KR100531349B1 - 부호화 직교 주파수 분할 다중 복조 장치 - Google Patents

Abstract

송신측에서 전송한 파일롯 신호를 디매핑 과정에 이용하는 COFDM 복조장치에 관한 것으로서, FFT된 신호로부터 산발 파일롯 정보를 추출하여 전송된 캐리어의 채널 왜곡 상태를 검출하는 채널 상태 검출부와, 상기 채널 상태 검출부의 출력을 이용하여 신호 전력과 잡음 전력을 계산하고 계산된 신호 전력과 잡음 전력을 이용하여 신호대 잡음비를 구하는 전력 계산부와, FFT된 신호를 등화한 후 전송된 별자리에 맞게 각각의 비트에 따라 각기 필요한 영역으로 분할하는 영역 검출부와, 상기 영역 검출부에서 각기 영역에 의해 분할된 값에 상기 전력 계산부의 신호대 잡음비의 값과 곱하고 상기 각각 곱해진 값의 차이를 양자화하는 디시젼 및 양자화부를 포함하여 구성되어, 파일롯 정보를 이용하여 전송된 캐리어의 채널에 대한 왜곡 정도를 추출하고 이를 디매핑 과정의 소프트 디시젼에 반영함으로써, 종래의 비터비 디코더를 그대로 사용하면서 COFDM 시스템의 전체 성능을 향상시킬 수 있다.

Description

부호화 직교 주파수 분할 다중 복조 장치{COFDM DEMODULATOR}

본 발명은 다중 캐리어를 사용하는 부호화 직교 주파수 분할 다중(Coded Orthogonal Frequency Division ; COFDM) 시스템에 관한 것으로서, 특히 송신단에서 보내어진 파일롯 신호를 디매핑 과정에 이용하는 COFDM 복조 장치에 관한 것이다.

디지털 TV의 전송 방식에는 크게 지금까지의 전송 방식과 같이 하나의 단일 캐리어를 이용하는 싱글 캐리어 변조(Modulation) 방식과 복수의 다중 캐리어를 이용하여 원하고자 하는 데이터를 전송하는 멀티 캐리어 변조 방식으로 구분할 수 있다. 즉, 상기 디지털 TV의 전송 방식은 하나의 단일 캐리어를 이용하는 잔류 측파대(Vestigial Side Band ; VSB) 방식과 복수개의 캐리어를 이용하는 COFDM 방식으로 구분된다.

이중에서 복수의 다중 캐리어를 사용하는 COFDM 방식은 다중 경로 채널에 의한 신호의 손상을 쉽게 복원할 수 있는 특징이 있으며 기존의 싱글 캐리어와는 달리 SFN(Single Frequency Network)도 가능한 것도 하나의 특징이다.

그리고, 이러한 COFDM은 데이터를 QAM(Quadrature Amplitude Modulation)이라는 방식으로 매핑하여 전송을 하는데 주로 사용되는 변조 방식은 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 16-QAM, 64-QAM이다.

즉, COFDM 방식에 의해 원하는 데이터를 전송하려면 우선 상기된 3가지 변조 방법 중의 한가지로 데이터를 매핑하여 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform ; IFFT)을 거친 후 보호 구간(Guard Interval)을 삽입하여 전송을 한다. 전송된 데이터는 수신단에서 송신단의 역 과정을 거치게 되는데 먼저 FFT를 한 후 다시 전송된 데이터의 매핑 방법에 따라 이를 역으로 디매핑하면 된다.

이러한 데이터의 디매핑 방법은 예를 들어, BPSK와 같은 바이너리(Binary) 데이터의 전송에는 하드 디시젼을 주로 사용하였으나 다치 변조화되면서 이의 방법도 3비트 또는 4비트의 소프트 디시젼으로 전송된 데이터를 디매핑하고 있다.

도 1은 16-QAM에 있어서의 종래의 소프트 디시젼의 한 방법을 나타내고 있다.

즉, 수신된 데이터는 FFT와 주파수, 시간의 동기(Synchronization), 및 등화기를 거친 후 디매핑을 하게 되는데, 이의 방법은 우선 수신되는 데이터를 실수 데이터와 허수 데이터로 구분을 한 후 도 1에서와 같이 송신단에서 전송한 원래의 데이터와의 거리 차이 △x와 △y를 각각 구하고 이 거리의 차이에 따라 각각 원하는 비트의 수로 소프트 디시젼을 하여준다.

이러한 방법은 원래의 송신단에서 전송된 데이터와 수신단에서 수신된 데이터와의 거리의 차이를 이용하여 각각 원하는 비트의 수로 소프트 디시젼하는 방법으로, 지금까지 단일 캐리어를 이용하는 전송 방식에서 널리 이용되어온 방식인데, 수신된 별자리(Constellation)의 각각의 심볼이 어느 정도 채널에 의해 왜곡되었는지를 반영하지 않고 모든 수신 데이터를 동일한 가중치를 주어 디매핑하고 있다.

반면 여러개의 캐리어를 이용하는 COFDM과 같은 전송 방식에서는 전송된 각각의 QAM 심볼이 하나의 전송된 캐리어에 해당되기 때문에 이러한 각각의 심볼이 어느 정도 채널에 의해 왜곡되었는지를 반영하지 않고 모든 수신 데이터를 동일한 가중치를 주어 디매핑하게 되면 시스템의 성능을 열화시키는데, 특히 채널에 간섭이 작용하여 각각의 캐리어의 간섭 정도가 다른 경우 종래의 방법은 각각의 캐리어의 변화를 추적하여 디매핑을 하지 않으므로 시스템의 성능이 더욱 열화된다.

본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 본 발명의 목적은 송신단에서 전송한 파일롯 정보로부터 각각의 액티브 캐리어의 신호대 잡음비를 추출하여 전송된 캐리어의 채널 상태를 알아내고 이를 디매핑 과정에 이용하여 시스템의 성능을 향상시키는 COFDM 복조 장치를 제공함에 있다.

통상 디지털 데이터를 지상파로 전송할 경우 그 전송 채널은 다중 경로에 의한 페이딩 채널이 되며 또한 인접 채널이나 동일 채널에 의한 간섭도 존재하게 되어 전체적인 수신기의 성능은 더욱 열화된다. 특히 어떠한 외부 요인에 의한 간섭이 작용하여 도 2에 도시한 바와 같은 채널 특성을 가질 경우에는 그 채널 특성의 노치(Notch)가 생기는 부분의 경우에는 심하게 왜곡된 캐리어가 수신되고 이 왜곡된 정도를 디매핑 과정에서 충분히 반영해 주어야 전체적인 시스템의 성능을 향상시킬 수 있다.

따라서, 상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 COFDM 복조 장치는, COFDM의 전송 방식이 다중 캐리어를 이용한다는 점과 또한 전송시에 일정한 위치에 파일롯이라는 신호를 전송한다는 점을 이용하여 전송된 QAM 신호의 디매핑 과정에서 상기 파일롯 정보로부터 전송된 캐리어의 채널 상태를 알아내고 이를 다시 디매핑 과정에 이용함을 특징으로 한다.

이러한 COFDM 복조 장치에 의해 본 발명은 종래의 비터비 디코더를 그대로 사용하면서 전체 시스템의 성능을 향상시킬 수 있다.

본 발명의 다른 목적, 특징 및 잇점들은 첨부한 도면을 참조한 실시예들의 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.

이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부도면을 참조하여 상세히 설명한다.

도 3은 본 발명에 따른 COFDM 복조 장치의 일부로서, 등화기의 구조와 파일롯 신호를 추출하여 채널 상태 정보를 얻는 과정을 나타내고 있다.

도 3을 보면, FFT된 신호로부터 산발(Scattered) 파일롯 신호를 추출하는 파일롯 추출부(31), 송신단에서 삽입한 파일롯 신호와 동일한 파일롯 신호를 기준값(ref)으로 출력하는 기준값 출력부(32), 추출된 산발 파일롯 신호를 기준값 출력부(32)의 기준값으로 나누어 채널의 상태를 검출하는 왜곡 검출부(33), 상기 왜곡 검출부(33)의 출력에 대해 시간축으로 보간하는 시간축 보간부(34), 이를 다시 주파수축으로 보간하는 주파수축 보간부(35), 시간축 보간과 주파수축 보간에 필요한 필터 계수를 저장하는 필터 뱅크(36), FFT된 데이터를 상기 파일롯 추출 및 보간 시간만큼 지연시키는 지연기(37), 및 상기 주파수축 보간부(35)의 출력을 이용하여 상기 지연기(37)에서 지연된 데이터를 등화하는 등화기(38)로 구성된다.

즉, COFDM에서는 송신단에서 전송하려는 데이터 이외에도 PN 시퀀스를 이용한 파일롯을 전송하려는 데이터 사이 사이에 전송하는데, 이 파일롯 신호를 수신단에서 수신을 한 후 송신단에서 송신한 원래의 파일롯 값으로 나누어주면 전송단에서 생기는 채널의 왜곡 정도를 추출해 낼 수 있다. 바로 이러한 원리에 의해 수신단의 등화기(38)에서 이러한 정보를 이용하여 등화를 행한다.

이를 위해 수신된 COFDM 신호는 제일 먼저 송신단에서 IFFT를 행하여 송신을 하였기 때문에 반대로 FFT를 행하게 된다. FFT된 신호는 파일롯 추출부(31)와 지연기(37)로 동시에 입력되며, 상기 파일롯 추출부(31)는 FFT된 신호로부터 산발 파일롯 신호를 추출하여 왜곡 검출부(33)로 출력한다. 이때, 기준값 출력부(32)에서는 이미 송신단에서 송신된 원래의 파일롯을 기준값(ref)으로 하여 상기 왜곡 검출부(33)로 출력한다. 상기 왜곡 검출부(33)에서는 상기 추출된 산발 파일롯 신호를 기준 값으로 나눈 후, 나눈 값을 채널 메모리(도시하지 않음.)에 저장을 한다. 여기서, FFT후에 산발 파일롯을 추출하려면 FFT 전단에서의 정확한 FFT 윈도우가 생성되어 FFT가 올바르게 이루어져야 한다.

그리고, 상기 왜곡 검출부(33)의 출력은 시간축 보간부(34)와 주파수축 보간부(35)에 순차적으로 입력되어, 도 4에 도시된 바와같이 먼저 수신단 심볼에서 시간축으로 보간을 한 후 다시 주파수 축으로 보간을 한다. 따라서, 이미 알고 있는 기지의 산발 파일롯으로부터 보간에 의해 우리가 실제 알고자 하는 필요한 액티브 캐리어의 채널 특성을 유추할 수 있게된다.

즉, 도 4를 보면, 검은 부분은 산발 파일롯의 위치를 나타내고 흰 부분은 D액티브 캐리어 즉, 전송하려는 데이터 부분을 나타내는데, 각각 전송단에서 삽입된 산발 파일롯의 위치는 주파수 축상에서 보면 12개의 캐리어마다 삽입이 되어 있고 시간축상으로는 4개의 심볼마다 산발 파일롯이 삽입되어 있다. 따라서, 채널 메모리에 저장된 데이터를 우선 시간축상으로 보간을 행한 후 다시 주파수 축상으로 보간을 행한다. 이렇게 채널 메모리에 저장된 데이터를 각각 시간축과 주파수축으로 보간을 행하게 되면 최종적인 채널의 추정(Estimation) 값(α)이 얻어지게 된다.

따라서, FFT된 신호를 지연기(37)에서 산발 파일롯 신호를 추출하고 보간을 행하는데 걸리는 시간만큼 지연시킨 후 등화기(38)로 출력하여 등화기(38)에서 채널의 추정 값(α)으로 나누어주면 채널에 의해 왜곡된 캐리어의 보상이 이루어지게 된다.

여기서, 먼저 시간축상으로 보간을 행하는 이유는 시간축상으로 먼저 보간을 행하게 되면 주파수축상으로는 12개 캐리어마다 존재하게 되는 파일롯 캐리어 거리가 3분의 1로 줄어드는 효과를 기대할 수 있다. 이렇게 각각의 보간에 의해 얻어진 채널의 추정 정보는 등화기(38)에서 수신된 캐리어를 나누어 줌으로써 채널에 의해 왜곡된 캐리어를 보상할 수 있으며, 또한 이 값은 다시 디맵퍼에서도 이용이 되어 시스템 전체의 성능을 향상시킬 수 있다.

한편, 도 5는 본 발명에 따른 디맵퍼의 구성 블록도로서, 상기 등화기(38)의 출력 신호를 전송된 별자리(Constellation)에 맞게 각각의 비트에 따라 각기 필요한 영역으로 분할하는 영역 검출부(51), 상기 주파수축 보간부(35)의 채널 추정값을 입력받아 신호 전력을 계산하는 신호 전력 계산부(52), 상기 시간축 보간부(34)의 출력을 입력받아 잡음 전력을 계산하는 잡음 전력 계산부(53), 상기 신호 전력 계산부(52)의 출력과 잡음 전력 계산부(53)의 출력을 이용하여 신호대잡음비의 값(SNR)을 계산하는 SNR 계산부(54), 상기 영역 검출부(51)의 출력에 상기 SNR 계산부(54)의 출력을 적용하여 소프트 디시젼 및 양자화를 수행하는 디시젼 및 양자화부(55), 상기 양자화된 데이터에 대해 심볼 디인터리빙과 비트 인터리빙을 수행하는 내부 디인터리버(56), 및 내부 디인터리빙된 데이터에 대해 1 또는 0을 판정하는 비터비 디코더(57)로 구성된다.

이와 같이 구성된 도 5를 보면, 상기 등화기(38)에서 출력되는 각각의 캐리어의 값은 영역 검출부(region detector)(51)로 입력된다. 상기 영역 검출부(51)는 등화기(38)의 출력 신호를 전송된 별자리(Constellation)에 맞게 각각의 비트에 따라 각기 필요한 영역의 값 d(n,k,1),d(n,k,0)으로 출력하며, 이렇게 각기 영역의 값 d(n,k,1),d(n,k,0)은 다시 일정한 관계식에 의해 계산이 되어 각기 어떠한 비트 1이나 0의 상태 정보로 쓰일 수 있다.

도 6의 (a) 내지 (d)는 영역 검출부(51)의 데이터 판별 과정을 나타낸 것으로서, 4비트가 한 심볼로 이루어지는 16-QAM으로 전송된 경우의 예를 나타내고 있다. 즉, 16-QAM으로 전송된 경우 1 심볼은 4비트로 이루어져 있으므로 실수축과 허수축으로 각각 2비트씩 구분을 할 수 있다. 도 6은 실수축과 허수축의 전송 비트의 값을 -3,-1,1,3에 따라서 각각 10,11,01,00으로 매핑한 경우의 예를 나타내고 있다.

따라서, 우선 등화기(38)로부터 출력되는 신호는 먼저 실수축의 첫 번째 비트의 영역을 결정하기 위해 등화기(38)의 출력신호 z(n,k)(이는 n번째 심볼의 k번째 캐리어를 나타낸다.)가 1보다 큰지 아니면 -1보다 작은지의 여부를 판단한다(도 6의 c). 만약 1보다 크면 이 영역은 도 6의 (d)와 같이 첫 번째 비트가 전부 0으로 전송되었기 때문에 도 6의 (b)와 같이 -1을 출력하고, -1보다 작으면 이 영역은 첫 번째 비트가 전부 1로 전송되었기 때문에 1을 출력한다. 또한 0과 1의 경계 지점으로 쓰일 수 있는 -1에서 1까지의 영역은 각각 z(n,k)와 -z(n,k) 출력을 나타내게 한다.

또한 두 번째 비트도 도 6의 (a)에 도시한 바와 같이 각기 입력되는 값에 따라 첫 번째 비트의 출력 방법과 같은 원리에 따라 적절한 값으로 출력을 내보내게 된다. 또한 허수축의 경우도 본 예 도 6과 같이 영역을 구분할 수 있다.

이렇게 상기 영역 검출부(51)에서 구분된 값은 d=(n,k,1) = ｜1 + b(n,k)｜², d=(n,k,0) = ｜-1 + b(n,k)｜² 의 관계식에 의해 각기 계산되어 디시젼 및 양자화부(55)로 출력된다. 여기서, b(n,k)는 1, -1, z(n,k), -z(n,k), 2-｜z(n,k)｜중 하나이며, d=(n,k,1), d=(n,k,0)는 1/0에 대해 얼마나 근접하는가를 나타낸다.

한편, 상기 주파수축 보간부(35)에서 출력되는 채널 추정값(α)은 각기 수신된 액티브 캐리어의 전력을 계산하는 신호 전력 계산부(52)로 입력되어 캐리어의 신호 전력이 계산된다. 또한, 상기 시간축 보간부(34)의 출력값 β는 잡음 전력 계산부(53)로 입력되어 잡음 전력이 계산된다.

여기서, 잡음 전력 계산부(53)의 잡음 전력은 두가지 방법으로 구할 수 있다. 그중 하나는 우선 수신된 파일롯 캐리어를 시간축으로 보간을 한 후 시간축상에서 각각의 보간된 데이터의 차이를 구하여 이를 평균화함으로서 잡음 전력을 구할 수 있으며, 이는 결국 주파수축상에서 보면 파일롯이 3개마다 들어있으므로 상기 구한 잡음 전력의 값을 바로 앞뒤의 잡음 전력과 동일하게 계산하면 모든 액티브 캐리어의 잡음 전력이 계산되어진다. 다른 하나는 시간축과 주파수축 보간을 모두 수행한 후 주파수축상에서 각 캐리어의 차에 대해 평균을 취하여 모든 액티브 캐리어의 잡음 전력을 구할 수 있다. 이때, 캐리어는 시간축으로 영향을 미치므로 전자의 경우가 더 정확하게 잡음 전력이 계산된다.

그리고, 상기 신호 전력 계산부(52)에서 구한 신호 전력과 잡음 전력 계산부(53)에서 구한 잡음 전력은 다시 SNR 계산부(54)로 입력되어 신호 전력과 잡음 전력의 비인 SNR로 계산되어지는데, SNR 계산은 서로의 전력이 정규화되어 계산된 후 디시젼 및 양자화부(55)로 출력된다.

상기 디시젼 및 양자화부(55)는 상기 영역 검출부(51)의 출력 값 d=(n,k,0), d=(n,k,1)에 대해 각각 SNR 계산부(54)의 신호대 잡음비(SNR)의 값과 곱한 후 상기 각각 곱해진 값의 차이를 양자화한다. 이렇게 차이 값에 대해 양자화를 하면 이 차이의 값이 크면 클수록 1 또는 0의 값에 더 가까워지어 매핑할 수 있기 때문이다.

도 7을 보면, 상기 디시젼 및 양자화부(55)로 입력된 신호대 잡음비(SNR)의 값과 d=(n,k,0),d=(n,k,1)의 곱의 값은 8구간으로 양자화된다. 이때, d=(n,k,1), d=(n,k,0)의 값과 신호대 잡음비의 값의 곱의 차이를 구하는데 이의 차이가 크면 클수록 1이나 0의 값에 보다 가깝다고 생각할 수 있고 따라서, 서로의 차이가 큰 값은 1이나 0으로 가중치를 많이 주어 양자화를 행하게 되면 각각의 캐리어 정보를 이용하여 보다 효율적으로 비터비 디코딩을 할 수 있다. 도 7은 도 5의 비터비 디코더의 입력이 각기 3비트로 입력되는 경우의 예를 도시한 것으로서 만약 뒤에 이어질 비터비 디코더(57)가 4비트 소프트 디시젼 입력을 받는다면 이의 양자화를 보다 세분화하여 16구간으로 양자화를 행한 후 심볼 디인터리버와 비트 디인터리버로 이루어지는 내부 디인터리버(56)를 거쳐 비터비 디코더(57)로 입력되어 수신된 데이터가 최종적으로 복조되는 과정을 거치게 된다.

이상에서와 같이 본 발명에 따른 COFDM 복조 장치에 의하면, 전송된 각각의 QAM 심볼이 하나의 전송된 캐리어에 해당되며 일정한 위치에 파일롯 정보를 전송하는 COFDM과 같은 전송 방식에서 상기 파일롯 정보를 이용하여 전송된 캐리어의 채널에 대한 왜곡 정도를 추출하고 이를 디맵퍼 과정의 소프트 디시젼에 반영함으로써, 종래의 비터비 디코더를 그대로 사용하면서 COFDM 시스템의 전체 성능을 향상시킬 수 있으며, 특히 채널에 간섭이 작용하여 각각의 캐리어의 간섭 정도가 다른 경우에도 각각의 캐리어의 변화를 추적하여 디매핑을 하므로 전체 시스템의 성능을 더욱 향상시킬 수 있다.

도 1은 16-QAM에 있어서의 종래의 소프트 디시젼 방법의 일예를 나타낸 도면

도 2는 간섭이 존재할 때의 채널 특성을 나타낸 도면

도 3은 본 발명에 따른 COFDM 복조 장치에서 디맵퍼 전단의 구성을 나탄내 블록도

도 4는 도 3의 액티브 캐리어에 삽입되는 파일롯 신호의 전송 상태를 보인 도면

도 5는 본 발명에 따른 COFDM 복조 장치에서의 디맵퍼의 구성 블록도

도 6의 (a) 내지 (d)는 도 5의 영역 검출부의 동작 상태를 보인 도면

도 7은 도 5의 디시젼 및 양자화부의 양자화 과정을 나타낸 도면

도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

31 : 파일롯 추출부 32 : 기준값 출력부

33 : 왜곡 검출부 34 : 시간축 보간부

35 : 주파수축 보간부 36 : 필터 뱅크

37 : 지연기 38 : 등화기

51 : 영역 검출부 52 : 신호 전력 계산부

53 : 잡음 전력 계산부 54 : SNR 계산부

55 : 디시젼 및 영자화부 56 : 내부 디인터리버

57 : 비터비 디코더

Claims (7)

1. 고속 푸리에 변환(FFT), 등화기, 디맵퍼, 디인터리버, 비터비 디코더를 포함하여 구성되어, 수신된 부호화 직교 주파수 분할 다중(COFDM) 신호를 원래의 신호로 복조하는 COFDM 복조 장치에 있어서,

   상기 디맵퍼는

   고속 푸리에 변환(FFT)된 신호로부터 파일롯 정보를 추출하여 전송된 캐리어의 채널 왜곡 상태를 검출하는 채널 상태 검출부와,

   상기 채널 상태 검출부의 출력을 이용하여 신호 전력과 잡음 전력을 계산하고 계산된 신호 전력과 잡음 전력을 이용하여 신호대 잡음비의 값을 구하는 전력 계산부와,

   상기 등화기의 출력 신호를 전송된 별자리에 맞게 각각의 비트에 따라 각기 필요한 영역으로 분할하는 영역 검출부와,

   상기 영역 검출부에서 각기 영역에 의해 분할된 값에 상기 전력 계산부의 신호대 잡음비의 값을 곱하고 상기 각각 곱해진 값의 차이를 양자화하는 디시젼 및 양자화부를 포함하여 구성됨을 특징으로 하는 부호화 직교 주파수 분할 다중(COFDM) 복조 장치.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 채널 상태 검출부는

   고속 푸리에 변환된 신호로부터 산발 파일롯 정보를 추출한 후 추출된 파일롯 정보를 송신단에서 송신한 원래의 파일롯 값으로 나눈 후 채널 메모리에 저장하는 파일롯 왜곡 검출부와,

   상기 파일롯 왜곡 검출부의 채널 메모리에 저장된 데이터에 대해 시간축으로 보간하는 시간축 보간부와,

   상기 시간축 보간부에서 시간축 보간된 데이터에 대해 주파수축으로 보간하여 액티브 캐리어의 채널 추정 값을 출력하는 주파수축 보간부로 구성됨을 특징으로 하는 COFDM 복조 장치.
3. 제 1 항에 있어서, 상기 등화기는

   상기 고속 푸리에 변환된 신호를 산발 파일롯 신호의 추출 및 보간을 행하는데 걸리는 시간만큼 지연시킨 후 상기 채널 상태 검출부에서 출력되는 채널 추정 값으로 나누어 채널에 의해 왜곡된 캐리어를 보상함을 특징으로 하는 COFDM 복조 장치.
4. 제 1 항에 있어서, 상기 전력 계산부의 신호 전력 계산은

   상기 채널 상태 검출부의 주파수축 보간부에서 출력되는 채널 추정값을 이용하여 각기 수신된 액티브 캐리어의 전력을 계산함을 특징으로 하는 COFDM 복조 장치.
5. 제 1 항에 있어서, 상기 전력 계산부의 잡음 전력 계산은

   수신된 파일롯 캐리어를 시간축으로 보간을 한 후 시간축상에서 각각의 보간된 데이터의 차이를 구하고 이를 평균화하여 잡음 전력을 구한 후, 구한 잡음 전력의 값을 바로 앞뒤의 잡음 전력과 동일하게 계산하여 모든 액티브 캐리어의 잡음 전력을 계산함을 특징으로 하는 COFDM 복조 장치.
6. 제 1 항에 있어서, 상기 전력 계산부의 잡음 전력 계산은

   시간축과 주파수축 보간을 모두 수행한 후 주파수축상에서 각 캐리어의 차에 대해 평균을 취하여 모든 액티브 캐리어의 잡음 전력을 구함을 특징으로 하는 COFDM 복조 장치.
7. 제 1 항에 있어서, 상기 디시젼 및 양자화부는

   입력된 신호대 잡음비의 값과 영역 검출부의 출력값의 곱의 차이가 클수록 1이나 0으로 가중치를 많이 주어 양자화를 수행함을 특징으로 하는 COFDM 복조 장치.