ES2297842T3 - Sincronizacion del oscilador local y del reloj de muestreo en un receptor multiportadora. - Google Patents
Sincronizacion del oscilador local y del reloj de muestreo en un receptor multiportadora. Download PDFInfo
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Abstract
UNA CUADRATURA DE UN CIRCUITO DE DETECCION DE CUADRATURA (31) DETECTA UNA SEÑAL OFDM CON UNA SEÑAL DE ONDA PORTADORA LOCAL PARA OBTENER UNA SEÑAL OFDM MUESTREADA PARA CADA SEÑAL DE SINCRONIZACION DE MUESTREO. UN CIRCUITO DE RETARDO (33) RETRASA LA SEÑAL OFDM MUESTREADA EL NUMERO DE SEÑALES DE SINCRONIZACION QUE SE CORRESPONDEN CON UN PERIODO DE SIMBOLO EFECTIVO EN RESPUESTA A LA SEÑAL DE SINCRONIZACION DE MUESTREO. ENTONCES, LOS CIRCUITOS FILTRADORES (34 Y 35) EXTRAEN UN COMPONENTE DE SEÑAL DE LA SEÑAL OFDM MUESTREADA RETARDADA POR EL CIRCUITO DE RETARDO (33) EN DIFERENTES REGIONES DE FRECUENCIA. UNOS CIRCUITOS DE CORRELACION (36 Y 37) OBTIENEN UN VECTOR DE CORRELACION ENTRE CADA UNA DE LAS SALIDAS DEL FILTRO Y LA SEÑAL OFDM MUESTREADA. UN CIRCUITO DE CONTROL DE FRECUENCIA (38) OBTIENE UN ERROR DE FRECUENCIA DE LA SEÑAL DE LA ONDA PORTADORA LOCAL Y DE LA SEÑAL DE SINCRONIZACION DE MUESTREO DE ACUERDO CON LA SUMA Y LA DIFERENCIA EN EL ANGULO DE FASE DE CADA UNO DE LOS VECTORES DE CORRELACION. DE ACUERDO CON EL ERROR, LA FRECUENCIA DE LA SEÑAL DE LA ONDA PORTADORA LOCAL Y DE LA SEÑAL DE SINCRONIZACION DE MUESTREO SON CONTROLADAS. COMO RESULTADO, PUEDEN SINCRONIZARSE LAS FRECUENCIAS DE LA SEÑAL DE LA ONDA PORTADORA LOCAL PARA LA DETECCION DE CUADRATURAS Y LA SEÑAL DE SINCRONIZACION DE MUESTREO CON LA SEÑAL OFDM A ALTA VELOCIDAD Y SIN NINGUNA INFLUENCIA DE RUIDO.
Description
Sincronización del oscilador local y del reloj
de muestreo en un receptor multiportadora.
La presente invención se refiere a un aparato de
desmodulación por OFDM para, a partir de una señal OFDM (de
multiplexación por división ortogonal en frecuencia), desmodular la
señal OFDM muestreada en un período de símbolo útil y, más
particularmente, a una tecnología para sincronizar una señal de onda
portadora local y un reloj de muestreo.
En los últimos años, ha llamado la atención un
procedimiento de transmisión que usa una tecnología OFDM para ser
usado en radiodifusión sonora digital para receptores móviles y
radiodifusión de televisión digital terrestre.
El procedimiento de transmisión OFDM es uno de
varios procedimientos de modulación de múltiples portadoras y está
estructurado de tal modo que datos codificados con conversión de
serie a paralelo (símbolos de información) se asignan a una
multiplicidad de subportadoras ortogonales adyacentes, y luego se
aplica a aquellos la transformada inversa de Fourier (las señales
en el dominio frecuencial se transforman en el dominio temporal)
para obtener ondas digitales moduladas. Entonces, las ondas
digitales moduladas se suman unas a otras sí de manera que se
generan señales OFDM. Tras la transmisión, se efectúa un
procedimiento inverso de manera que se obtienen los datos
codificados originales. Puesto que el procedimiento anterior implica
el alargamiento del período de cada uno de los símbolos de
información divididos en subportadoras, pueden eliminarse
satisfactoriamente influencias de ondas retardadas, tales como
propagación por trayectos múltiples.
El documento EPA0653858 desvela una disposición
de receptor para sincronización temporal y frecuencial en OFDM
basándose en correlaciones entre el intervalo de guarda y la parte
correspondiente del símbolo OFDM. Con la desventaja de que los
errores de frecuencia del oscilador local y el reloj de muestreo a
partir de la señal OFDM muestreada no pueden determinarse con
precisión a alta velocidad y exentos de la influencia del ruido.
La Fig. 1 es un diagrama de bloques que muestra
la estructura básica de un aparato de modulación por OFDM del lado
de transmisión para generar una señal OFDM.
Con referencia a la Fig. 1, un circuito de
transformación inversa de Fourier 11 recibe una pluralidad de
señales OFDM muestreadas (símbolos de información) para asignar, en
unidades de símbolos, las señales OFDM muestreadas a una pluralidad
de subportadoras ortogonales adyacentes, a fin de efectuar una
transformación inversa de Fourier de manera que las señales en el
dominio frecuencial se convierten en el dominio temporal. De este
modo, se obtienen señales en períodos de símbolo útil. Las señales
obtenidas se aplican a un circuito de adición de período de guarda
12.
El circuito de adición de período de guarda 12
extrae en secuencia, del circuito de transformación inversa de
Fourier 11, señales en los períodos de símbolo útil que siguen a la
señal de temporización de símbolo para ubicar, para cada símbolo,
el período de guarda delante del período de símbolo útil. Entonces
se copia en el período de guarda una señal de la parte posterior
del período de símbolo útil entregado a su salida por el circuito
de transformación inversa de Fourier 11, de manera que forma una
señal OFDM en banda base. El formato de la señal OFDM en banda base
obtenida mediante un circuito de adición de período de guarda 12 se
muestra en la Fig. 2. La señal OFDM se aplica a un circuito de
modulación en cuadratura 13.
El circuito de modulación en cuadratura 13 usa
una señal de onda portadora local generada por un circuito de
oscilación local 14 a fin de someter la señal OFDM en banda base
obtenida por el circuito de adición de período de guarda 12 a una
modulación en cuadratura, de manera que convierte la frecuencia en
una banda de frecuencias intermedias o una banda de frecuencias
radioeléctricas, de manera que entrega a su salida una señal
OFDM.
La Fig. 3 es un diagrama de bloques que muestra
la estructura básica de un aparato de desmodulación por OFMD para
desmodular la señal OFDM del lado de recepción.
Con referencia a la Fig. 3, un circuito de
desmodulación en cuadratura 15 recibe la señal OFDM transmitida
desde el lado de transmisión para desmodular en cuadratura la señal
OFDM con una señal de onda portadora local generada por un circuito
de oscilación local 16, de manera que convierte la frecuencia de la
señal OFDM, en la banda de frecuencias intermedias o la banda de
frecuencias radioeléctricas, en una señal OFDM en banda base. La
señal OFDM se aplica a un circuito de eliminación del período de
guarda 17.
El circuito de eliminación del período de guarda
17 elimina el período de guarda de la señal OFDM convertida a la
banda base por el circuito de desmodulación en cuadratura 15, de
manera que extrae las señales en los períodos de símbolo útil. Las
señales en los períodos de símbolo útil se aplican a un circuito de
transformación de Fourier 18.
El circuito de transformación de Fourier 18
aplica a cada señal en el período de símbolo útil una transformación
de Fourier para convertir la señal en el dominio temporal en una
señal en el dominio frecuencial, de manera que obtiene una
pluralidad de vectores desmodulados (símbolos de información).
Sin embargo, el aparato de desmodulación por
OFDM que tiene la estructura precedente tiene como problema que el
desplazamiento de la frecuencia de la señal de onda portadora local
obtenida en el circuito de oscilación local 16 a partir de la
frecuencia modulada obtenida en el circuito de oscilación local 14
del aparato de modulación por OFDM, o el desplazamiento de la
frecuencia del reloj de muestreo para el uso en la transformación
discreta efectuada por el circuito de transformación de Fourier 18
hace que el vector desmodulado obtenido por el circuito de
transformación de Fourier 18 afronte interferencias mutuas de las
subportadoras.
En consecuencia, la frecuencia de la señal de
onda portadora local y la frecuencia del reloj de muestreo se han
sincronizado una con otra mediante un procedimiento estructurado,
según se muestra en la Fig. 4, de tal modo que se añaden de forma
periódica símbolos nulos, habiendo suprimido de cada uno de ellos la
tensión, o símbolos de referencia, de los que cada uno se compone
de una señal específica conocida, a la señal OFDM antes de que se
transmita la señal OFDM.
Sin embargo, el procedimiento de transmisión
precedente, en el que se transmiten frecuentemente los símbolos
nulos o los símbolos de referencia, acusa un deterioro de la
eficiencia de la transmisión. Se disminuye la frecuencia a la que
se transfieren los símbolos nulos o los símbolos de referencia a fin
de prevenir el deterioro de la eficiencia de transferencia, se
introduce un error en la sincronización establecida entre la
frecuencia de la señal de onda portadora local y la frecuencia del
reloj de muestreo.
Para superar los problemas anteriores, en la
patente japonesa abierta a consulta por el público n.º
7-143096 se ha desvelado un procedimiento en el que
la sincronización entre la frecuencia de la señal de onda portadora
local y la frecuencia de muestreo se establece sin el símbolo nulo o
el símbolo de referencia. A continuación se describirá el aparato
de desmodulación por OFDM convencional desvelado en la exposición
anteriormente desvelada, con referencia a la Fig. 5.
La Fig. 5 es un diagrama de bloques que muestra
el aparato de desmodulación por OFDM convencional. Un circuito de
detección en cuadratura 21 recibe una señal OFDM de manera que, para
cada reloj de muestreo, entrega a su salida señales OFDM
muestreadas, de las que cada una se obtiene mediante detección en
cuadratura de la señal OFDM con una señal de onda portadora local
generada en su interior. Las señales OFDM muestreadas se aplican a
un circuito de transformación de Fourier 22 y un circuito de
determinación de temporización de símbolo 23.
El circuito de determinación de temporización de
símbolo 23 usa el hecho de que una señal en la parte posterior del
período de símbolo útil se ha copiado en el período de guarda de la
señal OFDM para obtener la correlación entre la señal obtenida
retardando la señal OFDM muestreada en la duración del período de
símbolo útil y la señal OFDM muestreada que se ha recibido
directamente, con objeto de determinar la temporización de símbolo.
El circuito de determinación de temporización de símbolo 23 notifica
entonces el período de símbolo útil al circuito de transformación de
Fourier 22.
El circuito de transformación de Fourier 22
extrae, para cada símbolo, la señal OFDM muestreada en el período
de símbolo útil a fin de aplicar una transformación de Fourier a la
señal extraída, de manera que entrega la misma a su salida como
vector desmodulado. El vector desmodulado se aplica también a un
circuito analizador de constelación 24.
El circuito analizador de constelación 24 extrae
dos o más vectores desmodulados de subportadoras que tienen
diferentes frecuencias para obtener un error de frecuencia de la
señal de onda portadora local para la detección ortogonal y la del
reloj de muestreo según la rotación de fase de las constelaciones de
los vectores desmodulados, de manera que genera una señal de error
de frecuencia de la onda portadora y una señal de error de
frecuencia de muestreo. La señal de error de frecuencia de muestreo
se aplica a un circuito de control de la frecuencia de muestreo 25,
mientras que la señal de error de frecuencia de la onda portadora se
aplica a un circuito de control de frecuencia de la onda portadora
26.
En respuesta a la señal de error de frecuencia
de muestreo suministrada desde el circuito analizador de
constelación 24, el circuito de control de la frecuencia de
muestreo 25 controla la frecuencia del reloj de muestreo que es
generada por el circuito generador de reloj 27. En respuesta a la
señal de error de frecuencia de la onda portadora suministrada al
circuito analizador de constelación 24, el circuito de control de
frecuencia de la onda portadora 26 controla la frecuencia de la
señal de onda portadora local para la detección ortogonal generada
en el circuito de detección en cuadratura 21.
El circuito generador de reloj 27 suministra el
reloj de muestreo a cada sección del aparato de desmodulación por
OFDM. La frecuencia de muestreo del reloj de muestreo se controla en
respuesta a una señal de control de frecuencia de muestreo
suministrada desde el circuito de control de la frecuencia de
muestreo 25.
A continuación se describirá el funcionamiento
del aparato de desmodulación por OFDM convencional.
Según se desvela en la patente japonesa abierta
a consulta por el público n.º 7-143096, el aparato
de desmodulación por OFDM convencional tiene el circuito analizador
de constelación 24 que analiza la rotación de fase de la
constelación obtenida de los vectores desmodulados de las
subportadoras que tienen dos o más frecuencias diferentes, de modo
que se detecta el error de frecuencia de la señal de onda portadora
local y el error de frecuencia de la señal de muestreo.
La operación precedente se efectúa usando los
hechos de que la rotación de fase del vector desmodulado obtenido
aplicando una transformación de Fourier a la señal OFDM mediante el
circuito de transformación de Fourier 22 se obtiene a partir del
error de la frecuencia de la onda portadora y el error de la
frecuencia de muestreo y de que el ángulo de rotación de fase dado
al vector desmodulado a partir del error de la frecuencia de la
onda portadora y el ángulo de rotación de fase dado al vector
desmodulado a partir del error de la frecuencia de muestreo son
diferentes entre sí según la frecuencia de la subportadora.
Puesto que el vector desmodulado incluye la
rotación de fase provocada a partir de la modulación original por
los vectores de modulación, el circuito analizador de constelación
24 debe superponer los vectores desmodulados para una pluralidad de
símbolos para obtener la constelación, a fin de obtener el ángulo de
rotación de la constelación en conjunto.
Sin embargo, el aparato de desmodulación OFDM
convencional desvelado según se ha descrito anteriormente tiene la
estructura de tal modo que la transformación de Fourier se efectúa
en el estado en el que la frecuencia de la señal de onda portadora
local para la detección ortogonal y la frecuencia del reloj de
muestreo están desplazadas entre sí. Así pues, la interferencia
mutua entre subportadoras impide que se obtenga un vector
desmodulado preciso. Por lo que el circuito analizador de
constelación en ocasiones no puede obtener con precisión el error
de frecuencia de la señal de ondas portadoras locales y el del reloj
de muestreo.
Puesto que, a fin de obtener la constelación,
los vectores desmodulados deben observarse para una pluralidad de
símbolos, se precisa un tiempo de duración excesivamente larga para
extraer el error de frecuencia de la señal de onda portadora local y
el del reloj de muestreo.
Si cada subportadora se modula con múltiples
niveles a, por ejemplo, 64-QAM, se introduce
fácilmente un error en el resultado del análisis de la constelación
debido al ruido o similares. De este modo, la sincronización de la
frecuencia de la señal de onda portadora local y la del reloj de
muestreo se ve perturbada.
La presente invención tiene por objeto
proporcionar un aparato de desmodulación por OFDM capaz de obtener
con precisión los errores de frecuencia del oscilador local y el
reloj de muestreo a partir de la señal OFDM muestreada, a alta
velocidad y exento de influencia del ruido, incluso si las
frecuencias del oscilador local y del reloj de muestreo están
desplazadas. A fin de lograr el objeto anterior, de acuerdo con un
aspecto de la presente invención, se proporciona un aparato de
desmodulación por OFDM para convertir una señal OFDM (de
multiplexación por división ortogonal en frecuencia) recibida, de la
que un símbolo se compone de un período de guarda y un período de
símbolo útil y en la que una parte de una señal en el período de
símbolo útil se copia en el período de guarda a fin de producir una
periodicidad en el símbolo, en una señal OFDM en la banda base en
respuesta a una señal de onda portadora local generada por medios de
oscilación local (314); generar, a partir de la señal OFDM en la
banda base, una señal OFDM muestreada en respuesta a una señal de
reloj de muestreo generada por medios de generación de reloj de
muestreo (39); y desmodular la señal OFDM muestreada en el período
de símbolo útil, comprendiendo dicho aparato de desmodulación por
OFDM:
medios de adquisición de vectores de correlación
(33 a 37) que comprenden un circuito de retardo (33, (45, 46)) y un
circuito de correlación (36, 37) destinados a adquirir vectores de
correlación entre una señal en el período de guarda y una señal en
el período de símbolo útil correspondiente, por lo que o bien la
señal OFDM muestreada se correlaciona directamente ya sea con la
señal OFDM muestreada retardada por el circuito de retardo (33,
(45, 46)), filtrada luego por medios de filtro (34, 35), ya sea con
la señal OFDM muestreada filtrada por medios de filtro (34, 35),
retardada luego por el circuito de retardo (33, (45, 46));
o bien la señal OFDM muestreada se correlaciona
después de filtrarse por medios de filtro (41, 42, 43, 44) ya sea
con la señal OFDM muestreada retardada por el circuito de retardo
(33, (45, 46)), filtrada luego por medios de filtro (34, 35), ya
sea con la señal OFDM muestreada filtrada por medios de filtro (34,
35), retardada luego por el circuito de retardo (33, (45, 46)), ya
sea con la señal OFDM muestreada retardada,
medios de control de la frecuencia (38),
compuestos de:
- un circuito de adición (383) que suma el
ángulo de fase de un primer vector de correlación obtenido por un
circuito de cálculo del ángulo de fase (381) al ángulo de fase de un
segundo vector de correlación obtenido por un segundo circuito de
cálculo del ángulo de fase (382),
- y un circuito de sustracción (386) que resta
el ángulo de fase del segundo vector de correlación del ángulo de
fase del primer vector de correlación, para obtener un error de
frecuencia de cada una de la señal de onda portadora local y la
señal de reloj de muestreo según la pluralidad de vectores de
correlación obtenidos por dichos medios de adquisición de vectores
de correlación (33 a 37),
y generar una señal de control de frecuencia de
la onda portadora y una señal de control de frecuencia de muestreo
para enviar en salida las señales generadas a dichos medios de
oscilación local (314) y dichos medios de generación de reloj de
muestreo (39),
caracterizándose porque
los medios de adquisición de vectores de
correlación (33 a 37) comprenden medios de filtro primeros y
segundos (34, 35, (41, 42, 43, 44)),
- unos de dichos primeros medios de filtro (34)
o dichos segundos medios de filtro (35) tienen una característica
de filtrado para permitir principalmente que pase a través una
componente de señal en una región del espectro de frecuencias
superior a la frecuencia central de la señal OFDM, y los otros
medios de filtro tienen una característica de filtrado para
permitir principalmente que pase a través una componente de
señal
- en una región del espectro de frecuencias
inferior a la frecuencia central de la señal OFDM,
- o unos de dichos primeros medios de filtro
(34) o dichos segundos medios de filtro (35) tienen una
característica de paso que exhibe simetría par con relación a la
frecuencia central de la señal OFDM, y los otros medios de filtro
tienen una característica de paso que exhibe simetría impar con
relación a la frecuencia central de la señal OFDM.
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Se puede lograr una comprensión más completa de
esta invención por la descripción detallada que sigue, al
considerarla en relación con los dibujos que se adjuntan, en los
que:
La Fig. 1 es un diagrama del circuito que
muestra la estructura básica de un aparato de modulación por OFDM
del lado de la transmisión;
la Fig. 2 es un diagrama que muestra el formato
de una señal OFDM en una banda base con objeto de describir el
funcionamiento del aparato de modulación por OFDM mostrado en la
Fig. 1;
la Fig. 3 es un diagrama del circuito que
muestra la estructura básica de un aparato de desmodulación por OFDM
del lado de la recepción;
la Fig. 4 es un diagrama de tiempos del patrón
de una señal OFDM en la que se ha insertado un símbolo nulo y un
símbolo de referencia;
la Fig. 5 es un diagrama del circuito que
muestra la estructura de un aparato de desmodulación por OFDM
convencional para sincronizar la frecuencia de la frecuencia de onda
portadora y la frecuencia del reloj de muestreo sin el símbolo nulo
y el símbolo de referencia;
la Fig. 6 es un diagrama del circuito que
muestra la estructura de un aparato de desmodulación por OFDM según
una primera forma de realización de la presente invención;
la Fig. 7 es un diagrama del circuito que
muestra la estructura de un circuito de detección en cuadratura
según la primera forma de realización;
las Figs. 8A y 8B son diagramas que muestran la
distribución del espectro de frecuencias para describir el
funcionamiento del circuito de detección en cuadratura según la
primera forma de realización;
la Fig. 9 es un diagrama del circuito que
muestra la estructura de un primer circuito de filtro según la
primera forma de realización;
la Fig. 10 es una representación gráfica que
muestra la curva de respuesta frecuencia-amplitud
del primer circuito de filtro mostrado en la Fig. 9;
la Fig. 11 es un diagrama del circuito que
muestra un segundo circuito de filtro según la primera forma de
realización;
la Fig. 12 es una representación gráfica que
muestra la curva de respuesta frecuencia-amplitud
del segundo circuito de filtro mostrado en la Fig. 11;
la Fig. 13 es un diagrama del circuito que
muestra la estructura de un circuito de correlación según la primera
forma de realización;
la Fig. 14 es un diagrama del circuito que
muestra otra estructura del circuito de correlación según la primera
forma de realización;
las Figs. 15A a 15C son diagramas de tiempos que
muestran temporizaciones de las respectivas secciones y la
correlación de las señales para describir el funcionamiento de la
primera forma de realización;
la Fig. 16 es un diagrama del circuito que
muestra la estructura de un circuito de control de frecuencia según
la primera forma de realización;
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la Fig. 17 es un diagrama del circuito que
muestra la estructura de un circuito de determinación de
temporización de símbolo según la primera forma de realización;
la Fig. 18 es un diagrama del circuito que
muestra un primer circuito de filtro según una segunda forma de
realización de la presente invención;
la Fig. 19 es una representación gráfica que
muestra la curva de respuesta frecuencia-amplitud
del primer circuito de filtro mostrado en la Fig. 18;
la Fig. 20 es un diagrama del circuito que
muestra la estructura de un segundo circuito de filtro según la
segunda forma de realización;
la Fig. 21 es una representación gráfica que
muestra la curva de respuesta frecuencia-amplitud
del segundo circuito de filtro mostrado en la Fig. 20;
la Fig. 22 es un diagrama del circuito que
muestra la estructura de un circuito de control de frecuencia según
la segunda forma de realización;
la Fig. 23 es un diagrama del circuito que
muestra un aparato de desmodulación por OFDM según una tercera forma
de realización de la presente invención;
la Fig. 24 es un diagrama del circuito que
muestra un aparato de desmodulación por OFDM según una cuarta forma
de realización de la presente invención;
la Fig. 25 es un diagrama del circuito que
muestra un aparato de desmodulación por OFDM según una quinta forma
de realización de la presente invención; y
la Fig. 26 es un diagrama del circuito que
muestra un aparato de desmodulación por OFDM según una sexta forma
de realización de la presente invención.
Con referencia a las Figs. 6 a 26, a
continuación se describirán formas de realización de la presente
invención.
La Fig. 6 es un diagrama de bloques que muestra
la estructura de un aparato de desmodulación por OFDM según una
primera forma de realización de la presente invención.
Con referencia a la Fig. 6, un circuito de
detección en cuadratura 31 detecta, mediante detección en
cuadratura, una señal OFDM suministrada y, en respuesta a una señal
de onda portadora local generada en su interior, convierte la señal
OFDM a una señal OFDM en banda base, y entrega a su salida esta
señal como una señal OFDM muestreada en respuesta a un impulso del
reloj de muestreo. Las señales OFDM muestreadas se aplican, a cada
reloj de muestreo, a un circuito de transformación de Fourier 32 y
a un circuito de retardo 33. Simultáneamente, las señales OFDM
muestreadas se aplican a circuitos de correlación primero y segundo
36 y 37.
El circuito de retardo 33 retarda las señales
OFDM muestreadas enviadas en salida desde el circuito de detección
en cuadratura 31 en un grado de impulsos de reloj correspondiente a
un período de símbolo útil del reloj de muestreo. Las salidas
procedentes del circuito de retardo 33 se suministran a los
circuitos de filtro primero y segundo 34 y 35.
Los circuitos de filtro primero y segundo 34 y
35 dejan pasar respectivamente componentes de señal que tienen
diferentes regiones del espectro de frecuencias de las señales OFDM
muestreadas retardadas por el circuito de retardo. La componente de
señal enviada en salida desde el primer circuito de filtro 34 se
aplica, junto con la señal OFDM muestreada enviada en salida desde
el circuito de detección en cuadratura 31, al primer circuito de
correlación 36. De modo similar, la componente de señal enviada en
salida desde el segundo circuito de filtro 35 se aplica, junto con
la señal OFDM muestreada enviada en salida desde el circuito de
detección en cuadratura 31, al segundo circuito de correlación
37.
El primer circuito de correlación 36 detecta la
correlación entre la señal de salida procedente del primer circuito
de filtro 34 y la señal OFDM muestreada, para entregar a su salida
la correlación detectada como primer vector de correlación. El
segundo circuito de correlación 37 detecta la correlación entre una
señal de salida enviada en salida desde el segundo circuito de
filtro 35 y la señal OFDM muestreada, para entregar a su salida la
correlación detectada como segundo vector de correlación. Los
vectores de correlación primero y segundo obtenidos por los
circuitos de correlación primero y segundo 36 y 37 se aplican a un
circuito de control de frecuencia 38 y un circuito de determinación
de temporización de símbolo 40.
El circuito de control de frecuencia 38 extrae
los vectores de correlación primero y segundo, en respuesta a una
señal de temporización de símbolo, a fin de detectar un error de
frecuencia de una señal de onda portadora local y un error de
frecuencia del reloj de muestreo, de manera que genera una señal de
control de frecuencia de la onda portadora y una señal de control
de frecuencia de muestreo. La señal de control de frecuencia de la
onda portadora enviada en salida desde el circuito de control de
frecuencia 38 se aplica al circuito de detección en cuadratura 31
para ser usada con fines
de control de la frecuencia de la señal de onda portadora local generada dentro del circuito de detección en cuadratura 31.
de control de la frecuencia de la señal de onda portadora local generada dentro del circuito de detección en cuadratura 31.
\global\parskip1.000000\baselineskip
El circuito generador de reloj 39 suministra el
reloj de muestreo a cada sección del aparato de desmodulación por
OFDM; los detalles del suministro se omiten de la ilustración. La
frecuencia del reloj de muestreo se controla según una señal de
control de frecuencia de muestreo enviada en salida desde el
circuito de control de frecuencia 38.
Por otra parte, el circuito de determinación de
temporización de símbolo 40 detecta el límite del símbolo de la
señal OFDM muestreada a partir de los vectores de correlación
primero y segundo, para obtener las señales de temporización de
símbolo que indican la temporización del límite. Las señales de
temporización de símbolo se aplican al circuito de transformación
de Fourier 32 y al circuito de control de frecuencia 38.
El circuito de transformación de Fourier 32
extrae la señal OFDM muestreada en el período de símbolo útil en
respuesta a la señal de temporización de símbolo para transformar el
dominio temporal en un dominio frecuencial mediante transformación
de Fourier, de manera que obtiene un vector de desmodulación (un
símbolo de información).
El circuito de detección en cuadratura 31 se
puede estructurar, por ejemplo, según se muestra en la Fig. 7. Con
referencia a la Fig. 7, la señal OFDM aplicada al circuito de
detección en cuadratura 31 se somete, mediante un BPF (un filtro
paso banda) 311, a un procedimiento destinado a eliminar ruido,
salvo la banda de frecuencias necesaria para efectuar la
desmodulación, y se aplica entonces a circuitos multiplicadores 312
y 313.
Un circuito de oscilación local 314 comprende un
oscilador, cuya frecuencia de oscilación se controla mediante la
señal de control de frecuencia de la onda portadora. El circuito de
oscilación local 314 entrega a su salida las señales de onda
portadora local a un circuito multiplicador 312 y un circuito de
desplazamiento de fase 315. El circuito de desplazamiento de fase
315 desplaza la fase de la señal de onda portadora local un grado
angular de 90º. La salida procedente del circuito de desplazamiento
de fase 315 se suministra al circuito multiplicador 313.
El circuito multiplicador 312 multiplica la
señal OFDM suministrada desde el BPF 311 por la señal de onda
portadora local suministrada desde el circuito de oscilación local
314. La salida procedente del circuito multiplicador 312 se aplica
a un LPF (filtro paso bajo) 316, de modo que se elimina la
componente armónica de la salida suministrada. Como resultado,
puede obtenerse del LPF 316 una señal de detección que tiene la
componente en fase con respecto a la señal de onda portadora
local.
Por otra parte, el circuito multiplicador 313
multiplica la señal OFDM suministrada desde el BPF 311 por la señal
de onda portadora local, cuya fase de ha desplazado 90º mediante el
circuito de desplazamiento de fase 315. La salida procedente del
circuito multiplicador 313 se aplica a un LPF 317, de modo que se
elimina la componente armónica de la señal suministrada. Como
resultado, puede obtenerse del LPF 317 una señal de detección de la
componente de fase en cuadratura con relación a la señal de onda
portadora local.
La señal de detección en fase y la señal de
detección de fase en cuadratura así obtenidas se cuantifican
respectivamente, para cada reloj de muestreo, mediante circuitos de
conversión A/D 318 y 319, para ser enviadas en salida como señal
OFDM muestreada desde el circuito de detección de onda en cuadratura
31.
El funcionamiento del circuito de detección en
cuadratura 31 corresponde a la conversión de frecuencia para
convertir la señal OFDM (véase la Fig. 8A), cerca de la frecuencia
de oscilación fc del circuito de oscilación local 314, en la señal
OFDM muestreada (véase la Fig. 8B) en la frecuencia de la banda base
(frecuencia central f0).
El primer circuito de filtro 34 se puede
estructurar, por ejemplo, según se muestra en la Fig. 9. Con
referencia a la Fig. 9, los circuitos de retardo (Z^{-1}) 341 y
342 retardan secuencialmente, en un reloj de muestreo, las señales
OFDM muestreadas suministradas al primer circuito de filtro 34. Las
señales OFDM muestreadas suministradas y las señales OFDM
muestreadas retardadas respectivamente por los circuitos de retardo
341 y 342 se suministran a circuitos de coeficientes 343, 344 y
345.
El circuito de coeficientes 343 multiplica la
señal OFDM muestreada por - j (j es una unidad de número
imaginario). El circuito de coeficientes 344 multiplica la señal
OFDM muestreada, retardada en un reloj de muestreo, por 1. El
circuito de coeficientes 345 multiplica la señal OFDM muestreada,
retardada en dos relojes de muestreo, por j. Las salidas
procedentes de los circuitos de coeficientes 343 y 344 se suman una
a otra mediante un adicionador 346. Además, la salida procedente
del circuito de coeficientes 345 se suma, mediante el circuito de
adición 347, de manera que se envía en salida desde el primer
circuito de filtro 34.
La curva de respuesta
frecuencia-amplitud del primer circuito de filtro
34, según se muestra en la Fig. 10, tiene una característica de tal
modo que se dejan pasar señales principalmente en la región positiva
del espectro de frecuencias con relación a la frecuencia central f0
en la frecuencia de la banda base. Además, la característica tiene
la característica de tiempo de retardo de grupo de un reloj de
muestreo.
El circuito de coeficientes 343 puede realizarse
fácilmente formando su estructura de tal modo que la parte real y
la parte imaginaria de la señal OFDM muestreada conmutan entre sí y
se invierte entonces la polaridad de la parte imaginaria. El
circuito de coeficientes 344 puede omitirse de la estructura, cuando
hace pasar una señal. El circuito de coeficientes 345 puede
realizarse fácilmente formando su estructura de tal modo que la
parte real y la parte imaginaria de la señal OFDM muestreada
conmutan entre sí y se invierte entonces la polaridad de la parte
real.
Por otra parte, el segundo circuito de filtro
35.
Con referencia a la Fig. 11, los circuitos de
retardo (Z^{-1}) 351 y 352 retardan secuencialmente, en un reloj
de muestreo, las señales OFDM muestreadas suministradas al segundo
circuito de filtro 35. Las señales OFDM muestreadas suministradas y
las señales OFDM muestreadas retardadas respectivamente por los
circuitos de retardo 351 y 352 se suministran a circuitos de
coeficientes 353, 354 y 355.
El circuito de coeficientes 353 multiplica por j
la señal OFDM muestreada. El circuito de coeficientes 354
multiplica por j la señal OFDM muestreada, retardada en un reloj de
muestreo. El circuito de coeficientes 355 multiplica por - j la
señal OFDM muestreada, retardada en dos relojes de muestreo. Las
salidas procedentes de los circuitos de coeficientes 353 y 354 se
suman una a otra mediante un circuito sumador 356. Además, la
salida procedente del circuito de coeficientes 355 se suma, mediante
el circuito de adición 357, de manera que se envía en salida desde
el segundo circuito de filtro 35.
La curva de respuesta
frecuencia-amplitud del segundo circuito de filtro
35, según se muestra en la Fig. 12, tiene una característica de tal
modo que se dejan pasar señales principalmente en la región negativa
del espectro de frecuencias con relación a la frecuencia central f0
en la frecuencia de la banda base y una característica de retardo de
grupo de un reloj de muestreo.
El circuito de coeficientes 353 puede realizarse
fácilmente formando su estructura de tal modo que la parte real y
la parte imaginaria de la señal OFDM muestreada se conmutan y se
invierte entonces la polaridad de la parte real. El circuito de
coeficientes 354 puede omitirse de la estructura, cuando hace pasar
una señal. El circuito de coeficientes 355 puede realizarse
fácilmente formando su estructura de tal modo que la parte real y
la parte imaginaria de la señal OFDM muestreada conmutan entre sí y
se invierte entonces la polaridad de la parte imaginaria.
Con referencia a la Fig. 6, el número de
impulsos de reloj con los que se retarda la señal OFDM muestreada
mediante el circuito de retardo 33 es el número de impulsos de reloj
correspondiente al tiempo obtenido restando los períodos de tiempo
de retardo de grupo de los circuitos de filtro primero y segundo 34
y 35 del período de símbolo útil. Si los circuitos de filtro
primero y segundo 34 y 35 tienen las estructuras según se muestran
en las Figs. 9 y 11, el período de tiempo de retardo de grupo de los
circuitos de filtro primero y segundo 34 y 35 es un reloj. Por lo
tanto, el número de impulsos de reloj que retarda el circuito de
filtro 33 puede ser un reloj menor que el número de impulsos de
reloj correspondiente al período de símbolo útil.
Los circuitos de correlación primero y segundo
36 y 37 tienen la misma estructura. Por ejemplo, el primer circuito
de correlación 36 puede estar estructurado según se muestra en la
Fig. 13 (la estructura del segundo circuito de correlación 37 se
omite de la ilustración). Con referencia a la Fig. 13, una de las
dos señales OFDM muestreadas suministradas al primer circuito de
correlación 36 se convierte en una señal de conjugación mediante un
circuito de conjugación 361. Sobre las otras señales OFDM
muestreadas se realiza una multiplicación compleja, mediante un
circuito multiplicador 362, por una señal enviada en salida desde el
circuito de conjugación 361.
Un registro de desplazamiento 363 retiene,
durante un período predeterminado, una señal enviada en salida
desde el circuito multiplicador 362. El registro de desplazamiento
363 entrega a su salida, en paralelo, las señales en el período
retenido por el registro de desplazamiento 363. Las salidas en
paralelo se aplican al circuito de adición 364. El circuito de
adición 364 obtiene la suma total de las señales enviadas en salida
en paralelo desde el registro de desplazamiento 363. Es decir, el
registro de desplazamiento 363 y el circuito de adición 364 forman
un circuito integrador.
El primer circuito de correlación 36 (y el
segundo circuito de correlación 37) pueden tener otra estructura,
por ejemplo, según se muestra en la Fig. 14. La estructura mostrada
en la Fig. 14 es diferente de la mostrada en la Fig. 13 en las
porciones correspondientes al registro de desplazamiento 363 y al
circuito de adición 364 que forman el circuito integrador.
Con referencia a la Fig. 14, el circuito de
retención 366 retiene un vector de correlación precedente en un
reloj de muestreo. El circuito de coeficientes 367 multiplica el
vector de correlación retenido por el circuito de retención 366 por
un factor de atenuación \alpha (\alpha es un número real y mayor
que 0 y menor que 1). El circuito de adición 365 suma la salida
procedente del circuito multiplicador 362 y el vector de correlación
obtenido multiplicando el factor de atenuación \alpha en el
circuito de coeficientes 367, de manera que obtiene un vector de
correlación. El circuito de retención 366 actualiza, a cada reloj de
muestreo, el valor del vector de correlación retenido en su
interior al valor del vector de correlación obtenido por el circuito
de adición 365.
Es decir, el circuito de adición 365, el
circuito de retención 366 y el circuito de coeficientes 367 forman
un circuito integrador que tiene una constante de tiempo de
1/\alpha, siendo apto el circuito integrador para funcionar de
modo similar al circuito integrador formado por el registro de
desplazamiento 363 y el circuito de adición 364 y mostrados en la
Fig. 13.
Las Figs. 15A a 15C muestran un procedimiento de
obtención de los vectores de correlación primero y segundo mediante
los circuitos de correlación primero y segundo 36 y 37 a partir de
la señal OFDM muestreada obtenida por el circuito de detección en
cuadratura 31.
La Fig. 15A muestra la señal OFDM muestreada
enviada en salida desde el circuito de detección en cuadratura 31.
El aparato de desmodulación por OFDM según la presente invención
desmodula una señal OFDM que tiene una estructura formada mediante
copia de una señal de la parte posterior del período de símbolo útil
de la señal OFDM muestreada en un período de guarda formado delante
del período de símbolo útil. La señal OFDM muestreada se retarda,
mediante el circuito de retardo 33, en un grado correspondiente al
período de símbolo útil, según se muestra en la Fig. 15B, y luego
se divide en señales que tienen diferentes regiones del espectro de
frecuencias mediante los circuitos de filtro primero y segundo 34 y
35.
A fin de simplificar la descripción, no se tiene
en cuenta el efecto de seleccionar la frecuencia de cada uno de los
circuitos de filtro primero y segundo 34 y 35. Así pues, los
circuitos de filtro primero y segundo 34 y 35 entregan a su salida
la señal OFDM muestreada retardada. Los circuitos de correlación
primero y segundo 36 y 37 obtienen la correlación entre la señal
OFDM muestreada mostrada en la Fig. 15A y la señal OFDM muestreada
retardada en el período de símbolo útil, según se muestra en la Fig.
15B. En este momento, se ha copiado en el período de guarda la
señal de la parte posterior del período de símbolo útil. Por lo
tanto, el vector de correlación de las señales anteriores tiene un
valor absoluto importante en una parte (partes indicadas por los
símbolos Tg y Ts mostrados en la Fig. 15C) en la que las formas de
onda de señal coinciden entre sí, según se muestra en la Fig.
15C.
Si bien el ángulo de fase en un punto de pico
del vector de correlación es cero en un caso en el que no hay error
en las frecuencias de la señal de onda portadora local y del reloj
de muestreo, existe un ángulo de fase correspondiente al error si
hay un error en las frecuencias de la señal de onda portadora local
y del reloj de muestreo.
A continuación se describirá el ángulo de fase
de los vectores de correlación primero y segundo, obtenibles de los
circuitos de correlación primero y segundo 36 y 37, que existe si
las frecuencias de la señal de onda portadora local y del reloj de
muestreo tienen un error.
Si la frecuencia de la señal de onda portadora
local no tiene ningún error, la señal OFDM muestreada s (t),
enviada en salida desde el circuito de detección en cuadratura 31 en
un período de un símbolo determinado (por ejemplo, un símbolo para
transferir S1 según se muestra en la Fig. 15A) se expresa mediante
la Ecuación (1). Con referencia a la Ecuación (1), el símbolo dk
indica un vector de modulación de una subportadora k. El símbolo
\omegak es una pulsación de la subportadora k, siendo la pulsación
2\pi/Ts números enteros de veces (Ts es la duración del período
de símbolo útil). El extremo delantero del período de símbolo útil
se hace de modo que sea t = 0, según se muestra en la Fig. 15A
\vskip1.000000\baselineskip
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Las operaciones efectuadas por los circuitos de
correlación primero y segundo 36 y 37 para obtener el vector de
correlación c (t) entre la señal s (t - Ts), retardada en el período
de símbolo útil Ts después de hacerse pasar a través del circuito
de retardo 33 y los circuitos de filtro primero y segundo 34 y 35, y
la señal OFDM muestreada s (t) que se ha aplicado directamente se
expresan por la Ecuación (2).
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siendo "*": complejo
conjugado.
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Puesto que las operaciones de correlación de la
componente de señal OFDM sk (t) de la subportadora k, que se
efectúan mediante los circuitos de correlación primero y segundo 36
y 37, se expresan por la Ecuación (3), el vector de correlación Ck
(t) de la subportadora k se expresa por la Ecuación (4).
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Suponiendo que el tiempo, en el que se detecta a
partir del vector de correlación el error de frecuencia de la señal
de onda portadora local y del reloj de muestreo, es el tiempo (t =
Ts) en el que se hace que la magnitud del vector de correlación sea
la mayor, el vector de correlación Ck (Ts) en el tiempo Ts viene
expresado por la Ecuación (5). Como puede entenderse por la
Ecuación (5), el ángulo de fase del vector de correlación Ck (Ts) es
cero.
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Si la frecuencia de la señal de onda portadora
local tiene un error \Delta\omega y la duración del período de
símbolo útil tiene un error \DeltaT debido al desplazamiento de la
frecuencia del reloj de muestreo, la señal OFDM muestreada sk (t)
viene a ser según se expresa en la Ecuación (6). De este modo, el
vector de correlación Ck (Ts + \Deltat) viene a ser según se
expresa por la Ecuación (7). Nótese que \Delta\omega\DeltaT se
omite de la Ecuación (7) porque es un valor pequeño.
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Suponiendo que el ángulo de fase del vector de
correlación Ck (Ts + \DeltaT) sea \Phik, el ángulo de fase es
tal como se expresa por la Ecuación (8).
Como puede entenderse por la Ecuación (8), el
ángulo de fase del vector de correlación es \Delta\omegaTs con
relación al error \Delta\omega de la frecuencia de la señal de
onda portadora local, con independencia de la frecuencia \omegak
de la subportadora. El ángulo de fase es \omegak\DeltaT en
relación proporcional con la frecuencia \omegak con respecto al
error \DeltaT en el período de símbolo útil generado en razón al
desplazamiento de la frecuencia del reloj de muestreo.
En consecuencia, se usan señales en la región
negativa del espectro de frecuencias obtenible a partir de los
circuitos de filtro primero y segundo 34 y 35, y los vectores de
correlación con relación a la señal OFDM muestreada se obtienen
mediante los circuitos de correlación primero y segundo 36 y 37.
Así, el error \Delta\omega de la frecuencia de la señal de onda
portadora local puede estimarse a partir de la suma de los ángulos
de fase de los ángulos de correlación respectivos mediante el
circuito de control de frecuencia 38. Además, el error \DeltaT en
el período de símbolo útil que tiene lugar debido al desplazamiento
de la frecuencia del reloj de muestreo puede estimarse a partir de
la diferencia entre los ángulos de fase de los vectores de
correlación respectivos mediante el circuito de control de
frecuencia 38.
El circuito de control de frecuencia 38
destinado a controlar la frecuencia de la señal de onda portadora
local y la del reloj de muestreo puede estar formado, por ejemplo,
según se muestra en la Fig. 16.
Con referencia a la Fig. 16, los circuitos de
cálculo de ángulo de fase (tan^{-1} (IM/RE), en la que RE es una
parte real y IM es una parte imaginaria) 381 y 382 obtienen
respectivamente el ángulo de fase de cada uno de los vectores de
correlación primero y segundo. Un circuito de adición 383 suma uno
al otro el ángulo de fase del primer vector de correlación obtenido
por el circuito de cálculo de ángulo de fase 381 y el ángulo de
fase del segundo vector de correlación obtenido por el circuito de
cálculo de ángulo de fase 382. Así pues, el circuito 383 obtiene un
valor conforme al error \Delta\omega de la frecuencia de la
señal de onda portadora local según se ha descrito anteriormente. El
valor así obtenido se suministra a un filtro de bucle 384.
El filtro de bucle 384 actúa para determinar la
respuesta de un bucle de control de frecuencia de la onda portadora
amplificando o amortiguando y alisando la señal de error de
frecuencia de la señal de onda portadora local. Un circuito de
conversión D/A 385 convierte una salida numérica procedente del
filtro de bucle 384 en tensión analógica. El circuito de conversión
D/A 385 transmite una señal que indica el nivel obtenido de tensión
analógica, como señal de control de frecuencia de la onda portadora,
al circuito de oscilación local 314 del circuito de detección en
cuadratura 31.
El orden del filtro de bucle 384 y el circuito
de conversión D/A 385 se puede conmutar. Si el circuito de
oscilación local 314 destinado al uso en el circuito de detección en
cuadratura 31 es un circuito de control numérico, el circuito de
conversión D/A 385 se omite de la estructura.
Un circuito de sustracción 386 resta el ángulo
de fase del segundo vector de correlación obtenido por el circuito
de cálculo de ángulo de fase 382 del ángulo de fase del primer
vector de correlación obtenido por el circuito de cálculo de ángulo
de fase 381, de manera que obtiene un valor conforme al error
\DeltaT en el período de símbolo útil que tiene lugar debido al
desplazamiento de la frecuencia del reloj de muestreo.
Un filtro de bucle 387 actúa para determinar la
respuesta del bucle de control de frecuencia de muestreo
amplificando o amortiguando y alisando la señal de error de
frecuencia del reloj de muestreo. Un circuito de conversión D/A 388
convierte la salida numérica procedente del filtro de bucle 387 en
tensión analógica. La salida enviada en salida desde el circuito de
conversión D/A 388 se aplica al circuito generador de reloj 39.
El circuito generador de reloj 39 ejerce el
control para elevar la frecuencia de muestreo conforme a la señal
de control de frecuencia de muestreo si el error \DeltaT en el
período de símbolo útil es positivo. Si el error \DeltaT en el
período de símbolo útil es negativo, el circuito generador de reloj
39 ejerce el control para disminuir la frecuencia de muestreo.
El orden del filtro de bucle 387 y el circuito
de conversión D/A 388 se puede conmutar. Si el oscilador en el
circuito generador de reloj 39 es un oscilador de control numérico,
el circuito de conversión D/A 388 se omite de la estructura.
Es preferible que la operación que se efectúa
mediante el circuito de control de frecuencia 38 se lleve a cabo
cuando la magnitud de los vectores de correlación primero y segundo
se haga superior, a fin de mejorar la resistencia al ruido. En
consecuencia, el circuito de control de frecuencia 38 recibe, desde
el circuito de determinación de temporización de símbolo 40, una
señal de temporización de símbolo en el momento en que se determina
que los vectores de correlación primero y segundo son los mayores
para efectuar el cálculo en la temporización.
Como resultado, puede obtenerse con precisión el
error de frecuencia de la señal de onda portadora local y la señal
de muestreo para cada símbolo, sin dependencia del procedimiento de
modulación de la subportadora. De este modo, se puede introducir
con precisión la sincronización de las frecuencias de la señal de
onda portadora local y el reloj de muestreo.
El circuito de determinación de temporización de
símbolo 40 se puede estructurar, por ejemplo, según se muestra en la
Fig. 17.
Con referencia a la Fig. 17, la parte real (Re)
y la parte imaginaria (Im) del primer vector de correlación se
elevan respectivamente al cuadrado mediante circuitos cuadráticos
401 y 402 y luego se suman una a otra mediante un circuito de
adición 405. De este modo, puede obtenerse el cuadrado del valor
absoluto del segundo vector de correlación. La parte real (Re) y la
parte imaginaria (Im) del segundo vector de correlación se elevan
respectivamente al cuadrado mediante circuitos cuadráticos 403 y 404
y luego se suman una a otra mediante un circuito de adición 406. De
este modo, puede obtenerse el cuadrado del valor absoluto del
segundo vector de correlación.
Los resultados de las operaciones de suma
efectuadas por los circuitos de adición 405 y 406 se suman uno a
otro mediante un circuito de adición 407, de modo que se obtiene la
suma del cuadrado de los valores absolutos de los vectores de
correlación primero y segundo. Una señal de salida procedente del
circuito de adición 407 se diferencia mediante un circuito
diferenciador 408 atendiendo al tiempo y luego se obtiene el punto
de pico (momento en el que se hace que la inclinación sea cero)
mediante un circuito de detección de cruce por cero 409.
Por otra parte, una señal de salida procedente
del circuito de adición 407 también se aplica a un comparador 4010.
El comparador 4010 abre un circuito de compuerta 4011 cuando la
salida procedente del circuito de adición 407 excede de un valor
predeterminado. El circuito de compuerta 4011 determina el punto de
pico enviado en salida desde el circuito de detección de cruce por
cero 409 como la temporización de símbolo cuando la compuerta ha
sido abierta por el comparador 4010, de modo que entrega a su salida
una señal de temporización de símbolo.
A fin de impedir una fluctuación de la señal de
temporización de símbolo provocada por ruido o similares generados
en los vectores de correlación primero y segundo, se puede emplear
de forma eficaz un circuito compensador para proteger la señal de
temporización de símbolo.
Puesto que el circuito de determinación de
temporización de símbolo 40 es necesario para obtener de forma
sencilla el tiempo en el que se hace que las magnitudes de los
vectores de correlación primero y segundo sean superiores, los
circuitos cuadráticos 401 a 404 se pueden sustituir por circuitos
para obtener, por ejemplo, el valor absoluto. Como alternativa a
esto, sólo uno del primer vector de correlación o del segundo vector
de correlación obtiene la temporización de símbolo.
Con referencia a la Fig. 6, el circuito de
transformación de Fourier 32 extrae la señal OFDM muestreada en el
período de símbolo útil en respuesta a la señal de temporización de
símbolo suministrada desde el circuito de determinación de
temporización de símbolo 40, para pasar por transformación de
Fourier el dominio temporal al dominio frecuencial, de manera que
obtiene el vector de modulación de cada subportadora.
Puesto que el aparato de desmodulación por OFDM
que tiene la estructura precedente obtiene los errores de
frecuencia de la señal de onda portadora local y del reloj de
muestreo a partir de la señal OFDM muestreada, a la que no se ha
aplicado la transformación de Fourier, el aparato de desmodulación
por OFDM es apto para estimar con precisión los errores de
frecuencia de la señal de onda portadora local y del reloj de
muestreo incluso si las frecuencias de la señal de onda portadora
local y del reloj de muestreo están desplazadas.
Como resultado, la frecuencia de la señal de
onda portadora local y la del reloj de muestreo pueden sincronizarse
con precisión, a alta velocidad y exentas de la influencia del
ruido. Como resultado, pueden eliminarse con fiabilidad los errores
de la frecuencia de la señal de onda portadora local y de muestreo.
Así, mediante el circuito de transformación de Fourier 32 puede
obtenerse un vector de desmodulación correcto.
Con referencia a las Figs. 18 a 22, se
describirá a continuación una segunda forma de realización de la
presente invención.
Esta forma de realización, teniendo la misma
estructura de conjunto que aquélla según la primera forma de
realización mostrada en la Fig. 6, se caracteriza por las
estructuras del primer circuito de filtro 34, el segundo circuito
de filtro 35 y el circuito de control de frecuencia 38. Así pues, se
omite de la descripción y la ilustración la estructura del
conjunto. Las Figs. 18, 20 y 22 muestran respectivamente las
unidades precedentes para describir partes caracterizadas. Las
Figs. 19 y 21 muestran la curva de respuesta
frecuencia-amplitud de cada uno de los circuitos de
filtro primero y segundo 34 y 35 según esta forma de realización. En
el primer circuito de filtro 34 mostrado en la Fig. 18, un circuito
de retardo (Z^{-1}) 3411 retarda en un reloj de muestreo una
señal OFDM muestreada, suministrada al primer circuito de filtro 34,
para enviar en salida la misma a un circuito de coeficientes 3412.
El circuito de coeficientes 3412 multiplica, por uno, la señal OFDM
muestreada, retardada en un reloj de muestreo. Una salida procedente
del circuito de coeficientes 3412 se adecua como salida del primer
circuito de filtro 34.
El primer circuito de filtro 34 que tiene la
estructura precedente, según se muestra en la Fig. 19, tiene una
característica de paso que exhibe, en el dominio frecuencial,
simetría par con relación a la frecuencia central de la frecuencia
de la banda base. El primer circuito de filtro 34 realiza un retardo
de grupo. Nótese que el circuito de coeficientes 3412 puede
omitirse de la estructura, cuando hace pasar una señal.
En el segundo circuito de filtro 35 mostrado en
la Fig. 20, los circuitos de retardo (Z^{-1}) 3511 y 3512
retardan secuencialmente, en un reloj de muestreo, la señal OFDM
muestreada suministrada al segundo circuito de filtro 35. El
circuito de coeficientes 3513 multiplica por - j la señal OFDM
muestreada suministrada al segundo circuito de filtro 35. El
circuito de coeficientes 3514 multiplica por j la señal OFDM
muestreada, retardada por los circuitos de retardo 3511 y 3512 en
dos relojes de muestreo. La salida procedente del circuito de
coeficientes 3513 y la procedente del circuito de coeficientes 3514
se suman una a otra mediante un circuito de adición 3515, de manera
que sean una salida procedente del segundo circuito de filtro
35.
El segundo circuito de filtro 35 que tiene la
estructura precedente, según se muestra en la Fig. 21, tiene una
característica de paso que exhibe, en el dominio frecuencial,
simetría impar con relación a la frecuencia central en la
frecuencia de la banda base. Además, el segundo circuito de filtro
35 permite un tiempo de retardo de grupo de un reloj de
muestreo.
El circuito de coeficientes 3513 puede
realizarse fácilmente formando su estructura de tal modo que la
parte real y la parte imaginaria de la señal OFDM muestreada se
conmutan y se invierte entonces la polaridad de la parte
imaginaria. El circuito de coeficientes 3514 puede realizarse
fácilmente formando su estructura de tal modo que la parte real y
la parte imaginaria de la señal OFDM muestreada se conmutan y se
invierte entonces la polaridad de la parte real.
El número de impulsos de reloj de la señal OFDM
muestreada retardada por el circuito de retardo 33 mostrado en la
Fig. 6 es, según se ha descrito anteriormente, el número de impulsos
de reloj correspondiente al tiempo obtenido restando los períodos
de tiempo de retardo de grupo de los circuitos de filtro primero y
segundo 34 y 35 del período de símbolo útil. Si los circuitos de
filtro primero y segundo 34 y 35 tienen las estructuras según se
muestran en las Figs. 18 y 20, el número de los impulsos de reloj
que retarda el circuito de retardo 33 puede ser en número de un
reloj más pequeño que el número de impulsos de reloj correspondiente
al período de símbolo útil, dado que el tiempo de retardo de grupo
de cada uno de los circuitos de filtro primero y segundo 34 y 35 es
de un reloj.
A continuación se describirán los vectores de
correlación primero y segundo obtenibles mediante los circuitos de
correlación primero y segundo 36 y 37 cuando se introduce un error
en la frecuencia de la señal de onda portadora local y del reloj de
muestreo.
Según se ha descrito anteriormente, la Ecuación
(7) expresa, con la componente de señal de la subportadora k, el
vector de correlación obtenible de la salida procedente de los
circuitos de correlación primero y segundo 36 y 37. Por lo tanto,
se efectuará un cálculo considerable en torno a dos subportadoras k1
y k2 de frecuencias \omegak1 = \omega y \omegak2 =
\omega.
Puesto que el primer circuito de filtro 34 tiene
la característica de paso con simetría par, una salida procedente
del primer circuito de filtro 34 está en la forma obtenida sumando
la componente de señal de la subportadora k2 a la componente de
señal de la subportadora k1. Por lo tanto, se hace que el primer
vector de correlación C1 enviado en salida desde el primer circuito
de correlación 36 sea el mismo de los vectores de correlación, según
se expresa por la Ecuación (9):
\vskip1.000000\baselineskip
Puesto que el segundo circuito de filtro 35
tiene la característica de paso con simetría impar, la salida
procedente del segundo circuito de filtro 35 está en la forma
obtenida restando la componente de señal de la subportadora k2 de
la componente de señal de la subportadora k1. Por lo tanto, se hace
que el segundo vector de correlación C2 enviado en salida desde el
segundo circuito de correlación 37 sea la diferencia entre los
vectores de correlación, según se expresa por la Ecuación (10).
Si se estructuran los circuitos de filtro
primero y segundo 34 y 35 según se describe anteriormente, el
circuito de control de frecuencia 38 se puede estructurar, por
ejemplo, según se muestra en la Fig. 22.
Con referencia a la Fig. 22, el primer vector de
correlación obtenido del primer circuito de correlación 36 se
aplica a un circuito de cálculo de ángulo de fase (tan^{-1}
(Im/Re)) 3813. El circuito de cálculo de ángulo de fase 3813
obtiene el ángulo de fase del primer vector de correlación. Como
puede entenderse por la Ecuación (9), el ángulo de fase del primer
vector de correlación C1 viene a ser \Delta\omegaTs. Por lo
tanto, se hace que la salida procedente del circuito de cálculo de
ángulo de fase 3813 sea un valor conforme al error de frecuencia
\Delta\omega de la señal de onda portadora local. La señal de
error de frecuencia de la señal de onda portadora local se aplica al
filtro de bucle 3814.
El filtro de bucle 3814 determina la respuesta
del bucle de control de frecuencia de la onda portadora amplificando
o amortiguando y alisando la señal de error de frecuencia de la
onda portadora de la señal de onda portadora local. La salida
procedente del filtro de bucle 3814 se aplica al circuito de
conversión D/A 3815. El circuito de conversión D/A 3815 convierte
la salida numérica procedente del filtro de bucle 3814 en tensión
analógica. La salida procedente del circuito de conversión D/A 3815
se aplica, como señal de control de frecuencia de la onda portadora,
al circuito de oscilación local 314 en el circuito de detección en
cuadratura 31.
El orden del filtro de bucle 3814 y el circuito
de conversión D/A 3815 se puede conmutar. Si el circuito de
oscilación local 314 es un circuito de control numérico, se omite el
circuito de conversión D/A 3815.
El primer vector de correlación también se
aplica al circuito de conjugación 3811. El circuito de conjugación
3811 obtiene la conjugación compleja del primer vector de
correlación, entregándose la salida procedente del circuito de
conjugación 3811 a un circuito multiplicador 3812.
El circuito multiplicador 3812 multiplica un
vector de conjugación del primero vector de correlación obtenido
por el circuito de conjugación 3811 y el segundo vector de
correlación suministrado desde el segundo circuito de correlación
37. Un resultado de la multiplicación se aplica a un circuito de
selección de la parte imaginaria (IM[ ]) 3816. El circuito de
selección de la parte imaginaria 3816 deduce con carácter selectivo
la parte imaginaria de la señal de entrada y envía en salida un
valor conforme al error \DeltaT en el período de símbolo útil,
según se expresa por la Ecuación (11). La señal de selección de la
parte imaginaria obtenida se aplica a un filtro de bucle 3817.
El filtro de bucle 3817 determina la respuesta
del bucle de control del reloj de muestreo amplificando o
amortiguando y alisando la señal de error de frecuencia del reloj
de muestreo. La salida procedente del filtro de bucle 3817 se
aplica a un circuito de conversión D/A 3818. El circuito de
conversión D/A 3818 convierte la salida numérica procedente del
filtro de bucle 3817 en tensión analógica. La salida procedente del
circuito de conversión D/A 3818 se aplica, como señal de control de
frecuencia de muestreo, al circuito generador de reloj 39.
El circuito generador de reloj 39 eleva la
frecuencia de muestreo cuando el error \DeltaT en el período de
símbolo útil es positivo, en respuesta a la señal de control de
frecuencia de muestreo. Cuando el error \DeltaT es negativo, el
circuito generador de reloj 39 disminuye la frecuencia de
muestreo.
En el circuito de control de frecuencia 38, se
puede conmutar el orden del filtro de bucle 3817 y el circuito de
conversión D/A 3818. Si el oscilador en el circuito generador de
reloj 39 es un oscilador de control numérico, se omite el circuito
de conversión D/A 3818.
Es preferible que la operación que se efectúa
mediante el circuito de control de frecuencia 38 se lleve a cabo en
el momento en que se hace que las magnitudes de los vectores de
correlación primero y segundo sean las máximas, según se describe,
a fin de mejorar la resistencia al ruido. Por lo tanto, el circuito
de control de frecuencia 38 recibe, desde el circuito de
determinación de temporización de símbolo 40, la señal de
temporización de símbolo en el momento en que se determina que los
vectores de correlación primero y segundo son los máximos para
efectuar la operación.
Como puede entenderse por la descripción
precedente, también el aparato de desmodulación por OFDM que tiene
la estructura precedente obtiene los errores de frecuencia de la
señal de onda portadora local y del reloj de muestro a partir de la
señal OFDM muestreada a la que no se ha aplicado transformación de
Fourier. Por lo tanto, el aparato de desmodulación por OFDM alcanza
un efecto similar al obtenible del aparato de desmodulación por OFDM
según la primera forma de realización.
La Fig. 23 es un diagrama de bloques que muestra
la estructura de un aparato de desmodulación por OFDM según una
tercera forma de realización de la presente invención.
El aparato de desmodulación por OFDM según esta
forma de realización es diferente de la estructura de los aparatos
de desmodulación por OFDM según la primera y segunda formas de
realización en la posición de conexión del circuito de filtro. Es
decir, la primera y segunda formas de realización tienen la
estructura de tal modo que los circuitos de filtro primero y
segundo 34 y 35 van conectados entre el circuito de retardo 33 y los
circuitos de correlación primero y segundo 36 y 37. Por otra parte,
esta forma de realización tiene una estructura de tal modo que los
circuitos de filtro 41 y 42 van conectados entre el circuito de
detección en cuadratura 31 y los circuitos de correlación primero y
segundo 36 y 37, según se muestra en la Fig. 23.
El circuito de filtro 41 tiene la misma
estructura que la del primer circuito de filtro 34, según se muestra
en la Fig. 9 o la Fig. 18 y tiene una característica según se
muestra en la Fig. 10 o la Fig. 19. El circuito de filtro 42 tiene
la misma estructura que la del segundo circuito de filtro 35, según
se muestra en la Fig. 11 o la Fig. 20 y tiene una característica
según se muestra en la Fig. 12 o la Fig. 21.
Si se forma la estructura según se ha descrito
anteriormente, la diferencia en la posición del circuito de filtro
conectado origina la siguiente necesidad: el tiempo de retardo
producido por el circuito de retardo 33 según las formas de
realización primera y segunda, que es el tiempo obtenido restando
los períodos de tiempo de retardo de grupo de los circuitos de
filtro primero y segundo 34 y 35 de la duración del período de
símbolo útil. Por otra parte, el tiempo de retardo producido por el
circuito de retardo 33 según esta forma de realización debe ser el
tiempo obtenido sumando los períodos de tiempo de retardo de grupo
de los circuitos de filtro 41 y 42 a la duración del período de
símbolo útil.
Puesto que las demás estructuras son las mismas
que las de las formas de realización primera y segunda, los
elementos mostrados en la Fig. 23 que tienen las mismas estructuras
que aquellos mostrados en la Fig. 6 reciben los mismos números de
referencia, y se omiten de la descripción los mismos elementos.
Puesto que el funcionamiento de esta forma de realización se
efectúa sobre la base del mismo principio que el del aparato de
desmodulación por OFDM según la primera forma de realización,
también se omite la descripción del funcionamiento.
La Fig. 24 es un diagrama de bloques que muestra
la estructura de un aparato de desmodulación por OFDM según una
cuarta forma de realización de la presente invención.
El aparato de desmodulación por OFDM según esta
forma de realización tiene una estructura formada combinando las
estructuras según la primera forma de realización y la tercera forma
de realización. Los circuitos de filtro primero y segundo 34 y 35
mostrados en la Fig. 6 y los circuitos de filtro 41 y 42 mostrados
en la Fig. 23 se emplean simultáneamente. Los circuitos de filtro
34 y 41 tienen las estructuras mostradas en la Fig. 9 o la Fig. 18
y tienen las características mostradas en la Fig. 10 o la Fig. 19.
De modo similar, los circuitos de filtro 35 y 42 tienen las
estructuras mostradas en la Fig. 11 o la Fig. 20 y tienen las
características mostradas en la Fig. 12 o la Fig. 21.
Si se forma la estructura según se ha descrito
anteriormente, los períodos de tiempo de retardo de grupo de los
circuitos de filtro 34, 35, 41 y 42 son los mismos y el tiempo de
retardo producido por el circuito de retardo 33 puede ser el tiempo
correspondiente a la duración del período de símbolo útil.
Puesto que las demás estructuras son las mismas
que aquéllas según las formas de realización primera y segunda, los
elementos mostrados en la Fig. 24 que son los mismos que los
mostrados en la Fig. 6 reciben los mismos números de referencia, y
se omiten de la descripción los mismos elementos. El funcionamiento
de esta forma de realización también se efectúa sobre la base del
mismo principio a propósito del aparato de desmodulación por OFDM
según la primera forma de realización. Por lo tanto, el
funcionamiento también se omite de la descripción.
La Fig. 25 es un diagrama de bloques que muestra
la estructura de un aparato de desmodulación por OFDM según una
quinta forma de realización de la presente invención.
El aparato de desmodulación por OFDM según esta
forma de realización tiene una estructura de tal modo que la señal
OFDM muestreada enviada en salida desde el circuito de detección en
cuadratura 31 se aplica a los circuitos de filtro 43 y 44 que
tienen diferentes curvas de respuesta
frecuencia-amplitud. Además, los circuitos de
retardo 45 y 46 retardan el tiempo de la señal OFDM muestreada en un
grado correspondiente a la duración del período de símbolo útil
para retardar las señales hasta los circuitos de correlación primero
y segundo 36 y 37. Asimismo, la señal OFDM muestreada enviada en
salida desde el circuito de detección en cuadratura 31 se aplica
directamente a los circuitos de correlación primero y segundo 36 y
37.
Los circuitos de filtro 43 y 44 tienen las
estructuras mostradas en las Figs. 9 y 11 o las Figs. 18 y 20 y
tienen las características mostradas en las Figs. 10 y 12 o las
Figs. 19 y 21. En este caso, los circuitos de filtro 43 y 44 tienen
la característica de retardo de grupo de un reloj de muestreo.
En este caso, los circuitos de retardo 45 y 46
están dispuestos de forma que producen períodos de tiempo de
retardo de los que cada uno se obtiene restando un reloj de muestreo
de la duración del período de símbolo útil.
Puesto que las demás estructuras son las mismas
que aquéllas según las formas de realización primera y segunda, los
mismos elementos mostrados en la Fig. 25 que aquellos mostrados en
la Fig. 6 reciben los mismos números de referencia, y se omiten de
la descripción los mismos elementos. Puesto que el aparato de
desmodulación por OFDM según esta forma de realización funciona
sobre la base del mismo principio por el que se rige el aparato de
desmodulación por OFDM según la primera forma de realización,
también se omite la descripción del funcionamiento.
La Fig. 26 es un diagrama de bloques que muestra
un aparato de desmodulación por OFDM según una sexta forma de
realización.
El aparato de desmodulación por OFDM según esta
forma de realización está estructurado para aplicar señales OFDM
muestreadas enviadas en salida desde el circuito de detección en
cuadratura 31 a los circuitos de filtro 43 y 44 que tienen
diferentes curvas de respuesta frecuencia-amplitud,
para aplicarlas entonces a los circuitos de correlación primero y
segundo 36 y 37. Por otra parte, las señales OFDM muestreadas
enviadas en salida desde los circuitos de filtro 43 y 44 se
retardan mediante los circuitos de retardo 45 y 46 en el tiempo
correspondiente a la duración del período de símbolo útil, de
manera que se aplican a los circuitos de correlación primero y
segundo 36 y 37.
Los circuitos de filtro 43 y 44 tienen las
estructuras mostradas en las Figs. 9 y 11 o la Fig. 18 y la Fig. 20
y tienen las características mostradas en las Figs. 10 y 12 o las
Figs. 19 y 21. En este caso, no es preciso considerar el tiempo de
retardo de grupo de cada uno de los circuitos de filtro 43 y 44; es
necesario que los circuitos de retardo 45 y 46 tengan períodos de
tiempo de retardo correspondientes a la duración del período de
símbolo útil.
Puesto que las demás estructuras son las mismas
que aquéllas según las formas de realización primera y segunda, los
mismos elementos mostrados en la Fig. 26 que los elementos mostrados
en la Fig. 6 reciben los mismos números de referencia, y se omiten
de la descripción los mismos elementos. Puesto que el aparato de
desmodulación por OFDM según esta forma de realización funciona
sobre la base del mismo principio por el que se rige el aparato de
desmodulación por OFDM según la primera forma de realización,
también se omite la descripción del funcionamiento.
En las formas de realización primera a sexta, se
han descrito dos tipos de ejemplo de las estructuras de los
circuitos de filtro 34, 35, 41, 42, 43 y 44. El aparato de
desmodulación por OFDM según la presente invención tiene la
característica en la que las señales obtenidas mediante separación
de la señal OFDM muestreada usando los circuitos de filtro que
tienen diferentes características se usan para obtener dos vectores
de correlación, de modo que se obtiene la señal de control de
frecuencia de la onda portadora y la señal de control de frecuencia
de muestreo.
Según se ha descrito anteriormente, de acuerdo
con la presente invención, incluso si están desplazadas la
frecuencia de la señal de onda portadora local destinada a detectar
en cuadratura la señal OFDM y la del reloj de muestro, puede
estimarse con precisión la frecuencia entre la señal de onda
portadora local y el reloj de muestreo. Como resultado, puede
proporcionarse el aparato de desmodulación por OFDM que es capaz de
sincronizar las frecuencias de la señal de onda portadora local y
del reloj de muestreo, a alta velocidad y exentas de la influencia
del ruido.
Claims (9)
1. Un aparato de desmodulación por
multiplexación por división ortogonal en frecuencia, denominado en
lo sucesivo OFDM, para convertir una señal OFDM recibida, de la que
un símbolo se compone de un período de guarda y un período de
símbolo útil y en la que una parte de una señal en el período de
símbolo útil se copia en el período de guarda a fin de producir una
periodicidad en el símbolo, en una señal OFDM en la banda base, en
respuesta a una señal de onda portadora local generada por medios de
oscilación local (314); generar, a partir de la señal OFDM en la
banda base, una señal OFDM muestreada en respuesta a una señal de
reloj de muestreo generada por medios de generación de reloj de
muestreo (39); y desmodular la señal OFDM muestreada en el período
de símbolo útil, comprendiendo dicho aparato de desmodulación por
OFDM:
medios (33 a 37) de adquisición de vectores de
correlación que comprenden un circuito de retardo (33, (45, 46)) y
un circuito de correlación (36, 37) destinados a adquirir vectores
de correlación entre una señal en el período de guarda y una señal
en el período de símbolo útil correspondiente, por lo que o bien la
señal OFDM muestreada se correlaciona directamente ya sea con la
señal OFDM muestreada retardada por el circuito de retardo (33, (45,
46)), filtrada luego por medios de filtro (34, 35), o con la señal
OFDM muestreada filtrada por medios de filtro (34, 35), retardada
luego por el circuito de retardo (33, (45, 46));
o la señal OFDM muestreada se correlaciona
después de filtrarse por medios de filtro (41, 42, 43, 44) ya sea
con la señal OFDM muestreada retardada por el circuito de retardo
(33, (45, 46)), filtrada luego por medios de filtro (34, 35), o con
la señal OFDM muestreada filtrada por medios de filtro (34, 35),
retardada luego por el circuito de retardo (33, (45, 46)), o con la
señal OFDM muestreada retardada,
medios (38) de control de la frecuencia,
compuestos de:
- un circuito de adición (383) que suma el
ángulo de fase de un primer vector de correlación obtenido por un
circuito (381) de cálculo del ángulo de fase al ángulo de fase de un
segundo vector de correlación obtenido por un segundo circuito (382)
de cálculo del ángulo de fase,
- y un circuito de sustracción (386) que resta
el ángulo de fase del segundo vector de correlación del ángulo de
fase del primer vector de correlación, para obtener un error de
frecuencia de cada una de la señal de onda portadora local y la
señal de reloj de muestreo según la pluralidad de vectores de
correlación obtenidos por dichos medios de adquisición de vectores
de correlación (33 a 37),
y generar una señal de control de frecuencia de
la onda portadora y una señal de control de frecuencia de muestreo
para enviar en salida las señales generadas a dichos medios de
oscilación local (314) y dichos medios (39) de generación de reloj
de muestreo;
caracterizándose porque
los medios de adquisición de vectores de
correlación (33 a 37) comprenden medios de filtro primeros y
segundos (34, 35, (41, 42, 43, 44)),
- unos de dichos primeros medios de filtro (34)
o dichos segundos medios de filtro (35) tienen una característica de
filtrado para permitir principalmente que pase a través una
componente de señal en una región del espectro de frecuencias
superior a la frecuencia central de la señal OFDM, y los otros
medios de filtro tienen una característica de filtrado para permitir
principalmente que pase a través una componente de señal en una
región del espectro de frecuencias inferior a la frecuencia central
de la señal OFDM,
- o unos de dichos primeros medios de filtro
(34) o dichos segundos medios de filtro (35) tienen una
característica de paso que exhibe simetría par con relación a la
frecuencia central de la señal OFDM, y los otros medios de filtro
tienen una característica de paso que exhibe simetría impar con
relación a la frecuencia central de la señal OFDM.
2. Un aparato de desmodulación por OFDM según la
reivindicación 1, caracterizado porque dichos medios de
adquisición de vectores de correlación incluyen
primeros y segundos medios de filtro (34 y 35)
para filtrar las señales OFDM muestreadas con diferentes
características de filtrado;
medios de retardo (33) colocados delante de
dichos medios de filtro primeros y segundos (34 y 35) y dispuestos
de forma que, en respuesta a la señal de reloj de muestreo, retardan
la señal OFDM muestreada en el número de impulsos de reloj
correspondiente a la duración del período de símbolo útil
determinado en consideración a períodos de tiempo de retardo de
dichos medios de filtro primeros y segundos (34 y 35);
primeros medios de correlación (36) para obtener
una correlación entre la señal OFDM muestreada y una señal de salida
procedente de dichos primeros medios de filtro (34), a fin de
obtener un primer vector de correlación; y segundos medios de
correlación (37) para obtener una correlación entre la señal OFDM
muestreada y una señal de salida procedente de dichos segundos
medios de filtro (35) obtienen errores de frecuencia de la señal de
onda portadora local y la señal de reloj de muestreo según el primer
vector de correlación y el segundo vector de correlación.
3. Un aparato de desmodulación por OFDM según la
reivindicación 1, caracterizado porque dichos medios de
adquisición de vectores de correlación incluyen
primeros y segundos medios de filtro (41 y 42)
para filtrar las señales OFDM muestreadas con diferentes
características de filtrado;
medios de retardo (33) para, en respuesta a la
señal de reloj de muestreo, retardar la señal OFDM muestreada en el
número de impulsos de reloj correspondiente a la duración del
período de símbolo útil determinado en consideración a períodos de
tiempo de retardo de dichos medios de filtro primeros y segundos (41
y 42);
primeros medios de correlación (36) para obtener
una correlación entre una señal de salida procedente de dichos
primeros medios de filtro (41) y una señal de salida procedente de
dichos medios de retardo (33), a fin de obtener un vector de
correlación; segundos medios de correlación (37) para obtener una
correlación entre una señal de salida procedente de dichos segundos
medios de filtro (42) y una señal de salida procedente de dichos
medios de retardo (33), a fin de obtener un segundo vector de
correlación, y dichos medios de control de la frecuencia (38)
obtienen errores de frecuencia de la señal de onda portadora local y
la señal de reloj de muestreo según el primer vector de correlación
y el segundo vector de correlación.
4. Un aparato de desmodulación por OFDM según la
reivindicación 1, caracterizado porque
dichos medios de adquisición de vectores de
correlación incluyen
primeros y segundos medios de filtro (41 y 42)
para filtrar las señales OFDM muestreadas con diferentes
características de filtrado;
medios de retardo (33) para retardar la señal
OFDM muestreada en el número de impulsos de reloj correspondiente a
la duración del período de símbolo útil en respuesta a la señal de
reloj de muestreo;
terceros medios de filtro (34) para filtrar la
señal OFDM muestreada retardada por dichos medios de retardo (33)
con la misma característica de filtrado que la de dichos primeros
medios de filtro (41);
cuartos medios de filtro (35) para filtrar la
señal OFDM muestreada retardada por dichos medios de retardo (33)
con la misma característica de filtrado que la de dichos segundos
medios de filtro (42);
primeros medios de correlación (36) para obtener
una correlación entre una señal de salida procedente de dichos
primeros medios de filtro (41) y una señal de salida procedente de
dichos terceros medios de filtro (34), a fin de obtener un primer
vector de correlación; y
unos segundos medios de correlación (37) para
obtener una correlación entre una señal de salida procedente de
dichos segundos medios de filtro (42) y una señal de salida
procedente de dichos cuartos medios de filtro (35), a fin de obtener
un segundo vector de correlación, en el que
dichos medios de control de la frecuencia (38)
obtienen los errores de frecuencia de la señal de onda portadora
local y la señal de reloj de muestreo según el primer vector de
correlación y el segundo vector de correlación.
5. Un aparato de desmodulación por OFDM según la
reivindicación 1, caracterizado porque dichos medios de
adquisición de vectores de correlación incluyen
primeros y segundos medios de filtro (43 y 44)
para filtrar las señales OFDM muestreadas con diferentes
características de filtrado;
primeros y segundos medios de retardo (45 y 46)
para retardar respectivamente señales de salida procedentes de
dichos medios de filtro primeros y segundos (43 y 44) en un número
de impulsos de reloj correspondiente a la duración del período de
símbolo útil determinado en consideración a períodos de tiempo de
retardo de dichos medios de filtro primeros y segundos (43 y 44) en
respuesta a la señal de reloj de muestreo;
primeros medios de correlación (36) para obtener
una correlación entre la señal OFDM muestreada y una señal de salida
procedente de dichos primeros medios de filtro (45), a fin de
obtener un primer vector de correlación; y
segundos medios de correlación (37) para obtener
una correlación entre la señal OFDM muestreada y una señal de salida
procedente de dichos segundos medios de retardo (46), a fin de
obtener un segundo vector de correlación, en el que
dichos medios de control de la frecuencia (38)
obtienen errores de frecuencia de la señal de onda portadora local y
la señal de reloj de muestreo según los vectores de correlación
primero y segundo.
6. Un aparato de desmodulación por OFDM según la
reivindicación 1, caracterizado porque dichos medios de
adquisición de vectores de correlación incluyen
primeros y segundos medios de filtro (43 y 44)
para filtrar las señales OFDM muestreadas con diferentes
características de filtrado;
primeros y segundos medios de retardo (45 y 46)
para retardar respectivamente señales de salida procedentes de
dichos medios de filtro primeros y segundos (43 y 44) en el número
de impulsos de reloj correspondiente a la duración del período de
símbolo útil en respuesta a la señal de reloj de muestreo;
primeros medios de correlación (36) para obtener
una correlación entre una señal de salida procedente de dichos
primeros medios de filtro (43) y una señal de salida procedente de
dichos primeros medios de retardo (45), a fin de obtener un primer
vector de correlación; y segundos medios de correlación (37) para
obtener una correlación entre una señal de salida procedente de
dichos segundos medios de filtro (44) y una señal de salida
procedente de dichos segundos medios de retardo (46), a fin de
obtener un segundo vector de correlación; en el que dichos medios de
control de la frecuencia (38) obtienen errores de frecuencia de la
señal de onda portadora local y la señal de reloj de muestreo según
el primer vector de correlación y el segundo vector de
correlación.
7. Un aparato de desmodulación por OFDM según la
reivindicación 1, caracterizado porque dichos medios (39) de
generación de reloj de muestreo controlan la frecuencia de la señal
de reloj de muestreo en respuesta a la señal de control de
frecuencia de muestreo.
8. Un aparato de desmodulación por OFDM según la
reivindicación 1, caracterizado por comprender además medios
de multiplicación (312 y 313) para multiplicar la señal OFDM
recibida por señales enviadas en salida respectivamente desde dichos
medios de oscilación local (314) para convertir la frecuencia, y la
frecuencia de la onda portadora local enviada en salida desde dichos
medios de oscilación local (314) se controla en respuesta a la señal
de control de frecuencia de la onda portadora.
9. Un aparato de desmodulación por OFDM según la
reivindicación 1, caracterizado por comprender además:
medios (40) de determinación de temporización de
símbolo para determinar la temporización de símbolo que indica el
límite de cada símbolo en la señal OFDM muestreada según por lo
menos uno cualquiera de los múltiples vectores de correlación; y
medios de desmodulación digital (32) para determinar y extraer el
símbolo útil según la temporización de símbolo determinada por
dichos medios (40) de determinación de temporización de símbolo, a
fin de aplicar una transformación de Fourier al símbolo útil con
objeto de desmodular la señal OFDM recibida.
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