EA005669B1 - Способ синхронизации передачи данных множеству пользователей в нисходящем канале многоточечной системы передачи данных с использованием очу-модуляции - Google Patents

Способ синхронизации передачи данных множеству пользователей в нисходящем канале многоточечной системы передачи данных с использованием очу-модуляции Download PDF

Info

Publication number
EA005669B1
EA005669B1 EA200301161A EA200301161A EA005669B1 EA 005669 B1 EA005669 B1 EA 005669B1 EA 200301161 A EA200301161 A EA 200301161A EA 200301161 A EA200301161 A EA 200301161A EA 005669 B1 EA005669 B1 EA 005669B1
Authority
EA
Eurasian Patent Office
Prior art keywords
synchronization
frequency
denotes
carriers
correlation
Prior art date
Application number
EA200301161A
Other languages
English (en)
Other versions
EA200301161A1 (ru
Inventor
Хуан-Мигель Гавилльеро-Мартин
Хуан-Карлос Ривейро-Инсуа
Сальвадор Ирансо-Малинеро
Нильс Хакан Фоурен
Франсиско-Хавьер Хименес-Маркина
Хорхе-Висенте Бласко-Кларет
Original Assignee
Дисеньо Де Системас Эн Силисио, С.А.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Дисеньо Де Системас Эн Силисио, С.А. filed Critical Дисеньо Де Системас Эн Силисио, С.А.
Publication of EA200301161A1 publication Critical patent/EA200301161A1/ru
Publication of EA005669B1 publication Critical patent/EA005669B1/ru

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/54—Systems for transmission via power distribution lines
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/2605—Symbol extensions, e.g. Zero Tail, Unique Word [UW]
    • H04L27/2607—Cyclic extensions
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2662—Symbol synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
    • H04L27/2675—Pilot or known symbols
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B2203/00—Indexing scheme relating to line transmission systems
    • H04B2203/54—Aspects of powerline communications not already covered by H04B3/54 and its subgroups
    • H04B2203/5404—Methods of transmitting or receiving signals via power distribution lines
    • H04B2203/5416—Methods of transmitting or receiving signals via power distribution lines by adding signals to the wave form of the power source
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
    • H04L25/023—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols
    • H04L25/0232—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols by interpolation between sounding signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03159—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the frequency domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0003—Two-dimensional division
    • H04L5/0005—Time-frequency
    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Time-Division Multiplex Systems (AREA)
  • Small-Scale Networks (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Abstract

В изобретении описана система, которая может использоваться для двунаправленной связи по электрической сети между головным узлом и множеством пользовательских терминалов и которая позволяет осуществлять временную и частотную синхронизацию для множества пользователей в системе обмена данными на множестве несущих с использованием ОЧУ. Такая система отличается тем, что в ней осуществляется генерирование синхронизирующих последовательностей с использованием двух идентичных символов синхронизации, которые головной узел периодически передает по нисходящему каналу пользовательским терминалам, осуществляющим расчет и коррекцию частоты дискретизации и одновременный расчет момента начала каждого ОЧУ-символа.

Description

Настоящее изобретение относится к дистанционной передаче данных, в частности к системам двунаправленной связи между головным узлом и множеством пользователей (пользовательских терминалов), с синхронизацией в нисходящем канале, т.е. на линии связи между головным узлом и пользовательскими терминалами, с использованием электрической сети в качестве передающей среды для предоставления пользователям разнообразных услуг.
Задачи изобретения
Основной задачей настоящего изобретения является обеспечение нового, отличающегося высокой надежностью способа временной и частотной синхронизации в нисходящем канале передачи данных по электрической сети, в котором решены характерные проблемы, связанные с высоким уровнем шума и частотной избирательностью при передаче данных по электрической сети, использование которого предотвращает возникновение ложных показаний синхронизации в нисходящем канале.
Способ по изобретению позволяет осуществлять синхронизации множества пользовательских приемников на частоте, используемой передатчиком головного узла, на основе сигнала, принимаемого по нисходящему каналу. Кроме того, в описанном способе предусмотрено, что каждый пользовательский приемник, используя дискретные импульсы (отсчеты) принятого сигнала, определяет, какой дискретный импульс из всех поступивших относится к данному сигналу, т.е. каждому пользовательскому приемнику известно начало каждого символа.
Задачей изобретения является прежде всего обеспечение синхронизации множества пользовательских терминалов в системе, описанной в заявке на патент Испании 20003024, в которой предложены система и способ многоточечной цифровой передачи данных по электрической сети.
Предпосылки создания изобретения
Из предшествующего уровня техники известны различные способы ортогонального частотного уплотнения сигналов, однако ни один из них не обеспечивает достаточно высокий уровень надежности, необходимый для того, чтобы избежать ложных показаний синхронизации в системах многоточечной передачи данных, в которых в качестве передающей среды используется электрическая сеть.
Общеизвестно, что электрическая сеть является сложной для использования в качестве передающей среды в силу того факта, что подключение множества устройств к электрической сети и их отключение от нее сопровождается возрастанием напряжения до пиковых значений и колебаниями полного сопротивления линии передачи, что приводит к колебаниям во времени амплитудно-частотной характеристики канала.
Из известных способов синхронизации следует особо упомянуть описанный в патенте И8 5732113 способ временной синхронизации с использованием одного символа синхронизации, разделенного на две равные части, в котором для осуществления синхронизации используется меньшее количество дискретных импульсов (отсчетов), чем это предложено в настоящем изобретении, при этом импульсные помехи, широко распространенные в электрических сетях, в гораздо большей степени влияют на синхронизацию, поскольку по определению такие помехи представляют собой случайный шум, влияющий на малое количество дискретных импульсов, в результате чего они воздействуют на процесс синхронизации в большей степени, чем это происходит в предложенном способе, что делает способ с использованием лишь одного символа синхронизации нежелательным для применения в системе передачи данных по электрической сети.
Следует также отметить, что использование одного символа синхронизации предполагает более значительные отклонения при вычислении или расчете синхронизации, что вызвано использованием меньшего количества дискретных импульсов для осуществления синхронизации.
В статье Р. Моокс, озаглавленной А 1сс11пк|ис Гог ог!йодопа1 Ггссщспсу άίνίκίοη ти111р1схшд Ггссщспсу оГГке! соггесИоп и опубликованной в ΙΕΕΕ Тгапк, оп Сотт., т. 42, сс. 2908-2914, октябрь 1994 г., изложена концепция использования двух одинаковых символов, однако такие символы не только никогда не предлагались и не использовались для осуществления синхронизации, что имеет место в настоящем изобретении, а, напротив, у Моокс они используются для расчета погрешностей аналогового сдвига частоты.
Наконец, из известного уровня техники, например, из патента ϋδ 5732113 или из статьи Моокс известно использование арктангенса корреляции для исправления погрешностей аналогового сдвига при осуществлении частотной синхронизации. Для осуществления частотной синхронизации в настоящем изобретении производится расчет погрешности частоты дискретизации в аналого-цифровых преобразователях каждого пользовательского приемника, что существенно отличается от известного уровня техники.
Краткое изложение сущности изобретения
Для осуществления частотной и временной синхронизации в нисходящем канале с использованием ОЧУ-модуляции для множества пользовательских терминалов в многоточечной системе передачи данных, в которой в качестве передающей среды используется электрическая сеть, в настоящем изобретении предусмотрена передача синхронизирующих последовательностей, которые введены в информацию, передаваемую по нисходящему каналу, т. е. каналу связи головного узла с пользовательскими терминалами,
- 1 005669 при этом предлагаемый в изобретении способ отличается тем, что генерируются синхронизирующие последовательности из двух идентичных синхронизирующих символов, которые оборудование головного узла периодически передает по нисходящему каналу всем пользовательским терминалам, которые в свою очередь распознают такие синхронизирующие последовательности при приеме, рассчитывают и корректируют частоту дискретизации в аналого-цифровых преобразователях, которыми оснащены приемники пользовательских терминалов, или осуществляют восстановление дискретизированного цифрового сигнала (частотную синхронизацию) и одновременно рассчитывают время начала каждого ОЧУ-символа (временная синхронизация).
Распознавание синхронизирующих последовательностей осуществляется путем известной из техники максимизации критериев наибольшего правдоподобия, которая в настоящем изобретении отличается тем, что временная синхронизация начинается с вычисления максимума корреляции между дискретными импульсами двух символов принятых последовательностей, при этом такой максимум соответствует средней точке плоского участка кривой пиковых значений корреляции, размер которого в пересчете на дискретные импульсы равен количеству дискретных импульсов циклического префикса без учета межсимвольной интерференции (МСИ), а частотная синхронизация осуществляется путем вычисления угла такой корреляции в момент, определенный как максимум корреляции.
Максимум корреляции вычисляется путем обнаружения пиковых значений корреляции, которые превосходят предварительно установленную пороговую величину мощности принимаемого сигнала, при этом за такой максимум принимается средняя точка плоского участка кривой пиковых значений корреляции, размер которого в пересчете на дискретные импульсы равен количеству дискретных импульсов циклического префикса без учета межсимвольной интерференции (МСИ), циклический префикс является префиксом, который обычно прибавляется для предотвращения межсимвольной интерференции, указанная пороговая величина является фиксированной, чтобы минимизировать вероятность сбора показаний синхронизации из-за сигналов ложной тревоги (обычно вызванных импульсными помехами, влияющими на электрическую сеть), а корреляция γ (т) рассчитывается с использованием следующего алгоритма: т+1+1 у(т)= £г(к)г*(к + п), к=т где т обозначает момент вычисления корреляции, г(к) обозначает дискретный импульс, принятый в момент к, г*(к+п) обозначает комплексное сопряжение принятого дискретного импульса в момент к+п, 1 = Ν, а п = Ν+Ь, при этом N обозначает количество дискретных импульсов одного из символов синхронизирующей последовательности, а к обозначает количество дискретных импульсов циклического префикса в ОЧУ-символе. Алгоритм корреляции представляет собой математическую корреляцию двух интервалов N дискретных импульсов, разделенных Ν+Ь дискретными импульсами принятого сигнала. Для вычисления мощности используется следующий алгоритм:
т.е. вычисленная мощность равна квадрату модуля дискретных импульсов, принятых модемом.
Способ по изобретению предусматривает итерационное вычисление корреляции и мощности. В этом случае полученная в результате итерационного вычисления корреляция обозначается как Р(б), а мощность - как В(б), где б обозначает момент вычисления корреляции. При этом принятые дискретные импульсы хранятся в приемнике, равно как и частичные произведения, а для итерационного вычисления корреляции Р(б) используется следующий алгоритм:
Р(б) = Ρ(6-1)+(Γά Γ*ώ(Ν+β)) - (Γά-ΝΓ*ά-(Ν+Κ)-Ν).
Для вычисления мощности В(б) используется алгоритм
К(4) = Κ(ά-1) + |γ4|2-|γ4.ν|2, где г(б) обозначает текущий дискретный импульс, γ6-ν обозначает дискретный импульс, поступающий в приемник на Ν дискретных импульсов раньше, Ν обозначает количество дискретных импульсов в одном из символов синхронизирующей последовательности, Γ::\ι-ιΝ.Η обозначает комплексное сопряжение дискретного импульса, принятого на Ν+Ь дискретных импульсов раньше, а Γ*6-(Ν+β)-Ν обозначает комплексное сопряжение дискретных импульсов, принятых на 2Ν+, дискретных импульсов раньше, при этом к обозначает количество дискретных импульсов циклического префикса ОЧУ-символа.
Итерационное вычисление корреляции заключается в том, что к корреляционной величине, вычисленной для предшествующего дискретного импульса, прибавляется произведение текущего дискретного импульса и комплексного сопряжения дискретного импульса, принятого на Ν+Ь дискретных импульсов раньше, а из полученного результата вычитается произведение дискретного импульса, принятого на Ν дискретных импульсов раньше, и комплексное сопряжение дискретного импульса, принятого на 2Ν к дискретных импульсов раньше.
Соответственно, итерационное вычисление мощности заключается в том, что к величине мощности, вычисленной для предшествующего дискретного импульса, прибавляется квадрат текущего дискретного импульса и вычитается квадрат дискретного импульса, принятого на Ν дискретных импульсов раньше.
- 2 005669
Для упрощения вычислений в предлагаемом в изобретении способе использована лишь действительная часть корреляции, поскольку она превалирует над воображаемой, если погрешность частоты не превышает предварительно установленную пороговую величину.
Для обнаружения синхронизирующих последовательностей в предлагаемом в изобретении способе сравнивают корреляционную величину с величиной мощности, умноженной на величину С, с тем, чтобы минимизировать вероятность сбора показаний синхронизации вследствие импульсных помех, в результате чего обнаруживают синхронизирующую последовательность и определяют оптимальный момент для дискретного импульса, когда корреляционная величина превышает пороговую величину, ранее упомянутую в связи с полученной величиной мощности, или равна ей.
Оба идентичных символа синхронизации выборочно состоят из фиксированной и/или псевдослучайной информации, которая передается на несущих в составе таких символов синхронизации и распознается при приеме.
Как синхронизация частоты дискретизации, так и временная синхронизация, у приемников предусматривает стадию сбора показаний синхронизации и стадию слежения за показаниями синхронизации, при этом на стадии сбора показаний синхронизации осуществляется поиск заданного количества синхронизирующих последовательностей, и в случае обнаружения такого заданного количества последовательностей проверяется их достоверность и до перехода к стадии слежения осуществляется коррекция погрешности частоты.
Стадия сбора показаний временной синхронизации предусматривает ожидание до обнаружения синхронизирующей последовательности приемником, после чего приемник ожидает поступления следующего определенного количества синхронизирующих последовательностей, которые отделены определенным количеством дискретных импульсов, поскольку передатчик передает синхронизирующие последовательности периодически, при этом все указанные действия осуществляются до перехода к стадии слежения, целью которой является снижение вероятности сбора показаний синхронизации вследствие сигналов ложной тревоги.
После сбора показаний временной синхронизации осуществляется стадия слежения за показаниями временной синхронизации, на которой продолжается обнаружение синхронизирующих последовательностей, переданных пользовательским терминалам по нисходящему каналу, при этом стадия слежения предусматривает ведение учета количества неполученных последовательностей, а в случае превышения определенной пороговой величины происходит возврат на стадию сбора.
В предлагаемом в изобретении способе предусмотрено, что при каждом поступлении синхронизирующей последовательности на стадии слежения за показаниями временной синхронизации меняется момент, отмечающий начало ОЧУ-символа. Для такого изменения варьируется группа дискретных импульсов, относящихся к стадии преобразования сигналов из временной в частотную область, обычно предусмотренной в пользовательских приемниках и способной вызвать изменение фазы или поворот демодулированных совокупностей, который исправляется путем коррекции, для чего предпочтительно после синхронизирующих последовательностей передаются корректирующие последовательности.
В предлагаемом в изобретении способе предусмотрена возможность подавления стадии частотной синхронизации, если генератор, служащий для генерирования задающей частоты в аналого-цифровом преобразователе приемника, обладает достаточной точностью.
Важно отметить, что стадия сбора показаний частотной синхронизации следует после стадии сбора показаний временной синхронизации и предусматривает расчет погрешности частоты дискретизации на основе угла корреляции в момент ее максимальной величины, для чего используется точка, расположенная посередине плоского участка кривой максимальных величин, согласно следующему алгоритму:
где М обозначает интерполяционный коэффициент интерполятора, который обычно включен в состав передатчика головного узла, и прореживающий коэффициент прореживателя, обычно входящего в состав пользовательских приемников, £с обозначает частоту несущей, £8 обозначает частоту дискретизации, а Δ£8 обозначает погрешность частоты дискретизации, при этом угол корреляции вычисляют в оптимальный момент с использованием арктангенса отношения воображаемой части и действительной части на основе предыдущего отношения Δ£8, используя в качестве оптимального момента точку, расположенную посередине плоского участка кривой максимальных величин, и многократно повторяя такие действия до тех пор, пока расчетная величина погрешности частоты дискретизации не будет ниже определенной пороговой величины.
В то же время, на стадии слежения за показаниями частотной синхронизации предусмотрено использование вращателя для компенсации поворота совокупности на каждой несущей или продолжение исправления погрешности частоты с использованием корректора, или одновременное применение обеих форм слежения.
Первый способ осуществления слежения за показаниями частотной синхронизации заключается в умножении принятого сигнала на показатель вращателя, который компенсирует поворот совокупности
- 3 005669 на каждой несущей в частотной области, при этом показатель вращателя вычисляют путем вычисления скорости поворота совокупности на каждой частоте.
Для вычисления скорости поворота совокупности на каждой несущей в предлагаемом в изобретении способе предусмотрена передача сетки во время передачи данных по нисходящему каналу, заключающаяся в том, что на определенных несущих передаются символы фиксированной модуляции (предпочтительно, на одной несущей с низким отношением сигнал-шум, необходимым для демодуляции). Поскольку положение несущих, модулированных фиксированной модуляцией, может меняться, по истечении определенного времени все несущие в какой-то момент времени будут принудительно модулированы фиксированной модуляцией (иными словами, будут несущими, модулированными фиксированной модуляцией). Пользователям заранее не известно, являются ли они адресатами модулированной информации на таких несущих.
На основе максимальной величины поворота на самой высокой несущей устанавливается максимальный период, разделяющий два последовательных измерения угла на каждой частоте, за счет чего измерения такого угла не приводят к возникновению переполнения. Ντ обозначает максимальное количество символов между двумя последовательными измерениями угла на одной определенной несущей, при этом фиксированная модуляция может быть распределена среди Ν несущих таким образом, что все несущие один раз на протяжении следования Ντ символов модулированы такой фиксированной модуляцией, а
Ντ
ΣΝί=Ν, ί=1
т.е. на протяжении следования Ντ символов суммарное количество несущих, модулированных фиксированной модуляцией с каждым символом, равно общему количеству несущих в системе. Ν1 в предыдущем уравнении обозначает количество несущих, модулированных фиксированной модуляцией с символом ΐ, в результате чего через Ντ символов получают новый результат измерения скорости поворота на каждой из несущих.
Оборудование головного узла продолжает использовать несущие, модулированные фиксированной модуляцией, для передачи информации (как и все остальные несущие) с тем отличием, что на таких частотах используется фиксированная модуляция. Поскольку как пользователям, которым адресована информация, полученная на несущих, модулированных фиксированной модуляцией, так и всем остальным пользователям известен тип модуляции, использованный на таких несущих, они могут восстановить такую информацию с тем, чтобы рассчитать скорость поворота несущих, модулированных фиксированной модуляцией.
Пользовательские терминалы демодулируют информацию на несущих, модулированных фиксированной модуляцией (за счет того, что им известна использованная модуляция, и независимо от того, адресована ли им информация), и рассчитывают угловое отклонение, сравнивая точку полученной совокупности с расчетной точкой переданной совокупности. Путем вычисления разности между таким углом и углом, вычисленным на Ντ символов раньше (в зависимости от параметров конфигурации фиксированной модуляции), и деления количества символов между двумя измерениями получают расчетную величину скорости поворота совокупности на каждой несущей, для которой рассчитаны углы поворота.
Второй способ осуществления слежения за показаниями частотной синхронизации предусматривает расчет погрешности частоты путем измерения угла поворота совокупности на каждой из несущих за период одного символа и исправления такой погрешности с использованием корректора погрешности частоты, при этом измеренная величина соответствует углам корреляции.
Описанный способ обеспечивает надежную частотную и временную синхронизацию при передаче данных по нисходящему каналу электрической сети.
Ниже настоящее изобретение более подробно рассмотрено на примере некоторых, не ограничивающих его объем вариантов его осуществления со ссылкой на прилагаемые чертежи.
Краткое описание чертежей
На прилагаемых к описанию чертежах показано:
на фиг. 1 - оконечная часть функциональных блоков передатчика головного узла для передачи синхронизирующих последовательностей и данных согласно способу по настоящему изобретению, при этом остальные элементы передатчика не показаны, поскольку они не имеют существенно значения для пояснения сущности настоящего изобретения;
на фиг. 2 - начало работы пользовательских приемников, обнаруживающих синхронизирующие последовательности, на нисходящем канале для осуществления синхронизации приемников согласно способу по изобретению с использованием управляемого напряжением кварцевого генератора для осуществления частотной коррекции;
на фиг. 3 - другой возможный пример осуществления синхронизации приемников согласно способу по изобретению с использованием устройства восстановления дискретизированного сигнала и фильтров для осуществления частотной коррекции;
- 4 005669 на фиг. 4 - графическое представление типичного примера умножения корреляции и мощности на пороговую величину дискретных импульсов, принимаемых приемников, при этом ясно видно, что на протяжении следования множества дискретных импульсов в приемнике сохраняется максимальная величина корреляции;
на фиг. 5 - примеры синхронизирующих последовательностей, состоящих из двух идентичных ОЧУ-символов и периодически передаваемых по нисходящему каналу через каждые 8 символов;
на фиг. 6 - схема, иллюстрирующая вычисление корреляции и мощности на основе дискретных импульсов, поступающих в приемник через кольцевые буферы;
на фиг. 7 - схема возможного примера осуществления изобретения, в котором вычисление мощности и корреляции осуществляется на основе дискретных импульсов, поступающих в приемник в данный момент, и на фиг. 8 - графическое представление поворота КФМн-совокупности, происходящего при приеме вследствие различия между дискретными импульсами в начале символа и дискретным импульсом, принимаемым приемником в данный момент.
Описание предпочтительного варианта осуществления изобретения
Далее изобретение описано на основе перечисленных выше фиг. 1-8 чертежей.
Как указано выше, изобретение применимо в двунаправленной связи по электрической сети между головным узлом и множеством пользователей (пользовательских терминалов), а его задачей является обеспечение способа синхронизации в системе многоточечной передачи данных с использованием в качестве системы модуляции ортогонального частотного уплотнения (ОЧУ-модуляции), например, как это описано в заявке на патент Испании 20003024.
Из предшествующего уровня техники известно, что передатчик головного узла осуществляет преобразование передаваемых сигналов из частотной во временную область, используя для этого модуль 1, который осуществляет обратное дискретное преобразование Фурье (ОДПФ). Символы ортогонального частотного уплотнения (ОЧУ-символы) поступают в основной полосе частот и во временной области в существующий модуль 1. На выходе ОДПФ сигнал разделен на фазу 1 (например, действительную часть выходного сигнала) и квадратуру О (воображаемую часть сигнала), которые поступают в генератор 2 циклического префикса, прибавляющий циклический префикс к каждому ОЧУ-символу с тем, чтобы избежать интерференции символов и поглотить возможные эхо-сигналы за счет приема символа на множестве каналов, что обычно имеет место при модуляции такого типа.
Предварительно пройдя через интерполятор 3, имеющий интерполяционный коэффициент М, сигнал затем поступает в ФК-модулятор 4 (осуществляющий фазовую и квадратурную модуляцию).
После этого подвергнутый фазовой и квадратурной модуляции сигнал поступает в сумматор 5, выход которого соединен с аналого-цифровым преобразователем 6, в свою очередь, соединенным с рядом аналоговых компонентов (сепаратором, усилителями и фильтрами), которые позволяют ввести сигнал в электрическую сеть для его передачи множеству пользователей, приемники таких пользователей принимают сигнал, поступающий по сети (используя сепаратор и ряд аналоговых фильтров), и направляют сигнал в аналого-цифровой преобразователь 7, соединенный с ФК-демодулятором 8, который направляет сигнал с демодулированной фазой и квадратурой (Ф и К) в прореживатель 9, осуществляющий прореживание на основе коэффициента М с использованием фильтра 10 нижних частот, после чего сигнал через фильтр 12 восстановления дискретизированного сигнала (если используется восстановление дискретизированного сигнала) поступает в экстрактор 11 циклического префикса, а затем модуль 13, осуществляющий дискретное преобразование Фурье (ДПФ), преобразует сигнал из временной области в частотную.
В одном из примеров вследствие различий между оборудованием генераторов 28а и 29, зависящих от формы использования такого оборудования, возникает погрешность частоты дискретизации, заключающаяся в том, что частота Γ дискретизации преобразователя 6 точно не соответствует частоте дискретизации преобразователя 7. В математическом выражении частота дискретизации у приемника равна Γ + ΔΓ,. где ΔΓ, обозначает изменение частоты вследствие указанных выше различий между оборудованием генераторов.
Погрешность частоты дискретизации приводит к тому, что при модуляции совокупность на каждой из несущих поворачивается посимвольно. Помимо этого, погрешности частоты дискретизации могут также приводить к ослаблению и шуму в системе, в связи с чем необходимо корректировать такие погрешности за счет синхронизации при приеме с тем, чтобы частота дискретизации преобразователей 7 пользователей была равна частоте дискретизации преобразователя 6.
Кроме того, в конкретном примере осуществления изобретения у синусоид, используемых для ФКдемодуляции в демодуляторах 8, также имеется фазовая погрешность ао. В этом случае фазовая погрешность приводит к постоянному повороту совокупности на каждой частоте и, вследствие этого, может быть скорректирована с использованием корректора, при этом не требуется осуществлять специальную коррекцию такой погрешности на уровне синхронизации.
Еще одна сложность заключается в том, что приемникам точно неизвестен начальный дискретный импульс ОЧУ-символа, что является серьезной проблемой, поскольку без такой информации невозможно точно знать количество дискретных импульсов, относящихся к циклическому префиксу, и количество
- 5 005669 дискретных импульсов, которые должны быть введены в модуль 13, осуществляющий преобразование из временной области в частотную. Если в количество дискретных импульсов, введенных в модуль 13 ДПФ, входят импульсы множества различных символов, в системе происходит существенное ухудшение отношения сигнал-шум, что, в свою очередь, приводит к интерференции несущих и символов, во избежание чего необходимо, чтобы приемникам пользователей было известно, какому символу соответствует каждый дискретный импульс.
Таким образом, необходимо осуществлять как временную, так и частотную синхронизацию приемников пользователей с тем, чтобы модуль 15 управления синхронизацией мог извлекать синхронизирующие последовательности, передаваемые передатчиком, и производить расчет погрешности частоты дискретизации и момента начала ОЧУ-символов, используя дискретные импульсы, полученные на выходе прореживателя 9, что и происходит согласно описанному ниже способу.
В способе по настоящему изобретению предусмотрено генерирование синхронизирующих последовательностей с использованием двух идентичных синхронизирующих символов 16, которые головной узел периодически передает по нисходящему каналу пользовательским приемникам. Оба идентичных синхронизирующих символа используются для одновременного расчета погрешности частоты дискретизации и начала каждого символа при приеме.
Переданная на несущих информация, которая использована в обоих синхронизирующих символах, может представлять собой фиксированную или псевдослучайную последовательность, но в любом случае она должна быть одинаковой для обоих символов и должна быть известна каждому приемнику.
Для осуществления синхронизации при приеме необходимо, в первую очередь, обнаружить синхронизирующую последовательность, для чего модуль 15 управления синхронизацией применяет к дискретным импульсам, принятым на выходе прореживателя 9, критерии наибольшего правдоподобия. Такой критерий известен из уровня техники по другим областям применения и описывается следующим алгоритмом:
Λ(θ,ε)= |γ (θ) | χοσ (2πε + <γ(θ)) - ρξ(θ), где θ обозначает момент начала дискретного импульса, εΔί* (Т3 + ТСР) (где Т3 обозначает время передачи и приема символа, а ТСР обозначает время циклического префикса), т.е. разность между генераторами передатчика и приемников, умноженную на разность во времени между двумя интервалами, сопоставленными с целью нахождения сходства, а
ОСШ Р σ2 + σ2 “ОСШ + Б ’ т+1+1 у(т)= £г(к)г*(к + п), к=т ί т+1-Ιχ х т+1-1
Σ (Кк)|2+|г(к+п)|2]= ς , к=т к=т где 1 обозначает количество дискретных импульсов в интервалах, обладающих искомым сходством, а η обозначает количество дискретных импульсов вне фазы. В данном случае 1=Ν, а η=Ν+Ε, где N обозначает количество дискретных импульсов одного из символов синхронизирующей последовательности, а Б обозначает количество дискретных импульсов циклического префикса. Таким образом, γ обозначает корреляцию двух интервалов из N дискретных импульсов, разделенных Ν+Б импульсами, а ξ, обозначает мощность Ν дискретных импульсов.
Критерий наибольшего правдоподобия достигает своего максимума, когда косинус и показатель корреляционного модуля (γ) максимальны.
Для временной синхронизации используется корреляционный максимум (γ), вследствие чего становится возможным рассчитать оптимальный момент θοπτПри частотной синхронизации косинус имеет максимальную величину, когда ε(θοητ) = _~(γ(θοπτ)+η >
где ε обозначает расчетную величину сдвига частоты при транспонировании частоты сигнала в полосу частот, т.е. одинаковой погрешности частоты на всех несущих сигнала. Если принять, что в предыдущем уравнении η=0, то Δ£3<1/(Τ3 + Тср), и при подстановке вместо ε соответствующей величины выражение приобретает следующий вид:
<γ(θопт)=-2πΔ£(Т 8+Т ср).
Поскольку данный вывод предполагает транспонирование аналогового сигнала в полосу частот, сдвиг одинаков на всех несущих. Погрешности такого типа исключены в настоящем изобретении, поскольку не используется транспонирование аналогового сигнала в полосу частот. Несмотря на такую дискретизацию погрешности частоты имеют место, в результате чего происходит сдвиг частоты, различающийся на каждой из несущих сигнала. Тем не менее, с учетом того, что такой сдвиг имеет одинако
- 6 005669 вый знак на всех несущих, ε пропорционально величине измеренной погрешности и может служить средством оценки. В этом случае угол корреляции равен (ϊίθοιπ) = - 2πί£Μ(Ν + (А)· где М обозначает интерполяционный коэффициент и коэффициент прореживания, которые используются до и после преобразования при передаче и приеме соответственно, а 1С обозначает несущую цифрового сигнала.
Частотная погрешность .\Г, может быть легко выведена из предыдущего уравнения при условии, что известны все остальные множители уравнения.
Синхронизирующие последовательности, состоящие из двух идентичных синхронизирующих символов 16, отделены фиксированным интервалом времени с тем, чтобы повысить их устойчивость и снизить вероятность сбора показаний синхронизации вследствие импульсных помех, за счет чего приемник может начинать синхронизацию в любой момент от начала такой последовательности. На фиг. 4 показан пример, в котором два синхронизирующих символа 16 периодически передаются через каждые 8 символов.
Для обнаружения синхронизирующей последовательности в настоящем изобретении используется упомянутая выше величина, при этом в оптимальный момент корреляция (величина γ) и мощность (величина ξ) равны, после чего мощность сигнала используется в качестве пороговой величины для определения максимума корреляции. Заданным условием искомого максимума корреляции является |γ| >('ξ. Пороговая величина С является фиксированной с тем, чтобы минимизировать вероятность сбора показаний синхронизации вследствие импульсных помех. При наличии двух одинаковых синхронизирующих импульсов 16 теоретически у корреляции должен быть не единственный максимум, а пиковая величина и плато, как это показано на фиг. 4. Ширина такого плато равна длительности дискретных импульсов, входящих в циклический префикс, без учета межсимвольной интерференции (МСИ). Любой из таких дискретных импульсов может быть принят за окончание синхронизирующего символа, поскольку в случае использования любого другого импульса произойдет лишь расфазировка, которая будет одинакова для всех символов на выходе модуля 13 ДПФ. Такая расфазировка может быть легко скорректирована корректором и не вызывает ухудшения приема.
Центральный дискретный импульс плато принимается за оптимальную точку временной синхронизации и используется для обнаружения пиковых значений.
Корреляция вычисляется многократно, для чего в модуле 15 управления синхронизацией предусмотрен кольцевой буфер 17 длиной N импульсов, в котором хранится произведение текущего дискретного импульса на сопряженный дискретный импульс, поступивший на Ν+Б импульсов раньше, при этом текущий момент представлен на фиг. 6 вертикальной линией 18. Полученную величину прибавляют к текущей величине корреляции, а величину, поступившую из буфера, вычитают из нее, в результате чего в корреляции учтена сумма всех положений хранящихся в буфере величин. Помимо буфера 17 дискретные импульсы также должны храниться в буфере 18 длиной ιι N1, импульсов, в результате чего получают упомянутое выше произведение.
В математической форме алгоритм вычисления корреляции выражен следующим образом: Ρ(ά)=Ρ(ά-1)+(ΓηΓ*ό-(Ν+Ε))-(Γό-ΝΓ*ό-(Ν+Τ)-Ν), где Ρ(ά) обозначает корреляцию, га обозначает текущий дискретный импульс, γι-ν обозначает дискретный импульс, поступивший в приемник на N импульсов раньше, а г*а_^+ь) обозначает комплексное сопряжение дискретных импульсов, поступивших в приемник на N1, импульсов раньше, г*а-ж + .ж обозначает комплексное сопряжение дискретных импульсов, поступивших в приемник на 2Ν+, импульсов раньше.
Вычисление мощности также может осуществляться многократно аналогично тому, как вычисляется корреляция. В данном случае используется следующий алгоритм вычисления мощности:
Κ(« = К(!-1) + ϊι2ϊι'.
где К(й) обозначает мощность, га обозначает текущий дискретный импульс, а γι-ν обозначает дискретные импульсы, поступившие в приемник на Ν импульсов раньше.
На фиг. 7 показана возможная реализация таких вычислений, при этом верхняя ветвь 20 служит для вычисления мощности с использованием предыдущего алгоритма, а нижняя ветвь 21 - для вычисления корреляции с использованием ранее приведенного алгоритма. В обеих ветвях 20 и 21 используются блоки 22 задержки Ζ , Ζ , Ζ ζ которые задерживают на выходе некоторые дискретные импульсы, отображающие свой показатель, за счет чего получают уже упоминавшиеся итерационные формулы.
Блок 23 перемножения умножает вычисленную таким способом мощность на пороговую величину С, а результат поступает в компаратор 24, который сравнивает его с полученной величиной корреляции, за счет чего детектор 25 пиковых значений обнаруживает пики синхронизации, показанные на фиг. 3, и на основе корреляции обнаруженного пика вычисляется угол такой величины с использованием арктангенса, предпочтительно с использованием схемы 26 СОБ1Ж'.
Таким образом, для сбора показаний временной синхронизации приемник первоначально ожидает обнаружения синхронизирующей последовательности согласно описанной выше процедуре, а после ее
- 7 005669 обнаружения ожидает поступления другой синхронизирующей последовательности на заданное количество 8 символов позже.
Если вторая синхронизирующая последовательность не поступает, процесс синхронизации возвращается в исходное состояние.
В то же время, если первая из двойных синхронизирующих последовательностей была обнаружена правильно, приемник ожидает поступления другой синхронизирующей последовательности, и подобным образом обнаруживает определенное количество последовательных синхронизирующих последовательностей, после чего считается, что обнаруженные синхронизирующие последовательности действительно существуют. Если на протяжении какого-либо дискретного интервала ожидаемая синхронизирующая последовательность не обнаружена, процесс снова возвращается в исходное состояние. Если последовательность синхронизирующих символов обнаружена вне ожидаемого интервала, она игнорируется.
Если приемники оснащены высококачественным генератором, генерирующим частоту дискретизации, стадия сбора показаний частотной синхронизации становится излишней. В этом случае для вычисления максимальных величин используется лишь действительная часть корреляции, поскольку воображаемая часть практически равна нулю, в связи с чем нет необходимости ее рассчитывать.
В то же время, если генератор, генерирующий частоту дискретизации, не отличается достаточной точностью, то по завершении сбора показаний временной синхронизации с использованием каждой синхронизирующей последовательности рассчитывается погрешность частоты, которую корректирует частотный корректор, а именно - кварцевый генератор 28, управляемый напряжением (КГУН), в одном из вариантов осуществления изобретения используемый при приеме вместо фиксированного генератора, такого как генератор 28а, или устройство 27 восстановления дискретизированного сигнала и фильтр 12 восстановления дискретизированного сигнала, подробнее описанные ниже. Для оценки частотной погрешности вычисляется угол корреляции, предпочтительно с использованием СОКП1С 26 или упомянутой ранее аналогичной схемы, которая вычисляет арктангенс отношения воображаемой и реальной частей корреляции. После вычисления угла корреляции по уравнению (А) вычисляется АД, как это описано выше.
На основе вычислений частотной погрешности начинается процесс итерационной частотной коррекции и расчета погрешности, который завершается, когда расчетная погрешность оказывается ниже установленной пороговой величины.
В одном из примеров осуществления изобретения для коррекции частоты дискретизации у аналогоцифрового преобразователя 7 используется управляемый напряжением генератор 28 под управлением модуля 15 управления синхронизацией, использующий вычисления с целью получения соответствующей частоты дискретизации.
Частотный корректор также может быть выполнен в виде устройства 27 восстановления дискретизированного сигнала, воздействующего на ФК-демодулятор 8. В этом случае необходимы фильтры 12 восстановления дискретизированного сигнала, адаптирующие восстановленный дискретизированный сигнал до обнаружения циклического префикса. Такие фильтры не нужны в случае применения иного средства приблизительной частотной коррекции, как, например, управляемого напряжением кварцевого генератора 28, который генерирует при приеме частоту дискретизации.
На стадии слежения за показаниями временной синхронизации передатчик головного узла работает в обычном режиме, т.е. передает данные. С учетом того, что на стадии слежения известно количество полученных синхронизирующих последовательностей, в том случае, если обнаружено, что одна из последовательностей отсутствует, отсчет отсутствующих синхронизирующих последовательностей увеличивается соответствующим образом. Если отсчет достигает установленного предела, стадия сбора осуществляется повторно.
При поступлении синхронизирующей последовательности отсчет дискретных импульсов, которые должны поступить в модуль 13, меняется, а модуль 15 управления синхронизацией воздействует на экстрактор 11 циклического префикса и модуль 13, разрешая поступление выбранных дискретных импульсов. Если момент начала символа был изменен, необходимо осуществить повторную коррекцию с использованием корректора, поскольку при замене начала символа другим дискретным импульсом циклического префикса происходит расфазировка. С этой целью после синхронизирующей последовательности добавляется несколько символов коррекции, которые используются в корректоре для выполнения указанной коррекции.
Что касается стадии слежения за показаниями частотной синхронизации, необходимо отметить, что, несмотря на наличие частотного корректора, всегда присутствует остаточная погрешность частоты дискретизации, вызывающая поворот положения точек совокупности в процессе ее демодуляции при приеме. Такая погрешность является накапливающейся, иными словами, если после какого-либо символа угол поворота совокупности на определенной несущей составляет 0,3°, через 10 символов угол поворота составит 3°.
На фиг. 8 показано положение дискретного импульса без погрешности, отмеченное звездой, точка совокупности (повернутой) после десяти символов, отмеченная кругом, и точка совокупности после 50 символов, отмеченная крестиком.
- 8 005669
Если остаточная погрешность не скорректирована, наступит момент, когда точки совокупности перейдут в следующий квадрант и будут ошибочно восприниматься при приеме как точки, переданные в другом квадранте.
Для слежения за остаточной погрешностью и ее коррекции в частотной области используется вращатель, входящий в модуль коррекции. Кроме того, с использованием вращателя может быть рассчитана погрешность частоты дискретизации, и такая расчетная величина может быть использована на входе частотного корректора независимо от того, является ли он устройством 27 восстановления дискретизированного сигнала с фильтрами или управляемым напряжением кварцевым генератором 28. Расчет, осуществляемый вращателем, является более точным, чем полученный с использованием арктангенса, что следует из вышеизложенного.
Для использования вращателя необходимо вычислить скорость поворота совокупности на каждой частоте в частотной области, после чего такой поворот компенсируется для каждого поступившего символа.
Поскольку частотная характеристика электрической сети за время следования двадцати символов отклоняется незначительно (за счет выбранного в системе временного обозначения), можно предположить, что поворот совокупностей на несущих за определенное время вызван лишь остаточной погрешностью при расчете частоты дискретизации, а не изменениями амплитудно-частотной характеристики канала. Именно на данном предположении основан один из вариантов изобретения, в котором сказано, что воздействие, оказываемое каналом на угол поворота на протяжении 16 символов, является пренебрежимо малым по сравнению с влиянием на угол поворота погрешности частоты дискретизации.
Исходя из такого допущения, посимвольный поворот фазы несущей вследствие погрешности частоты дискретизации за кратный к момент вычисляется следующим образом:
-2π
Поворот^ =
-2π ^(|+Цк+ь),о.к<Л _^_(|_1 + Гсм)к+Ь),^к<К где £ обозначает номинальную частоту, Δ£ обозначает погрешность частоты дискретизации, N обозначает количество дискретных импульсов в символе, £ обозначает частоту, использованную для ФКмодуляции, М обозначает прореживающий коэффициент прореживателей 9 и Е обозначает количество дискретных импульсов в циклическом префиксе.
Для коррекции поворота вследствие остаточной частотной погрешности принятый сигнал должен быть умножен на сложную экспоненциальную функцию с углом, противоположным расчетному углу поворота.
Для вычисления скорости поворота совокупности на каждой несущей в предлагаемом в изобретении способе предусмотрена передача сетки по нисходящему каналу, заключающаяся в том, что на определенных несущих (предпочтительно, на одной несущей с низким отношением сигнал-шум, необходимым для демодуляции) после синхронизирующих последовательностей передаются символы фиксированной модуляции. Поскольку положение несущих, модулированных такой фиксированной модуляцией, может меняться, по истечении определенного времени все несущие в какой-то момент времени будут принудительно модулированы фиксированной модуляцией (иными словами, будут несущими, модулированными фиксированной модуляцией). Пользователям неизвестна информация, передаваемая на несущих, независимо от того, адресована ли им такая информация.
С учетом того, что максимальный поворот совокупностей на каждой несущей с большей частотой является фиксированной величиной, заложенной в системе, а величина Δίζ, представляющая погрешность частоты дискретизации, зафиксирована в силу различий между генераторами передатчика и генераторами приемника различного оборудования, максимальный период между двумя последовательными измерениями угла поворота на каждой частоте также зафиксирован, за счет чего осуществляется расчет скорости поворота на каждой частоте, не приводящий к наложениям или переполнениям, когда разность фаз двух последовательно измеренных углов поворота на одной несущей составляет менее 180° (π радиан). В математическом выражении данный период рассчитывается по следующей формуле:
(θ2 - θι)<π, где θι 2к£тах_еггогТ1, ©2 2πί тах_етГ οΓ(τ 1+Т)
В соответствии с этим
Т <____1____ 1тах · ^гтах_еггог
Величину £ тах=еггог можно вывести из формулы вычисления угла поворота посимвольно на несущей за кратный к момент, т. е.
- 9 005669
где Ртах_еггог обозначает показатель самой высокой несущей, £8 обозначает номинальную частоту дискретизации у генераторов различного оборудования, Δ£8 обозначает отклонение частоты дискретизации, N обозначает количество дискретных импульсов в символе, £с обозначает несущую и М обозначает прореживающий коэффициент.
С учетом полной величины такого максимального периода, поделенной между двумя последова тельно измеренными углами поворота на различных несущих и периодом символа, можно записать
где Ντ обозначает максимальное количество символов между двумя последовательными измерениями угла на данной несущей, за счет чего фиксированная модуляция может быть распределена среди N несущих системы, для чего необходимо, чтобы количество несущих, модулированных фиксированной модуляцией, на символ, умноженное на количество символов фиксированной модуляции за один период измерения (величина которого меньше или равна Ντ), равнялось количеству N несущих в системе.
Два возможных применения распределения фиксированной модуляции заключаются в том, что все несущие принудительно становятся несущими, модулированными фиксированной модуляцией через один символ, или фиксированная модуляция распределяется за период символа среди максимального количества Ν/Ντ несущих, в результате чего на протяжении максимального Ντ символов угол поворота измеряется на всех несущих, а спустя N символов осуществляется новое измерение.
Оборудование головного узла продолжает использовать несущие, модулированные фиксированной модуляцией, для передачи необходимой информации (как и на всех остальных несущих) с тем отличием, что на таких частотах используется фиксированная модуляция. Поскольку как пользователям, которым адресована информация, полученная на несущих, модулированных фиксированной модуляцией, так и всем остальным пользователям известен тип модуляции, использованный на таких несущих, они могут восстановить такую информацию с тем, чтобы рассчитать скорость поворота несущих, модулированных фиксированной модуляцией.
Пользовательские терминалы демодулируют информацию на несущих, модулированных фиксированной модуляцией (за счет того, что им известен тип использованной модуляции, и независимо от того, адресована ли им информация), и рассчитывают угловое отклонение, сравнивая точку полученной совокупности с расчетной точкой переданной совокупности. Путем вычисления разности между таким углом и углом, вычисленным на определенное количество символов раньше (в зависимости от параметров конфигурации фиксированной модуляции), и деления количества символов между двумя измерениями получают расчетную величину скорости поворота совокупности на несущих, для которых рассчитаны углы поворота.
Например, если предположить, что период составляет 16 символов, то через каждые 16 символов все несущие в какой-то момент будут использованы как несущие, модулированные фиксированной модуляцией, если общее количество несущих составляет 32, две несущие могут использоваться как несущие, модулированные фиксированной модуляцией, при продолжающемся посимвольном изменении положения. В таком случае головной узел будет продолжать использовать такие несущие для передачи информации, но для ее модуляции будет использоваться система модуляции с низким отношением сигналшум, необходимым при демодуляции (например, КФМн-модуляция), а пользовательские терминалы будут демодулировать такую информацию (независимо от того, являются ли они ее адресатами, поскольку им известно, что она модулирована с использованием КФМн-модуляции). По окончании периода следования 16 символов осуществляется новое измерение угла поворота на всех несущих и новый расчет скорости поворота на каждой частоте. В этом случае для вычисления скорости поворота на несущей сначала демодулируются символы КФМн-модуляции, переданные на такой несущей. Угол, образованный точкой принятой совокупности и осями координат, вычитается из угла точки переданной совокупности, что позволяет узнать угловое отклонение на данной несущей. Через каждые 16 символов вычисляется новый угол для данной несущей, а разность между величиной последнего вычисленного угла и угла, вычисленного на 16 символов раньше, делится на 16, чтобы определить скорость поворота в пересчете на символ. Результаты такого расчета и сделанных ранее расчетов могут быть переданы в фильтр нижних частот, чтобы исключить отклонения вследствие внезапных изменений в канале и уменьшить влияние помех на результаты расчетов. Для ускорения процесса сходимости может осуществляться усреднение результатов вычисления для множества несущих.
Коррекция, осуществляемая с использованием вращателя, заключается в умножении сигнала на сложную экспоненциальную функцию в частотной области, иными словами, на выходе модуля 13, в частности в корректоре. Для простоты и с учетом того, погрешность на данной стадии является небольшой, действительная часть сложной экспоненциальной функции может быть принята за близкую к 1, а воображаемая часть - за угол в радианах.
- 10 005669
Вычисление средней величины поворота на всех несущих дает следующий результат:
-2я£сМ(И + А) ·
Гд + ДГд
Такая средняя величина является расчетной величиной частотной погрешности, которая может быть использована для точной корректировки такой частотной погрешности. Для обеспечения большей точности расчетная величина используется на входе частотного корректора независимо от того, является ли он устройством 27 восстановления дискретизированного сигнала с фильтрами 12 или управляемым напряжением кварцевым генератором 28. В другом варианте осуществления изобретения расчет осуществляется на основе угла корреляции, полученного с использованием арктангенса с использованием соответствующей схемы, предпочтительно 26 СОКО1С, упоминавшейся выше.

Claims (18)

  1. ФОРМУЛА ИЗОБРЕТЕНИЯ
    1. Способ синхронизации передачи данных множеству пользователей в нисходящем канале многоточечной системы передачи данных с использованием ОЧУ-модуляции в процессе двунаправленной связи по электрической сети между головным узлом и множеством пользователей, в котором предусмотрено средство добавления и обнаружения циклического префикса из ОЧУ-символов, имеющее интерполяторы и прореживатели передающих и принимающих систем оборудования, и транспонирование цифрового сигнала в полосу частот, при этом в информацию, передаваемую по нисходящему каналу, связывающему головной узел с пользовательскими терминалами, включены синхронизирующие последовательности, обеспечивающие частотную и временную синхронизацию при приеме, отличающийся тем, что для генерирования синхронизирующих последовательностей используются два идентичных синхронизирующих символа (16), которые оборудование головного узла периодически передает по нисходящему каналу всем пользовательским терминалам, которые обнаруживают такие синхронизирующие последовательности при приеме, выборочно рассчитывают и корректируют частоты дискретизации в аналого-цифровых преобразователях (7), входящих в приемники пользовательских терминалов, или осуществляют восстановление дискретизированного цифрового сигнала (частотную синхронизацию) и одновременный расчет момента начала каждого ОЧУ-символа (временную синхронизацию).
  2. 2. Способ по п.1, отличающийся тем, что распознавание синхронизирующих последовательностей осуществляется на основе критериев наибольшего правдоподобия таким образом, что временная синхронизация начинается с вычисления максимума корреляции дискретных импульсов двух принятых символов, при этом такой максимум соответствует средней точке плоского участка кривой пиковых значений корреляции, размер которого в пересчете на дискретные импульсы равен количеству дискретных импульсов циклического префикса без учета межсимвольной интерференции (МСИ), а частотная синхронизация осуществляется путем вычисления угла такой корреляции в момент, определенный как максимум корреляции.
  3. 3. Способ по п.2, отличающийся тем, что максимум корреляции вычисляется путем обнаружения пиковых значений корреляции, которые превосходят пороговую величину, которая соответствует результату умножения мощности на постоянную величину С, при этом за такой максимум принимается средняя точка плоского участка кривой пиковых значений корреляции, размер которого в пересчете на дискретные импульсы равен количеству дискретных импульсов циклического префикса без учета межсимвольной интерференции (МСИ), постоянная величина С зафиксирована, чтобы минимизировать вероятность возникновения сигналов ложной тревоги, корреляция рассчитывается с использованием алгоритма т+1+1 У(т)= Хг(к)г*(к + п), к=т а для вычисления мощности используется алгоритм где у(т) обозначает корреляцию в момент дискретного импульса т, а ς/т) обозначает мощность в момент дискретного импульса т, г(к) обозначает дискретный импульс, принятый в момент к, г* (к+η) обозначает комплексное сопряжение принятого дискретного импульса в момент к+η, η = Ν+Б, а 1 = η, при этом N обозначает количество дискретных импульсов одного из символов синхронизирующей последовательности, а Б обозначает количество дискретных импульсов циклического префикса.
  4. 4. Способ по пп.2 и 3, отличающийся тем, что вычисление корреляции и мощности осуществляется многократно, при этом принятые дискретные импульсы и предпочтительно частичные произведения текущего дискретного импульса и сопряженного дискретного импульса, поступившего на Ν+Б дискретных импульсов раньше, хранятся в приемнике для вычисления корреляции и мощности с использованием алгоритмов
    Р(4) = Р(Й-1) + (Γ^Γ*^-(Ν+Ε)) - Ο+νΓ+Ι-,-Ν-Ι.-,-νΡ
    - 11 005669
    Κ(ά) = Κ(4-1) + ι.,|2-ι,, |2, где Ρ(Ι) обозначает корреляцию, Κ(ά) обозначает мощность, г(а) обозначает текущий дискретный импульс, Για обозначает дискретный импульс, поступивший в приемник на N дискретных импульсов раньше, Γ*ά-(Ν+Ε) обозначает комплексное сопряжение дискретного импульса, принятого на N1, дискретных импульсов раньше, а γ*<Ι-(Ν·ι.:ι-ν обозначает комплексное сопряжение дискретных импульсов, принятых на 2Ν+, дискретных импульсов раньше.
  5. 5. Способ по п.3, отличающийся тем, что в случае, если частотная погрешность оказывается меньше предварительно установленной пороговой величины, для упрощения вычислений используется лишь действительная часть корреляции.
  6. 6. Способ по любому из пп.3-5, отличающийся тем, что для обнаружения синхронизирующей последовательности величина корреляции сравнивается с мощностью, умноженной на величину С, чтобы минимизировать вероятность сигнала ложной тревоги, а искомая синхронизирующая последовательность и оптимальный момент дискретного импульса отвечают заданному условию |γ|>€ξ, где С обозначает коэффициент, на который умножается мощность, а их произведение используется в качестве пороговой величины.
  7. 7. Способ по п.1, отличающийся тем, что два идентичных символа синхронизации выборочно состоят из фиксированной или псевдослучайной информации.
  8. 8. Способ по любому из пп.1-6, отличающийся тем, что синхронизация частоты дискретизации и временная синхронизация при приеме состоят из стадии сбора показаний синхронизации и стадии слежения за показаниями синхронизации, при этом стадия сбора предусматривает поиск определенного количества синхронизирующих последовательностей, приблизительную коррекцию частотной погрешности и переход к стадии слежения как в случае частотной, так и временной синхронизации.
  9. 9. Способ по п.8, отличающийся тем, что стадия сбора показаний временной синхронизации предусматривает стадию ожидания до обнаружения синхронизирующей последовательности с определенным количеством символов или синхронизирующих последовательностей в ожидаемом положении и в ожидаемые моменты с последующим переходом к стадии слежения, чтобы снизить вероятность сбора показаний синхронизации вследствие сигнала ложной тревоги.
  10. 10. Способ по пп.8 и 9, отличающийся тем, что после сбора показаний временной синхронизации предусмотрена стадия слежения за показаниями временной синхронизации, заключающаяся в обнаружении синхронизирующих последовательностей, переданных пользователям по нисходящему каналу, учете количества неполученных последовательностей, при этом в случае превышения определенного предела происходит возврат к стадии сбора.
  11. 11. Способ по любому из пп.8-10, отличающийся тем, что на стадии слежения за показаниями временной синхронизации при поступлении каждой новой синхронизирующей последовательности происходит изменение момента начала ОЧУ-символа, при этом такое изменение осуществляется путем варьирования в группе дискретных импульсов, использованных для преобразования сигналов из временной области в частотную область, предусмотренного пользовательскими приемниками и способного привести к изменению фазы или повороту демодулированных совокупностей, что корректируется за счет соответствующей коррекции, для чего предпочтительно после синхронизирующих последовательностей передаются корректирующие последовательности.
  12. 12. Способ по п.8, отличающийся тем, что стадия сбора показаний частотной синхронизации подавляется в том случае, если генератор, используемый для генерирования частоты дискретизации в аналогоцифровом преобразователе приемника, обладает достаточной точностью.
  13. 13. Способ по п.8, отличающийся тем, что после стадии сбора показаний временной синхронизации следует стадия сбора показаний частотной синхронизации, на которой предусмотрен расчет погрешности частоты дискретизации на основе угла корреляции в момент ее максимальной величины, для чего используется точка, расположенная посередине плоского участка кривой максимальных величин, согласно следующему алгоритму:
    где М обозначает интерполяционный коэффициент и прореживающий коэффициент, £с обозначает несущую, £8 обозначает частоту дискретизации, а Δ£8 обозначает погрешность частоты дискретизации, при этом на данной стадии дополнительно осуществляют коррекции с использованием частотного корректора, выборочно состоящего из управляемого напряжением генератора (28) или устройства (27) восстановления дискретизированного сигнала с соответствующими фильтрами (12), для чего на основе предыдущего алгоритма вычисляют углы корреляции в момент ее максимальной величины, вычисляют арктангенс отношения воображаемой части и действительной части и с использованием предыдущего алгоритма получают величину Δ£8, при этом многократно повторяют такие действия до тех пор, пока расчетная величина погрешности частоты дискретизации не будет ниже определенной пороговой величины.
  14. 14. Способ по любому из пп.8-13, отличающийся тем, что на стадии слежения за показаниями частотной синхронизации предусмотрено умножение принятого сигнала на показатель вращателя, который
    - 12 005669 компенсирует поворот совокупности на каждой несущей в частотной области, при этом показатель вращателя вычисляют путем вычисления скорости поворота совокупности на каждой частоте.
  15. 15. Способ по п.14, отличающийся тем, что для вычисления скорости поворота совокупности на каждой несущей во время передачи данных по нисходящему каналу, на некоторых несущих, известных как несущие, модулированные фиксированной модуляцией, положение которых меняется во времени, когда такие несущие используются для передачи информации, периодически передается сетка (символы фиксированной модуляции), принуждающая головной узел использовать фиксированную модуляцию предпочтительно с низким отношением сигнал-шум, необходимым для демодуляции, а пользователям известно положение несущих, модулированных фиксированной модуляцией, и они могут осуществлять контроль качества линии передачи данных на таких несущих, зная использованный на них тип модуляции, независимо от того, является ли пользователь адресатом информации, переданной на таких несущих, модулированных фиксированной модуляцией, при этом пользователям заранее неизвестно, являются ли они адресатами модулированной информации на таких несущих.
  16. 16. Способ по п.15, отличающийся тем, что максимальный период сетки (символов фиксированной модуляции) зафиксирован на основе максимума поворота на наибольшей несущей таким образом, чтобы не вызывать переполнения, при этом Ντ представляет собой период сетки (символов фиксированной модуляции) в перечете на символы, т. е. максимальное количество символов между двумя последовательными измерениями угла на определенной несущей, при этом фиксированная модуляция может быть распределена среди Ν несущих в системе таким образом, что все несущие один раз на протяжении Ντ символов модулированы фиксированной модуляцией, а
    Ντ ΣΝί=Ν, ί=1 где суммарное количество несущих, модулированных фиксированной модуляцией на протяжении следования Ντ символов, равно общему количеству несущих в системе, Ν1 обозначает количество несущих, модулированных фиксированной модуляцией с символом 1, в результате чего через Ντ символов получают новый результат измерения скорости поворота на каждой из несущих.
  17. 17. Способ по пп.15 и 16, отличающийся тем, что для вычисления скорости поворота при приеме пользователь демодулирует информацию, переданную на несущих, модулированных фиксированной модуляцией, заранее зная использованный на них тип модуляции, независимо от того, является ли такой пользователь адресатом информации, переданной головным узлом, и вычисляет углы поворота для переданной совокупности, после чего сравнивает такие углы с результатом предыдущего вычисления на тех же несущих и делит на время между двумя измерениями угла, получая в результате скорость поворота на таких несущих.
  18. 18. Способ по пп.15 и 17, отличающийся тем, что для расчета частотной погрешности на стадии слежения измеряют среднюю величину угла поворота совокупности на каждой из несущих за период одного символа и корректируют такую погрешность с использованием частотного корректора (27), (28), при этом такая средняя величина соответствует углу корреляции.
EA200301161A 2001-05-21 2002-05-17 Способ синхронизации передачи данных множеству пользователей в нисходящем канале многоточечной системы передачи данных с использованием очу-модуляции EA005669B1 (ru)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
ES200101154A ES2188370B1 (es) 2001-05-21 2001-05-21 Procedimiento para la sincronizacion en el enlace descendente de multiples usuarios en un sistema de transmision punto a multipunto con modulacion ofdm.
PCT/ES2002/000234 WO2002095976A1 (es) 2001-05-21 2002-05-17 Procedimiento para la sincronizacion en el enlace descendente de multiples usuarios en un sistema de transmision punto a multipunto con modulacion ofdm

Publications (2)

Publication Number Publication Date
EA200301161A1 EA200301161A1 (ru) 2004-08-26
EA005669B1 true EA005669B1 (ru) 2005-04-28

Family

ID=8497781

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EA200301161A EA005669B1 (ru) 2001-05-21 2002-05-17 Способ синхронизации передачи данных множеству пользователей в нисходящем канале многоточечной системы передачи данных с использованием очу-модуляции

Country Status (16)

Country Link
US (1) US7423959B2 (ru)
EP (1) EP1389835B1 (ru)
JP (1) JP4044445B2 (ru)
KR (1) KR100768835B1 (ru)
CN (1) CN1528059A (ru)
AT (1) ATE377870T1 (ru)
AU (1) AU2002304581B2 (ru)
BR (1) BR0210055A (ru)
CA (1) CA2448106A1 (ru)
DE (1) DE60223356T2 (ru)
EA (1) EA005669B1 (ru)
ES (2) ES2188370B1 (ru)
IL (1) IL158758A0 (ru)
MX (1) MXPA03010658A (ru)
PT (1) PT1389835E (ru)
WO (1) WO2002095976A1 (ru)

Families Citing this family (37)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
ES2212744B2 (es) * 2003-01-10 2005-03-16 Diseño De Sistemas En Silicio, S.A. Procedimiento de sincronizacion en el dominio del tiempo y de la frecuencia de multiples equipos en un sistema de transmision con modulacion ofdm.
ES2221570B2 (es) * 2003-05-30 2005-10-01 Diseño De Sistemas En Silicio, S.A. Procedimiento de remuestreo en transmision y recepcion de una señal digital con traslacion en banda digital.
US7058378B2 (en) * 2003-11-18 2006-06-06 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for automatic frequency correction of a local oscilator with an error signal derived from an angle value of the conjugate product and sum of block correlator outputs
JP4290048B2 (ja) * 2004-03-23 2009-07-01 三洋電機株式会社 受信方法および装置
WO2005114858A1 (en) * 2004-05-21 2005-12-01 Koninklijke Philips Electronics, N.V. A transmitter and receiver for ultra-wideband ofdm signals employing a low-complexity cdma layer for bandwidth expansion
KR101065687B1 (ko) * 2004-06-10 2011-09-19 엘지전자 주식회사 Ｏｆｄｍ 무선 통신 시스템에 적용되는 시간 동기 획득 방법
US7421013B1 (en) * 2004-08-02 2008-09-02 Marvell International Ltd. Maximum likelihood estimation of time and frequency offset for OFDM systems
EP1779570B1 (en) * 2004-08-17 2016-11-09 LG Electronics Inc. Method for detecting ofdm symbol timing in ofdm system
KR100587310B1 (ko) * 2004-08-18 2006-06-08 엘지전자 주식회사 주파수 동기 장치 및 이를 적용한 ｄｖｂ-ｈ 수신 시스템
CN100479445C (zh) * 2005-01-28 2009-04-15 北京大学 使用了前后缀信号的正交频分复用通信方法
US7778336B1 (en) 2005-02-09 2010-08-17 Marvell International Ltd. Timing and frequency synchronization of OFDM signals for changing channel conditions
JP4440831B2 (ja) * 2005-06-14 2010-03-24 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 基地局装置、送信方法及び通信システム
US8315191B2 (en) * 2005-09-20 2012-11-20 Qualcomm Incorporated Timing acquisition and mode and guard detection for an OFDM transmission
US7894417B2 (en) * 2005-11-01 2011-02-22 Nokia Corporation Signal arrangement for multi-bandwidth OFDM system
US8130629B2 (en) * 2005-11-25 2012-03-06 Go Net Systems Ltd Simultaneous simulcast and single cast hybrid multi-tone communication system
US7512113B2 (en) * 2005-12-21 2009-03-31 Motorola, Inc. Method and system for determining a minimum time of flight of a radio frequency transmission
US7769119B2 (en) 2006-09-27 2010-08-03 Sandbridge Technologies, Inc. Method of initial synchronization of a communication signal
CN100562001C (zh) * 2007-05-30 2009-11-18 北京中星微电子有限公司 确定正交频分复用系统导频位置的方法、装置及解调设备
CN101374129B (zh) * 2007-08-20 2012-01-11 中兴通讯股份有限公司 基于正交频分复用的同步序列生成方法、同步方法及系统
EP2079212A1 (en) * 2008-01-11 2009-07-15 Sandbridge Technologies, Inc. A method of initial synchronization of a communication signal
EP2235855B1 (en) * 2008-01-30 2015-01-07 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Report mechanism in a radio system reusing one time-slot
US8848683B2 (en) * 2008-01-30 2014-09-30 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method of data modulation adapted to selected modulation rotational angle
KR101421776B1 (ko) * 2008-01-30 2014-07-22 텔레폰악티에볼라겟엘엠에릭슨(펍) 비평형 ｑｐｓｋ 변조를 사용하는 타임슬롯 공유
EP2235896B1 (en) * 2008-01-30 2013-03-27 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) A receiver for muros adapted to estimate symbol constellation using training sequences from two sub-channels
US8509208B2 (en) 2008-02-01 2013-08-13 Qualcomm Incorporated Frequency error estimation
CN101888354B (zh) * 2009-05-15 2013-06-05 中兴通讯股份有限公司 一种信道估计方法及装置
JP5237214B2 (ja) 2009-07-15 2013-07-17 株式会社日立製作所 送信装置、受信装置、または無線通信の処理方法
US8625689B2 (en) * 2010-07-09 2014-01-07 Texas Instruments Incorporated Time-domain link adaptation
US8548096B2 (en) * 2010-12-31 2013-10-01 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Controllable frequency offset for inphase and Quadrature (IQ) imbalance estimation
CN103236914B (zh) * 2013-04-16 2016-02-03 深圳市力合微电子股份有限公司 一种电力线载波通信系统的同步信号生成方法及装置
CN103580718B (zh) * 2013-10-15 2015-06-10 北京航天科工世纪卫星科技有限公司 一种低信噪比下的快速时频同步方法
EP3036844B1 (en) 2014-09-23 2021-12-29 Huawei Technologies Co., Ltd. Transmitter, receiver and methods for transmitting/ receiving synchronisation signals
US9559815B1 (en) * 2015-08-26 2017-01-31 Friskydsp Technology Ltd. Generation of OFDM symbols
US11051263B2 (en) * 2017-06-15 2021-06-29 Qualcomm Incorporated Synchronization channel and system acquisition for internet of things communications in a shared spectrum
ES2895680T3 (es) * 2017-11-07 2022-02-22 Siemens Ag Procedimiento para la sincronización de unidades emisoras y receptoras en una transmisión de señales multiportadora
JP6559763B2 (ja) * 2017-12-14 2019-08-14 ホアウェイ・テクノロジーズ・カンパニー・リミテッド 送信機、受信機、および同期信号を送信／受信するための方法
CN111970063B (zh) * 2020-08-26 2022-04-29 北京字节跳动网络技术有限公司 一种通信方法、装置、设备和存储介质

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2774961B2 (ja) 1996-03-29 1998-07-09 株式会社次世代デジタルテレビジョン放送システム研究所 Ｏｆｄｍ復調装置
US5732113A (en) * 1996-06-20 1998-03-24 Stanford University Timing and frequency synchronization of OFDM signals
US6519291B1 (en) 1998-02-03 2003-02-11 Lucent Technologies Inc. Reduction of interference in discrete multi-tone (DMT) based communications systems
US6876675B1 (en) * 1998-02-06 2005-04-05 Cisco Technology, Inc. Synchronization in OFDM systems
JP3606761B2 (ja) 1998-11-26 2005-01-05 松下電器産業株式会社 Ｏｆｄｍ受信装置
JP3279277B2 (ja) * 1999-02-19 2002-04-30 三菱電機株式会社 マルチキャリア通信方法およびマルチキャリア通信装置
KR100335443B1 (ko) 1999-06-15 2002-05-04 윤종용 직교주파수분할다중변조 신호의 심볼 타이밍 및 주파수 동기 장치 및 방법
US6985432B1 (en) * 2000-01-28 2006-01-10 Zion Hadad OFDM communication channel
JP2001111518A (ja) * 1999-10-04 2001-04-20 Mitsubishi Electric Corp 通信方法および通信装置
US6614864B1 (en) * 1999-10-12 2003-09-02 Itran Communications Ltd. Apparatus for and method of adaptive synchronization in a spread spectrum communications receiver
US6526295B1 (en) 1999-10-14 2003-02-25 Ericsson Inc. Power conservation method in mobile communications device
US6628735B1 (en) * 1999-12-22 2003-09-30 Thomson Licensing S.A. Correction of a sampling frequency offset in an orthogonal frequency division multiplexing system

Also Published As

Publication number Publication date
CN1528059A (zh) 2004-09-08
ES2188370B1 (es) 2004-10-16
EP1389835A1 (en) 2004-02-18
US20040114551A1 (en) 2004-06-17
ATE377870T1 (de) 2007-11-15
KR20040008186A (ko) 2004-01-28
EP1389835B1 (en) 2007-11-07
CA2448106A1 (en) 2002-11-28
BR0210055A (pt) 2004-08-17
DE60223356D1 (de) 2007-12-20
WO2002095976A1 (es) 2002-11-28
AU2002304581B2 (en) 2008-01-03
KR100768835B1 (ko) 2007-10-19
PT1389835E (pt) 2008-02-14
MXPA03010658A (es) 2004-03-02
DE60223356T2 (de) 2008-08-28
EA200301161A1 (ru) 2004-08-26
ES2296929T3 (es) 2008-05-01
JP2004533768A (ja) 2004-11-04
JP4044445B2 (ja) 2008-02-06
ES2188370A1 (es) 2003-06-16
US7423959B2 (en) 2008-09-09
IL158758A0 (en) 2004-05-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EA005669B1 (ru) Способ синхронизации передачи данных множеству пользователей в нисходящем канале многоточечной системы передачи данных с использованием очу-модуляции
CN111095883B (zh) 在正交时频空间信号接收器中实现同步
CN107426123B (zh) 一种利用多符号间导频进行联合整数频偏估计方法及装置
JP4159030B2 (ja) Ｏｆｄｍを用いる無線ネットワーク用のタイミング同期方法
CN1293714C (zh) 正交频分多路复用系统中的本机振荡器频率校正
EP0971515B1 (en) Reference symbol structure for frequency, symbol and frame synchronisation in multicarrier systems
AU2002304866B2 (en) Method for frame and frequency synchronization of an OFDM signal and method for transmitting an OFDM signal
KR100263372B1 (ko) 직교분할대역 시스템의 간략 주파수 획득 방법 및 그 장치
EP1139624A2 (en) Sampling offset correction in an orthogonal frequency division multiplexing system
US6389087B1 (en) Apparatus and method for synchronization in a multiple-carrier communication system by observing energy within a guard band
KR20110007063A (ko) 데이터 검출 및 복구 방법, 장치 및 수신기
JPH10224318A (ja) Ｏｆｄｍシステム受信器の微細ｆｆｔウインドー位置復元装置
WO2007006202A1 (fr) Système et procédé de transmission qotdma
US20030128790A1 (en) Method of, and receiver for, minimising carrier phase rotation due to signal adjustments and enhancements
EP1780970B1 (en) Frequency correction for a multicarrier system
JP3946893B2 (ja) ディジタル通信装置
WO1993011605A1 (en) Digital demodulator for preamble-less burst communications
JP3116764B2 (ja) ディジタル伝送信号の受信器ならびにディジタル伝送方式
JP6975760B2 (ja) 自己相関器および受信機
TWI462556B (zh) 用於正交載波分頻多工接收器之同步裝置與其方法
KR20000027018A (ko) 오에프디엠의 반송파 주파수 추적/획득 장치
JP2003264527A (ja) Ｏｆｄｍ用周波数誤差検出装置、検出方法、および、ｏｆｄｍ用受信装置
KR20080077845A (ko) 신호 수신 장치 및 신호 수신 방법
KR20070117810A (ko) 등화기 및 등화방법

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A Lapse of a eurasian patent due to non-payment of renewal fees within the time limit in the following designated state(s)

Designated state(s): AM AZ KZ KG MD TJ TM

MM4A Lapse of a eurasian patent due to non-payment of renewal fees within the time limit in the following designated state(s)

Designated state(s): BY RU