれぞれＮ個に分岐し、各信号の相関ピークがデータクロックの所定タイミングに発生するようにそれぞれ異なる第４の遅延時間を与える第２の遅延補正手段（各遅延補正部に相当）と、前記遅延補正後の各信号に基づいて、もとのデータ系列を復調するデータ復調手段（各データ復調部、Ｐ／Ｓ３１７に相当）と、を備え、前記第１の遅延時間｛τ 1 Ｔ c ，τ 2 Ｔ c ，τ 3 Ｔ c ，…，τ N Ｔ c ｝（Ｔ c はチップ周期を表す）を決定するための遅延係数｛τ 1 ，τ 2 ，τ 3 ，…，τ N ｝が、ｘ≠ｙとなる任意のｘ∈｛１，２，…，Ｎ｝，ｙ∈｛１，２，…，Ｎ｝に対して、「｜（τ x −τ y ）Ｔ c ｜≧（δ／２）＋（３Ｔ c ／２）」（δは「０＜δ≦２Ｔ c 」を満たす値を表す）を常に満たすことを特徴とする。
【００３０】
つぎの発明にかかる受信装置にあっては、送信側の装置との間で複数チャネルのパラレル通信を行うスペクトル拡散通信システムを構成し、受け取った多重ＲＦ信号に基づいて、複素スペクトル拡散信号の同相成分と直交成分を生成する準同期検波手段と、前記複素スペクトル拡散信号の同相成分と拡散符号系列との同相相関信号と、前記直交成分と拡散符号系列との直交相関信号と、を算出する相関信号算出手段と、前記同相相関信号と直交相関信号とをそれぞれＮ個に分岐し、各信号の相関ピークがデータクロックの所定タイミングに発生するようにそれぞれ異なる第１の遅延時間を与える遅延補正手段（各遅延補正部３２１に相当）と、前記遅延補正後の各同相相関信号をそれぞれ二乗し、同様に、前記遅延補正後の各直交相関信号をそれぞれ二乗し、その後、すべての二乗値を加算することで、合成相関電力を生成する合成相関電力生成手段（同相二乗算出部３３１、直交二乗算出部３３２、加算部３３３に相当）と、前記合成相関電力に基づいて、前記拡散符号系列の周期に同期した捕捉パルスを生成する捕捉パルス生成手段（符号同期点検出部２１に相当）と、前記合成相関電力に対して第２の遅延時間を与え、遅延処理後の合成相関電力から前記加算後の合成相関電力を減算することで、サンプルクロックのタイミング位相の進み／遅れを表す合成誤差信号を生成する合成誤差信号生成手段と、前記捕捉パルスに基づいてサンプルクロックを分周し、データクロックを生成するデータクロック生成手段と、前記データクロックに対して第３の遅延時間を与え、遅延処理後のデータクロックのタイミングでラッチされた合成誤差信号の雑音成分を除去し、さらに、雑音除去後の合成誤差信号に基づいてサンプルクロックを生成するサンプルクロック生成手段と、前記遅延補正後のＮ個の同相相関信号とＮ個の直交相関信号に基づいて、もとのデータ系列を復調するデータ復調手段と、を備え、前記第１の遅延時間｛τ 1 Ｔ c ，τ 2 Ｔ c ，τ 3 Ｔ c ，…，τ N Ｔ c ｝（Ｔ c はチップ周期を表す）を決定するための遅延係数｛τ 1 ，τ 2 ，τ 3 ，…，τ N ｝が、ｘ≠ｙとなる任意のｘ∈｛１，２，…，Ｎ｝，ｙ∈｛１，２，…，Ｎ｝に対して、「｜（τ x −τ y ）Ｔ c ｜≧（δ／２）＋（３Ｔ c ／２）」（δは「０＜δ≦２Ｔ c 」を満たす値を表す）を常に満たすことを特徴とする。
【００３３】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散通信システムにあっては、送信装置と受信装置との間で複数チャネルのパラレル通信を行い、前記送信装置は、入力直列データ系列から生成されたＮ個の並列データ系列と、拡散符号系列と、をそれぞれ乗算することで、Ｎ個の並列スペクトル拡散信号を生成する拡散変調手段（Ｓ／Ｐ２１２、各拡散変調部２２１に相当）と、前記各並列スペクトル拡散信号に対してそれぞれ異なる第１の遅延時間を与え、遅延処理後のすべての並列スペクトル拡散信号を加算することで、多重スペクトル拡散信号を生成する多重手段（各遅延部２２２、多重化部２２３に相当）と、前記多重スペクトル拡散信号を無線周波数信号に変換することで多重ＲＦ信号を生成する多重ＲＦ信号生成手段（周波数変換部２２４、電力増幅部２２５に相当）と、を備え、さらに、前記受信装置は、受け取った多重ＲＦ信号に基づいて、複素スペクトル拡散信号の同相成分と直交成分を生成する準同期検波手段と、前記複素スペクトル拡散信号の同相成分と拡散符号系列との同相相関信号と、前記直交成分と拡散符号系列との直交相関信号と、を算出する相関信号算出手段と、前記同相相関信号および直交相関信号に基づいて、前記複素スペクトル拡散信号に乗算されている拡散符号系列の周期に同期した捕捉パルスを生成する捕捉パルス生成手段と、前記同相相関信号と前記直交相関信号をそれぞれ二乗し、さらに、二乗後の同相相関信号と直交相関信号とを加算することで、相関電力を生成する相関電力生成手段と、前記相関電力をＮ（２以上の整数）個に分岐し、各相関電力のピークタイミングを揃えるようにそれぞれ異なる第２の遅延時間を与える第１の遅延補正手段と、前記遅延補正後の各相関電力を加算することで合成相関電力を生成する合成相関電力生成手段と、前記合成相関電力に対して第３の遅延時間を与え、遅延処理後の合成相関電力から前記加算後の合成相関電力を減算することで、サンプルクロックのタイミング位相の進み／遅れを表す合成誤差信号を生成する合成誤差信号生成手段と、前記捕捉パルスに基づいてサンプルクロックを分周し、データクロックを生成するデータクロック生成手段と、前記データクロックに対して第４の遅延時間を与え、遅延処理後のデータクロックのタイミングでラッチされた合成誤差信号の雑音成分を除去し、さらに、雑音除去後の合成誤差信号に基づいてサンプルクロックを生成するサンプルクロック生成手段と、前記同相相関信号と直交相関信号とをそれぞれＮ個に分岐し、各信号の相関ピークがデータクロックの所定タイミングに発生するようにそれぞれ異なる第５の遅延時間を与える第２の遅延補正手段と、前記遅延補正後の各信号に基づいて、もとのデータ系列を復調するデータ復調手段と、を備え、前記第１の遅延時間｛τ 1 Ｔ c ，τ 2 Ｔ c ，τ 3 Ｔ c ，…，τ N Ｔ c ｝（Ｔ c はチップ周期を表す）を決定するための遅延係数｛τ 1 ，τ 2 ，τ 3 ，…，τ N ｝が、ｘ≠ｙとなる任意のｘ∈｛１，２，…，Ｎ｝，ｙ∈｛１，２，…，Ｎ｝に対して、「｜（τ x −τ y ）Ｔ c ｜≧（δ／２）＋（３Ｔ c ／２）」（δは「０＜δ≦２Ｔ c 」を満たす値を表す）を常に満たすことを特徴とする。
【００３４】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散通信システムにあっては、送信装置と受信装置との間で複数チャネルのパラレル通信を行い、前記送信装置は、入力直列データ系列から生成されたＮ個の並列データ系列と、拡散符号系列と、をそれぞれ乗算することで、Ｎ個の並列スペクトル拡散信号を生成する拡散変調手段と、前記各並列スペクトル拡散信号に対してそれぞれ異なる第１の遅延時間を与え、遅延処理後のすべての並列スペクトル拡散信号を加算することで、多重スペクトル拡散信号を生成する多重手段と、前記多重スペクトル拡散信号を無線周波数信号に変換することで多重ＲＦ信号を生成する多重ＲＦ信号生成手段と、を備え、さらに、前記受信装置は、受け取った多重ＲＦ信号に基づいて、複素スペクトル拡散信号の同相成分と直交成分を生成する準同期検波手段と、前記複素スペクトル拡散信号の同相成分と拡散符号系列との同相相関信号と、前記直交成分と拡散符号系列との直交相関信号と、を算出する相関信号算出手段と、前記同相相関信号と直交相関信号とをそれぞれＮ個に分岐し、各信号の相関ピークがデータクロックの所定タイミングに発生するようにそれぞれ異なる第２の遅延時間を与える遅延補正手段と、前記遅延補正後の各同相相関信号をそれぞれ二乗し、同様に、前記遅延補正後の各直交相関信号をそれぞれ二乗し、その後、すべての二乗値を加算することで、合成相関電力を生成する合成相関電力生成手段と、前記合成相関電力に基づいて、前記拡散符号系列の周期に同期した捕捉パルスを生成する捕捉パルス生成手段と、前記合成相関電力に対して第３の遅延時間を与え、遅延処理後の合成相関電力から前記加算後の合成相関電力を減算することで、サンプルクロックのタイミング位相の進み／遅れを表す合成誤差信号を生成する合成誤差信号生成手段と、前記捕捉パルスに基づいてサンプルクロックを分周し、データクロックを生成するデータクロック生成手段と、前記データクロックに対して第４の遅延時間を与え、遅延処理後のデータクロックのタイミングでラッチされた合成誤差信号の雑音成分を除去し、さらに、雑音除去後の合成誤差信号に基づいてサンプルクロックを生成するサンプルクロック生成手段と、前記遅延補正後のＮ個の同相相関信号とＮ個の直交相関信号に基づいて、もとのデータ系列を復調するデータ復調手段と、を備え、前記第１の遅延時間｛τ 1 Ｔ c ，τ 2 Ｔ c ，τ 3 Ｔ c ，…，τ N Ｔ c ｝（Ｔ c はチップ周期を表す）を決定するための遅延係数｛τ 1 ，τ 2 ，τ 3 ，…，τ N ｝が、ｘ≠ｙとなる任意のｘ∈｛１，２，…，Ｎ｝，ｙ∈｛１，２，…，Ｎ｝に対して、「｜（τ x −τ y ）Ｔ c ｜≧（δ／２）＋（３Ｔ c ／２）」（δは「０＜δ≦２Ｔ c 」を満たす値を表す）を常に満たすことを特徴とする。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかる遅延ロックループ（ＤＬＬ）、受信装置およびスペクトル拡散通信システムの実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００３８】
実施の形態１．
本実施の形態のＤＬＬは、スペクトル拡散通信システム、詳細には、オフセット多重化ＳＳシステムに備えられた状態を想定し、たとえば、サンプルクロックおよびデータクロックの生成処理において、従来技術と比較して、高精度かつ良好な同期追跡特性を実現する。
【００３９】
図１は、本発明にかかるＤＬＬの構成を示す図である。図１において、１および２は二乗算出部であり、３は加算部であり、４−１〜４−Ｎは遅延補正部であり、５は加算部であり、６は入力された信号に対してδ時間（０＜δ≦２Ｔc）の遅延を付加する遅延部であり、７は減算部であり、８はラッチ部であり、９はループフィルタであり、１０はＶＣＣであり、１１はデータクロック発生部であり、１２は入力された信号に対してδ／２時間の遅延を付加する遅延部である。
【００４０】
つぎに、上記のように構成される本実施の形態のＤＬＬの動作について説明する。本実施の形態においては、まず、前述の従来技術におけるＤＬＬ（図１０の準同期検波部３１３、相関信号算出部３１４、二乗算出部１１１と１１２、および加算部１１３に相当）と同様に、図示の準同期検波部３１３、相関信号算出部３１４、二乗算出部１と２、および加算部３を用いて、相関電力を算出する。
【００４１】
そして、算出された相関電力はＮ個に分岐され、遅延補正部４−１〜４−Ｎでは、そのＮ個の相関電力に対して、それぞれ、｛ＴP−τ1Ｔc，ＴP−τ2Ｔc，ＴP−τ3Ｔc，・・・，ＴP−τNＴc｝分の遅延補正時間を付加し、Ｎチャネルの各並列データ系列におけるそれぞれの相関電力のピークタイミングを揃える。ただし、ＴPは符号周期を表す。
【００４２】
加算部５では、遅延補正部４−１〜４−Ｎにて遅延が付加されたＮ個の相関電力を加算し、その加算結果を合成相関電力として出力する。さらに、減算部７では、遅延部６でδ時間の遅延が付加された合成相関電力値から、加算部５が出力する相関電力値を減算することで、サンプルクロックのタイミング位相の進み／遅れを表す合成誤差信号を生成する。
【００４３】
データクロック発生部１１では、多重ＲＦ信号に乗算されている拡散符号系列の周期Ｔpに同期した捕捉パルスに基づいて、サンプルクロックを分周することで、合成相関電力がピークのタイミングで立ち上りエッジを持ち、かつ周期Ｔpを持つ、データクロックを発生する。
【００４４】
ラッチ部８では、遅延部１２にてδ／２時間の遅延が付加されたデータクロックの立ち上りエッジで、合成誤差信号をラッチする。そして、ループフィルタ９では、ラッチされた合成誤差信号に対してフィルタリング処理を実行することで、雑音成分を除去し、高ＳＮ比の合成誤差信号を生成する。最後に、ＶＣＣ１０では、フィルタリング処理後の合成誤差信号に基づいて、チップレートＲcのＭ倍の周波数帯を持つクロックのタイミング位相を変えることで、サンプルクロックを生成する。
【００４５】
つぎに、本実施の形態におけるＤＬＬの動作を、式を用いて説明する。たとえば、時刻ｔにおけるＮ個の並列データ系列をＤi（ｔ）とし（ｉ＝１，２，…，Ｎ）、符号長をＬとし、チップ周期をＴcとし、符号長Ｌおよびチップ周期ＴcのＰＮ信号をｃ（ｔ）とし、後述する送信装置側の遅延部（２２２−１〜２２２−Ｎ）で与えられる遅延時間をそれぞれ｛τ1Ｔc，τ2Ｔc，τ3Ｔc，…，τNＴc｝（ただし、｛τ1，τ2，τ3，…，τN｝は、０≦τ1＜τ2＜τ3＜…＜τN＜Ｌを満たす整数である）とすると、後述する送信装置側の多重部（２２３）で生成される多重スペクトル拡散信号ＭＳ（ｔ）は、式（９）のように表すことができる。
【００４６】
【数６】
【００４７】
そして、受信装置側で受け取った多重スペクトル拡散信号ＭＳ（ｔ）に基づいて、図示の準同期検波部３１３から出力される複素スペクトル拡散信号ＣＳ（ｔ）は、熱雑音等が存在しない場合、式（１０）のように表すことができる。
【００４８】
【数７】
ただし、Δθは送受信間のキャリア位相差である。
【００４９】
また、複素スペクトル拡散信号ＣＳ（ｔ）に基づいて、図示の相関信号算出部３１４で算出される同相相関信号ＳＩ（ｔ）および直交相関信号ＳＱ（ｔ）は、式（１１）および式（１２）のように表すことができる。
【００５０】
【数８】
【００５１】
【数９】
【００５２】
したがって、二乗算出部１と２、および加算部３を用いて算出される相関電力ＳＰ（ｔ）は、式（１３）のように表すことができる。
【００５３】
【数１０】
【００５４】
図２は、上記オフセット多重化ＳＳシステムにおける多重数Ｎ＝３の場合の相関電力と捕捉パルスのタイミングチャートを示す図である。たとえば、相関電力ＳＰ（ｔ）においては、多重化されている各並列スペクトル拡散信号に乗算されている拡散符号がそれぞれ符号同期している場合に、ピークを持つ。そのため、各並列スペクトル拡散信号に対する相関電力のピークは、図２で示されるように、基準符号同期点（送信装置の各遅延部で与えられる遅延時間が“０”の場合の符号同期点）から、送信装置の各遅延部で与えられた、たとえば、遅延時間｛τ1Ｔc，τ2Ｔc，τ3Ｔc｝後のタイミングで発生する。
【００５５】
そこで、遅延補正部４−１〜４−Ｎでは、Ｎ個に分岐された相関電力ＳＰ（ｔ）を、それぞれ時間−τiＴcだけ遅延時間を補正した信号ＳＰi（ｔ）＝ＳＰ（ｔ＋τiＴc）を生成する（ｉ＝１，２，…，Ｎ）。なお、実際の構成において、遅延補正部４−１〜４−Ｎでは、Ｎ個に分岐された相関電力ＳＰ（ｔ）に対して、それぞれ時間Ｔp−τiＴc（ｉ＝１，２，…，Ｎ）の遅延時間補正を行うが、ここでは、式の簡略化のため、たとえば、−τiＴc（ｉ＝１，２，…，Ｎ）の遅延時間補正を行う。すなわち、拡散符号周期Ｔp時間後に、加算部５から出力される合成相関電力ＳＰG（ｔ）は、式（１４）のように表すことができる。
【００５６】
【数１１】
【００５７】
上記式（１３）から明らかなように、相関電力ＳＰ（ｔ）は、時刻ｔ＝ｖＴp＋ｗＴc（ｖ＝０，±１，±２，…、ｗ＝１，２，…，Ｎ）にて各信号Ｄw（ｔ）に対応する相関電力ピークが存在することから、遅延補正部４−１〜４−Ｎおよび加算部５にて構成されるＦＩＲフィルタは、相関電力ＳＰ（ｔ）に対するマッチドフィルタとして作用する。したがって、時刻ｔ＝ｖＴpにおいて、すべての信号Ｄw（ｔ）に対応する相関電力ピークが合成されるため、合成相関電力ＳＰG（ｔ）のＳＮ比を向上させることができる。
【００５８】
また、上記式（１４）から明らかなように、合成相関電力ＳＰG（ｔ）には、拡散符号周期Ｔp時間あたりＮ2個の相関電力ピークが存在することになる。このＮ2個の相関電力ピークにおけるＮ個は、時刻ｔ＝ｖＴpで発生する。しかしながら、残りのＮ（Ｎ−１）個の相関電力ピークは、時刻ｔ＝ｖＴp＋（τx−τy）Ｔcで発生する（ｘ＝１，２，…，Ｎ、ｙ＝１，２，…，Ｎ、ｘ≠ｙ）。そのため、これらＮ（Ｎ−１）の相関電力ピークについては、時刻ｔ≠ｖＴpで発生するサイドローブとなり、ＤＬＬから出力されるサンプルクロック、およびデータクロックの同期追跡特性やクロック精度を劣化させる要因となる。
【００５９】
合成誤差信号については、δ／２時間の遅延が付加されたデータクロックの立ち上りエッジでラッチされるため、時刻ｔ’＝ｔ＋δ／２における合成誤差信号ＤＳG（ｔ’）の値を算出する必要がある。合成誤差信号ＤＳG（ｔ’）は、式（１５）のように、遅延部６でδ時間の遅延が付加された合成相関電力ＳＰG（ｔ’−δ）から、加算部５が出力する合成相関電力ＳＰG（ｔ’）を減算することで求める。
【００６０】
【数１２】
【００６１】
ただし、合成誤差信号ＤＳG（ｔ’）は、従来技術におけるＤＬＬの誤差信号ＤＳ（γ）と同様に、座標原点を通るＳ字状となり、ｔ’＞０において、ＤＳG（ｔ’）＞０となる特性を持ち、ｔ’＜０において、ＤＳG（ｔ’）＜０となる特性を持つ。
【００６２】
したがって、ＶＣＣ１０では、上述のように求めた合成誤差信号ＤＳG（ｔ’）がＤＳG（ｔ’）＝０となるような電圧制御で、ＰＮ信号の同期追跡を行うこととなる。なお、合成誤差信号ＤＳG（ｔ’）は、（１５）式に表記されるように、合成相関電力ＳＰG（ｔ’−δ）と合成相関電力ＳＰG（ｔ’）の差分値で求められるため、上述したように、合成相関電力ＳＰG（ｔ）において時刻ｔ≠ｖＴpで発生するＮ（Ｎ−１）の相関電力ピークがサイドローブとなり、合成相関電力ＤＳG（ｔ’）特性を劣化させることが考えられる。
【００６３】
このＤＳG（ｔ’）特性の劣化は、ＤＬＬで必要とされる同期追跡範囲である−Ｔc／２＜ｔ’＜Ｔc／２の範囲において、合成相関電力ＳＰG（ｔ−δ／２）またはＳＰG（ｔ＋δ／２）がサイドローブを発生した場合に起こる。また、合成相関電力ＳＰG（ｔ）のサイドローブは、時刻ｔ＝ｖＴp＋（τx−τy）Ｔcを中心に、前後Ｔcの時間区間で発生する（ｘ＝１，２，…，Ｎ；ｙ＝１，２，…，Ｎ；ｘ≠ｙ）。
【００６４】
すなわち、サイドローブ発生時間をΔｔxy＝（τx−τy）Ｔcと定義し、ｘ≠ｙとなる任意のｘ∈｛１，２，…，Ｎ｝，ｙ∈｛１，２，…，Ｎ｝に対してサイドローブ発生時間Δｔxyが式（１６）を常に満たす場合、ＤＬＬで必要とされる同期追跡範囲である−Ｔc／２＜ｔ’＜Ｔc／２の範囲において、合成相関電力ＳＰG（ｔ−δ／２）およびＳＰG（ｔ＋δ／２）でサイドローブが発生しなくなる。
【００６５】
【数１３】
【００６６】
図３は、オフセット多重化ＳＳシステムにおける多重数Ｎ＝４，δ＝Ｔcの場合の合成誤差信号ＤＰG（ｔ’）特性を示す図である。図３のとおり、式（１６）を常に満足しない遅延係数（τ1，τ2，τ3，τ4）＝（０，１，２，３）が与えられた場合の合成誤差電力ＤＳG（ｔ’）については、必要とされる同期追跡範囲である−Ｔc／２＜ｔ’＜Ｔc／２の範囲でサイドローブが発生しない場合の合成誤差電力と比べて、電力レベルが低下していることが判る。しかしながら、式（１６）を満足する遅延係数（τ１，τ２，τ３，τ４）＝（０，２，４，６）が与えられた場合の合成誤差電力ＤＳG（ｔ’）については、必要とされる同期追跡範囲である−Ｔc／２＜ｔ’＜Ｔc／２の範囲でサイドローブが発生しない場合の合成誤差電力と比べて、同程度の電力レベルを示しており、電力レベルの低下が抑えられることが判る。
【００６７】
すなわち、遅延係数τi（ｉ＝１，２，…，Ｎ）が（１６）式を常に満たすように設定されることにより、必要とされる同期追跡範囲−Ｔc／２＜ｔ’＜Ｔc／２内において、上記サイドローブに起因する劣化が生じないため、本実施の形態におけるＤＬＬでは、サンプルクロックおよびデータクロックの生成処理において、従来技術と比較して高精度かつ良好な同期追跡特性を実現することができる。
【００６８】
なお、本実施の形態においては、遅延補正部４−１〜４−Ｎが与える遅延補正時間が、それぞれ｛ＴP−τ1Ｔc，ＴP−τ2Ｔc，…，ＴP−τNＴc｝としたが、これに限らず、たとえば、遅延補正時間を｛（Ｙ−τ1）Ｔc，（Ｙ−τ2）Ｔc，…，（Ｙ−τN）Ｔc｝、すなわち、基準符号同期点を任意の時刻に設定することとしてもよい。ただし、このときのＹは、Ｙ≧τNを満たす整数となる。
【００６９】
このように、本実施の形態においては、合成相関電力を用いて合成誤差信号を算出するため、その合成誤差信号が従来の誤差信号と比べて高ＳＮ比となる。そのため、本実施の形態では、ループフィルタの帯域を従来のＤＬＬにおけるループフィルタの帯域より広くする場合においても、フィルタリング処理後の合成誤差信号のＳＮ比を、従来のＳＮ比より高くすることができ、さらに、サンプルクロックの位相の進み／遅れを高精度に判定できるようになるため、従来技術におけるＤＬＬと比べて、高精度かつ良好な同期追跡特性を実現することができる。これにより、従来と比較して、より精度の高いサンプルクロックおよびデータクロックを生成することが可能となる。
【００７０】
また、本実施の形態においては、式（１６）を常に満たす遅延係数τi（ｉ＝１，２，…，Ｎ）が設定されることで、合成相関電力のサイドローブに起因する合成誤差信号特性の劣化が抑えられるため、さらに高精度で良好な同期追跡特性を実現することができる。
【００７１】
実施の形態２．
本実施の形態では、実施の形態１のＤＬＬを用いて、良好なビット誤り率特性を実現するオフセット多重化ＳＳシステムを得る。
【００７２】
図４は、本発明にかかるスペクトル拡散通信システムにおける送信装置の構成を示す図である。すなわち、オフセット多重化ＳＳシステムにおける送信装置の構成を示す図である。図４において、２１１はデータ発生部であり、２１２はシリアル／パラレル変換部（以降、Ｓ／Ｐと呼ぶ）であり、２１３はクロック発生部であり、２１４は拡散符号発生部であり、２２１−１〜２２１−Ｎは拡散変調部であり、２２２−１〜２２２−Ｎは遅延部であり、２２３は多重化部であり、２２４は周波数変換部であり、２２５は電力増幅部であり、２２６は送信アンテナである。
【００７３】
つぎに、本発明にかかるオフセット多重化ＳＳシステムの送信装置の動作について説明する。図４において、送信装置では、まず、データ発生部２１１が、“１”または“−１”の値を持つディジタル情報信号を生成する。ここでは、ディジタル情報信号の発生速度を「ビットレート」と呼び、ディジタル情報信号のビットレートの値をＲbと表記する。
【００７４】
Ｓ／Ｐ２１２では、ディジタル情報信号をＮチャネルの並列情報信号に変換する。なお、多重数Ｎは、拡散符号長Ｌ［ビット］以下の値である。また、ここでは、各チャネルでの並列情報信号の発生速度を「並列ビットレート」と呼び、並列ビットレートの値をＲp（＝Ｒb／Ｎ）と表記する。また、拡散符号周期をＴp（＝１／Ｒp）と表記する。
【００７５】
そして、この送信装置で用いる拡散符号系列は、拡散符号発生部２１４で生成される。これは、"１"または"−１"の値かつ符号長Ｌ［ビット］の拡散符号系列であり、たとえば、クロック発生部２１３で作成された（Ｒp×Ｌ）のクロック周波数帯域を持つ。なお、拡散符号系列としては、たとえば、符号作成に関する回路構成が容易で自己相関のサイドローブが小さい、かつ各符号系列間での相互相関が小さい、既知のＭ系列やＧｏｌｄ符号が使用される。ここでは、クロック発生部２１３で作成されたクロックレートを「チップレートＲc（＝Ｒp×Ｌ）」と呼び、チップレートＲcを持つクロック周期を「チップ周期Ｔc（＝１／Ｒc）」と呼ぶ。
【００７６】
拡散変調部２２１−１〜２２１−Ｎでは、Ｎチャネルの各並列情報信号と、拡散符号発生部２１４で生成された拡散符号と、を乗算することにより、Ｎチャネルの並列スペクトル拡散信号を生成する。なお、並列スペクトル拡散信号は、チップレートＲcの周波数帯域を持つ。
【００７７】
遅延部２２２−１〜２２２−Ｎでは、Ｎチャネルの各並列スペクトル拡散信号に対してそれぞれ異なる時間分の遅延を付加する。なお、遅延部２２２−１〜２２２−Ｎが付加する遅延時間は、それぞれ｛τ1Ｔc，τ2Ｔc，τ3Ｔc，…，τNＴc｝（ただし、｛τ1，τ2，τ3，…，τN｝を「遅延係数」と呼び、遅延係数｛τ1，τ2，τ3，…，τN｝は、０≦τ1＜τ2＜τ3＜…＜τN＜Ｌを満たす整数とする）である。
【００７８】
多重化部２２３では、遅延が付加されたＮチャネルの並列スペクトル拡散信号のすべてを加算し、多重スペクトル拡散信号を生成する。そして、周波数変換部２２４では、その多重スペクトル拡散信号を無線周波数（ＲＦ）に周波数変換し、多重ＲＦ信号を生成する。その後、電力増幅部２２５では、周波数変換部２２４で無線周波数（ＲＦ）に周波数変換された多重スペクトル拡散信号（多重ＲＦ信号）を電力増幅し、最後に、送信アンテナ２２６から、電力増幅された多重ＲＦ信号を送信する。
【００７９】
また、図５は、本発明にかかるスペクトル拡散通信システムにおける受信装置の実施の形態２の構成を示す図である。すなわち、オフセット多重化ＳＳシステムにおける受信装置の構成を示す図である。図５において、３１１は受信アンテナであり、３１２はＲＦ増幅部であり、３１３は準同期検波部であり、３１４は相関信号算出部であり、３１５は初期捕捉部であり、３１６はＤＬＬであり、３１７はパラレル／シリアル変換部（以下、Ｐ／Ｓと呼ぶ）であり、３２１−１〜３２１−Ｎは遅延補正部であり、３２２−１〜３２２−Ｎはデータ復調部である。
【００８０】
また、準同期検波部３１３において、３４１は電圧制御搬送波発振器（以降、ＶＣＯと呼ぶ）であり、３４２はπ／２移相部であり、３４３および３４４は乗算部であり、３４５および３４６はローパスフィルタであり、３４７および３４８はＡ／Ｄ変換部（以降、Ａ／Ｄと呼ぶ）であり、さらに相関信号算出部３１４において、３５１は同相相関算出部であり、３５２は直交相関算出部である。
【００８１】
つぎに、本発明にかかるオフセット多重化ＳＳシステムの受信装置の動作について説明する。受信装置では、まず、受信アンテナ３１１で受信した上述の送信装置からの多重ＲＦ信号に対して、ＲＦ増幅部３１２がＲＦ増幅を行う。
【００８２】
準同期検波部３１３では、乗算部３４３が、ＶＣＯ３４１から出力される局部搬送波とＲＦ増幅された多重ＲＦ信号とを乗算し、ローパスフィルタ３４５が、その乗算後の信号における高調波成分の除去処理を行い、さらにＡ／Ｄ３４７が、チップレートＲcのＭ倍の周波数帯域を持つサンプルクロックでフィルタリング処理後の信号をサンプリングすることで、「ディジタル値かつチップレートＲcのＭ倍の周波数帯域」の条件を満足する複素スペクトル拡散信号の同相成分を生成する。
【００８３】
同様に、準同期検波部３１３では、乗算部３４４が、移相部３４２によりπ／２移相された局部搬送波とＲＦ増幅された多重ＲＦ信号とを乗算し、ローパスフィルタ３４６が、その乗算後の信号における高調波成分の除去処理を行い、さらにＡ／Ｄ３４８が、チップレートＲcのＭ倍の周波数帯域を持つサンプルクロックでフィルタリング処理後の信号をサンプリングすることで、「ディジタル値かつチップレートＲcのＭ倍の周波数帯域」の条件を満足する複素スペクトル拡散信号の直交成分を生成する。
【００８４】
相関信号算出部３１４では、同相相関算出部３５１および直交相関算出部３５２が、複素スペクトル拡散信号の同相成分および直交成分に対して、それぞれ、多重ＲＦ信号に乗算されている符号と、それと同一の拡散符号系列と、の相関演算を、拡散符号周期ＴP分の時間で行い、その結果として同相相関信号および直交相関信号を生成する。
【００８５】
なお、ここでは、拡散符号長をＬとしているが、１チップにつきＭ回の割合でサンプリングが行われているので、たとえば、拡散符号１周期分に相当する時間内にサンプリングされる複素スペクトル拡散信号の同相成分および直交成分の数は、それぞれＭＬ個である。したがって、同相相関算出部３５１および直交相関算出部３５２では、それぞれ、入力されたＭＬ個のうち、Ｍ×ｉ番目（ｉ＝１，２，…，Ｌ）の複素スペクトル拡散信号の同相成分または直交成分のサンプル信号のみを用いて、式（１７）で表される相関値Ｓを、Ｔc／Ｍ時間毎に生成する。
【００８６】
【数１４】
【００８７】
ただし、ｒj（ｊ＝１，２，…，ＭＬ）は、入力されるＭＬ個のサンプル信号であり、ｃiは、“−１”もしくは“１”の値を持つ多重ＲＦ信号に乗算されている符号と同一の拡散符号系列である。また、同相相関算出部３５１および直交相関算出部３５２では、マッチドフィルタ等が用いられる。
【００８８】
初期捕捉部３１５では、直交相関信号および同相相関信号から、多重ＲＦ信号に乗算されている拡散符号系列の周期Ｔpに同期した捕捉パルスを生成する。図６は、本発明にかかるオフセット多重化ＳＳシステムに用いられる初期捕捉部の構成を示す図である。図６において、２１は拡散符号周期Ｔp内で合成相関電力が最大ピークを有するタイミングを検出し、そのタイミングに同期した捕捉パルスを生成する符号同期点検出部である。
【００８９】
図６において、加算部５から出力される合成相関電力は、前述したように、拡散符号周期Ｔp毎に基準符号同期点で最大値を有するピークを発生し、サイドローブとして、基準符号同期点以外の時刻で発生するＮ（Ｎ−１）個分の相関電力ピークを有する。そして、サイドローブとなるＮ（Ｎ−１）個の相関電力ピークについては、前述のように、時刻ｔ＝ｖＴp＋（τx−τy）Ｔcで発生する（ｖ＝０，±１，±２，…；ｘ＝１，２，…，Ｎ；ｙ＝１，２，…，Ｎ；ｘ≠ｙ）。
【００９０】
また、このサイドローブの発生時刻は、遅延係数τi（ｉ＝１，２，…，Ｎ）のみに依存する時間であるから、遅延係数τiが適切に設定されることにより、サイドローブとなる相関電力ピークの発生時間を重複しないようにできる。すなわち、本実施の形態においては、合成相関電力のサイドローブの最大値を抑圧することができるため、初期捕捉部３１４における捕捉パルスと、サンプルクロックおよびデータクロックと、を高精度に生成することができる。
【００９１】
上記のように、相関電力ピークの発生時間を重複しないようにするためには、ａ’≠ａかつａ’≠ ｂ’を満たす任意のａ∈｛１，２，…，Ｎ｝，ａ’∈｛１，２，…，Ｎ｝，ｂ∈｛１，２，…，Ｎ｝，ｂ’∈｛１，２，…，Ｎ｝に対して、式（１８）を常に満たすようにする。
τa−τb≠τa´−τb´ …（１８）
【００９２】
図７は、遅延係数をτ1＝２、τ2＝４、τ3＝６とし、式（１８）を満たさない場合における相関電力および合成相関電力の関係の一例を示す図である。詳細には、図７（ａ）が、遅延補正がない場合の相関電力のタイミングチャートであり、図７（ｂ）から図７（ｄ）が、図７（ａ）に示した相関電力をそれぞれ時間｛（Ｔp−τ1Ｔc），（Ｔp−τ2Ｔc），（Ｔp−τ3Ｔc）｝だけ遅延補正したものである。
【００９３】
また、図８は、遅延係数をτ1＝１、τ2＝３、τ3＝７とし、式（１８）を常に満たす場合における相関電力および合成相関電力の関係の一例を示す図である。詳細には、図８（ａ）が、遅延補正がない場合の相関電力のタイミングチャートであり、図８（ｂ）から図８（ｄ）が、図８（ａ）に示した相関電力をそれぞれ時間｛（Ｔp−τ1Ｔc），（Ｔp−τ2Ｔc），（Ｔp−τ3Ｔc）｝だけ遅延補正したものである。
【００９４】
図示のとおり、図７においては、遅延補正された相関電力ピークが基準符号同期点以外の同タイミングで発生しているため、合成相関電力は、最大値が相関電力２ピーク分以上となるサイドローブが発生する。それに対し、図８における合成相関電力については、ピーク値ａ，ｂ，ａ，ａ＋ｂ＋ｃ，ｂ，ｃ，ｃの７つのピークが現れるが、この場合には、最も大きなピーク値（ａ＋ｂ＋ｃ）を基準符号同期点として検出する。このように、図８においては、ピーク値（ａ＋ｂ＋ｃ）以外のピーク値が、すべて相関電力１ピーク分の値に抑えられており、図７と比較して、さらに高精度な基準符号同期点の検出が可能となる。
【００９５】
符号同期点検出部５１１では、上記のように、拡散符号周期Ｔp内で合成相関電力が最大ピークを有する基準符号同期点を検出し、そのタイミングに同期した捕捉パルスを生成することにより初期符号同期を行う。
【００９６】
また、ＤＬＬ３１６では、前述の実施の形態１のとおりに、直交相関信号および同相相関信号と、捕捉パルスから符号同期追跡を行い、拡散符号系列の周期に同期したデータクロックと、準同期検波部３１３にてサンプリング用クロックとして用いられるサンプルクロックと、を出力する。
【００９７】
遅延補正部３２１−１〜３２１−Ｎでは、直交相関信号および同相相関信号に対して、それぞれ｛ＴP−τ1Ｔc，ＴP−τ2Ｔc，ＴP−τ3Ｔc，・・・，ＴP−τNＴc｝の遅延補正時間を与えることで、各チャネルに乗算された拡散符号系列の位相とデータクロックとのタイミング同期を確立する。さらに、データ復調部３２２−１〜３２２−Ｎでは、各チャネルに対して、データクロックの立ち上がりタイミングで算出された同相相関信号および直交相関信号から、並列復調データを算出する。
【００９８】
なお、多重ＲＦ信号は、同一の拡散符号系列によりスペクトル拡散実行後の並列スペクトル拡散信号が多重化されたものであるが、Ｎチャネルの各並列スペクトル拡散信号については、多重化が実行されている他のチャネルと異なる遅延時間が与えられているので、データ復調時における各チャネル間の相互相関は小さな値となり、各チャネルに対する復調作業が可能となる。ただし、ここでいう並列復調データは、「並列ビットレートＲpかつ“１”または“−１”の値」の条件を満足する信号である。
【００９９】
Ｐ／Ｓ３１７では、Ｎチャネルの並列ビットレートＲpの並列復調データから、１チャネルのビットレートＲb（＝ＮＲp）の復調データの生成を行う。これら上述の動作により、本発明にかかるスペクトル拡散通信システムでは、多重ＲＦ信号から復調データを抽出することができる。
【０１００】
このように、本実施の形態においては、準同期検波部３１３およびデータ復調部３２２−１〜３２２−Ｎで、ＤＬＬ３１６から出力される高精度なサンプルクロックとデータクロックを用いているため、従来のオフセット多重化ＳＳシステムと比較して、さらにデータ復調特性を向上させることができる。
【０１０１】
また、本実施の形態においては、式（１８）を常に満たす遅延係数τi（ｉ＝１，２，…，Ｎ）を設定することで、サイドローブの最大値が抑圧されるため、合成相関電力に基づいて算出される捕捉パルス、サンプルクロックおよびデータクロックを、さらに高精度に生成できる。これにより、さらに大幅にデータ復調特性を向上させることができる。
【０１０２】
実施の形態３．
本実施の形態では、実施の形態２における初期捕捉部３１５と、ＤＬＬ３１６で用いられる二乗算出部１，２，延補正部４−１〜４−Ｎと、の演算順序を入れ換えることで、前述の遅延補正部４−１〜４−Ｎの機能を、後述する遅延補正部３２１−１〜３２１−Ｎで実行する。このようにして、より小さい回路規模で、スペクトル拡散通信システム、すなわち、オフセット多重化ＳＳシステムを実現する。
【０１０３】
図９は、本発明にかかるスペクトル拡散通信システムにおける受信装置の実施の形態３の構成を示す図である。なお、本実施の形態における送信装置については、前述の実施の形態２と同一の構成を用いるためその説明を省略する。また、図９において、前述の実施の形態２における受信装置と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
【０１０４】
図９において、３３１−１〜３３１−Ｎはそれぞれ遅延補正部３２１−１〜３２１−Ｎで遅延補正された同相相関信号を二乗する同相二乗算出部であり、３３２−１〜３３２−Ｎはそれぞれ遅延補正部３２１−１〜３２１−Ｎで遅延補正された直交相関信号を二乗する直交二乗算出部であり、３３３は同相二乗算出部３３１−１〜３３１−Ｎと直交二乗算出部３３２−１〜３３２−Ｎとから出力されるすべての信号を加算する加算部である。
【０１０５】
つぎに、本発明にかかるオフセット多重化ＳＳシステムの受信装置の動作について説明する。受信装置では、まず、同相二乗算出部３３１−１〜３３２−Ｎが、それぞれ遅延補正部３２１−１〜３２１−Ｎにて遅延補正された同相相関信号の二乗値を出力する。同様に、直交二乗算出部３３２−１〜３３２−Ｎでは、それぞれ遅延補正部３２１−１〜３２１−Ｎにて遅延補正された直交相関信号の二乗値を出力する。
【０１０６】
そして、加算部１４３では、同相二乗算出部３３１−１〜３３１−Ｎおよび直交二乗算出部３３２−１〜３３２−Ｎから出力される合計２Ｎ個の二乗値を加算し、その加算結果を合成相関電力として出力する。
【０１０７】
つぎに、加算部１４３から出力される合成相関電力ＳＰG’（ｔ）が（時刻ｔ）、実施の形態１および２のＤＬＬの加算部５から出力される合成相関電力ＳＰG（ｔ）と、等しいことを示す。
【０１０８】
前述の実施の形態と同様に、たとえば、同相相関信号をＳＩ（ｔ）とし、直交相関信号をＳＱ（ｔ）とし、遅延補正部３２１−１〜３２１−ＮがＳＩ（ｔ）およびＳＱ（ｔ）に与える遅延補正時間をそれぞれ−τiＴcとすると（ｉ＝１，２，…，Ｎ）、加算部３３３から出力される合成相関電力ＳＰG’（ｔ）は、式（１９）のように表すことができる。
【０１０９】
【数１５】
【０１１０】
式（１９）より、合成相関電力ＳＰG’（ｔ）は、式（１４）で求められるＳＰG（ｔ）と等しいことが判る。
【０１１１】
このように、本実施の形態においては、前述の遅延補正部４−１〜４−Ｎの機能を、後述する遅延補正部３２１−１〜３２１−Ｎで実行する構成を用いた場合においても、実施の形態２と同様の効果を得ることができる。すなわち、本実施の形態における捕捉パルス、サンプルクロック、およびデータクロックについては、前述の実施の形態２と同一の特性を有することになる。
【０１１２】
また、実施の形態においては、実施の形態２における初期捕捉部３１５と、ＤＬＬ３１６で用いられる二乗算出部１，２，延補正部４−１〜４−Ｎと、の演算順序を入れ換えることで、前述の遅延補正部４−１〜４−Ｎの機能を、遅延補正部３２１−１〜３２１−Ｎで共用することにより、実施の形態２より小さい回路規模で、実施の形態２と同様の良好なデータ復調特性を実現することができる。
【０１１３】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、本発明によれば、合成相関電力を用いて合成誤差信号を算出するため、その合成誤差信号が従来の誤差信号と比べて高ＳＮ比となる。そのため、ループフィルタの帯域を従来のＤＬＬにおけるループフィルタの帯域より広くする場合においても、フィルタリング処理後の合成誤差信号のＳＮ比を、従来のＳＮ比より高くすることができ、さらに、サンプルクロックの位相の進み／遅れを高精度に判定できるようになるため、従来技術におけるＤＬＬと比べて高精度かつ良好な同期追跡特性を実現することができる。これにより、従来と比較して、より精度の高いサンプルクロックおよびデータクロックを生成することが可能な遅延ロックループを得ることができる、という効果を奏する。
【０１１４】
つぎの発明によれば、「｜（τx−τy）Ｔc｜≧（δ／２）＋（３Ｔc／２）」を常に満たす遅延係数τiが設定されることで、合成相関電力のサイドローブに起因する合成誤差信号特性の劣化が抑えられるため、さらに高精度で良好な同期追跡特性を実現することができる、という効果を奏する。
【０１１５】
つぎの発明によれば、準同期検波手段および各データ復調手段で、サンプルクロック生成手段から出力される高精度なサンプルクロックとデータクロックを用いているため、従来の受信装置と比較して、データ復調特性を向上させることが可能な受信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【０１１６】
つぎの発明によれば、より小さい回路規模で、良好なデータ復調特性を実現することが可能な受信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【０１１７】
つぎの発明によれば、「τa−τb≠τa'−τb'」を常に満たす遅延係数τiを設定することで、サイドローブの最大値が抑圧されるため、合成相関電力に基づいて算出される捕捉パルス、サンプルクロックおよびデータクロックを、さらに高精度に生成できる。これにより、さらに大幅にデータ復調特性を向上させることができる、という効果を奏する。
【０１１８】
つぎの発明によれば、「｜（τx−τy）Ｔc｜≧（δ／２）＋（３Ｔc／２）」を常に満たす遅延係数τiが設定されることで、合成相関電力のサイドローブに起因する合成誤差信号特性の劣化が抑えられるため、さらに高精度で良好な同期追跡特性を実現することができる、という効果を奏する。
【０１１９】
つぎの発明によれば、準同期検波手段および各データ復調手段で、サンプルクロック生成手段から出力される高精度なサンプルクロックとデータクロックを用いているため、従来の受信装置と比較して、データ復調特性を向上させることが可能なスペクトル拡散通信システムを得ることができる、という効果を奏する。
【０１２０】
つぎの発明によれば、より小さい回路規模で、良好なデータ復調特性を実現することが可能な受信装置を含むスペクトル拡散通信システムを得ることができる、という効果を奏する。
【０１２１】
つぎの発明によれば、「τa−τb≠τa'−τb'」を常に満たす遅延係数τiを設定することで、サイドローブの最大値が抑圧されるため、合成相関電力に基づいて算出される捕捉パルス、サンプルクロックおよびデータクロックを、さらに高精度に生成できる。これにより、さらに大幅にデータ復調特性を向上させることができる、という効果を奏する。
【０１２２】
つぎの発明によれば、「｜（τx−τy）Ｔc｜≧（δ／２）＋（３Ｔc／２）」を常に満たす遅延係数τiが設定されることで、合成相関電力のサイドローブに起因する合成誤差信号特性の劣化が抑えられるため、さらに高精度で良好な同期追跡特性を実現することができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明にかかるＤＬＬの構成を示す図である。
【図２】 多重数Ｎ＝３の場合の相関電力と捕捉パルスのタイミングチャートを示す図である。
【図３】 多重数Ｎ＝４，δ＝Ｔcの場合の合成誤差信号ＤＰG（ｔ’）特性を示す図である。
【図４】 本発明にかかるスペクトル拡散通信システムにおける送信装置の構成を示す図である。
【図５】 本発明にかかるスペクトル拡散通信システムにおける受信装置の実施の形態２の構成を示す図である。
【図６】 本発明にかかるスペクトル拡散通信システムに用いられる初期捕捉部の構成を示す図である。
【図７】 式（１８）を満たさない場合における相関電力および合成相関電力の関係の一例を示す図である。
【図８】 式（１８）を常に満たす場合における相関電力および合成相関電力の関係の一例を示す図である。
【図９】 本発明にかかるスペクトル拡散通信システムにおける受信装置の実施の形態３の構成を示す図である。
【図１０】 従来のＤＬＬの構成を示す図である。
【図１１】 従来技術における相関電力特性を示す図である。
【図１２】 従来技術における誤差信号の振幅特性を示す図である。
【符号の説明】
１，２ 二乗算出部、３ 加算部、４−１，４−Ｎ 遅延補正部、５ 加算部、６ 遅延部、７ 減算部、８ ラッチ部、９ ループフィルタ、１０ ＶＣＣ、１１ データクロック発生部、１２ 遅延部、２１ 符号同期点検出部、２１１ データ発生部、２１２ シリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）、２１３ クロック発生部、２１４ 拡散符号発生部、２２１−１，２２１−２，２２１−Ｎ拡散変調部、２２２−１，２２２−２，２２２−Ｎ 遅延部、２２３ 多重化部、２２４ 周波数変換部、２２５ 電力増幅部、２２６ 送信アンテナ、３１１ 受信アンテナ、３１２ ＲＦ増幅部、３１３ 準同期検波部、３１４ 相関信号算出部、３１５ 初期捕捉部、３１６ ＤＬＬ、３１７ パラレル／シリアル変換部（Ｐ／Ｓ）、３２１−１，３２１−２，３２１−Ｎ 遅延補正部、３２２−１，３２２−２，３２２−Ｎ データ復調部、３３１−１，３３１−２，３３１−Ｎ 同相二乗算出部、３３２−１，３３２−１，３３２−Ｎ 直交二乗算出部、３３３ 加算部。
【発明の属する技術分野】
本発明は、直接拡散スペクトラム拡散通信システムに用いられる遅延ロックループ（以降、ＤＬＬと呼ぶ）に関するものであり、特に、送信装置側から受け取った信号に乗算されている拡散符号系列と、受信装置側の相関器で用いる拡散符号系列と、の符号同期追跡を行うＤＬＬ、このＤＬＬを用いた受信装置およびスペクトル拡散通信システムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来のＤＬＬについて説明する。近年、移動体通信システムや衛星通信システムでは、画像、音声、およびデータ等の伝送方式の一つとして、「スペクトラム拡散方式を用いた符号分割多元接続通信方式」が検討されている。また、以下の従来技術で用いられる直接拡散方式は、情報信号よりもはるかに広帯域の拡散符号系列を情報信号に直接乗算することにより、情報信号を拡散して通信を行う方式である。
【０００３】
上記従来のスペクトル拡散通信システムとしては、たとえば、特開平６−１９７０９６号公報に記載された「移動通信システム（以降、オフセット多重化ＳＳシステムと呼ぶ）」があり、このオフセット多重化ＳＳシステムでは、パラレルデータに対して同一の拡散符号を用いてスペクトル拡散を行い、時間オフセットを与え、さらに多重化処理を行い、その後、データ通信を行う。
【０００４】
図１０は、特開平４−３４７９４４に記載されている上記直接拡散方式を採用した従来のＤＬＬの構成を示す図である。なお、ＤＬＬは、初期捕捉回路で確立した送信側と受信側との符号同期を追跡するための回路である。また、ここでいう符号同期状態とは、データ復調時において、受信信号に乗算されている拡散符号と相関器で用いている拡散符号との位相が、等しい状態のことを示す。
【０００５】
図１０において、１１１および１１２は二乗算出部であり、１１３は加算部であり、１１４は入力された信号に対してδ時間（０＜δ≦２Ｔc）の遅延を付加する遅延部であり、１１５は減算部であり、１１６はラッチ部であり、１１７はループフィルタであり、１１８はフィルタリングされた誤差信号を用いてチップレートＲcのＭ倍の周波数帯を持つクロックのタイミング位相を変えることでサンプルクロックを発生する電圧制御発振器（以降、ＶＣＣと呼ぶ）であり、１１９はデータクロック発生部であり、１２０は入力された信号に対してδ／２時間の遅延を付加する遅延部である。
【０００６】
つぎに、たとえば、多重数Ｎ＝１および遅延係数τ1＝０の場合における従来のＤＬＬの動作を説明する。従来のＤＬＬにおいて、まず、二乗算出部１１１および１１２では、それぞれ、同相相関信号および直交相関信号を二乗した値を出力する。そして、加算部１１３では、二乗後の同相相関信号および二乗後の直交相関信号を加算し、その加算結果として相関電力を出力する。さらに、減算部１１５では、遅延部１１４にて遅延が付加された相関電力から加算部１１３にて出力される相関電力を減算することにより、サンプルクロックのタイミング位相の進み／遅れを表す誤差信号を生成する。
【０００７】
データクロック発生部１１９では、多重ＲＦ信号に乗算されている拡散符号系列の周期Ｔpに同期した捕捉パルスに基づいて、サンプルクロックを分周することにより、相関電力がピークを持つタイミングで立ち上りエッジを持ち、かつクロック周期Ｔpとなるデータクロックを発生する。
【０００８】
ラッチ部１１６では、遅延部１２０にてδ／２時間の遅延が付加されたデータクロックの立ち上りエッジで、上記誤差信号をラッチする。そして、ループフィルタ１１７では、ラッチされた誤差信号に対してフィルタリング処理を実行することで、雑音成分を除去し、高ＳＮ比の誤差信号を生成する。最後に、ＶＣＣ１１８では、ループフィルタ１１７から出力されるフィルタリング処理後の誤差信号に基づいて、チップレートＲcのＭ倍の周波数帯を持つクロックのタイミング位相を変えることで、サンプルクロックを生成する。
【０００９】
つぎに、上記従来のＤＬＬの動作を、式を用いて説明する。たとえば、送信搬送波角周波数をωcとし、時刻ｔにおけるディジタル情報信号をＤ（ｔ）とし、符号長をＬとし、チップ周期をＴcとし、符号周期ＬＴcを持つＰＮ信号をｃ（ｔ）とすると、受信ＲＦ信号ｆ（ｔ）は、式（１）のように表すことができる。
ｆ（ｔ）＝Ｄ（ｔ）ｃ（ｔ）ｃｏｓ（ωcｔ）
＋ｊＤ（ｔ）ｃ（ｔ）ｓｉｎ（ωcｔ） …（１）
【００１０】
ただし、ここでは、受信装置にて採用されている電圧制御搬送波発振器（以降、ＶＣＯと呼ぶ）で発生する局部搬送波の周波数が、送信搬送波角周波数と同じ値ωcを持つと仮定する。したがって、受信装置にて準同期検波処理後の同相成分（複素スペクトル拡散信号の同相成分）を信号Ｉ（ｔ）とすると、信号Ｉ（ｔ）は、式（２）のように表すことができる。
Ｉ（ｔ）＝Ｄ（ｔ）ｃ（ｔ）ｃｏｓ（Δθ）
（ただし、Δθは送受信間のキャリア位相差） …（２）
【００１１】
同様に、受信装置にて準同期検波処理後の直交成分（複素スペクトル拡散信号の直交成分）を信号Ｑ（ｔ）とすると、信号Ｑ（ｔ）は、式（３）のように表すことができる。
Ｑ（ｔ）＝Ｄ（ｔ）ｃ（ｔ）ｓｉｎ（Δθ） …（３）
【００１２】
また、受信装置内では、準同期検波後の同相成分Ｉ（ｔ）および直交成分Ｑ（ｔ）から、同相相関信号ＳＩ（ｔ）と直交相関信号ＳＱ（ｔ）を求める。同相相関信号ＳＩ（ｔ）および直交相関信号ＳＱ（ｔ）は、それぞれ、式（４）および式（５）のように表すことができる。
【００１３】
【数１】
【数２】
したがって、加算部１１３では、式（６）のように相関電力ＳＰ（ｔ）を求める。
【００１６】
【数３】
ただし、時刻αにおいて初期捕捉が完全に行われている場合、ディジタル情報信号Ｄ（α＋ｋＴc）は、相関演算中にデータの変化点を持たない（ｋ＝０，１，２，…，Ｌ―１）。また、符号同期が完全に実現されている時刻をα＝０とする。そのため、相関演算中のＤ（α＋ｋＴc）は、 “１”または“−１”の一定値となり、相関電力ＳＰ（α）は、（７）式のように表すことができる。
【００１８】
【数４】
図１１は、式（７）から求められる相関電力特性を示す図である。図１１にて示されているように、相関電力ＳＰ（α）は、時刻α＝０においてピークとなる。
【００２０】
減算部１１５出力の誤差信号は、δ／２時間の遅延が付加されたデータクロックの立ち上りエッジでラッチされるため、時刻γ＝α＋δ／２における誤差信号ＤＳ（γ）の値を算出する必要がある。したがって、誤差信号ＤＳ（γ）は、式（８）のように、遅延部１１４にてδ時間の遅延が付加された相関電力ＳＰ（γ−δ）から加算部１１５にて出力された相関電力ＳＰ（γ）を減算することで求められる。
【００２１】
【数５】
図１２は、δ＝Ｔcの場合における誤差信号ＤＳ（γ）の振幅特性を示す図である。図１２にて示されているように、誤差信号ＤＳ（γ）は、座標原点を通るＳ字状となり、γ＞０において、ＤＳ（γ）＞０となる特性を持ち、一方、γ＜０において、ＤＳ（γ）＜０となる特性を持つ。
【００２３】
したがって、ＶＣＣ１１８では、上述のように求めた誤差信号ＤＳ（γ）がＤＳ（γ）＝０となるような電圧制御で、ＰＮ信号の同期追跡を行うこととなる。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記、従来のＤＬＬにおいては、前述した誤差信号が、多重化されている複数の並列データ系列における１チャネル分のデータ系列の相関電力から生成されているため、誤差信号のＳＮ比が低くなる。そのため、従来のＤＬＬから出力されるサンプルクロックおよびサンプルクロックを分周して生成するデータクロック、の精度を高くするためには、ループフィルタ（１１７）の帯域を狭くする必要がある。このような場合、従来のＤＬＬでは、フィルタリング処理に多くの時間を要するため、それに伴って同期追跡特性が劣化する、という問題があった。
【００２５】
また、反対にループフィルタの帯域を広くした場合には、前述した誤差信号の雑音成分を十分に除去できないため、サンプルクロックおよびデータクロックの精度が低くなり、受信装置およびスペクトル拡散通信システムにおける復調データのビット誤り率特性が劣化する、という問題があった。
【００２６】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、従来のＤＬＬと比較して、高精度で良好な同期追跡特性を実現可能なＤＬＬを得ること、また、このＤＬＬを用いることで復調データのビット誤り率特性を向上可能な受信装置およびスペクトル拡散通信システムを得ることを目的とする。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる遅延ロックループにあっては、複素スペクトル拡散信号の同相成分と拡散符号系列との同相相関信号、および複素スペクトル拡散信号の直交成分と拡散符号系列との直交相関信号、に基づいて、送信側と受信側の符号同期を追跡することで、サンプルクロックおよびデータクロックを生成する構成とし、前記同相相関信号と前記直交相関信号をそれぞれ二乗し、さらに、二乗後の同相相関信号と直交相関信号とを加算することで、相関電力を生成する相関電力生成手段（後述する実施の形態の二乗算出部１，２、加算部３に相当）と、前記相関電力をＮ（２以上の整数）個に分岐し、各相関電力のピークタイミングを揃えるようにそれぞれ異なる第１の遅延時間を与える遅延補正手段（各遅延補正部に相当）と、前記遅延補正後の各相関電力を加算することで合成相関電力を生成する合成相関電力生成手段（加算部５に相当）と、前記合成相関電力に対して第２の遅延時間を与え、遅延処理後の合成相関電力から前記加算後の合成相関電力を減算することで、サンプルクロックのタイミング位相の進み／遅れを表す合成誤差信号を生成する合成誤差信号生成手段（遅延部６、減算部７に相当）と、前記拡散符号系列の周期に同期した捕捉パルスに基づいてサンプルクロックを分周し、データクロックを生成するデータクロック生成手段（データクロック発生部１１に相当）と、前記データクロックに対して第３の遅延時間を与え、遅延処理後のデータクロックのタイミングでラッチされた合成誤差信号の雑音成分を除去し、さらに、雑音除去後の合成誤差信号に基づいてサンプルクロックを生成するサンプルクロック生成手段（ラッチ部８、ループフィルタ９、ＶＣＣ１０、遅延部１２に相当）と、を備え、前記第１の遅延時間｛τ 1 Ｔ c ，τ 2 Ｔ c ，τ 3 Ｔ c ，…，τ N Ｔ c ｝（Ｔ c はチップ周期を表す）を決定するための遅延係数｛τ 1 ，τ 2 ，τ 3 ，…，τ N ｝が、ｘ≠ｙとなる任意のｘ∈｛１，２，…，Ｎ｝，ｙ∈｛１，２，…，Ｎ｝に対して、「｜（τ x −τ y ）Ｔ c ｜≧（δ／２）＋（３Ｔ c ／２）」（δは「０＜δ≦２Ｔ c 」を満たす値を表す）を常に満たすことを特徴とする。
【００２９】
つぎの発明にかかる受信装置にあっては、送信側の装置との間で複数チャネルのパラレル通信を行うスペクトル拡散通信システムを構成し、受け取った多重ＲＦ信号に基づいて、複素スペクトル拡散信号の同相成分と直交成分を生成する準同期検波手段（ＲＦ増幅部３１２、準同期検波部３１３に相当）と、前記複素スペクトル拡散信号の同相成分と拡散符号系列との同相相関信号と、前記直交成分と拡散符号系列との直交相関信号と、を算出する相関信号算出手段（相関信号算出部３１４に相当）と、前記同相相関信号および直交相関信号に基づいて、前記複素スペクトル拡散信号に乗算されている拡散符号系列の周期に同期した捕捉パルスを生成する捕捉パルス生成手段（初期捕捉部３１５に相当）と、前記同相相関信号と前記直交相関信号をそれぞれ二乗し、さらに、二乗後の同相相関信号と直交相関信号とを加算することで、相関電力を生成する相関電力生成手段と、前記相関電力をＮ（２以上の整数）個に分岐し、各相関電力のピークタイミングを揃えるようにそれぞれ異なる第１の遅延時間を与える第１の遅延補正手段と、前記遅延補正後の各相関電力を加算することで合成相関電力を生成する合成相関電力生成手段と、前記合成相関電力に対して第２の遅延時間を与え、遅延処理後の合成相関電力から前記加算後の合成相関電力を減算することで、サンプルクロックのタイミング位相の進み／遅れを表す合成誤差信号を生成する合成誤差信号生成手段と、前記捕捉パルスに基づいてサンプルクロックを分周し、データクロックを生成するデータクロック生成手段と、前記データクロックに対して第３の遅延時間を与え、遅延処理後のデータクロックのタイミングでラッチされた合成誤差信号の雑音成分を除去し、さらに、雑音除去後の合成誤差信号に基づいてサンプルクロックを生成するサンプルクロック生成手段と、前記同相相関信号と直交相関信号とをそれぞれＮ個に分岐し、各信号の相関ピークがデータクロックの所定タイミングに発生するようにそれぞれ異なる第４の遅延時間を与える第２の遅延補正手段（各遅延補正部に相当）と、前記遅延補正後の各信号に基づいて、もとのデータ系列を復調するデータ復調手段（各データ復調部、Ｐ／Ｓ３１７に相当）と、を備え、前記第１の遅延時間｛τ 1 Ｔ c ，τ 2 Ｔ c ，τ 3 Ｔ c ，…，τ N Ｔ c ｝（Ｔ c はチップ周期を表す）を決定するための遅延係数｛τ 1 ，τ 2 ，τ 3 ，…，τ N ｝が、ｘ≠ｙとなる任意のｘ∈｛１，２，…，Ｎ｝，ｙ∈｛１，２，…，Ｎ｝に対して、「｜（τ x −τ y ）Ｔ c ｜≧（δ／２）＋（３Ｔ c ／２）」（δは「０＜δ≦２Ｔ c 」を満たす値を表す）を常に満たすことを特徴とする。
【００３０】
つぎの発明にかかる受信装置にあっては、送信側の装置との間で複数チャネルのパラレル通信を行うスペクトル拡散通信システムを構成し、受け取った多重ＲＦ信号に基づいて、複素スペクトル拡散信号の同相成分と直交成分を生成する準同期検波手段と、前記複素スペクトル拡散信号の同相成分と拡散符号系列との同相相関信号と、前記直交成分と拡散符号系列との直交相関信号と、を算出する相関信号算出手段と、前記同相相関信号と直交相関信号とをそれぞれＮ個に分岐し、各信号の相関ピークがデータクロックの所定タイミングに発生するようにそれぞれ異なる第１の遅延時間を与える遅延補正手段（各遅延補正部３２１に相当）と、前記遅延補正後の各同相相関信号をそれぞれ二乗し、同様に、前記遅延補正後の各直交相関信号をそれぞれ二乗し、その後、すべての二乗値を加算することで、合成相関電力を生成する合成相関電力生成手段（同相二乗算出部３３１、直交二乗算出部３３２、加算部３３３に相当）と、前記合成相関電力に基づいて、前記拡散符号系列の周期に同期した捕捉パルスを生成する捕捉パルス生成手段（符号同期点検出部２１に相当）と、前記合成相関電力に対して第２の遅延時間を与え、遅延処理後の合成相関電力から前記加算後の合成相関電力を減算することで、サンプルクロックのタイミング位相の進み／遅れを表す合成誤差信号を生成する合成誤差信号生成手段と、前記捕捉パルスに基づいてサンプルクロックを分周し、データクロックを生成するデータクロック生成手段と、前記データクロックに対して第３の遅延時間を与え、遅延処理後のデータクロックのタイミングでラッチされた合成誤差信号の雑音成分を除去し、さらに、雑音除去後の合成誤差信号に基づいてサンプルクロックを生成するサンプルクロック生成手段と、前記遅延補正後のＮ個の同相相関信号とＮ個の直交相関信号に基づいて、もとのデータ系列を復調するデータ復調手段と、を備え、前記第１の遅延時間｛τ 1 Ｔ c ，τ 2 Ｔ c ，τ 3 Ｔ c ，…，τ N Ｔ c ｝（Ｔ c はチップ周期を表す）を決定するための遅延係数｛τ 1 ，τ 2 ，τ 3 ，…，τ N ｝が、ｘ≠ｙとなる任意のｘ∈｛１，２，…，Ｎ｝，ｙ∈｛１，２，…，Ｎ｝に対して、「｜（τ x −τ y ）Ｔ c ｜≧（δ／２）＋（３Ｔ c ／２）」（δは「０＜δ≦２Ｔ c 」を満たす値を表す）を常に満たすことを特徴とする。
【００３３】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散通信システムにあっては、送信装置と受信装置との間で複数チャネルのパラレル通信を行い、前記送信装置は、入力直列データ系列から生成されたＮ個の並列データ系列と、拡散符号系列と、をそれぞれ乗算することで、Ｎ個の並列スペクトル拡散信号を生成する拡散変調手段（Ｓ／Ｐ２１２、各拡散変調部２２１に相当）と、前記各並列スペクトル拡散信号に対してそれぞれ異なる第１の遅延時間を与え、遅延処理後のすべての並列スペクトル拡散信号を加算することで、多重スペクトル拡散信号を生成する多重手段（各遅延部２２２、多重化部２２３に相当）と、前記多重スペクトル拡散信号を無線周波数信号に変換することで多重ＲＦ信号を生成する多重ＲＦ信号生成手段（周波数変換部２２４、電力増幅部２２５に相当）と、を備え、さらに、前記受信装置は、受け取った多重ＲＦ信号に基づいて、複素スペクトル拡散信号の同相成分と直交成分を生成する準同期検波手段と、前記複素スペクトル拡散信号の同相成分と拡散符号系列との同相相関信号と、前記直交成分と拡散符号系列との直交相関信号と、を算出する相関信号算出手段と、前記同相相関信号および直交相関信号に基づいて、前記複素スペクトル拡散信号に乗算されている拡散符号系列の周期に同期した捕捉パルスを生成する捕捉パルス生成手段と、前記同相相関信号と前記直交相関信号をそれぞれ二乗し、さらに、二乗後の同相相関信号と直交相関信号とを加算することで、相関電力を生成する相関電力生成手段と、前記相関電力をＮ（２以上の整数）個に分岐し、各相関電力のピークタイミングを揃えるようにそれぞれ異なる第２の遅延時間を与える第１の遅延補正手段と、前記遅延補正後の各相関電力を加算することで合成相関電力を生成する合成相関電力生成手段と、前記合成相関電力に対して第３の遅延時間を与え、遅延処理後の合成相関電力から前記加算後の合成相関電力を減算することで、サンプルクロックのタイミング位相の進み／遅れを表す合成誤差信号を生成する合成誤差信号生成手段と、前記捕捉パルスに基づいてサンプルクロックを分周し、データクロックを生成するデータクロック生成手段と、前記データクロックに対して第４の遅延時間を与え、遅延処理後のデータクロックのタイミングでラッチされた合成誤差信号の雑音成分を除去し、さらに、雑音除去後の合成誤差信号に基づいてサンプルクロックを生成するサンプルクロック生成手段と、前記同相相関信号と直交相関信号とをそれぞれＮ個に分岐し、各信号の相関ピークがデータクロックの所定タイミングに発生するようにそれぞれ異なる第５の遅延時間を与える第２の遅延補正手段と、前記遅延補正後の各信号に基づいて、もとのデータ系列を復調するデータ復調手段と、を備え、前記第１の遅延時間｛τ 1 Ｔ c ，τ 2 Ｔ c ，τ 3 Ｔ c ，…，τ N Ｔ c ｝（Ｔ c はチップ周期を表す）を決定するための遅延係数｛τ 1 ，τ 2 ，τ 3 ，…，τ N ｝が、ｘ≠ｙとなる任意のｘ∈｛１，２，…，Ｎ｝，ｙ∈｛１，２，…，Ｎ｝に対して、「｜（τ x −τ y ）Ｔ c ｜≧（δ／２）＋（３Ｔ c ／２）」（δは「０＜δ≦２Ｔ c 」を満たす値を表す）を常に満たすことを特徴とする。
【００３４】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散通信システムにあっては、送信装置と受信装置との間で複数チャネルのパラレル通信を行い、前記送信装置は、入力直列データ系列から生成されたＮ個の並列データ系列と、拡散符号系列と、をそれぞれ乗算することで、Ｎ個の並列スペクトル拡散信号を生成する拡散変調手段と、前記各並列スペクトル拡散信号に対してそれぞれ異なる第１の遅延時間を与え、遅延処理後のすべての並列スペクトル拡散信号を加算することで、多重スペクトル拡散信号を生成する多重手段と、前記多重スペクトル拡散信号を無線周波数信号に変換することで多重ＲＦ信号を生成する多重ＲＦ信号生成手段と、を備え、さらに、前記受信装置は、受け取った多重ＲＦ信号に基づいて、複素スペクトル拡散信号の同相成分と直交成分を生成する準同期検波手段と、前記複素スペクトル拡散信号の同相成分と拡散符号系列との同相相関信号と、前記直交成分と拡散符号系列との直交相関信号と、を算出する相関信号算出手段と、前記同相相関信号と直交相関信号とをそれぞれＮ個に分岐し、各信号の相関ピークがデータクロックの所定タイミングに発生するようにそれぞれ異なる第２の遅延時間を与える遅延補正手段と、前記遅延補正後の各同相相関信号をそれぞれ二乗し、同様に、前記遅延補正後の各直交相関信号をそれぞれ二乗し、その後、すべての二乗値を加算することで、合成相関電力を生成する合成相関電力生成手段と、前記合成相関電力に基づいて、前記拡散符号系列の周期に同期した捕捉パルスを生成する捕捉パルス生成手段と、前記合成相関電力に対して第３の遅延時間を与え、遅延処理後の合成相関電力から前記加算後の合成相関電力を減算することで、サンプルクロックのタイミング位相の進み／遅れを表す合成誤差信号を生成する合成誤差信号生成手段と、前記捕捉パルスに基づいてサンプルクロックを分周し、データクロックを生成するデータクロック生成手段と、前記データクロックに対して第４の遅延時間を与え、遅延処理後のデータクロックのタイミングでラッチされた合成誤差信号の雑音成分を除去し、さらに、雑音除去後の合成誤差信号に基づいてサンプルクロックを生成するサンプルクロック生成手段と、前記遅延補正後のＮ個の同相相関信号とＮ個の直交相関信号に基づいて、もとのデータ系列を復調するデータ復調手段と、を備え、前記第１の遅延時間｛τ 1 Ｔ c ，τ 2 Ｔ c ，τ 3 Ｔ c ，…，τ N Ｔ c ｝（Ｔ c はチップ周期を表す）を決定するための遅延係数｛τ 1 ，τ 2 ，τ 3 ，…，τ N ｝が、ｘ≠ｙとなる任意のｘ∈｛１，２，…，Ｎ｝，ｙ∈｛１，２，…，Ｎ｝に対して、「｜（τ x −τ y ）Ｔ c ｜≧（δ／２）＋（３Ｔ c ／２）」（δは「０＜δ≦２Ｔ c 」を満たす値を表す）を常に満たすことを特徴とする。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかる遅延ロックループ（ＤＬＬ）、受信装置およびスペクトル拡散通信システムの実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００３８】
実施の形態１．
本実施の形態のＤＬＬは、スペクトル拡散通信システム、詳細には、オフセット多重化ＳＳシステムに備えられた状態を想定し、たとえば、サンプルクロックおよびデータクロックの生成処理において、従来技術と比較して、高精度かつ良好な同期追跡特性を実現する。
【００３９】
図１は、本発明にかかるＤＬＬの構成を示す図である。図１において、１および２は二乗算出部であり、３は加算部であり、４−１〜４−Ｎは遅延補正部であり、５は加算部であり、６は入力された信号に対してδ時間（０＜δ≦２Ｔc）の遅延を付加する遅延部であり、７は減算部であり、８はラッチ部であり、９はループフィルタであり、１０はＶＣＣであり、１１はデータクロック発生部であり、１２は入力された信号に対してδ／２時間の遅延を付加する遅延部である。
【００４０】
つぎに、上記のように構成される本実施の形態のＤＬＬの動作について説明する。本実施の形態においては、まず、前述の従来技術におけるＤＬＬ（図１０の準同期検波部３１３、相関信号算出部３１４、二乗算出部１１１と１１２、および加算部１１３に相当）と同様に、図示の準同期検波部３１３、相関信号算出部３１４、二乗算出部１と２、および加算部３を用いて、相関電力を算出する。
【００４１】
そして、算出された相関電力はＮ個に分岐され、遅延補正部４−１〜４−Ｎでは、そのＮ個の相関電力に対して、それぞれ、｛ＴP−τ1Ｔc，ＴP−τ2Ｔc，ＴP−τ3Ｔc，・・・，ＴP−τNＴc｝分の遅延補正時間を付加し、Ｎチャネルの各並列データ系列におけるそれぞれの相関電力のピークタイミングを揃える。ただし、ＴPは符号周期を表す。
【００４２】
加算部５では、遅延補正部４−１〜４−Ｎにて遅延が付加されたＮ個の相関電力を加算し、その加算結果を合成相関電力として出力する。さらに、減算部７では、遅延部６でδ時間の遅延が付加された合成相関電力値から、加算部５が出力する相関電力値を減算することで、サンプルクロックのタイミング位相の進み／遅れを表す合成誤差信号を生成する。
【００４３】
データクロック発生部１１では、多重ＲＦ信号に乗算されている拡散符号系列の周期Ｔpに同期した捕捉パルスに基づいて、サンプルクロックを分周することで、合成相関電力がピークのタイミングで立ち上りエッジを持ち、かつ周期Ｔpを持つ、データクロックを発生する。
【００４４】
ラッチ部８では、遅延部１２にてδ／２時間の遅延が付加されたデータクロックの立ち上りエッジで、合成誤差信号をラッチする。そして、ループフィルタ９では、ラッチされた合成誤差信号に対してフィルタリング処理を実行することで、雑音成分を除去し、高ＳＮ比の合成誤差信号を生成する。最後に、ＶＣＣ１０では、フィルタリング処理後の合成誤差信号に基づいて、チップレートＲcのＭ倍の周波数帯を持つクロックのタイミング位相を変えることで、サンプルクロックを生成する。
【００４５】
つぎに、本実施の形態におけるＤＬＬの動作を、式を用いて説明する。たとえば、時刻ｔにおけるＮ個の並列データ系列をＤi（ｔ）とし（ｉ＝１，２，…，Ｎ）、符号長をＬとし、チップ周期をＴcとし、符号長Ｌおよびチップ周期ＴcのＰＮ信号をｃ（ｔ）とし、後述する送信装置側の遅延部（２２２−１〜２２２−Ｎ）で与えられる遅延時間をそれぞれ｛τ1Ｔc，τ2Ｔc，τ3Ｔc，…，τNＴc｝（ただし、｛τ1，τ2，τ3，…，τN｝は、０≦τ1＜τ2＜τ3＜…＜τN＜Ｌを満たす整数である）とすると、後述する送信装置側の多重部（２２３）で生成される多重スペクトル拡散信号ＭＳ（ｔ）は、式（９）のように表すことができる。
【００４６】
【数６】
そして、受信装置側で受け取った多重スペクトル拡散信号ＭＳ（ｔ）に基づいて、図示の準同期検波部３１３から出力される複素スペクトル拡散信号ＣＳ（ｔ）は、熱雑音等が存在しない場合、式（１０）のように表すことができる。
【００４８】
【数７】
【００４９】
また、複素スペクトル拡散信号ＣＳ（ｔ）に基づいて、図示の相関信号算出部３１４で算出される同相相関信号ＳＩ（ｔ）および直交相関信号ＳＱ（ｔ）は、式（１１）および式（１２）のように表すことができる。
【００５０】
【数８】
【数９】
したがって、二乗算出部１と２、および加算部３を用いて算出される相関電力ＳＰ（ｔ）は、式（１３）のように表すことができる。
【００５３】
【数１０】
図２は、上記オフセット多重化ＳＳシステムにおける多重数Ｎ＝３の場合の相関電力と捕捉パルスのタイミングチャートを示す図である。たとえば、相関電力ＳＰ（ｔ）においては、多重化されている各並列スペクトル拡散信号に乗算されている拡散符号がそれぞれ符号同期している場合に、ピークを持つ。そのため、各並列スペクトル拡散信号に対する相関電力のピークは、図２で示されるように、基準符号同期点（送信装置の各遅延部で与えられる遅延時間が“０”の場合の符号同期点）から、送信装置の各遅延部で与えられた、たとえば、遅延時間｛τ1Ｔc，τ2Ｔc，τ3Ｔc｝後のタイミングで発生する。
【００５５】
そこで、遅延補正部４−１〜４−Ｎでは、Ｎ個に分岐された相関電力ＳＰ（ｔ）を、それぞれ時間−τiＴcだけ遅延時間を補正した信号ＳＰi（ｔ）＝ＳＰ（ｔ＋τiＴc）を生成する（ｉ＝１，２，…，Ｎ）。なお、実際の構成において、遅延補正部４−１〜４−Ｎでは、Ｎ個に分岐された相関電力ＳＰ（ｔ）に対して、それぞれ時間Ｔp−τiＴc（ｉ＝１，２，…，Ｎ）の遅延時間補正を行うが、ここでは、式の簡略化のため、たとえば、−τiＴc（ｉ＝１，２，…，Ｎ）の遅延時間補正を行う。すなわち、拡散符号周期Ｔp時間後に、加算部５から出力される合成相関電力ＳＰG（ｔ）は、式（１４）のように表すことができる。
【００５６】
【数１１】
上記式（１３）から明らかなように、相関電力ＳＰ（ｔ）は、時刻ｔ＝ｖＴp＋ｗＴc（ｖ＝０，±１，±２，…、ｗ＝１，２，…，Ｎ）にて各信号Ｄw（ｔ）に対応する相関電力ピークが存在することから、遅延補正部４−１〜４−Ｎおよび加算部５にて構成されるＦＩＲフィルタは、相関電力ＳＰ（ｔ）に対するマッチドフィルタとして作用する。したがって、時刻ｔ＝ｖＴpにおいて、すべての信号Ｄw（ｔ）に対応する相関電力ピークが合成されるため、合成相関電力ＳＰG（ｔ）のＳＮ比を向上させることができる。
【００５８】
また、上記式（１４）から明らかなように、合成相関電力ＳＰG（ｔ）には、拡散符号周期Ｔp時間あたりＮ2個の相関電力ピークが存在することになる。このＮ2個の相関電力ピークにおけるＮ個は、時刻ｔ＝ｖＴpで発生する。しかしながら、残りのＮ（Ｎ−１）個の相関電力ピークは、時刻ｔ＝ｖＴp＋（τx−τy）Ｔcで発生する（ｘ＝１，２，…，Ｎ、ｙ＝１，２，…，Ｎ、ｘ≠ｙ）。そのため、これらＮ（Ｎ−１）の相関電力ピークについては、時刻ｔ≠ｖＴpで発生するサイドローブとなり、ＤＬＬから出力されるサンプルクロック、およびデータクロックの同期追跡特性やクロック精度を劣化させる要因となる。
【００５９】
合成誤差信号については、δ／２時間の遅延が付加されたデータクロックの立ち上りエッジでラッチされるため、時刻ｔ’＝ｔ＋δ／２における合成誤差信号ＤＳG（ｔ’）の値を算出する必要がある。合成誤差信号ＤＳG（ｔ’）は、式（１５）のように、遅延部６でδ時間の遅延が付加された合成相関電力ＳＰG（ｔ’−δ）から、加算部５が出力する合成相関電力ＳＰG（ｔ’）を減算することで求める。
【００６０】
【数１２】
ただし、合成誤差信号ＤＳG（ｔ’）は、従来技術におけるＤＬＬの誤差信号ＤＳ（γ）と同様に、座標原点を通るＳ字状となり、ｔ’＞０において、ＤＳG（ｔ’）＞０となる特性を持ち、ｔ’＜０において、ＤＳG（ｔ’）＜０となる特性を持つ。
【００６２】
したがって、ＶＣＣ１０では、上述のように求めた合成誤差信号ＤＳG（ｔ’）がＤＳG（ｔ’）＝０となるような電圧制御で、ＰＮ信号の同期追跡を行うこととなる。なお、合成誤差信号ＤＳG（ｔ’）は、（１５）式に表記されるように、合成相関電力ＳＰG（ｔ’−δ）と合成相関電力ＳＰG（ｔ’）の差分値で求められるため、上述したように、合成相関電力ＳＰG（ｔ）において時刻ｔ≠ｖＴpで発生するＮ（Ｎ−１）の相関電力ピークがサイドローブとなり、合成相関電力ＤＳG（ｔ’）特性を劣化させることが考えられる。
【００６３】
このＤＳG（ｔ’）特性の劣化は、ＤＬＬで必要とされる同期追跡範囲である−Ｔc／２＜ｔ’＜Ｔc／２の範囲において、合成相関電力ＳＰG（ｔ−δ／２）またはＳＰG（ｔ＋δ／２）がサイドローブを発生した場合に起こる。また、合成相関電力ＳＰG（ｔ）のサイドローブは、時刻ｔ＝ｖＴp＋（τx−τy）Ｔcを中心に、前後Ｔcの時間区間で発生する（ｘ＝１，２，…，Ｎ；ｙ＝１，２，…，Ｎ；ｘ≠ｙ）。
【００６４】
すなわち、サイドローブ発生時間をΔｔxy＝（τx−τy）Ｔcと定義し、ｘ≠ｙとなる任意のｘ∈｛１，２，…，Ｎ｝，ｙ∈｛１，２，…，Ｎ｝に対してサイドローブ発生時間Δｔxyが式（１６）を常に満たす場合、ＤＬＬで必要とされる同期追跡範囲である−Ｔc／２＜ｔ’＜Ｔc／２の範囲において、合成相関電力ＳＰG（ｔ−δ／２）およびＳＰG（ｔ＋δ／２）でサイドローブが発生しなくなる。
【００６５】
【数１３】
図３は、オフセット多重化ＳＳシステムにおける多重数Ｎ＝４，δ＝Ｔcの場合の合成誤差信号ＤＰG（ｔ’）特性を示す図である。図３のとおり、式（１６）を常に満足しない遅延係数（τ1，τ2，τ3，τ4）＝（０，１，２，３）が与えられた場合の合成誤差電力ＤＳG（ｔ’）については、必要とされる同期追跡範囲である−Ｔc／２＜ｔ’＜Ｔc／２の範囲でサイドローブが発生しない場合の合成誤差電力と比べて、電力レベルが低下していることが判る。しかしながら、式（１６）を満足する遅延係数（τ１，τ２，τ３，τ４）＝（０，２，４，６）が与えられた場合の合成誤差電力ＤＳG（ｔ’）については、必要とされる同期追跡範囲である−Ｔc／２＜ｔ’＜Ｔc／２の範囲でサイドローブが発生しない場合の合成誤差電力と比べて、同程度の電力レベルを示しており、電力レベルの低下が抑えられることが判る。
【００６７】
すなわち、遅延係数τi（ｉ＝１，２，…，Ｎ）が（１６）式を常に満たすように設定されることにより、必要とされる同期追跡範囲−Ｔc／２＜ｔ’＜Ｔc／２内において、上記サイドローブに起因する劣化が生じないため、本実施の形態におけるＤＬＬでは、サンプルクロックおよびデータクロックの生成処理において、従来技術と比較して高精度かつ良好な同期追跡特性を実現することができる。
【００６８】
なお、本実施の形態においては、遅延補正部４−１〜４−Ｎが与える遅延補正時間が、それぞれ｛ＴP−τ1Ｔc，ＴP−τ2Ｔc，…，ＴP−τNＴc｝としたが、これに限らず、たとえば、遅延補正時間を｛（Ｙ−τ1）Ｔc，（Ｙ−τ2）Ｔc，…，（Ｙ−τN）Ｔc｝、すなわち、基準符号同期点を任意の時刻に設定することとしてもよい。ただし、このときのＹは、Ｙ≧τNを満たす整数となる。
【００６９】
このように、本実施の形態においては、合成相関電力を用いて合成誤差信号を算出するため、その合成誤差信号が従来の誤差信号と比べて高ＳＮ比となる。そのため、本実施の形態では、ループフィルタの帯域を従来のＤＬＬにおけるループフィルタの帯域より広くする場合においても、フィルタリング処理後の合成誤差信号のＳＮ比を、従来のＳＮ比より高くすることができ、さらに、サンプルクロックの位相の進み／遅れを高精度に判定できるようになるため、従来技術におけるＤＬＬと比べて、高精度かつ良好な同期追跡特性を実現することができる。これにより、従来と比較して、より精度の高いサンプルクロックおよびデータクロックを生成することが可能となる。
【００７０】
また、本実施の形態においては、式（１６）を常に満たす遅延係数τi（ｉ＝１，２，…，Ｎ）が設定されることで、合成相関電力のサイドローブに起因する合成誤差信号特性の劣化が抑えられるため、さらに高精度で良好な同期追跡特性を実現することができる。
【００７１】
実施の形態２．
本実施の形態では、実施の形態１のＤＬＬを用いて、良好なビット誤り率特性を実現するオフセット多重化ＳＳシステムを得る。
【００７２】
図４は、本発明にかかるスペクトル拡散通信システムにおける送信装置の構成を示す図である。すなわち、オフセット多重化ＳＳシステムにおける送信装置の構成を示す図である。図４において、２１１はデータ発生部であり、２１２はシリアル／パラレル変換部（以降、Ｓ／Ｐと呼ぶ）であり、２１３はクロック発生部であり、２１４は拡散符号発生部であり、２２１−１〜２２１−Ｎは拡散変調部であり、２２２−１〜２２２−Ｎは遅延部であり、２２３は多重化部であり、２２４は周波数変換部であり、２２５は電力増幅部であり、２２６は送信アンテナである。
【００７３】
つぎに、本発明にかかるオフセット多重化ＳＳシステムの送信装置の動作について説明する。図４において、送信装置では、まず、データ発生部２１１が、“１”または“−１”の値を持つディジタル情報信号を生成する。ここでは、ディジタル情報信号の発生速度を「ビットレート」と呼び、ディジタル情報信号のビットレートの値をＲbと表記する。
【００７４】
Ｓ／Ｐ２１２では、ディジタル情報信号をＮチャネルの並列情報信号に変換する。なお、多重数Ｎは、拡散符号長Ｌ［ビット］以下の値である。また、ここでは、各チャネルでの並列情報信号の発生速度を「並列ビットレート」と呼び、並列ビットレートの値をＲp（＝Ｒb／Ｎ）と表記する。また、拡散符号周期をＴp（＝１／Ｒp）と表記する。
【００７５】
そして、この送信装置で用いる拡散符号系列は、拡散符号発生部２１４で生成される。これは、"１"または"−１"の値かつ符号長Ｌ［ビット］の拡散符号系列であり、たとえば、クロック発生部２１３で作成された（Ｒp×Ｌ）のクロック周波数帯域を持つ。なお、拡散符号系列としては、たとえば、符号作成に関する回路構成が容易で自己相関のサイドローブが小さい、かつ各符号系列間での相互相関が小さい、既知のＭ系列やＧｏｌｄ符号が使用される。ここでは、クロック発生部２１３で作成されたクロックレートを「チップレートＲc（＝Ｒp×Ｌ）」と呼び、チップレートＲcを持つクロック周期を「チップ周期Ｔc（＝１／Ｒc）」と呼ぶ。
【００７６】
拡散変調部２２１−１〜２２１−Ｎでは、Ｎチャネルの各並列情報信号と、拡散符号発生部２１４で生成された拡散符号と、を乗算することにより、Ｎチャネルの並列スペクトル拡散信号を生成する。なお、並列スペクトル拡散信号は、チップレートＲcの周波数帯域を持つ。
【００７７】
遅延部２２２−１〜２２２−Ｎでは、Ｎチャネルの各並列スペクトル拡散信号に対してそれぞれ異なる時間分の遅延を付加する。なお、遅延部２２２−１〜２２２−Ｎが付加する遅延時間は、それぞれ｛τ1Ｔc，τ2Ｔc，τ3Ｔc，…，τNＴc｝（ただし、｛τ1，τ2，τ3，…，τN｝を「遅延係数」と呼び、遅延係数｛τ1，τ2，τ3，…，τN｝は、０≦τ1＜τ2＜τ3＜…＜τN＜Ｌを満たす整数とする）である。
【００７８】
多重化部２２３では、遅延が付加されたＮチャネルの並列スペクトル拡散信号のすべてを加算し、多重スペクトル拡散信号を生成する。そして、周波数変換部２２４では、その多重スペクトル拡散信号を無線周波数（ＲＦ）に周波数変換し、多重ＲＦ信号を生成する。その後、電力増幅部２２５では、周波数変換部２２４で無線周波数（ＲＦ）に周波数変換された多重スペクトル拡散信号（多重ＲＦ信号）を電力増幅し、最後に、送信アンテナ２２６から、電力増幅された多重ＲＦ信号を送信する。
【００７９】
また、図５は、本発明にかかるスペクトル拡散通信システムにおける受信装置の実施の形態２の構成を示す図である。すなわち、オフセット多重化ＳＳシステムにおける受信装置の構成を示す図である。図５において、３１１は受信アンテナであり、３１２はＲＦ増幅部であり、３１３は準同期検波部であり、３１４は相関信号算出部であり、３１５は初期捕捉部であり、３１６はＤＬＬであり、３１７はパラレル／シリアル変換部（以下、Ｐ／Ｓと呼ぶ）であり、３２１−１〜３２１−Ｎは遅延補正部であり、３２２−１〜３２２−Ｎはデータ復調部である。
【００８０】
また、準同期検波部３１３において、３４１は電圧制御搬送波発振器（以降、ＶＣＯと呼ぶ）であり、３４２はπ／２移相部であり、３４３および３４４は乗算部であり、３４５および３４６はローパスフィルタであり、３４７および３４８はＡ／Ｄ変換部（以降、Ａ／Ｄと呼ぶ）であり、さらに相関信号算出部３１４において、３５１は同相相関算出部であり、３５２は直交相関算出部である。
【００８１】
つぎに、本発明にかかるオフセット多重化ＳＳシステムの受信装置の動作について説明する。受信装置では、まず、受信アンテナ３１１で受信した上述の送信装置からの多重ＲＦ信号に対して、ＲＦ増幅部３１２がＲＦ増幅を行う。
【００８２】
準同期検波部３１３では、乗算部３４３が、ＶＣＯ３４１から出力される局部搬送波とＲＦ増幅された多重ＲＦ信号とを乗算し、ローパスフィルタ３４５が、その乗算後の信号における高調波成分の除去処理を行い、さらにＡ／Ｄ３４７が、チップレートＲcのＭ倍の周波数帯域を持つサンプルクロックでフィルタリング処理後の信号をサンプリングすることで、「ディジタル値かつチップレートＲcのＭ倍の周波数帯域」の条件を満足する複素スペクトル拡散信号の同相成分を生成する。
【００８３】
同様に、準同期検波部３１３では、乗算部３４４が、移相部３４２によりπ／２移相された局部搬送波とＲＦ増幅された多重ＲＦ信号とを乗算し、ローパスフィルタ３４６が、その乗算後の信号における高調波成分の除去処理を行い、さらにＡ／Ｄ３４８が、チップレートＲcのＭ倍の周波数帯域を持つサンプルクロックでフィルタリング処理後の信号をサンプリングすることで、「ディジタル値かつチップレートＲcのＭ倍の周波数帯域」の条件を満足する複素スペクトル拡散信号の直交成分を生成する。
【００８４】
相関信号算出部３１４では、同相相関算出部３５１および直交相関算出部３５２が、複素スペクトル拡散信号の同相成分および直交成分に対して、それぞれ、多重ＲＦ信号に乗算されている符号と、それと同一の拡散符号系列と、の相関演算を、拡散符号周期ＴP分の時間で行い、その結果として同相相関信号および直交相関信号を生成する。
【００８５】
なお、ここでは、拡散符号長をＬとしているが、１チップにつきＭ回の割合でサンプリングが行われているので、たとえば、拡散符号１周期分に相当する時間内にサンプリングされる複素スペクトル拡散信号の同相成分および直交成分の数は、それぞれＭＬ個である。したがって、同相相関算出部３５１および直交相関算出部３５２では、それぞれ、入力されたＭＬ個のうち、Ｍ×ｉ番目（ｉ＝１，２，…，Ｌ）の複素スペクトル拡散信号の同相成分または直交成分のサンプル信号のみを用いて、式（１７）で表される相関値Ｓを、Ｔc／Ｍ時間毎に生成する。
【００８６】
【数１４】
ただし、ｒj（ｊ＝１，２，…，ＭＬ）は、入力されるＭＬ個のサンプル信号であり、ｃiは、“−１”もしくは“１”の値を持つ多重ＲＦ信号に乗算されている符号と同一の拡散符号系列である。また、同相相関算出部３５１および直交相関算出部３５２では、マッチドフィルタ等が用いられる。
【００８８】
初期捕捉部３１５では、直交相関信号および同相相関信号から、多重ＲＦ信号に乗算されている拡散符号系列の周期Ｔpに同期した捕捉パルスを生成する。図６は、本発明にかかるオフセット多重化ＳＳシステムに用いられる初期捕捉部の構成を示す図である。図６において、２１は拡散符号周期Ｔp内で合成相関電力が最大ピークを有するタイミングを検出し、そのタイミングに同期した捕捉パルスを生成する符号同期点検出部である。
【００８９】
図６において、加算部５から出力される合成相関電力は、前述したように、拡散符号周期Ｔp毎に基準符号同期点で最大値を有するピークを発生し、サイドローブとして、基準符号同期点以外の時刻で発生するＮ（Ｎ−１）個分の相関電力ピークを有する。そして、サイドローブとなるＮ（Ｎ−１）個の相関電力ピークについては、前述のように、時刻ｔ＝ｖＴp＋（τx−τy）Ｔcで発生する（ｖ＝０，±１，±２，…；ｘ＝１，２，…，Ｎ；ｙ＝１，２，…，Ｎ；ｘ≠ｙ）。
【００９０】
また、このサイドローブの発生時刻は、遅延係数τi（ｉ＝１，２，…，Ｎ）のみに依存する時間であるから、遅延係数τiが適切に設定されることにより、サイドローブとなる相関電力ピークの発生時間を重複しないようにできる。すなわち、本実施の形態においては、合成相関電力のサイドローブの最大値を抑圧することができるため、初期捕捉部３１４における捕捉パルスと、サンプルクロックおよびデータクロックと、を高精度に生成することができる。
【００９１】
上記のように、相関電力ピークの発生時間を重複しないようにするためには、ａ’≠ａかつａ’≠ ｂ’を満たす任意のａ∈｛１，２，…，Ｎ｝，ａ’∈｛１，２，…，Ｎ｝，ｂ∈｛１，２，…，Ｎ｝，ｂ’∈｛１，２，…，Ｎ｝に対して、式（１８）を常に満たすようにする。
τa−τb≠τa´−τb´ …（１８）
【００９２】
図７は、遅延係数をτ1＝２、τ2＝４、τ3＝６とし、式（１８）を満たさない場合における相関電力および合成相関電力の関係の一例を示す図である。詳細には、図７（ａ）が、遅延補正がない場合の相関電力のタイミングチャートであり、図７（ｂ）から図７（ｄ）が、図７（ａ）に示した相関電力をそれぞれ時間｛（Ｔp−τ1Ｔc），（Ｔp−τ2Ｔc），（Ｔp−τ3Ｔc）｝だけ遅延補正したものである。
【００９３】
また、図８は、遅延係数をτ1＝１、τ2＝３、τ3＝７とし、式（１８）を常に満たす場合における相関電力および合成相関電力の関係の一例を示す図である。詳細には、図８（ａ）が、遅延補正がない場合の相関電力のタイミングチャートであり、図８（ｂ）から図８（ｄ）が、図８（ａ）に示した相関電力をそれぞれ時間｛（Ｔp−τ1Ｔc），（Ｔp−τ2Ｔc），（Ｔp−τ3Ｔc）｝だけ遅延補正したものである。
【００９４】
図示のとおり、図７においては、遅延補正された相関電力ピークが基準符号同期点以外の同タイミングで発生しているため、合成相関電力は、最大値が相関電力２ピーク分以上となるサイドローブが発生する。それに対し、図８における合成相関電力については、ピーク値ａ，ｂ，ａ，ａ＋ｂ＋ｃ，ｂ，ｃ，ｃの７つのピークが現れるが、この場合には、最も大きなピーク値（ａ＋ｂ＋ｃ）を基準符号同期点として検出する。このように、図８においては、ピーク値（ａ＋ｂ＋ｃ）以外のピーク値が、すべて相関電力１ピーク分の値に抑えられており、図７と比較して、さらに高精度な基準符号同期点の検出が可能となる。
【００９５】
符号同期点検出部５１１では、上記のように、拡散符号周期Ｔp内で合成相関電力が最大ピークを有する基準符号同期点を検出し、そのタイミングに同期した捕捉パルスを生成することにより初期符号同期を行う。
【００９６】
また、ＤＬＬ３１６では、前述の実施の形態１のとおりに、直交相関信号および同相相関信号と、捕捉パルスから符号同期追跡を行い、拡散符号系列の周期に同期したデータクロックと、準同期検波部３１３にてサンプリング用クロックとして用いられるサンプルクロックと、を出力する。
【００９７】
遅延補正部３２１−１〜３２１−Ｎでは、直交相関信号および同相相関信号に対して、それぞれ｛ＴP−τ1Ｔc，ＴP−τ2Ｔc，ＴP−τ3Ｔc，・・・，ＴP−τNＴc｝の遅延補正時間を与えることで、各チャネルに乗算された拡散符号系列の位相とデータクロックとのタイミング同期を確立する。さらに、データ復調部３２２−１〜３２２−Ｎでは、各チャネルに対して、データクロックの立ち上がりタイミングで算出された同相相関信号および直交相関信号から、並列復調データを算出する。
【００９８】
なお、多重ＲＦ信号は、同一の拡散符号系列によりスペクトル拡散実行後の並列スペクトル拡散信号が多重化されたものであるが、Ｎチャネルの各並列スペクトル拡散信号については、多重化が実行されている他のチャネルと異なる遅延時間が与えられているので、データ復調時における各チャネル間の相互相関は小さな値となり、各チャネルに対する復調作業が可能となる。ただし、ここでいう並列復調データは、「並列ビットレートＲpかつ“１”または“−１”の値」の条件を満足する信号である。
【００９９】
Ｐ／Ｓ３１７では、Ｎチャネルの並列ビットレートＲpの並列復調データから、１チャネルのビットレートＲb（＝ＮＲp）の復調データの生成を行う。これら上述の動作により、本発明にかかるスペクトル拡散通信システムでは、多重ＲＦ信号から復調データを抽出することができる。
【０１００】
このように、本実施の形態においては、準同期検波部３１３およびデータ復調部３２２−１〜３２２−Ｎで、ＤＬＬ３１６から出力される高精度なサンプルクロックとデータクロックを用いているため、従来のオフセット多重化ＳＳシステムと比較して、さらにデータ復調特性を向上させることができる。
【０１０１】
また、本実施の形態においては、式（１８）を常に満たす遅延係数τi（ｉ＝１，２，…，Ｎ）を設定することで、サイドローブの最大値が抑圧されるため、合成相関電力に基づいて算出される捕捉パルス、サンプルクロックおよびデータクロックを、さらに高精度に生成できる。これにより、さらに大幅にデータ復調特性を向上させることができる。
【０１０２】
実施の形態３．
本実施の形態では、実施の形態２における初期捕捉部３１５と、ＤＬＬ３１６で用いられる二乗算出部１，２，延補正部４−１〜４−Ｎと、の演算順序を入れ換えることで、前述の遅延補正部４−１〜４−Ｎの機能を、後述する遅延補正部３２１−１〜３２１−Ｎで実行する。このようにして、より小さい回路規模で、スペクトル拡散通信システム、すなわち、オフセット多重化ＳＳシステムを実現する。
【０１０３】
図９は、本発明にかかるスペクトル拡散通信システムにおける受信装置の実施の形態３の構成を示す図である。なお、本実施の形態における送信装置については、前述の実施の形態２と同一の構成を用いるためその説明を省略する。また、図９において、前述の実施の形態２における受信装置と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
【０１０４】
図９において、３３１−１〜３３１−Ｎはそれぞれ遅延補正部３２１−１〜３２１−Ｎで遅延補正された同相相関信号を二乗する同相二乗算出部であり、３３２−１〜３３２−Ｎはそれぞれ遅延補正部３２１−１〜３２１−Ｎで遅延補正された直交相関信号を二乗する直交二乗算出部であり、３３３は同相二乗算出部３３１−１〜３３１−Ｎと直交二乗算出部３３２−１〜３３２−Ｎとから出力されるすべての信号を加算する加算部である。
【０１０５】
つぎに、本発明にかかるオフセット多重化ＳＳシステムの受信装置の動作について説明する。受信装置では、まず、同相二乗算出部３３１−１〜３３２−Ｎが、それぞれ遅延補正部３２１−１〜３２１−Ｎにて遅延補正された同相相関信号の二乗値を出力する。同様に、直交二乗算出部３３２−１〜３３２−Ｎでは、それぞれ遅延補正部３２１−１〜３２１−Ｎにて遅延補正された直交相関信号の二乗値を出力する。
【０１０６】
そして、加算部１４３では、同相二乗算出部３３１−１〜３３１−Ｎおよび直交二乗算出部３３２−１〜３３２−Ｎから出力される合計２Ｎ個の二乗値を加算し、その加算結果を合成相関電力として出力する。
【０１０７】
つぎに、加算部１４３から出力される合成相関電力ＳＰG’（ｔ）が（時刻ｔ）、実施の形態１および２のＤＬＬの加算部５から出力される合成相関電力ＳＰG（ｔ）と、等しいことを示す。
【０１０８】
前述の実施の形態と同様に、たとえば、同相相関信号をＳＩ（ｔ）とし、直交相関信号をＳＱ（ｔ）とし、遅延補正部３２１−１〜３２１−ＮがＳＩ（ｔ）およびＳＱ（ｔ）に与える遅延補正時間をそれぞれ−τiＴcとすると（ｉ＝１，２，…，Ｎ）、加算部３３３から出力される合成相関電力ＳＰG’（ｔ）は、式（１９）のように表すことができる。
【０１０９】
【数１５】
式（１９）より、合成相関電力ＳＰG’（ｔ）は、式（１４）で求められるＳＰG（ｔ）と等しいことが判る。
【０１１１】
このように、本実施の形態においては、前述の遅延補正部４−１〜４−Ｎの機能を、後述する遅延補正部３２１−１〜３２１−Ｎで実行する構成を用いた場合においても、実施の形態２と同様の効果を得ることができる。すなわち、本実施の形態における捕捉パルス、サンプルクロック、およびデータクロックについては、前述の実施の形態２と同一の特性を有することになる。
【０１１２】
また、実施の形態においては、実施の形態２における初期捕捉部３１５と、ＤＬＬ３１６で用いられる二乗算出部１，２，延補正部４−１〜４−Ｎと、の演算順序を入れ換えることで、前述の遅延補正部４−１〜４−Ｎの機能を、遅延補正部３２１−１〜３２１−Ｎで共用することにより、実施の形態２より小さい回路規模で、実施の形態２と同様の良好なデータ復調特性を実現することができる。
【０１１３】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、本発明によれば、合成相関電力を用いて合成誤差信号を算出するため、その合成誤差信号が従来の誤差信号と比べて高ＳＮ比となる。そのため、ループフィルタの帯域を従来のＤＬＬにおけるループフィルタの帯域より広くする場合においても、フィルタリング処理後の合成誤差信号のＳＮ比を、従来のＳＮ比より高くすることができ、さらに、サンプルクロックの位相の進み／遅れを高精度に判定できるようになるため、従来技術におけるＤＬＬと比べて高精度かつ良好な同期追跡特性を実現することができる。これにより、従来と比較して、より精度の高いサンプルクロックおよびデータクロックを生成することが可能な遅延ロックループを得ることができる、という効果を奏する。
【０１１４】
つぎの発明によれば、「｜（τx−τy）Ｔc｜≧（δ／２）＋（３Ｔc／２）」を常に満たす遅延係数τiが設定されることで、合成相関電力のサイドローブに起因する合成誤差信号特性の劣化が抑えられるため、さらに高精度で良好な同期追跡特性を実現することができる、という効果を奏する。
【０１１５】
つぎの発明によれば、準同期検波手段および各データ復調手段で、サンプルクロック生成手段から出力される高精度なサンプルクロックとデータクロックを用いているため、従来の受信装置と比較して、データ復調特性を向上させることが可能な受信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【０１１６】
つぎの発明によれば、より小さい回路規模で、良好なデータ復調特性を実現することが可能な受信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【０１１７】
つぎの発明によれば、「τa−τb≠τa'−τb'」を常に満たす遅延係数τiを設定することで、サイドローブの最大値が抑圧されるため、合成相関電力に基づいて算出される捕捉パルス、サンプルクロックおよびデータクロックを、さらに高精度に生成できる。これにより、さらに大幅にデータ復調特性を向上させることができる、という効果を奏する。
【０１１８】
つぎの発明によれば、「｜（τx−τy）Ｔc｜≧（δ／２）＋（３Ｔc／２）」を常に満たす遅延係数τiが設定されることで、合成相関電力のサイドローブに起因する合成誤差信号特性の劣化が抑えられるため、さらに高精度で良好な同期追跡特性を実現することができる、という効果を奏する。
【０１１９】
つぎの発明によれば、準同期検波手段および各データ復調手段で、サンプルクロック生成手段から出力される高精度なサンプルクロックとデータクロックを用いているため、従来の受信装置と比較して、データ復調特性を向上させることが可能なスペクトル拡散通信システムを得ることができる、という効果を奏する。
【０１２０】
つぎの発明によれば、より小さい回路規模で、良好なデータ復調特性を実現することが可能な受信装置を含むスペクトル拡散通信システムを得ることができる、という効果を奏する。
【０１２１】
つぎの発明によれば、「τa−τb≠τa'−τb'」を常に満たす遅延係数τiを設定することで、サイドローブの最大値が抑圧されるため、合成相関電力に基づいて算出される捕捉パルス、サンプルクロックおよびデータクロックを、さらに高精度に生成できる。これにより、さらに大幅にデータ復調特性を向上させることができる、という効果を奏する。
【０１２２】
つぎの発明によれば、「｜（τx−τy）Ｔc｜≧（δ／２）＋（３Ｔc／２）」を常に満たす遅延係数τiが設定されることで、合成相関電力のサイドローブに起因する合成誤差信号特性の劣化が抑えられるため、さらに高精度で良好な同期追跡特性を実現することができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明にかかるＤＬＬの構成を示す図である。
【図２】 多重数Ｎ＝３の場合の相関電力と捕捉パルスのタイミングチャートを示す図である。
【図３】 多重数Ｎ＝４，δ＝Ｔcの場合の合成誤差信号ＤＰG（ｔ’）特性を示す図である。
【図４】 本発明にかかるスペクトル拡散通信システムにおける送信装置の構成を示す図である。
【図５】 本発明にかかるスペクトル拡散通信システムにおける受信装置の実施の形態２の構成を示す図である。
【図６】 本発明にかかるスペクトル拡散通信システムに用いられる初期捕捉部の構成を示す図である。
【図７】 式（１８）を満たさない場合における相関電力および合成相関電力の関係の一例を示す図である。
【図８】 式（１８）を常に満たす場合における相関電力および合成相関電力の関係の一例を示す図である。
【図９】 本発明にかかるスペクトル拡散通信システムにおける受信装置の実施の形態３の構成を示す図である。
【図１０】 従来のＤＬＬの構成を示す図である。
【図１１】 従来技術における相関電力特性を示す図である。
【図１２】 従来技術における誤差信号の振幅特性を示す図である。
【符号の説明】
１，２ 二乗算出部、３ 加算部、４−１，４−Ｎ 遅延補正部、５ 加算部、６ 遅延部、７ 減算部、８ ラッチ部、９ ループフィルタ、１０ ＶＣＣ、１１ データクロック発生部、１２ 遅延部、２１ 符号同期点検出部、２１１ データ発生部、２１２ シリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）、２１３ クロック発生部、２１４ 拡散符号発生部、２２１−１，２２１−２，２２１−Ｎ拡散変調部、２２２−１，２２２−２，２２２−Ｎ 遅延部、２２３ 多重化部、２２４ 周波数変換部、２２５ 電力増幅部、２２６ 送信アンテナ、３１１ 受信アンテナ、３１２ ＲＦ増幅部、３１３ 準同期検波部、３１４ 相関信号算出部、３１５ 初期捕捉部、３１６ ＤＬＬ、３１７ パラレル／シリアル変換部（Ｐ／Ｓ）、３２１−１，３２１−２，３２１−Ｎ 遅延補正部、３２２−１，３２２−２，３２２−Ｎ データ復調部、３３１−１，３３１−２，３３１−Ｎ 同相二乗算出部、３３２−１，３３２−１，３３２−Ｎ 直交二乗算出部、３３３ 加算部。
Claims (5)
- 複素スペクトル拡散信号の同相成分と拡散符号系列との同相相関信号、および複素スペクトル拡散信号の直交成分と拡散符号系列との直交相関信号、に基づいて、送信側と受信側の符号同期を追跡することで、サンプルクロックおよびデータクロックを生成する遅延ロックループにおいて、
前記同相相関信号と前記直交相関信号をそれぞれ二乗し、さらに、二乗後の同相相関信号と直交相関信号とを加算することで、相関電力を生成する相関電力生成手段と、
前記相関電力をＮ（２以上の整数）個に分岐し、各相関電力のピークタイミングを揃えるようにそれぞれ異なる第１の遅延時間を与える遅延補正手段と、
前記遅延補正後の各相関電力を加算することで合成相関電力を生成する合成相関電力生成手段と、
前記合成相関電力に対して第２の遅延時間を与え、遅延処理後の合成相関電力から前記加算後の合成相関電力を減算することで、サンプルクロックのタイミング位相の進み／遅れを表す合成誤差信号を生成する合成誤差信号生成手段と、
前記拡散符号系列の周期に同期した捕捉パルスに基づいてサンプルクロックを分周し、データクロックを生成するデータクロック生成手段と、
前記データクロックに対して第３の遅延時間を与え、遅延処理後のデータクロックのタイミングでラッチされた合成誤差信号の雑音成分を除去し、さらに、雑音除去後の合成誤差信号に基づいてサンプルクロックを生成するサンプルクロック生成手段と、
を備え、
前記第１の遅延時間｛τ 1 Ｔ c ，τ 2 Ｔ c ，τ 3 Ｔ c ，…，τ N Ｔ c ｝（Ｔ c はチップ周期を表す）を決定するための遅延係数｛τ 1 ，τ 2 ，τ 3 ，…，τ N ｝が、ｘ≠ｙとなる任意のｘ∈｛１，２，…，Ｎ｝，ｙ∈｛１，２，…，Ｎ｝に対して、「｜（τ x −τ y ）Ｔ c ｜≧（δ／２）＋（３Ｔ c ／２）」（δは「０＜δ≦２Ｔ c 」を満たす値を表す）を常に満たすことを特徴とする遅延ロックループ。 - 送信側の装置との間で複数チャネルのパラレル通信を行うスペクトル拡散通信システムの受信装置において、
受け取った多重ＲＦ信号に基づいて、複素スペクトル拡散信号の同相成分と直交成分を生成する準同期検波手段と、
前記複素スペクトル拡散信号の同相成分と拡散符号系列との同相相関信号と、前記直交成分と拡散符号系列との直交相関信号と、を算出する相関信号算出手段と、
前記同相相関信号および直交相関信号に基づいて、前記複素スペクトル拡散信号に乗算されている拡散符号系列の周期に同期した捕捉パルスを生成する捕捉パルス生成手段と、
前記同相相関信号と前記直交相関信号をそれぞれ二乗し、さらに、二乗後の同相相関信号と直交相関信号とを加算することで、相関電力を生成する相関電力生成手段と、
前記相関電力をＮ（２以上の整数）個に分岐し、各相関電力のピークタイミングを揃えるようにそれぞれ異なる第１の遅延時間を与える第１の遅延補正手段と、
前記遅延補正後の各相関電力を加算することで合成相関電力を生成する合成相関電力生成手段と、
前記合成相関電力に対して第２の遅延時間を与え、遅延処理後の合成相関電力から前記加算後の合成相関電力を減算することで、サンプルクロックのタイミング位相の進み／遅れを表す合成誤差信号を生成する合成誤差信号生成手段と、
前記捕捉パルスに基づいてサンプルクロックを分周し、データクロックを生成するデータクロック生成手段と、
前記データクロックに対して第３の遅延時間を与え、遅延処理後のデータクロックのタイミングでラッチされた合成誤差信号の雑音成分を除去し、さらに、雑音除去後の合成誤差信号に基づいてサンプルクロックを生成するサンプルクロック生成手段と、
前記同相相関信号と直交相関信号とをそれぞれＮ個に分岐し、各信号の相関ピークがデータクロックの所定タイミングに発生するようにそれぞれ異なる第４の遅延時間を与える第２の遅延補正手段と、
前記遅延補正後の各信号に基づいて、もとのデータ系列を復調するデータ復調手段と、
を備え、
前記第１の遅延時間｛τ 1 Ｔ c ，τ 2 Ｔ c ，τ 3 Ｔ c ，…，τ N Ｔ c ｝（Ｔ c はチップ周期を表す）を決定するための遅延係数｛τ 1 ，τ 2 ，τ 3 ，…，τ N ｝が、ｘ≠ｙとなる任意のｘ∈｛１，２，…，Ｎ｝，ｙ∈｛１，２，…，Ｎ｝に対して、「｜（τ x −τ y ）Ｔ c ｜≧（δ／２）＋（３Ｔ c ／２）」（δは「０＜δ≦２Ｔ c 」を満たす値を表す）を常に満たすことを特徴とする受信装置。 - 送信側の装置との間で複数チャネルのパラレル通信を行うスペクトル拡散通信システムの受信装置において、
受け取った多重ＲＦ信号に基づいて、複素スペクトル拡散信号の同相成分と直交成分を生成する準同期検波手段と、
前記複素スペクトル拡散信号の同相成分と拡散符号系列との同相相関信号と、前記直交成分と拡散符号系列との直交相関信号と、を算出する相関信号算出手段と、
前記同相相関信号と直交相関信号とをそれぞれＮ個に分岐し、各信号の相関ピークがデータクロックの所定タイミングに発生するようにそれぞれ異なる第１の遅延時間を与える遅延補正手段と、
前記遅延補正後の各同相相関信号をそれぞれ二乗し、同様に、前記遅延補正後の各直交相関信号をそれぞれ二乗し、その後、すべての二乗値を加算することで、合成相関電力を生成する合成相関電力生成手段と、
前記合成相関電力に基づいて、前記拡散符号系列の周期に同期した捕捉パルスを生成する捕捉パルス生成手段と、
前記合成相関電力に対して第２の遅延時間を与え、遅延処理後の合成相関電力から前記加算後の合成相関電力を減算することで、サンプルクロックのタイミング位相の進み／遅れを表す合成誤差信号を生成する合成誤差信号生成手段と、
前記捕捉パルスに基づいてサンプルクロックを分周し、データクロックを生成するデータクロック生成手段と、
前記データクロックに対して第３の遅延時間を与え、遅延処理後のデータクロックのタイミングでラッチされた合成誤差信号の雑音成分を除去し、さらに、雑音除去後の合成誤差信号に基づいてサンプルクロックを生成するサンプルクロック生成手段と、
前記遅延補正後のＮ個の同相相関信号とＮ個の直交相関信号に基づいて、もとのデータ系列を復調するデータ復調手段と、
を備え、
前記第１の遅延時間｛τ 1 Ｔ c ，τ 2 Ｔ c ，τ 3 Ｔ c ，…，τ N Ｔ c ｝（Ｔ c はチップ周期を表す）を決定するための遅延係数｛τ 1 ，τ 2 ，τ 3 ，…，τ N ｝が、ｘ≠ｙとなる任意のｘ∈｛１，２，…，Ｎ｝，ｙ∈｛１，２，…，Ｎ｝に対して、「｜（τ x −τ y ）Ｔ c ｜≧（δ／２）＋（３Ｔ c ／２）」（δは「０＜δ≦２Ｔ c 」を満たす値を表す）を常に満たすことを特徴とする受信装置。 - 送信装置と受信装置との間で複数チャネルのパラレル通信を行うスペクトル拡散通信システムにおいて、
前記送信装置は、
入力直列データ系列から生成されたＮ個の並列データ系列と、拡散符号系列と、をそれぞれ乗算することで、Ｎ個の並列スペクトル拡散信号を生成する拡散変調手段と、
前記各並列スペクトル拡散信号に対してそれぞれ異なる第１の遅延時間を与え、遅延処理後のすべての並列スペクトル拡散信号を加算することで、多重スペクトル拡散信号を生成する多重手段と、
前記多重スペクトル拡散信号を無線周波数信号に変換することで多重ＲＦ信号を生成する多重ＲＦ信号生成手段と、
を備え、
さらに、前記受信装置は、
受け取った多重ＲＦ信号に基づいて、複素スペクトル拡散信号の同相成分と直交成分を生成する準同期検波手段と、
前記複素スペクトル拡散信号の同相成分と拡散符号系列との同相相関信号と、前記直交成分と拡散符号系列との直交相関信号と、を算出する相関信号算出手段と、
前記同相相関信号および直交相関信号に基づいて、前記複素スペクトル拡散信号に乗算されている拡散符号系列の周期に同期した捕捉パルスを生成する捕捉パルス生成手段と、
前記同相相関信号と前記直交相関信号をそれぞれ二乗し、さらに、二乗後の同相相関信号と直交相関信号とを加算することで、相関電力を生成する相関電力生成手段と、
前記相関電力をＮ（２以上の整数）個に分岐し、各相関電力のピークタイミングを揃えるようにそれぞれ異なる第２の遅延時間（＝−（第１の遅延時間））を与える第１の遅延補正手段と、
前記遅延補正後の各相関電力を加算することで合成相関電力を生成する合成相関電力生成手段と、
前記合成相関電力に対して第３の遅延時間を与え、遅延処理後の合成相関電力から前記加算後の合成相関電力を減算することで、サンプルクロックのタイミング位相の進み／遅れを表す合成誤差信号を生成する合成誤差信号生成手段と、
前記捕捉パルスに基づいてサンプルクロックを分周し、データクロックを生成するデータクロック生成手段と、
前記データクロックに対して第４の遅延時間を与え、遅延処理後のデータクロックのタイミングでラッチされた合成誤差信号の雑音成分を除去し、さらに、雑音除去後の合成誤差信号に基づいてサンプルクロックを生成するサンプルクロック生成手段と、
前記同相相関信号と直交相関信号とをそれぞれＮ個に分岐し、各信号の相関ピークがデータクロックの所定タイミングに発生するようにそれぞれ異なる第５の遅延時間（＝−（第１の遅延時間））を与える第２の遅延補正手段と、
前記遅延補正後の各信号に基づいて、もとのデータ系列を復調するデータ復調手段と、
を備え、
前記第１の遅延時間｛τ 1 Ｔ c ，τ 2 Ｔ c ，τ 3 Ｔ c ，…，τ N Ｔ c ｝（Ｔ c はチップ周期を表す）を決定するための遅延係数｛τ 1 ，τ 2 ，τ 3 ，…，τ N ｝が、ｘ≠ｙとなる任意のｘ∈｛１，２，…，Ｎ｝，ｙ∈｛１，２，…，Ｎ｝に対して、「｜（τ x −τ y ）Ｔ c ｜≧（δ／２）＋（３Ｔ c ／２）」（δは「０＜δ≦２Ｔ c 」を満たす値を表す）を常に満たすことを特徴とするスペクトル拡散通信システム。 - 送信装置と受信装置との間で複数チャネルのパラレル通信を行うスペクトル拡散通信システムにおいて、
前記送信装置は、
入力直列データ系列から生成されたＮ個の並列データ系列と、拡散符号系列と、をそれぞれ乗算することで、Ｎ個の並列スペクトル拡散信号を生成する拡散変調手段と、
前記各並列スペクトル拡散信号に対してそれぞれ異なる第１の遅延時間を与え、遅延処理後のすべての並列スペクトル拡散信号を加算することで、多重スペクトル拡散信号を生成する多重手段と、
前記多重スペクトル拡散信号を無線周波数信号に変換することで多重ＲＦ信号を生成する多重ＲＦ信号生成手段と、
を備え、
さらに、前記受信装置は、
受け取った多重ＲＦ信号に基づいて、複素スペクトル拡散信号の同相成分と直交成分を生成する準同期検波手段と、
前記複素スペクトル拡散信号の同相成分と拡散符号系列との同相相関信号と、前記直交成分と拡散符号系列との直交相関信号と、を算出する相関信号算出手段と、
前記同相相関信号と直交相関信号とをそれぞれＮ個に分岐し、各信号の相関ピークがデータクロックの所定タイミングに発生するようにそれぞれ異なる第２の遅延時間（＝−（第１の遅延時間））を与える遅延補正手段と、
前記遅延補正後の各同相相関信号をそれぞれ二乗し、同様に、前記遅延補正後の各直交相関信号をそれぞれ二乗し、その後、すべての二乗値を加算することで、合成相関電力を生成する合成相関電力生成手段と、
前記合成相関電力に基づいて、前記拡散符号系列の周期に同期した捕捉パルスを生成する捕捉パルス生成手段と、
前記合成相関電力に対して第３の遅延時間を与え、遅延処理後の合成相関電力から前記加算後の合成相関電力を減算することで、サンプルクロックのタイミング位相の進み／遅れを表す合成誤差信号を生成する合成誤差信号生成手段と、
前記捕捉パルスに基づいてサンプルクロックを分周し、データクロックを生成するデータクロック生成手段と、
前記データクロックに対して第４の遅延時間を与え、遅延処理後のデータクロックのタイミングでラッチされた合成誤差信号の雑音成分を除去し、さらに、雑音除去後の合成誤差信号に基づいてサンプルクロックを生成するサンプルクロック生成手段と、
前記遅延補正後のＮ個の同相相関信号とＮ個の直交相関信号に基づいて、もとのデータ系列を復調するデータ復調手段と、
を備え、
前記第１の遅延時間｛τ 1 Ｔ c ，τ 2 Ｔ c ，τ 3 Ｔ c ，…，τ N Ｔ c ｝（Ｔ c はチップ周期を表す）を決定するための遅延係数｛τ 1 ，τ 2 ，τ 3 ，…，τ N ｝が、ｘ≠ｙとなる任意のｘ∈｛１，２，…，Ｎ｝，ｙ∈｛１，２，…，Ｎ｝に対して、「｜（τ x −τ y ）Ｔ c ｜≧（δ／２）＋（３Ｔ c ／２）」（δは「０＜δ≦２Ｔ c 」を満たす値を表す）を常に満たすことを特徴とするスペクトル拡散通信システム。
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