WO2002095976A1 - Procedimiento para la sincronizacion en el enlace descendente de multiples usuarios en un sistema de transmision punto a multipunto con modulacion ofdm - Google Patents

Procedimiento para la sincronizacion en el enlace descendente de multiples usuarios en un sistema de transmision punto a multipunto con modulacion ofdm Download PDF

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Juan Carlos Riveiro Insua
Salvador Iranzo Molinero
Nils Hakan Fouren
Francisco Javier Jimenez Marquina
Jorge Vicente Blasco Claret
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Definitions

  • the invention belongs to the telecommunications sector, and more specifically it is applicable in bidirectional communication between a header and a plurality of users to perform the synchronization of the downstream channel, determined by the link from the header with the users, using the power grid as a means of transmission, so that it can offer multiple services to users.
  • the object of the present invention is to provide a new, highly secure time and frequency synchronization procedure for the downstream channel through the power grid so as to avoid the problems inherent in the large amount of noise and frequency selectivity. These are typical problems that occur in the transmission of data through the electrical network, and therefore it avoids causing false indications of synchronism in the downstream channel.
  • the receivers of the multiple users are synchronized at the frequency used in the header transmitter, from the signal received by the downlink.
  • the receiver of each user knows from among all the samples obtained, after sampling the received signal, which belong to the same symbol, that is, each user receiver knows the beginning of each symbol .
  • the invention has been specially designed to synchronize the multiple users of the system specified in Spanish patent application n ⁇ 200003024 referring to "a system and procedure for digital transmission of point-to-point data on the power grid ".
  • frequency synchronization is carried out by estimating the error in the sampling frequency of the analog / digital converters provided in each of the users' receivers, which differs substantially from what is known in the state of the art.
  • the invention comprises sending synchronized sequences interspersed in the rest. of the information that is sent through the descending channel, which is determined by a link from the header with the users; and it is characterized in that the method comprises generating the synchronization sequences by means of two identical synchronism symbols, which are periodically transmitted from the header equipment by the downlink to all the user equipment, which detects said synchronism sequences in reception.
  • the detection of the synchronization sequences is carried out by maximizing the maximum likelihood criterion that is conventionally known, but with the particularity that the temporal synchronization is carried out from the calculation of the maximum correlation of the samples of two symbols of the received sequence, this maximum being determined as the midpoint of the flat area of the correlation peak, whose size in number of samples is equal to the number of samples of cyclic prefix (prefix that is conventionally added for avoid interferences between symbols) without interference between symbols (ISI) and the frequency synchronization is made from the calculation of the angle of that correlation at the moment determined as maximum correlation.
  • the correlation maximum is calculated by detecting the correlation peaks that exceed a previously defined threshold on the power of the received signal, taking as a value of this maximum the midpoint of the flat area of the correlation peak whose size in number of samples is equal to the number of cyclic prefix samples without ISI, the value of said threshold being set at a value that minimizes the likelihood of synchronization acquisition due to a false alarm (usually due to impulse noises that affect network transmission electric); and calculating the ⁇ (m) correlation using the following algorithm:
  • the power can be calculated as the squared module of the samples received by the equipment.
  • the method of the invention comprises performing the calculation of the correlation and power iteratively.
  • the correlation calculated iteratively is referenced by P (d) and the power calculated iteratively is referenced by R (d), where d is the moment of calculation of the correlation.
  • the samples are stored in the receiver obtained and in addition are preferably stored produc ⁇ partial cough; performing the iterative calculation of the correlation P (d) using the following algorithm:
  • the calculation of the correlation iteratively consists in adding the product of the current sample and the complex conjugate of the sample received N + L samples to the correlation value calculated for the previous sample, and subtracting the result the product of the sample received N samples before and the complex conjugate of the sample received 2N + L. samples before Similarly, the iterative calculation of the power consists in adding the square of the sample to the power value calculated for the previous sample current, to which the square of the received sample is subtracted N samples before.
  • the method of the invention provides for the use of only the real part of the correlation to simplify its calculation, since the real part is predominant over the imaginary one, as long as the frequency error is less than a certain threshold.
  • the process of the invention performs the detection of the synchronism sequence by comparing the correlation value with the power value multiplied by a threshold value C, to minimize the probability of the acquisition of synchronism due to impulse noises; so that the synchronism sequence and the optimal sampling moment are detected when the condition is given that the correlation module is greater than or equal to the threshold previously commented on by the value of the power obtained.
  • the two identical symbols of the synchronism sequence are constituted by fixed and / or pseudorandom information, information that is sent on the carriers of these synchronism symbols and which is known, in reception.
  • Both the synchronization of the sampling frequency and the synchronization in time at the receivers comprise an acquisition stage and a monitoring stage; including the acquisition stage, the search for a specific number of synchronization sequences, so that once this determined number of sequences is properly detected, they are validated and a thick correction of the frequency error is performed, then the procedure is passed to the stage of follow up.
  • the procedure comprises a phase in which the detection of a synchronism sequence is expected by the receiver, and from it a certain number of synchronism sequences are expected to arrive, spaced a certain number of samples, since the transmitter is periodically transmitting synchronization sequences; all this before moving on to the monitoring stage, to reduce the probability of acquiring synchronism due to a false alarm.
  • the procedure After the acquisition of the temporal synchronism, the procedure comprises a phase of monitoring the temporal synchronism, in which the synchronism sequences transmitted by the downlink to the users are still detected, and in which an account of the number of sequences is not carried out. received, which in case of exceeding a certain established limit causes the return to the temporary acquisition phase.
  • the method of the invention comprises a phase in which the moment at which the OFDM symbol begins is modified. This modification is made by varying the set of samples that are applied to a stage of transformation to the frequency domain, which conventionally It is provided to you in the receivers of the users, which can cause a lag or rotation in the constellations demodulated by the users, so the procedure comprises a step of correcting said lag. This correction is made in the equalization that is conventionally performed in the receivers, for which preferably, equalization sequences are transmitted after the synchronization sequences.
  • the method of the invention provides for the possibility of suppressing the acquisition phase of the frequency synchronism in the case where the oscillator used in the analog / digital converter of the receiver to obtain the sampling frequency is sufficiently accurate.
  • the acquisition stage of the frequency synchronism it should be noted that this is carried out after the acquisition stage of the temporal synchronism, and includes the estimation of the error in the sampling frequency, from the angle of the correlation according to the following algorithm:
  • M is the interpolation factor of the interpolator module that conventionally includes the header transmitter and the decimation factor of the decimation module that conventionally include the users' receivers, f the carrier frequency, f the sampling frequency and ⁇ f s the error of said frequency; and all this in such a way that the correlation angle is calculated at the optimum moment by means of the arc tangent of the ratio of the imaginary part and the real part, so that from the previous relationship ⁇ fs is obtained taking the situated moment as the optimum in the middle of the flat maximum zone of the metric, and repeating these steps iteratively until the estimation of the sampling frequency error is lower Than a certain threshold.
  • the frequency synchronism tracking stage comprises using a rotor to compensate for the rotation of the constellation in each carrier, or continuing to correct the frequency error with a corrective element, or use both forms of tracking simultaneously.
  • this consists in multiplying the signal received by a rotor that compensates for the rotation of the constellation in each carrier in the frequency domain, calculating the value of the rotor by the calculation of the speed of rotation of the constellation in each carrier.
  • the procedure includes the transmission by the downlink of a "grid", which consists in the fact that certain carriers of the symbols after the synchronization sequence are sent with a fixed modulation (preferably one with low signal-to-noise ratio needs for demodulation).
  • the position of the grid carriers can be modified, so that after a certain period of time all carriers have been forced to use the fixed modulation (that is, they will have been forced to be a grid).
  • the information sent by the carriers is not known a priori by the users, whether or not these users are the recipients of the information sent. From the maximum rotation in the carrier, the maximum period between consecutive measurements of the angle rotated in each carrier is set more frequently, so that the measurement of this angle is achieved without overflows.
  • N ⁇ the maximum number of symbols between two consecutive measures of the angle in one
  • N. is the number of carriers belonging to the grid in the symbol i, so that after N ⁇ symbols a new measurement of the rotation speed is obtained in each of the carriers of the system.
  • the header team continues to use the carriers that are being used as a grid to transmit the information they want (as in the rest of the carriers), but with the particularity that the modulation set in them uses.
  • the users both the destination of the information sent in the grid carriers and the rest, know the modulation used in the carriers and can retrieve the information, using this reception to estimate the speed of rotation in the carriers of the grid.
  • the user equipment demodulates the information sent by the grid carriers (since they know the modulation used in them, whether it is destiny or not) and estimates the company angular deviation ⁇ Rando the point of the constellation received with the point of the constellation that he estimates was transmitted.
  • the second way to perform frequency tracking involves estimating the frequency error by measuring the angle rotated by the constellation of each of the carriers in a symbol, and correcting this error by the frequency corrective element, this measurement being equivalent to correlation angle.
  • the described procedure allows the synchronization in time and frequency of the downlink to be performed safely in the transmission of data over the electricity network.
  • FIGURES Figure la.- Shows the final part of the functional block diagram of the header transmitter by means of which the synchronism sequences and the data are sent according to the method of the invention. The rest of the transmitter has been omitted because it is not necessary for the understanding of the invention.
  • Figure 2 ⁇ Shows the initial part of the receivers of the users that detect the synchronization sequences by the down channel, to perform the synchronization of the receivers according to the method of the invention, using a VCXO to perform the frequency correction.
  • Figure 33 Shows another possible embodiment for synchronizing the receivers according to the method of the invention using a retractor element together with its filters to perform frequency correction.
  • Figure 4 ⁇ Shows a graphic representation of a typical example of correlation and power multiplied by a threshold of the samples obtained at the receptors. This figure clearly shows that the maximum correlation is maintained for several samples obtained at the receiver.
  • Figure 5 ⁇ .- Shows an example of the synchronism sequence sent by the downlink, which is composed of two identical OFDM symbols, and that each S symbols are sent periodically by the downlink.
  • Figure 63.- Shows the way in which the calculation of the correlation and the power is made from the samples that arrive at the receiver through circular buffers.
  • Figure 73 Shows a block diagram of a possible example of embodiment by means of which the calculation of the power and the correlation is made from the samples that arrive at that moment to the receiver; according to the process of the invention.
  • Figure 8 ⁇ Shows a graph of the rotation that occurs in the reception of a QPSK constellation due to the difference in samples between the beginning of the symbol and the sample taken as such by the receiver.
  • the invention is applicable in bidirectional communication through the electrical network between a header and a plurality of users, and is intended to provide a method that enables synchronization in one.
  • point-to-multipoint system with frequency orthogonal division multiplexing modulation (OFDM) such as that described in Spanish patent application number 200003024.
  • the header transmitter performs a translation of the signals to be sent from the frequency domain to the time domain, which is done through a module 1 that performs the inverse of the discrete Fourier transform (IDFT).
  • IDFT discrete Fourier transform
  • the symbols OFDM orthogonal frequency division multiplexing modulation
  • the IDFT output is separated into a phase I signal (for example, the actual part of the output) and quadrature signal Q (the imaginary part), which are applied to a cyclic prefix generator 2 that adds a cyclic prefix to each OFDM symbol to avoid interference between symbols and to absorb possible echoes by the reception of the signal by multiple paths, as is done conventionally with this modulation.
  • the signal is then introduced into an IQ 4 modulator (in phase and quadrature) prior to passing through an interpolator 3 with interpolation factor M.
  • phase and quadrature modulated signal is applied to an adder 5 whose output is delivered to a digital / analog converter 6 that connects with certain analog components (separator, amplifiers and filters) that allow the signal to be introduced into the mains, through which the signals are sent to the different users, whose receivers take the signal from the network (thanks to a separator and analog filters) and pass this signal to an analog / digital converter 7 whose output is applied to a demodulator IQ 8 which delivers the signals in phase and quadrature (I and Q) to a decimator 9 of order M through a low pass filter 10, and then delivered to a cyclic prefix extractor 11 through a resampling filter 12 (in case of using the resampler implementation), the translation of the time domain to the frequency domain is then carried out by the module 13 that performs the discrete transform Fourier (DFT).
  • DFT discrete transform Fourier
  • the sampling frequency f s of the converter 6 does not correspond exactly with the sampling frequency of the converter 7.
  • the sampling frequency of the receiver will be f s + ⁇ f s , with ⁇ f s being the frequency variation caused by said difference between the oscillators of the different equipment.
  • the sampling frequency error causes the constellation of each of the modulation carriers to rotate symbol by symbol.
  • errors in the sampling frequency can in turn cause attenuation and noise in the system, so it is necessary to correct this error by synchronizing the receivers, to ensure that the sampling frequency of the converters 7 of users is equal to that of converter 6.
  • phase error 0 in the sinuses used to perform the IQ demodulation carried out in the demodulators 8.
  • the phase error results in a constant rotation in the constellation of each carrier and consequently It can be corrected by an equalizer, so no specific correction of this error at the synchronization level is necessary.
  • the method of the invention comprises the generation of the synchronism sequences by means of two identical synchronism symbols 16 that are periodically transmitted from the header transmitter to the users' receivers.
  • the two identical synchronism symbols are used to simultaneously estimate the error in the sampling frequency and the start of each reception symbol.
  • the information transmitted in the carriers, used in both synchronism symbols, can be fixed or a pseudorandom sequence, but it must always be the same in both symbols and known to the receiver.
  • For synchronization of the receivers is necessary, first, to detect synchronization sequence, to which the control module synchro ⁇ tion 15 applies the maximum likelihood in the samples obtained at the output of the decimator 9. This criterion is known in the state of the art in other applications, and is defined by the following algorithm:
  • ⁇ esil iinnssttaannttee ddee mmuueessttrreeoo
  • the cosine is maximum when:
  • M being the interpolation and decimation factor used before and after the converters in transmission and reception, respectively, and f the frequency of the digital carrier.
  • the frequency error ⁇ f s can be easily cleared from the previous equation once the other factors in the equation are known.
  • the synchronization sequences composed of two identical synchronism symbols 16, are spaced a fixed amount of time to increase robustness and reduce the probability of synchronism detection due to impulse noises, so that the receiver can initiate its synchronization at any time at From this sequence.
  • figure 4 an example can be seen in which the periodic sending of two equal synchronization symbols 16 sent each "S" symbols is represented.
  • the method of the invention uses the metric discussed above in which at the optimum moment, the correlation ( ⁇ value) and the power (value of - ⁇ ,) have the same value, and consequently the signal strength is used as a threshold to determine the maximum correlation.
  • > C. ⁇ ⁇ the maximum correlation is sought.
  • the threshold C has been set trying to minimize the probability of detection of synchronisms due to impulse noises.
  • the correlation theoretically does not have a single maximum, but is a peak with a plateau, as shown in Figure 3. This plateau is as wide as interference free samples between symbols (ISI) in the cyclic prefix.
  • the form used for the detection of the peaks is to take the central sample of the plateau as an optimal point of temporal synchronization.
  • the correlation is calculated iteratively, for which the synchronization control module 15 has a circular buffer 17 of length N in which the product of the current sample is stored by the sample that arrived N + L previously conjugated samples, the current instant being represented in figure 6 as the vertical line
  • the power calculation can also be performed iteratively following a process equivalent to that presented for correlation.
  • the calculated power is multiplied by the threshold C in the multiplier 23 and the result of this multiplication passes to a comparator 24 that compares this result with the value of the correlation obtained, so that by means of a peak detector 25 the peaks of the synchronism shown in Figure 3, and from the correlation of the detected peak, the angle of the metric consisting of the calculation of the arc tangent is calculated preferably by means of a CORDIC circuit 26.
  • the receiver waits for the detection of a synchronism sequence according to the indicated procedure, and once detected, expects a certain number of symbols afterwards, S, another sequence arrives of synchronism
  • this other synchronization sequence In the case where the arrival of this other synchronization sequence does not occur, it returns to the initial state. On the contrary, when the first two synchronization sequences have been detected correctly, another synchronism sequence is expected again, and so on a certain number of synchronization sequences are detected, at which point it is assumed that the synchronism symbols Detected really are. If it is not detected in a range of samples in which a sequence of synchronization symbols is detected, it is returned to the initial state. If any sequence of synchronism symbols is detected outside the expected range, it is ignored.
  • the receivers have a high quality oscillator, and therefore precise, to provide the sampling frequency, in which case the frequency acquisition stage is not necessary .
  • the frequency acquisition stage is not necessary .
  • to calculate the metrics to be maximized only the real part of the correlation is used, since practically the imaginary part is null, so its calculation is not necessary.
  • the oscillator that provides the sampling frequency is not very precise, and once the temporal synchronism has been acquired, with each synchronization sequence the error in the produced frequency is estimated and corrected by a frequency corrective element consisting of a VCXO 28, which in an implementation can be used as a reception oscillator instead of a fixed oscillator such as 28a, or in a resampler element 27 and the resampling filters 12 explained below.
  • a frequency corrective element consisting of a VCXO 28, which in an implementation can be used as a reception oscillator instead of a fixed oscillator such as 28a, or in a resampler element 27 and the resampling filters 12 explained below.
  • the angle of the preferred correlation is calculated. by means of a CORDIC 26 or similar circuit previously mentioned, which performs the arc tangent of the quotient of the imaginary and real part of the correlation. Once the angle of correlation is known, zlf s is calculated by clearing it from equation (A), as commented
  • the sampling frequency correction of the analog / digital converter 7 is carried out by a voltage controlled oscillator 28 which is governed by the synchronization control module 15 from the calculations made, to achieve the frequency of adequate sampling
  • the frequency corrector element is constituted by a retractor 27 which is applied to the IQ demodulator 8.
  • resampling filters 12 are necessary to adapt the resampled signal before extracting the cyclic prefix. These filters are not necessary if another method of coarse correction of the frequency error is applied, such as the use of the VCXO 28, that is, the voltage controlled oscillator to generate the reception sampling frequency.
  • the position of the sample is shown with a star without error, by means of a circle the point of the constellation (rotated) after ten symbols, and by a cross the observable one after fifty symbols. Therefore, if the residual error is not corrected, there will come a time when the constellation points go to the next quadrant and are misinterpreted on reception as a point sent in another quadrant.
  • a rotor in the frequency domain included in the equalization module is used. Additionally, the sampling frequency error can be estimated from the rotor and this estimate can be used as input to the frequency corrective element, be it a resampler 27 plus its filters 12 or a VCXO 28. The estimate made by means of the rotor it is more precise than the one obtained by means of the arc tangent, as it appears in the previous points.
  • the rotation speed of the constellation of each carrier in the frequency domain must be calculated, and once calculated, this rotation is compensated for each received symbol.
  • the variation in the frequency response of the power grid is not significant during the time of a score of symbols (thanks to the symbol time chosen in the system design), so it can be assumed that for some time the rotation that is produced in the carriers is due only to the residual error in estimating the sampling frequency, and not to the changes in the response of the channel. It is why, according to an embodiment of the invention, it has been assumed that in sixteen symbols the effect of the channel on the rotated angle is despre ⁇ Ciable against the rotated angle due to the sampling frequency error. With this approach, it can be demonstrated that the rotation of the k-th carrier phase from symbol to symbol due to the sampling frequency error is defined by:
  • f S is the nominal sampling frequency, ⁇ f c or the error in the sampling frequency, N the number of samples of the symbol, f c the frequency used for IQ modulation,
  • M the decimating factor of tithers 9 and L the number of samples of the cyclic prefix.
  • the procedure includes the transmission by the downlink of a "grid", which consists in the fact that certain carriers of the symbols after the synchronization sequence are sent with a fixed modulation (preferably one with low signal to noise needs for demodulation).
  • the position of the grid carriers can be modified, so that after a certain period of time all carriers will have been forced to use the fixed modulation (that is, they will have been forced to be a grid).
  • the information sent by the carriers is not known by the users, whether or not these users are the recipients of the information sent.
  • the period is fixed maximum between two consecutive measurements of the angle rotated in each carrier so that the rotation speed in each carrier can be estimated without overlapping or overflowing, which is achieved when the phase difference between two consecutive measures of the angle rotated in the carrier same carrier is less than 180 ° ( ⁇ radians).
  • this period can be calculated as:
  • the value f ma ⁇ error can be obtained from the formula of the rotated angle of the k-th carrier from symbol to symbol, so that:
  • T symbol being N ⁇ the maximum number of symbols between two consecutive measures of the angle in a given carrier, so that the grid can be distributed over the N carriers of the system demanding that the number of grid carriers per symbol be multiplied by multiplied by the number of grid symbols in a measurement period (whose value will be less than or equal to N ⁇ ) must be equal to the number of system carriers, N.
  • Two possible implementations of the grid distribution consist of forcing all the carriers to be carriers of the grid in a symbol or distribute them in the symbols of the period up to a maximum of N / N ⁇ carriers; in order that in a maximum of N_ symbols the measurement of the angle rotated in all the carriers has been carried out and so that after N ⁇ symbols a new measurement process is carried out again.
  • the header team continues to use the carriers that are being used as a grid to transmit the information you want (as in the rest of the carriers), but with the particularity that you are required to use the modulation set in them. Users, both the destination of the information sent in the grid carriers and the rest, know the modulation used in the carriers and can retrieve the information, using this reception to estimate the speed of rotation in the carriers of the grid.
  • the user equipment demodulates the information sent by the grid carriers (since it knows the modulation that was used in them, whether it is the destination or not) and estimates the angular deviation by comparing the point of the constellation received. with the point of the constellation that had to be sent. Making the difference between this angle and the one previously calculated a number of symbols before (depending on the grid configuration parameters) and dividing by the number of symbols between both measurements, an estimate of the constellation rotation speed is obtained in the carrier where the rotated angles were calculated.
  • the period is 16 symbols, so that every 16 symbols all carriers will have been used as a grid; if, for example, there were a total of 32 carriers, a grid shape would be to place two carriers as a grid and modify the position symbol by symbol.
  • the header continues to use these carriers to send the information, but modulated with a modulation with low signal to noise needs (for example, QPSK), and the users demodulate the information (regardless of whether they are the destination or not. , since they know it was sent in QPSK).
  • QPSK modulation with low signal to noise needs
  • the QPSK symbols sent in this carrier are first demodulated.
  • the angle formed by the point of the constellation received and the axed axes is subtracted from the angle of the constellation point sent, so that the angular deviation produced in that carrier is known. Every 16 symbols a new angle is calculated for that carrier, so that the difference of the angle just calculated and the one calculated 16 symbols is divided by 16 to know the rotation speed per symbol.
  • This estimate, together with the previous ones, can pass through a low-pass filter to eliminate variations due to sudden channel changes and reduce the effect of noise on the estimate. To accelerate the convergence process, frequency averages of the results of several carriers can be made.
  • the correction by means of the rotor consists in multiplying the signal by a complex exponential in the frequency domain, that is to say at the output of module 13, and more specifically in the equalizer.
  • a complex exponential in the frequency domain, that is to say at the output of module 13, and more specifically in the equalizer.
  • the real part of the complex exponential can be approximated to 1 and the imaginary part to the estimated angle in radians.
  • This average is an estimate of the frequency error that can be used for the fine correction of this frequency error. For this, this estimate would be used. tion as input of the frequency corrector element, be it the resampler 27 with its resampling filters 12 or the VCXO 28, to achieve greater accuracy.
  • the estimation from the correlation angle obtained by the arc tangent is used by means of a circuit suitable for calculating said arc tangent, preferably a CORDIC 26 as previously mentioned.

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Abstract

Aplicable en la comunicación bidireccional a través de la red eléctrica entre una cabecera y una pluralidad de usuarios y permite la sincronización tanto en tiempo como en frecuencia de los múltiples usuarios en un sistema de comunicación multiportadora OFDM (modulación de multiplexación por división ortogonal en frecuencia). Se caracteriza porque comprende generar secuencias de sincronismo mediante dos símbolos de sincronismo idénticos (16), que se transmiten periódicamente desde el equipo de cabecera por el enlace descendente a los usuarios, para estimar y corregir la frecuencia de muestreo y simultáneamente estimar el momento en que comienza cada símbolo OFDM de forma que las muestras de la señal recibida por cada uno de los usuarios coinciden con las utilizadas en la transmisión.

Description

PROCEDIMIENTO PARA LA SINCRONIZACIÓN EN EL ENLACE DESCENDENTE DE MÚLTIPLES USUARIOS EN UN SISTEMA DE TRANSMISIÓN PUNTO A MULTIPUNTO CON MODULACIÓN OFDM
CAMPO TÉCNICO DE LA INVENCIÓN La invención pertenece al sector de las telecomunicaciones, y más concretamente es aplicable en la comunicación bidireccional entre una cabecera y una pluralidad de usuarios para realizar la sincronización del canal descendente, determinado pot el enlace desde la cabecera con los usuarios, empleando como medio de transmisión la red eléctrica, de modo que por ella se puedan ofrecer múltiples servicios a los usuarios .
OBJETO DE LA INVENCIÓN La presente invención tiene por objeto proporcionar un nuevo procedimiento altamente sequro de sincronización en tiempo y frecuencia para el canal descendente a través de la red eléctrica de forma que evita los problemas inherentes a la gran cantidad de ruido y a la selectividad en frecuencia que son problemas típicos que se producen en la transmisión de datos a través de la red eléctrica, y por tanto se evita que se provoquen falsas indicaciones de sincronismo en el canal descendente.
Mediante el procedimiento de la invención los receptores de los múltiples usuarios se sincronizan a la frecuencia utilizada en el emisor de cabecera, a partir de la señal recibida por el enlace descendente. Además, mediante el procedimiento que nos ocupa, el receptor de cada usuario sabe de entre todas las muestras obtenidas, tras el muestreo de la señal recibida, cuáles pertenecen a un mismo símbolo, es decir, cada receptor de usuario conoce el comienzo de cada símbolo.
La invención ha sido especialmente concebida para realizar la sincronización de los múltiples usuarios del sistema especificado en la solicitud de patente española nδ 200003024 referente a "un sistema y procedimiento de transmisión digital de datos punto a ultipunto sobre red eléctrica".
ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN En el estado de la técnica son conocidos múltiples métodos de sincronización de señales OFDM, pero ninguno de ellos resulta ser altamente seguro para evitar falsas indicaciones de sincronismo en sistemas punto a multipunto en los que el medio de transmisión empleado es la red eléctrica. Como es sabido el empleo de la red eléctrica como medio de transmisión es problemático, ya que la conexión-desconexión de diferentes aparatos en la red producen picos de tensión y variaciones de impedancia en la línea, de manera que la respuesta del canal varia en el tiempo.
Entre los métodos de sincronización conocidos cabe destacar el descrito en la patente USA 5732113 en la que se específica un procedimiento de sincronización temporal que utiliza un sólo símbolo de sincronismo con dos mitades iguales, de manera que para realizar la sincronización se utiliza un número menor de muestras que en la solución propuesta en la presente invención, por lo que los ruidos impulsivos, tan usuales en la red eléctrica, afectan en mayor medida a la sincronización, ya que por definición son ruidos puntuales que afectan a un pequeño número de muestras, y por tanto afectarán más a este proceso que a la solución propuesta mediante la presente invención, por lo que el método del empleo de un sólo símbolo de sincronismo no es deseable en un sistema de transmisión a través de la red eléctrica.
También cabe señalar que el empleo de un único símbolo de sincronismo determina que en el cálculo o estimación del sincronismo exista una mayor varianza al emplearse un número menor de muestras para realizar la sincronización. El concepto de utilizar dos símbolos iguales fue publicado por P. Moose en "A technique for orthogonal frequency división multiplexing frequency offset corree- tion. IEEE Trans. on commun., bol. 2, pp.2908-2914, October 1994", pero estos símbolos jamás han sido utilizados para realizar el sincronismo temporal, tal y como sucede en la invención que nos ocupa, sino que los utiliza Moose para estimar el error en frecuencia de traslación analógica.
Por último, es conocido realizar la sincroni- zación en frecuencia mediante el arcotangente de la correlación para corregir el error en la frecuencia de traslación analógica, tal y como por ejemplo se describe en la patente USA 5732113 o en el propio artículo de Moose. En el caso de la invención que nos ocupa, la sincronización en frecuencia se efectúa mediante la estimación del error en la frecuencia de muestreo de los convertidores analógico/- digitales previstos en cada uno de los receptores de los usuarios, lo que difiere sustancialmente respecto a lo conocido en el estado de la técnica. DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN
Para conseguir realizar la sincronización en frecuencia y tiempo a través del canal descendente de múltiples usuarios en un sistema de transmisión punto a multipunto con modulación OFDM a través de la red eléctri- ca, la invención comprende el envío de secuencias de sincronismo intercaladas en el resto de la información que se envían a través del canal descendente, el cual está determinado por un enlace desde la cabecera con los usuarios; y se caracteriza porque el procedimiento compren- de generar las secuencias de sincronismo mediante dos símbolos de sincronismo idénticos, que se transmiten periódicamente desde el equipo de cabecera por el enlace descendente a todos los equipos de usuario, los cuales detectan en recepción dichas secuencias de sincronismo, y a partir de ellas estiman y corrigen la frecuencia de muestreo de los convertidores analógico/digitales previstos en los receptores de los usuarios o bien realizan un proceso de remuestreo de la señal digital (sincronización en frecuencia) y simultáneamente estiman el momento en que comienza cada símbolo OFDM (sincronismo temporal).
La detección de las secuencias de sincronismo, según el procedimiento de la invención, se efectúa mediante el maximizado del criterio de máxima verosimilitud que es conocido convencionalmente, pero con la particularidad de que la sincronización temporal se efectúa a partir del cálculo del máximo de la correlación de las muestras de dos símbolos de la secuencia recibida, siendo este máximo determinado como el punto medio de la zona plana del pico de correlación, cuyo tamaño en número de muestras es igual al número de muestras de prefijo cíclico (prefijo que se añade convencionalmente para evitar interferencias entre símbolos) sin interferencia entre símbolos (ISI) y la sincronización de frecuencia se realiza a partir del cálculo del ángulo de esa correlación en el instante determinado como máximo de correlación.
El máximo de la correlación se calcula mediante la detección de los picos de correlación que sobrepasan un umbral previamente definido sobre la potencia de la señal recibida, tomando como valor de este máximo el punto medio de la zona plana del pico de la correlación cuyo tamaño en número de muestras es igual al número de muestras de prefijo cíclico sin ISI, fijándose el valor de dicho umbral en un valor que minimiza la probabilidad de adquisición de sincronismo debida a una falsa alarma (normalmente por los ruidos impulsivos que afectan la transmisión por la red eléctrica); y calculándose la correlación γ(m) mediante el siguiente algoritmo:
Figure imgf000006_0001
siendo m el instante de cálculo de la correlación, r(k) la muestra recibida en el instante k, r*(k+n) la compleja conjugada de la muestra recibida en el instante k+n, 1=N y n=N+L, siendo N el número de muestras de uno de los símbolos de la secuencia de sincronismo y L el número de muestras de prefijo cíclico en un símbolo OFDM. Este algoritmo de la correlación es la correlación matemática de dos intervalos de N muestras separados N+L muestras de la señal recibida. Y calculándose la potencia mediante el algoritmo siguiente:
Figure imgf000007_0001
esto es, la potencia puede calcularse como el módulo al cuadrado de las muestras recibidas por el equipo.
El procedimiento de la invención comprende la realización del cálculo de la correlación y potencia de forma iterativa. En este caso la correlación calculada de forma iterativa se referencia mediante P(d) y la potencia calculada en forma iterativa se referencia mediante R(d), donde d es el instante de cálculo de la correlación. En este caso se almacenan las muestras obtenidas en el receptor y además se almacenan preferentemente los produc¬ tos parciales; realizándose el cálculo iterativo de la correlación P(d) mediante el algoritmo siguiente:
P(d) = P (d-l)+(rdr*d.(N+L))-(r d-N r*d-(N*L)-N)
Y el cálculo de la potencia R(d) mediante el algoritmo siguiente:
Figure imgf000007_0002
en donde rd es*la muestra actual, rd.N la muestra que llegó al receptor N muestras antes, N es el número de muestras de uno de los símbolos de la secuencia de sincronismo; r* d,(N+L) la compleja conjugada de la muestra que llegó hace N+L muestras, y r*d_(N+ü_N la compleja conjugada de la muestra que llegó hace 2N+L muestras, donde L es el número de muestras de prefijo cíclico de un símbolo OFDM. Por tanto el cálculo de la correlación de forma iterativa consiste en sumar al valor de correlación calculado para la muestra anterior el producto de la muestra actual y la compleja conjugada de la muestra recibida N+L muestras antes, y restarle a su resultado el producto de la muestra recibida N muestras antes y la compleja conjugada de la muestra recibida 2N+L muestras antes. De forma similar, el cálculo iterativo de la potencia consiste en sumar al valor de potencia calculado para la muestra anterior el cuadrado de la muestra actual, al que se resta el cuadrado de la muestra recibida N muestras antes .
El procedimiento de la invención prevé la utilización únicamente de la parte real de la correlación para simplificar su cálculo, puesto que la parte real es predominante sobre la imaginaria, siempre y cuando el error en frecuencia sea menor que un cierto umbral.
El procedimiento de la invención realiza la detección de la secuencia de sincronismo mediante la comparación del valor de correlación con el valor de potencia multiplicada por un valor umbral C, para minimizar la probabilidad de la adquisición de sincronismo debido a ruidos impulsivos; de manera que se detecta la secuencia de sincronismo y el momento óptimo de muestreo cuando se da la condición de que el módulo de la correlación sea mayor o igual que el umbral anteriormente comentado por el valor de la potencia obtenido.
Los dos símbolos idénticos de la secuencia de sincronismo están constituidos por información fija y/o pseudoaleatoria, información que se envía en las portadoras de estos símbolos de sincronismo y que es conocida, en recepción.
Tanto la sincronización de la frecuencia de muestreo como la sincronización en el tiempo en los receptores, comprende una etapa de adquisición y una etapa de seguimiento; incluyendo la etapa de adquisición la búsqueda de un número determinado de secuencias de sincronismo, de manera que una vez detectadas adecuadamente este número determinado de secuencias, se validan y se realiza una corrección gruesa del error de frecuencia, pasando a continuación el procedimiento a la etapa de seguimiento.
Referente a la adquisición del sincronismo temporal, el procedimiento comprende una fase en la que se espera la detección de una secuencia de sincronismo por parte del receptor, y a partir de ella se espera a que llegue un determinado número de secuencias de sincronismo más, espaciadas un determinado número de muestras, puesto que el emisor está periódicamente transmitiendo secuencias de sincronismo; todo ello antes de pasar a la etapa de seguimiento, para reducir la probabilidad de adquisición de sincronismo debida a una falsa alarma.
Tras la adquisición del sincronismo temporal, el procedimiento comprende una fase de seguimiento del sincronismo temporal, en la que se siguen detectando las secuencias de sincronismo transmitidas por el enlace descendente hacia los usuarios, y en la que se realiza una cuenta del número de secuencias no recibidas, que en el caso de superar un cierto límite establecido provoca la vuelta a la fase de adquisición temporal.
Cada vez que llega una secuencia de sincronis- mo en la fase de seguimiento del sincronismo temporal, el procedimiento de la invención comprende una fase en la que se modifica el instante en que comienza el símbolo OFDM. Esta modificación se realiza mediante la variación del conjunto de muestras que se aplican a una etapa de trans- formación al dominio de la frecuencia, que convencionalmen- te está prevista en los receptores de los usuarios, lo que puede producir un desfase o rotación en las constelaciones demoduladas por los usuarios, por lo que el procedimiento comprende una etapa de corrección de dicho desfase. Esta corrección se efectúa en la ecualización que convencional- mente se realiza en los receptores, para lo que preferentemente, se transmiten secuencias de ecualización tras las secuencias de sincronismo.
El procedimiento de la invención prevé la posibilidad de suprimir la fase de adquisición del sincronismo de frecuencia para el caso en el que el oscilador empleado en el convertidor análogico/digital del receptor para obtener la frecuencia de muestreo, sea suficientemente preciso. Referente a la etapa de adquisición del sincronismo de frecuencia, cabe señalar que ésta se realiza tras la etapa de adquisición del sincronismo temporal, y comprende la estimación del error en la frecuencia de muestreo, a partir del ángulo de la correlación según el siguiente algoritmo:
Figure imgf000010_0001
siendo M el factor de interpolación del módulo interpolador que convencionalmente incluye el transmisor de cabecera y el factor de diezmado del módulo de diezmado que convencionalmente incluyen los receptores de los usuarios, f la frecuencia de la portadora, f la frecuencia de muestreo y Δfs el error de dicha frecuencia; y todo ello de manera que el ángulo de correlación se calcula en el instante óptimo mediante el arcotangente de la razón de la parte imaginaria y la parte real, con lo que a partir de la relación anterior se obtiene Δfs tomando como el instante óptimo el situado en medio de la zona plana de máximos de la métrica, y repitiéndose estos pasos iterativamente hasta que la estimación del error de frecuencia de muestreo sea menor que un cierto umbral.
Por otro lado la etapa de seguimiento del sincronismo en frecuencia comprende utilizar un rotor para compensar la rotación de la constelación en cada portadora, o seguir corrigiendo el error en frecuencia con un elemento corrector, o bien utilizar ambas formas de seguimiento simultáneamente .
Respecto a la primera forma de realizar el seguimiento del sincronismo de frecuencia, cabe señalar que ésta consiste en multiplicar la señal recibida por un rotor que compensa la rotación de la constelación en cada portadora en el dominio de la frecuencia, calculándose el valor del rotor mediante el cálculo de la velocidad de giro de la constelación en cada portadora. Para realizar el cálculo de la velocidad de giro de la constelación en cada portadora, el procedimiento comprende la transmisión por el enlace descendente de una "rejilla", la cual consiste en que ciertas portadoras de los símbolos tras la secuencia de sincronización se envían con una modulación fija (preferentemente una con bajas necesidades de relación señal a ruido para su demodulación) . La posición de las portadoras de la rejilla puede modificarse, de forma que tras cierto periodo de tiempo todas las portadoras han sido obligadas alguna vez a utilizar la modulación fijada (es decir, habrán sido obligadas a ser rejilla) . La información que se envía por las portadoras no es conocida a priori por los usuarios, sean o no estos usuarios los destinatarios de la información enviada. A partir de la rotación máxima en la portadora con mayor frecuencia se fija el periodo máximo entre medidas consecutivas del ángulo girado en cada portadora, de forma que la medida de este ángulo se consigue sin desbordamientos . Denominando Nτ al número máximo de símbolos entre dos medidas consecutivas del ángulo en una determinada portadora, la rejilla puede distribuirse sobre las N portadoras del sistema, exigiendo que todas las portadoras pertenezcan a la rejilla una vez durante los Nτ símbolos y que: Í , = JV es decir, que el sumatorio durante Nτ símbolos del número de portadoras pertenecientes a la rejilla en cada símbolo sea igual al número total de portadoras del sistema. En la ecuación anterior N. es el número de portadoras que pertenece a la rejilla en el símbolo i, de forma que tras Nτ símbolos se obtenga una nueva medida de la velocidad de giro en cada una de las portadoras del sistema.
El equipo de cabecera sigue utilizando las portadoras que están siendo utilizadas como rejilla para transmitir la información que desea (tal y como ocurre en el resto de las portadoras), pero con la particularidad que utiliza la modulación fijada en ellas. Los usuarios, tanto el que es destino de la información enviada en las portado- ras de la rejilla como el restó, conocen la modulación empleada en las portadoras y pueden recuperar la información, utilizando esta recepción para realizar la estimación de la velocidad de giro en las portadoras de la rejilla. El equipo de usuario demodula la información enviada por las portadoras de la rejilla (puesto que conoce la modulación que se usó en ellas, tanto si él es el destino como si no) y estima la desviación angular compa¬ rando el punto de la constelación recibida con el punto de la constelación que estima que se transmitió. Realizando la diferencia entre este ángulo y el calculado Nτ símbolos antes (dependiendo de los parámetros de configuración de la rejilla) y dividiendo por el número de símbolos entre ambas medidas, se obtiene una estimación de la velocidad de giro de la constelación en la portadora donde se calcularon los ángulos rotados. La segunda forma de realizar el seguimiento en frecuencia comprende estimar el error en frecuencia mediante la medida del ángulo girado por la constelación de cada una de las portadoras en un símbolo, y corregir este error mediante el elemento corrector de frecuencia, siendo esta medida equivalente al ángulo de la correlación.
El procedimiento descrito permite realizar el sincronismo en tiempo y frecuencia del enlace descendente de forma segura en la transmisión de datos por la red eléctrica.
A continuación para facilitar una mejor comprensión de esta memoria descriptiva y formando parte integrante de la misma, se acompañan una serie de figuras en las que con carácter ilustrativo y no limitativo se ha representado el objeto de la invención.
BREVE ENUNCIADO DE LAS FIGURAS Figura la.- Muestra la parte final del diagrama de bloques funcional del transmisor de cabecera mediante el cual se envían las secuencias de sincronismo y los datos según el procedimiento de la invención. Se ha omitido el resto del transmisor por no ser necesario para la comprensión de la invención.
Figura 2§.- Muestra la parte inicial de los receptores de los usuarios que detectan las secuencias de sincronismo por el canal descendente, para realizar la sincronización de los receptores según el procedimiento de la invención, utilizando un VCXO para realizar la corrección en frecuencia.
Figura 33.- Muestra otro posible ejemplo de realización para efectuar la sincronización de los receptores según el procedimiento de la invención utilizando un elemento remuestrador junto con sus filtros para realizar la corrección en frecuencia.
Figura 4^.- Muestra una representación gráfica de un ejemplo típico de la correlación y la potencia multiplicada por un umbral de las muestras obtenidas en los receptores. En esta figura se aprecia claramente que el máximo de la correlación se mantiene durante varias muestras obtenidas en el receptor. Figura 5§.- Muestra un ejemplo de la secuencia de sincronismo enviada por el enlace descendente, que se compone de dos símbolos OFDM idénticos, y que se envían periódicamente cada S símbolos por el enlace descendente. Figura 63.- Muestra la forma en que se realiza el cálculo de la correlación y la potencia a partir de las muestras que llegan al receptor mediante buffers circulares.
Figura 73.- Muestra un diagrama de bloques de un posible ejemplo de realización mediante el cual se efectúa el cálculo de la potencia y la correlación a partir de las muestras que llegan en ese momento al receptor; según el procedimiento de la invención.
Figura 8§.- Muestra una gráfica del giro que se produce en la recepción de una constelación QPSK debido a la diferencia en muestras entre el comienzo del símbolo y la muestra tomada como tal por el receptor.
DESCRIPCIÓN DE LA FORMA DE REALIZACIÓN PREFERIDA
A continuación se realiza una descripción de la invención basada en las figuras anteriores . Tal y como ha sido comentado anteriormente, la invención es aplicable en la comunicación bidireccional a través de la red eléctrica entre una cabecera y una pluralidad de usuarios,y tiene por objeto proporcionar un procedimiento que posibilite la sincronización en un. sistema punto a multipunto con modulación de multiplexación por división ortogonal en frecuencia (OFDM),tal como el descrito en la solicitud de patente española número 200003024.
Tal y como es conocido en el estado de la técnica, el transmisor de cabecera realiza 'una traslación de las señales a enviar del dominio de la frecuencia al dominio del tiempo, lo cual se efectúa mediante un módulo 1 que realiza la inversa de la transformada discreta de Fourier (IDFT). A la salida del módulo 1 se obtienen los símbolos OFDM (modulación de multiplexación por división ortogonal en frecuencia) en banda base y en el dominio del tiempo. La salida de la IDFT se separa en señal en fase I (por ejemplo, la parte real de la salida) y señal en cuadratura Q (la parte imaginaria), las cuales se aplican a un generador de prefijo cíclico 2 que añade un prefijo cíclico a cada símbolo OFDM para evitar la interferencia entre símbolos y para absorber los posibles ecos por la recepción de la señal por múltiples caminos, tal y como se efectúa convencionalmente con esta modulación.
Seguidamente la señal se introduce en un modulador IQ 4 (en fase y cuadratura) previo paso por un interpolador 3 con factor de interpolación M.
A continuación la señal modulada en fase y cuadratura se aplica a un sumador 5 cuya salida se entrega a un convertidor digital/analógico 6 que se conecta con ciertos componentes analógicos (separador, amplificadores y filtros) que permiten introducir la señal en la red eléctrica, a través de la cual se envían las señales a los diferentes usuarios, cuyos receptores toman la señal de la red (gracias a un separador y a unos filtros analógicos) y pasan esta señal a un convertidor analógico/digital 7 cuya salida se aplica a un demodulador IQ 8 que entrega las señales en fase y cuadratura (I y Q) a un diezmador 9 de orden M a través de un filtro paso bajo 10, y a continuación se entrega a un extractor de prefijo cíclico 11 a través de un filtro de remuestreo 12 (en caso de utilizar la implementación con remuestreador) , realizándose a continuación la traslación del dominio del tiempo al dominio de la frecuencia mediante el módulo 13 que efectúa la transformada discreta de Fourier (DFT) . En una implementación real existirá un error en frecuencia de muestreo debido a las diferencias existentes entre los osciladores de los equipos 28a ó 28, dependiendo de la implementación de los equipos, por lo que la frecuencia de muestreo fs del convertidor 6 no se corres- ponde exactamente con la frecuencia de muestreo del convertidor 7. Matemáticamente la frecuencia de muestreo del receptor será fs+Δfs, siendo Δfs la variación de frecuencia provocada por dicha diferencia entre los osciladores de los distintos equipos . El error en la frecuencia de muestreo provoca que la constelación de cada una de las portadoras de la modulación rote símbolo a símbolo. Además de este problema, los errores en la frecuencia de muestreo pueden provocar a su vez atenuación y ruido en el sistema, por lo que es necesario corregir este error mediante la sincronización de los receptores, para conseguir que la frecuencia de muestreo de los convertidores 7 de los usuarios sea igual a la del convertidor 6.
Además en una implementación real también existirá un error de fase α 0 en las senoides utilizadas para realizar la demodulación IQ efectuada en los demoduladores 8. En este caso el error de fase da lugar a un giro constante en la constelación de cada portadora y en consecuencia puede ser corregido por un ecualizador, por lo que no es necesaria ninguna corrección específica de este error a nivel de sincronización.
También existe el problema de que los receptores no saben exactamente cuál es la muestra de comienzo de un símbolo OFDM, lo cual representa un problema grave, ya que sin esta información no se conoce exactamente cuántas muestras pertenecen al prefijo cíclico y cuántas deberían introducirse en el bloque 13 que realiza la conversión del dominio del tiempo al dominio de la frecuencia. Si las muestras que se introducen en la DFT 13 contienen muestras de varios símbolos distintos, se produce una degradación significativa de la relación señal a ruido del sistema, lo que genera interferencia entre las portadoras y los símbolos, por lo que es necesario que los receptores de los usuarios conozcan a qué símbolo corresponde cada muestra. Por tanto, es necesario sincronizar en tiempo y frecuencia los receptores de los usuarios, para lo que se envían secuencias de sincronismo desde el transmisor, que son captadas por un módulo de control de sincronización 15, que estima el error en la frecuencia de muestreo y el instante de inicio de los símbolo OFDM a partir de las muestras obtenidas en la salida del dxezmador 9, y todo ello según el procedimiento que a continuación se describe. El procedimiento de la invención comprende la generación de las secuencias de sincronismo mediante dos símbolos de sincronismo idénticos 16 que se transmiten periódicamente desde el transmisor de cabecera hasta los receptores de los usuarios. Los dos símbolos de sincronismo idénticos se utilizan para hacer la estimación simultánea del error en la frecuencia de muestreo y del comienzo de cada símbolo en recepción.
La información transmitida en las portadoras, utilizadas en ambos símbolos de sincronismo, puede ser fija o bien una secuencia pseudoaleatoria, pero siempre ha de ser la misma en ambos símbolos y conocida por el receptor. Para realizar la sincronización de los receptores es necesario, en primer lugar, detectar la secuencia de sincronismo, para lo que el módulo de control de sincro¬ nización 15 aplica el criterio de máxima verosimilitud en las muestras obtenidas a la salida del diezmador 9. Este criterio es conocido en el estado de la técnica en otras aplicaciones, y viene definido por el siguiente algoritmo:
Figure imgf000017_0001
donde θ es esil iinnssttaannttee ddee mmuueessttrreeoo,, εε ==ΔΔf*(Ts+T ) (siendo Ts el tiempo de transmisión y recepción de un símbolo y T el tiempo del prefijo cíclico) la diferencia entre los osciladores de transmisión y recepción multiplicada por la diferencia temporal entre los dos intervalos que se correlan para buscar su similitud, y σ) = _ SM _ = σ) + σn τ SNR + 1 +l-l
Figure imgf000018_0001
donde 1 es el número de muestras de los intervalos cuya similitud buscamos, y n es el número de muestras que se encuentran desfasados. En nuestro caso 1=N y n=N+L, siendo N el núnero de muestras de uno de los símbolos de la secuencia de sincronismo, y L el número de muestras de prefijo cíclico. De esta forma γ es la correlación de dos intervalos de N muestras separados N+L, y i es la potencia de N muestras . La función de máxima verosimilitud tiene el máximo cuando lo es el coseno y el módulo de la correlación
Para la sincronización temporal se utiliza el máximo de la correlación (γ ) . De esta forma es posible obtener el instante óptimo: θ0 t
Para la sincronización en frecuencia, el coseno es máximo cuando:
=~ r( +».
e no es más que un estimador de la frecuencia de offset al trasladar en banda la señal, es decir, un error en frecuencia igual para todos los tonos (portadoras) de la señal. Tomado n=0 en la ecuación anterior se obtiene que Δf <1/ (T s +Tcp), y sustituyendo e por su valor, obtendremos
Figure imgf000019_0001
Este desarrollo presupone que hay traslado en banda analógico y por tanto el desplazamiento es igual en todas las portadoras. Este tipo de error no existe en la invención al no haber traslado en banda de la señal analógica. Sin embargo, existe error en la frecuencia de muestreo, lo que conlleva un desplazamiento en frecuencia distinto en cada uno de los tonos (portadoras) de la señal. Pero, dado que ese desplazamiento es del mismo signo en todos los tonos (portadoras), ε si que sirve como estimador, siendo proporcional a la media de este error. Y en este caso el ángulo de la correlación equivale a:
Figure imgf000019_0002
Siendo M el factor de interpolación y diezmado utilizados antes y después de los conversores en transmisión y recepción, respectivamente, y f la frecuencia de la portadora digital . El error en frecuencia Δfs puede despejarse fácilmente de la anterior ecuación una vez conocidos los demás factores de la ecuación.
Las secuencias de sincronismo compuestas por dos símbolos de sincronismo idénticos 16, están espaciadas una cantidad de tiempo fija para aumentar la robustez y reducir la probabilidad de detección de sincronismo debido a ruidos impulsivos, de manera que el receptor puede iniciar su sincronización en cualquier momento a partir de esta secuencia. En la figura 4 puede observarse un ejemplo en el que se representa el envío periódico de dos símbolos de sincronismo iguales 16 enviados cada "S" símbolos.
Para realizar la detección de la secuencia de sincronismo, el procedimiento de la invención utiliza la métrica comentada anteriormente en la que en el momento óptimo, la correlación (valor de γ) y la potencia (valor de -ξ,) tienen el mismo valor, y en consecuencia se utiliza la potencia de la señal como umbral para determinar el máximo de la correlación. Cuando se dé la condición|γ | >C.¡~ se busca el máximo de la correlación. El umbral C se ha fijado tratando de minimizar la probabilidad de detección de sincronismos debida a ruidos impulsivos. Con la pareja de símbolos de sincronismo iguales 16, la correlación teóricamente no tiene un único máximo, sino que se trata de un pico con una meseta, tal y como se muestra en la figura 3. Esta meseta es tan ancha como muestras libres de interferencia entre símbolos (ISI) haya en el prefijo cíclico. Cualquiera de estas muestras es válida para tomarla como final del símbolo de sincronismo, pues tomar una u otra únicamente afecta provocando un desfase igual para todos los símbolos a la salida de la DFT 13. Este desfase es fácilmente corregible por el ecualizador y no produce degradación en la recepción.
La forma utilizada para la detección de los picos consiste en tomar la muestra central de la meseta como punto óptimo de sincronización temporal.
La correlación se calcula de forma iterativa, para lo que el módulo de control de sincronización 15 cuenta con un buffer circular 17 de longitud N en el que se almacena el producto de la muestra actual por la muestra que llegó N+L muestras antes conjugada, estando el instante actual representado en la figura 6 como la línea vertical
18. Al valor actual de la correlación se le suma este valor y se le resta el que sale del buffer, de manera que se obtiene en la correlación la suma de todas las posicio- nes de memoria. Aparte del buffer 17, para poder realizar el producto anterior, sería necesario almacenar las muestras en un buffer 19 de longitud n=N+L.
La representación matemática de este algoritmo sería: P(d) = P (d-l) + (rdr*d-(N+L))-(rd_Nr*d_(N+L)_N) Para la correlación Siendo P(d) la correlación rd la muestra actual, rd_N la muestra que llegó al receptor N muestras antes y r*d_(N+L) la compleja conjugada de la muestra que llegó al receptor hace N+L muestras, r d_(N+L)_N la compleja conjugada de la muestra que llegó al receptor hace 2N+L muestras.
El cáculo de la potencia también puede realizarse de forma iterativa siguiendo un proceso equivalente al presentado para la correlación. En este caso el algoritmo utilizado sería R(d) = R(d-l)+ |rd|2-|rd_ 2 Para la potencia; siendo R(d) la potencia, rd la muestra actual, y rd_N la muestras que llegó al receptor N muestras antes.
Una posible implementación de estos cálculos se muestra en la figura 7, en la que mediante la rama superior 20 se calcula la potencia según el algoritmo indicado, y en la rama inferior 21 se calcula la correlación según el algoritmo señalado. Para lo que tanto en la rama 20 como en la 21 se incluyen bloques de retardo 22 correspondientes a Z"N, Z~1, z~(N+L), que retrasan su salida el número de muestras que indica su exponente para obtener las fórmulas iterativas anteriores .
La potencia calculada se multiplica por el umbral C en el multiplicador 23 y el resultado de esta multiplicación pasa a un comparador 24 que compara este resultado con el valor de la correlación obtenido, de modo que mediante un detector de pico 25 se detectan los picos del sincronismo representados en la figura 3, y a partir de la correlación del pico detectado se calcula el ángulo de la métrica consistente en el cálculo de la arcotangente preferentemente mediante un circuito CORDIC 26.
Por tanto, para realizar la adquisición del sincronismo temporal, inicialmente el receptor espera la detección de una secuencia de sincronismo según el procedimiento señalado, y una vez detectada espera que un número determinado de símbolos después, S, llegue otra secuencia de sincronismo.
En el caso en el que no se produjese la llegada de esta otra secuencia de sincronismo, se vuelve al estado inicial. Por el contrario, cuando se han detectado las dos primeras secuencias de sincronismo correctamente, se vuelve a esperar otra secuencia de sincronismo, y así sucesivamente se detectan un cierto número de secuencias de sincronización, momento a partir del cual se asume que los símbolos de sincronismo detectados realmente lo son. Si en algún intervalo de muestras en el que se espera detectar una secuencia de símbolos de sincronismo ésta no se detecta, se vuelve al estado inicial. Si se detecta alguna secuencia de símbolos de sincronismo fuera del intervalo esperado, ésta es ignorada.
Respecto a la etapa de adquisición del sincronismo en frecuencia, cabe la posibilidad de que los receptores cuenten con un oscilador de alta calidad, y por tanto preciso, para proporcionar la frecuencia de muestreo, en cuyo caso no es necesaria la etapa de adquisición en frecuencia. En este caso para calcular las métricas a maximizar se utiliza únicamente la parte real de la correlación, ya que prácticamente la parte imaginaria es nula, por lo que no es necesario su cálculo. Por el contrario, cuando el oscilador que proporciona la frecuencia de muestreo no sea muy preciso, y una vez adquirido el sincronismo temporal, con cada secuencia de sincronismo se estima el error en la frecuencia producido y se corrige mediante un elemento corrector de frecuencia consistente en un VCXO 28, que en una implementación puede utilizarse como oscilador de recepción en lugar de un oscilador fijo como el 28a, o bien en un elemento remuestreador 27 y los filtros de remuestreo 12 que se explican más adelante. Para estimar el error en frecuencia se calcula el ángulo de la correlación preferen- temente mediante un CORDIC 26 o circuito similar comentado con anterioridad, que realice el arcotangente del cociente de la parte imaginaria y real de la correlación. Una vez conocido el ángulo de la correlación, se calcula zlfs despejándolo de la ecuación (A), tal y como fue comentado.
A partir del cálculo del error de frecuencia se inicia un proceso iterativo de corrección de la frecuencia y estimación del error hasta que la estimación sea menor que un umbral predefinido. En un ejemplo de realización la corrección de frecuencia de muestreo del convertidor analógico/digital 7 se efectúa mediante un oscilador controlado por tensión 28 el cual es gobernado por el módulo de control de sincronización 15 a partir de los cálculos realizados, para conseguir la frecuencia de muestreo adecuada.
También cabe la posibilidad de que el elemento corrector de frecuencia, esté constituido por un remues- treador 27 que se aplica al demodulador IQ 8. En este caso son necesarios filtros de remuestreo 12 para adaptar la señal remuestreada antes de extraer el prefijo cíclico. Estos filtros no son necesarios si se aplica otro método de corrección gruesa del error en frecuencia, como es el caso del empleo del VCXO 28, esto es, el oscilador controlado por tensión para generar la frecuencia de muestreo en recepción.
Respecto a la etapa de seguimiento del sincronismo temporal, ésta se corresponde con la fase en la que el transmisor de cabecera se encuentra en funcionamiento normal transmitiendo datos . Dado que en la etapa de seguimiento ya se conoce dónde se deben recibir las secuencias de sincronismo, si se detecta que falta alguna se aumenta un contador que lleva la cuenta de las secuencias de sincronismo que faltan. Cuando este contador llega a un número limite se vuelve a realizar la adquisición. Cuando llega la secuencia de sincronismo, se modifica la cuenta de qué muestras deben entrar en el módulo 13, para lo que el módulo de control de sincronización 15 actúa sobre el extractor de prefijo cíclico 11 y sobre el propio módulo 13, para permitir la entrada en éste de las muestras elegidas . Tras cambiar el instante en que comienza el símbolo es necesario volver a ecualizar mediante el ecualizador, pues cambia el desfase, al cambiar el comienzo de símbolo a otra muestra distinta del prefijo cíclico. Por ello, tras la secuencia de sincronización se incluyen una serie de símbolos de ecualización que se emplean en el ecualizador para realizar dicha ecualización. Respecto a la etapa de seguimiento de sincronismo en frecuencia, cabe señalar que aún existiendo el elemento corrector en frecuencia, siempre existirá un error residual en la frecuencia de muestreo que produce una rotación en la posición de los puntos de la constelación al demodularla en recepción. Este error es acumulativo, lo cual quiere decir que si después de un símbolo el ángulo girado de una determinada portadora es de 0'3°, al cabo de diez símbolos el ángulo girado será de 3o.
En la figura 8 se muestra con una estrella la posición de la muestra sin error, mediante un círculo el punto de la constelación (rotado) tras diez símbolos, y mediante una cruz el observable tras cincuenta símbolos . Por tanto, si el error residual no se corrige llegará un momento en el que los puntos de la constelación pasen al siguiente cuadrante y sean interpretados erróneamente en recepción como un punto enviado en otro cuadrante. Para seguir y corregir el error residual, se utiliza un rotor en el dominio frecuencial incluido en el módulo de ecualización. Adicionalmente, a partir del rotor se puede estimar el error en frecuencia de muestreo y esta estimación se puede utilizar como entrada al elemento corrector de frecuencia, sea éste un remuestreador 27 más sus filtros 12 o bien un VCXO 28. La estimación realizada mediante el rotor es más precisa que la obtenida mediante el arcotangente, tal y como aparece en los puntos anteriores .
Para utilizar el rotor, se debe calcular la velocidad de giro de la constelación de cada portadora en el dominio frecuencial, y una vez calculada se compensa esta rotación en cada símbolo recibido.
La variación de la repuesta en frecuencia de la red eléctrica no es significativa durante el tiempo de una veintena de símbolos (gracias al tiempo de símbolo elegido en el diseño del sistema), por lo que se puede suponer que durante cierto tiempo la rotación que se produce en las portadoras es debida únicamente al error residual en estimación de la frecuencia de muestreo, y no a los cambios en la respuesta del canal. Es por ello que, según una realización de la invención, se ha supuesto que en dieciséis símbolos el efecto del canal sobre el ángulo girado es despre¬ ciable frente al ángulo girado debido al error de frecuencia de muestro. Con esta aproximación, se puede demostrar que la rotación de la fase de la portadora k-ésima de símbolo a símbolo debida al error de frecuencia de muestreo viene definida por:
Figure imgf000025_0001
donde f S es la frecuencia de muestreo nominal, Δfco el error en la frecuencia de muestreo, N el número de muestras del símbolo, fc la frecuencia utilizada para la modulación IQ,
M el factor de diezmado de los diezmadores 9 y L el número de muestras del prefijo cíclico.
Para corregir la rotación causada por el error residual de frecuencia simplemente hay que multiplicar la señal recibida por una exponencial compleja con el ángulo opuesto a la estimación del rotado.
Para realizar el cálculo de la velocidad de giro de la constelación en cada portadora, el procedimiento comprende la transmisión por el enlace descendente de una "rejilla", la cual consiste en que ciertas portadoras de los símbolos tras la secuencia de sincronización se envían con una modulación fija (preferentemente una con bajas necesidades de señal a ruido para su demodulación). La posición de las portadoras de la rejilla puede modificarse, de forma que tras cierto periodo de tiempo todas las portadoras habrán sido obligadas alguna vez a utilizar la modulación fijada (es decir, habrán sido obligadas a ser reilla) . La información que se envía por las portadoras no es conocida por los usuarios, sean o no estos usuarios los destinatarios de la información enviada.
Fijada la rotación máxima producida en la portadora con la mayor frecuencia por diseño del sistema y fijado el valor de Δf como el error en la frecuencia de muestreo debido a la diferencia entre los osciladores de transmisión y recepción de los distintos equipos, se fija el periodo máximo entre dos medidas consecutivas del ángulo girado en cada portadora de forma que se puede estimar la velocidad de giro en cada portadora sin producirse solapa- ientos ni desbordamientos, lo cual se consigue cuando la diferencia de fase entre dos medidas consecutivas del ángulo rotado en la misma portadora es menor que 180° (π radianes). De forma matemática este periodo se puede calcular como:
(θ2 -θ{)< n
Figure imgf000026_0001
Con lo que: < 1
2/ Π._«_ error El valor fmaχ error puede ser obtenido a partir de la fórmula del ángulo rotado de la portadora k-ésima de símbolo a símbolo, de forma que:
J f max crn
Figure imgf000027_0001
donde Pmax-error es el índice correspondiente a la portadora más alta, fs es la frecuencia de muestreo nominal de los osciladores de los distintos equipos, Δf la variación de la frecuencia de muestreo, N el número de muestras del símbolo, fc la frecuencia de portadora, y M el factor de diezmado .
Tomando el valor entero de la división de este periodo máximo entre dos medidas consecutivas del ángulo girado en las distintas portadoras y el periodo de símbolo se obtiene :
T
Nτ
T símbolo siendo Nτ el número máximo de símbolos entre dos medidas consecutivas del ángulo en una determinada portadora, de forma que se puede distribuir la rejilla sobre las N portadoras del sistema exigiendo que se cumpla que el número de portadoras de rejilla por símbolo multiplicado por el número de símbolos con rejilla en un periodo de medida (cuyo valor será menor o igual a Nτ) deba ser igual al número de portadoras del sistema, N.
Dos posibles implementaciones de la distribución de la rejilla consisten en forzar todas las portadoras a ser portadoras de la rejilla en un símbolo o distribuir- las en los símbolos del periodo hasta un máximo de N/Nτ portadoras; con objeto de que en un máximo de N_ símbolos se haya realizado la medida del ángulo girado en todas las portadoras y para que tras Nτ símbolos se vuelva a realizar un nuevo proceso de medida. El equipo de cabecera sigue utilizando las portadoras que están siendo utilizadas como rejilla para transmitir la información que desea (tal y como ocurre en el resto de las portadoras), pero con la particularidad de que está obligado a utilizar la modulación fijada en ellas. Los usuarios, tanto el que es destino de la información enviada en la portadoras de la rejilla como el resto, conocen la modulación empleada en las portadoras y pueden recuperar la información, utilizando esta recepción para realizar la estimación de la velocidad de giro en las portadoras de la rejilla.
El equipo de usuario demodula la información enviada por las portadoras de la rejilla (puesto que conoce la modulación que se usó en ellas, tanto si él es el destino como si no) y estima la desviación angular compa- rando el punto de la constelación recibida con el punto de la constelación que debió enviarse. Realizando la diferencia entre este ángulo y el calculado anteriormente un número de símbolos antes (dependiendo de los parámetros de configuración de la rejilla) y dividiendo por el número de símbolos entre ambas medidas, se obtiene una estimación de la velocidad de giro de la constelación en la portadora donde se calcularon los ángulos rotados.
En un ejemplo de implementación se puede disponer que el periodo es de 16 símbolos, de forma que cada 16 símbolos todas las portadoras habrán sido alguna vez utilizadas como rejilla; si, por ejemplo, hubiesen en total 32 portadoras, una forma de rejilla sería colocar dos portadoras como rejilla e ir modificando la posición símbolo a símbolo. En este caso la cabecera sigue utilizan- do esas portadoras para enviar la información, pero modulada con una modulación con bajas necesidades de señal a ruido (por ejemplo QPSK), y los usuarios demodulan la información (siendo indiferente que ellos sean el destino o no, puesto que conocen que se envió en QPSK) . Al acabar el periodo, esto es, tras 16 símbolos se tiene una nueva edida de la cantidad angular girada por todas las portadoras y por tanto una nueva estimación de la velocidad de giro en cada portadora. En este caso, para calcular la velocidad de giro en una portadora, primero se demodulan los símbolos QPSK enviados en esta portadora. El ángulo formado por el punto de la constelación recibido y los ejes cordenados se resta del ángulo del punto de la constelación enviado, con lo que se conoce la desviación angular producida en esa portadora. Cada 16 símbolos se calcula un nuevo ángulo para esa portadora, de manera que la diferencia del ángulo recién calculado y el calculado hace 16 símbolos se divide por 16 para conocer la velocidad de rotación por símbolo. Esta estimación, junto con las anteriores, puede pasar por un filtro paso bajo para eliminar las variaciones debidas a cambios bruscos de canal y reducir el efecto de ruidos sobre la estimación. Para acelerar el proceso de convergencia se pueden realizar promedios en frecuencia de los resultados de varias portadoras . La corrección mediante el rotor consiste en multiplicar la señal por una exponencial compleja en el dominio frecuencial, es decir a la salida del módulo 13, y más concretamente en el ecualizador. Para simplificar, y puesto que el error en esta fase es pequeño se puede aproximar la parte real de la exponencial compleja a 1 y la parte imaginaria al ángulo estimado en radianes .
El resultado de sacar la media de estas rotaciones de todas las portadoras es
-'2jςTrM(N + Δ)—^—
/, +4
Esta media es un estimación del error en frecuencia que puede utilizarse para la corrección fina de este error en frecuencia. Para ello se usaría esta estima- ción como entrada del elemento corrector de frecuencia, sea éste el remuestreador 27 con sus filtros de remuestreo 12 o el VCXO 28, para conseguir una mayor precisión. En otra realización de la invención, se utiliza, en esta etapa, la estimación a partir del ángulo de la correlación obtenida por la arcotangente mediante un circuito adecuado para calcular dicha arcotangente, preferentemente un CORDIC 26 tal y como ya fue comentado con anterioridad.

Claims

REIVINDICACIONES 1.- PROCEDIMIENTO PARA LA SINCRONIZACIÓN EN EL ENLACE DESCENDENTE DE MÚLTIPLES USUARIOS EN UN SISTEMA DE TRANSMISIÓN PUNTO A MULTIPUNTO CON MODULACIÓN OFDM, aplicable en la comunicación bidireccional a través de la red eléctrica entre una cabecera y una pluralidad de usuarios, con medios para añadir y extraer un prefijo cíclico a los símbolos OFDM, la inclusión de interpoladores y diezmadores en los sistemas de transmisión y recepción de los equipos, y traslado en banda digital; y que comprende el envío de secuencias de sincronismo que están intercaladas en el resto de la información que se envía a través de un canal descendente, determinado por un enlace desde la cabecera con los usuarios, para proporcionar en recepción una sincronización en frecuencia y tiempo; se caracteriza porque el procedimiento comprende generar las secuencias de sincronismo mediante dos símbolos de sincronismo idénticos (16), que se transmiten periódicamente desde el equipo de cabecera por el enlace descendente a todos los equipos de usuario, los cuales detectan en recepción dichas secuencias de sincronismo, y a partir de ellas selectivamente estiman y corrigen la frecuencia de muestreo de los convertidores analógicos/digitales (7) previstos en los receptores de los usuarios, o realizan un proceso de remuestreo de la señal digital (sincronización en frecuencia) y simultáneamente estiman el momento en que comienza cada símbolo OFDM (sincronismo temporal).
2.- PROCEDIMIENTO PARA LA SINCRONIZACIÓN EN EL ENLACE DESCENDENTE DE MÚLTIPLES USUARIOS EN UN SISTEMA DE TRANSMISIÓN PUNTO A MULTIPUNTO CON MODULACIÓN OFDM, según reivindicación 1, caracterizado porque la detección de las secuencias de sincronismo se efectúa mediante el maximizado del criterio de máxima verosimilitud, de manera que la sincronización temporal se efectúa a partir del cálculo del máximo de correlación de las muestras de dos símbolos recibidos, siendo este máximo determinado como el punto medio de la zona plana del pico de correlación, cuyo tamaño en número de muestras es igual al número de muestras de prefijo cíclico sin interferencia entre símbolos (ISI), realizándose posteriormente la sincronización en frecuencia mediante el cálculo del ángulo de la correlación en el instante determinado como máximo de correlación.
3.- PROCEDIMIENTO PARA LA SINCRONIZACIÓN EN EL
ENLACE DESCENDENTE DE MÚLTIPLES USUARIOS EN UN SISTEMA DE TRANSMISIÓN PUNTO A MULTIPUNTO CON MODULACIÓN OFDM, según reivindicación 2, caracterizado porque el máximo de la correlación se calcula mediante la detección de los picos de correlación que sobrepasen un umbral correspondiente a multiplicar la potencia por una constante C, tomando como valor de este máximo el punto medio de la zona plana del pico de la correlación cuyo tamaño en número de muestras es igual al número de muestras de prefijo cíclico sin ISI; fijándose el valor de la constante C para minimizar la probabilidad de que se produzca una falsa alarma, calculán- dose la correlación mediante el siguiente algoritmo:
Figure imgf000032_0001
Y la potencia mediante el siguiente algoritmo;
Figure imgf000032_0002
donde γ (m) es la correlación en el instante de la muestra m, (m) la potencia en el instante de la muestra m, r(k) es la muestra recibida en el instante k, r*(k+n) es la conjugada de la muestra recibida en k+n, n=N+L y 1=N, siendo N el número de las muestras de uno de los símbolos de la secuencia de sincronismo y L el número de muestras del prefijo cíclico.
4.- PROCEDIMIENTO PARA LA SINCRONIZACIÓN EN EL ENLACE DESCENDENTE DE MÚLTIPLES USUARIOS EN UN SISTEMA DE TRANSMISIÓN PUNTO A MULTIPUNTO CON MODULACIÓN OFDM, según reivindicaciones 2 y 3, caracterizado porque el cálculo de la correlación y la potencia se realiza de forma iterativa, almacenando las muestras y preferentemente los productos parciales de la muestra actual por la muestra conjugada que llegó N+L muestras antes, para el cálculo de la correlación y la potencia mediante los siguientes algoritmos:
P(d) = P (d-l)+(rdr*d.(N+L))-(rd.Nr*d.(N+L).N)
Figure imgf000033_0001
siendo P(d) la correlación, R(d) la potencia, rd la muestra actual, rd.N la muestra que llegó al receptor hace N muestras, ^.(N+L.) Ia compleja conjugada de la muestra recibida hace N+L muestras y r* d _N la compleja conjugada de la muestra recibida hace 2N+L muestras.
5.- PROCEDIMIENTO PARA LA SINCRONIZACIÓN EN EL ENLACE DESCENDENTE DE MÚLTIPLES USUARIOS EN UN SISTEMA DE TRANSMISIÓN PUNTO A MULTIPUNTO CON MODULACIÓN OFDM, según reivindicación 3, caracterizado porque se utiliza únicamente la parte real de la correlación para simplificar su cálculo; una vez que el error en frecuencia es menor que un umbral preestablecido.
6.- PROCEDIMIENTO PARA LA SINCRONIZACIÓN EN EL ENLACE DESCENDENTE DE MÚLTIPLES USUARIOS EN UN SISTEMA DE
TRANSMISIÓN PUNTO A MULTIPUNTO CON MODULACIÓN OFDM, según reivindicaciones 3 a 5, caracterizado porque la detección de la secuencia de sincronismo se realiza comparando el valor de la correlación con el valor de potencia multipli- cado por un valor C para minimizar la probabilidad de falsa alarma, de manera que se busca la secuencia de sincronismo y el momento óptimo de muestreo cuando se da la condición
|γ|>Cξ, siendo C un factor que multiplica la potencia para que este producto sea utilizado como umbral.
7.- PROCEDIMIENTO PARA LA SINCRONIZACIÓN EN EL ENLACE DESCENDENTE DE MÚLTIPLES USUARIOS EN UN SISTEMA DE TRANSMISIÓN PUNTO A MULTIPUNTO CON MODULACIÓN OFDM, según reivindicación 1, caracterizado porque los dos símbolos idénticos de sincronismo están constituidos selectivamente por información fija o pseudoaleatoria.
8.- PROCEDIMIENTO PARA LA SINCRONIZACIÓN EN EL ENLACE DESCENDENTE DE MÚLTIPLES USUARIOS EN UN SISTEMA DE TRANSMISIÓN PUNTO A MULTIPUNTO CON MODULACIÓN OFDM, según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 6, caracterizado porque la sincronización de la frecuencia de muestreo y la sincronización en el tiempo de los receptores comprenden una etapa de adquisición y una etapa de seguimiento, comprendiendo la etapa de adquisición la búsqueda de un número determinado de secuencias de sincronismo, la corrección gruesa del error en frecuencia, y el paso a la etapa de seguimiento de ambas sincronizaciones.
9.- PROCEDIMIENTO PARA LA SINCRONIZACIÓN EN EL ENLACE DESCENDENTE DE MÚLTIPLES USUARIOS EN UN SISTEMA DE TRANSMISIÓN PUNTO A MULTIPUNTO CON MODULACIÓN OFDM, según reivindicación 8, caracterizado porque la etapa de adquisición de sincronismo temporal comprende una fase de espera de la detección de una secuencia de sincronismo, y a partir de ella se espera la llegada de un determinado número de símbolos o secuencias de sincronismo más en las posiciones (instantes) esperadas antes de pasar a la etapa de seguimiento, para reducir la probabilidad de adquisición de sincronismo debida a una falsa alarma.
10.- PROCEDIMIENTO PARA LA SINCRONIZACIÓN EN EL ENLACE DESCENDENTE DE MÚLTIPLES USUARIOS EN UN SISTEMA DE TRANSMISIÓN PUNTO A MULTIPUNTO CON MODULACIÓN OFDM, según reivindicaciones 8 Y 9, caracterizado porque tras la adquisición del sincronismo temporal el procedimiento comprende una fase de seguimiento del sincronismo temporal que consiste en detectar las secuencias de sincronismo enviadas por el enlace descendente hacia los usuarios, realizándose una cuenta del número de secuencias no recibidas, que en el caso de superar cierto límite establecido provoca la vuelta a la fase de adquisición temporal.
11.- PROCEDIMIENTO PARA LA SINCRONIZACIÓN EN EL ENLACE DESCENDENTE DE MÚLTIPLES USUARIOS EN UN SISTEMA DE TRANSMISIÓN PUNTO A MULTIPUNTO CON MODULACIÓN OFDM, según reivindicaciones 8 y 10, caracterizado porque en la fase de seguimiento del sincronismo temporal se realiza la modificación del instante en que comienza el símbolo OFDM cada vez que llega a una secuencia de sincronismo; efectuándose esta modificación mediante la variación del conjunto de muestras que se aplican a una etapa de transformación de las señales del dominio del tiempo al dominio de la frecuencia prevista en los receptores de los usua- rios, lo que puede producir un desfase o rotación en las constelaciones demoduladas que se corrige mediante una ecualización, para lo que además, preferentemente, se transmiten secuencias de ecualización tras las secuencias de sincronización.
12.- PROCEDIMIENTO PARA LA SINCRONIZACIÓN EN
EL ENLACE DESCENDENTE DE MÚLTIPLES USUARIOS EN UN SISTEMA DE TRANSMISIÓN PUNTO A MULTIPUNTO CON MODULACIÓN OFDM, según reivindicación 8, caracterizado porque se suprime la fase de adquisición del sincronismo de frecuencia en el caso en el que el oscilador, que es utilizado para propor¬ cionar la frecuencia de muestreo en el convertidor analógi¬ co/digital (7) del receptor, sea suficientemente preciso.
13.- PROCEDIMIENTO PARA LA SINCRONIZACIÓN EN EL ENLACE DESCENDENTE DE MÚLTIPLES USUARIOS EN UN SISTEMA DE TRANSMISIÓN PUNTO A MÜLTIPUNTO CON MODULACIÓN OFDM, según reivindicación 8, caracterizado porque la etapa de adquisición del sincronismo de frecuencia se realiza tras la etapa de adquisición del sincronismo temporal, y dicha etapa comprende la estimación del error de la frecuencia de muestreo a partir del ángulo de la correlación en el ins- tante máximo de esta métrica, tomado como el instante situado en medio de la zona plana de máximos de la métrica, según el siguiente algoritmo:
Figure imgf000036_0001
siendo M el factor de inteporlación y diezmado, f la frecuencia de las portadoras, fg es la frecuencia de muestreo y Δfs el error en la frecuencia de muestreo; comprendiendo además una fase de compensación de este error mediante un elemento corrector de frecuencia, consistente selectivamente en un oscilador controlado por tensión (28) o un remuestreador (27) con sus filtros asociados (12), a partir del anterior algoritmo, calculándose el ángulo de la correlación en el instante en el que esta métrica es máxima, para lo que se calcula el arcotangente de la razón de la parte imaginaria y la parte real de la correlación y obteniéndose Δfs a partir del algoritmo anteriormente enunciado; repitiéndose estos pasos iterativamente hasta que la estimación de error en frecuencia de muestreo sea menor que cierto umbral .
14.- PROCEDIMIENTO PARA LA SINCRONIZACIÓN EN EL ENLACE DESCENDENTE DE MÚLTIPLES USUARIOS EN UN SISTEMA DE TRANSMISIÓN PUNTO A MULTIPUNTO CON MODULACIÓN OFDM, según reivindicaciones 8 y 13, caracterizado porque la etapa de seguimiento del sincronismo de frecuencia consiste en multiplicar la señal recibida por un rotor que compensa la rotación de la constelación en cada portadora en el dominio de la frecuencia, para lo que se calcula la velocidad de giro de la constelación en cada portadora recibida.
15.- PROCEDIMIENTO PARA LA SINCRONIZACIÓN EN EL ENLACE DESCENDENTE DE MÚLTIPLES USUARIOS EN UN SISTEMA DE TRANSMISIÓN PUNTO A MULTIPUNTO CON MODULACIÓN OFDM, según reivindicación 14, caracterizado porque para realizar el cálculo de la velocidad de giro de la constelación de cada portadora en recepción, en la transmisión por el enlace descendente se envía una rejilla, de forma periódica, consistente en que se obliga a la cabecera a utilizar una modulación fija, preferentemente una modulación con bajas necesidades de señal a ruido para su demodulación, en ciertas portadoras denominadas portadoras de la rejilla, cuya posición varía en el tiempo, cuando utiliza estas portadoras para transmitir su información; de forma que los usuarios conozcan la posición de las portadoras de la rejilla para realizar el proceso de monitorización de la calidad de la línea en estas portadoras, al conocer la modulación utilizada en ellas, tanto si el usuario es el destino de la información enviada en estas portadoras de la rejilla como si no lo es; con la particularidad de que los usuarios desconocen a priori la información modulada en las portadoras sean o no estos usuarios el destino de la información .
16.- PROCEDIMIENTO PARA LA SINCRONIZACIÓN EN EL ENLACE DESCENDENTE DE MÚLTIPLES USUARIOS EN UN SISTEMA DE TRANSMISIÓN PUNTO A MULTIPUNTO CON MODULACIÓN OFDM, según reivindicación 15, caracterizado porque se fija el periodo máximo de la rejilla a partir de la rotación máxima en la portadora con mayor frecuencia, para no producir desbordamientos, de forma que si Nτ es el periodo de la rejilla en símbolos, esto es, el número máximo de símbolos entre dos medidas consecutivas del ángulo en una determinada portadora, se distribuye la rejilla sobre las N portadoras del sistema exigiendo que todas las portadoras perte- nezcan a la rejilla una vez durante los Nτ símbolos y que:
∑N, = N
(«1 en donde el sumatorio durante Nτ símbolos del número de portadoras pertenecientes a la rejilla en cada símbolo es igual al número total de portadoras del sistema, siendo Ni el número de portadoras que pertenecen a la rejilla en el símbolo i; para que tras Nτ símbolos se obtenga una nueva medida de la velocidad de giro en cada una de las portado- ras.
17.- PROCEDIMIENTO PARA LA SINCRONIZACIÓN EN EL ENLACE DESCENDENTE DE MÚLTIPLES USUARIOS EN UN SISTEMA DE TRANSMISIÓN PUNTO A MÜLTIPUNTO CON MODULACIÓN OFDM, según reivindicaciones 15 y 16, caracterizado porque para realizar el cálculo de la velocidad de giro en recepción el usuario demodula la información enviada por las portadoras de la rejilla al conocer a priori la modulación utilizada en las mismas, siendo o no siendo este usuario el destino de la información enviada por la cabecera, y calcula el ángulo de giro respecto a la constelación transmitida; de forma que al comparar este ángulo con el cálculo anterior para las mismas portadoras y dividir por el tiempo transcurrido entre la estimación de ambos ángulos, determina la velocidad de rotación en esas portadoras .
18.- PROCEDIMIENTO PARA LA SINCRONIZACIÓN EN
EL ENLACE DESCENDENTE DE MÚLTIPLES USUARIOS EN UN SISTEMA DE TRANSMISIÓN PUNTO A MULTIPUNTO CON MODULACIÓN OFDM, según reivindicaciones 15 y 17, caracterizado porque en la etapa de seguimiento se estima el error en frecuencia mediante la media del ángulo girado por la constelación de cada una de las portadoras en un símbolo y se corrige este error mediante el elemento corrector de frecuencia (27, 28), siendo esta media equivalente al ángulo de la correlación.
PCT/ES2002/000234 2001-05-21 2002-05-17 Procedimiento para la sincronizacion en el enlace descendente de multiples usuarios en un sistema de transmision punto a multipunto con modulacion ofdm WO2002095976A1 (es)

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