CN1528059A - 在采用正交频分复用调制的点到多点系统中多个用户的下行流中实现同步的方法 - Google Patents

Abstract

本发明的系统适用于通过前端与各种用户之间的电网所进行的双向通信，它允许在多载波正交频分复用调制通信系统中多个用户的时间和频率上实现同步。其特征在于利用两个完全相同的同步符号来生成同步序列，所述同步符号周期性地沿下行方向由前端发送给用户，以便估计并校正采样频率，同时还估计每个正交频分复用调制符号的起始时间。

Description

在采用正交频分复用调制的点到多点系统中多个用户的下行流中实 现同步的方法

技术领域

本发明涉及电信部门，更具体地来说，它适用于前端与各种用户之间的双向通信，以实现下行信道(即前端与用户之间的链路)中的同步，其中电网用于传输，以便可以通过此通信装置向用户提供多种服务。

发明目的

本发明的目的在于提供一种用于电网中下行信道的新的高度可靠的时间和频率同步方法，它避免了通常由于经电网传输数据期间所存在的高噪声水平和频率选择性而引起的固有问题，从而避免在下行信道中产生错误的同步指示。

利用本发明的方法，各种用户接收机从在下行信道中接收到的信号起始，同步于前端发射机所用的频率。再者，利用所述方法，根据所接收到的信号样点，每个用户接收机可知道所有接收的样点中哪个样点属于同一个信号，即每个用户接收机知道每个符号的起始。

本发明专门构思来在题为“通过电网进行点到多点数据数字传输的系统和方法”的西班牙专利申请No.20003024所指的系统中实现各种用户的同步。

背景技术

现有技术中已知OFDM信号的各种同步方法，但这些方法均未达到在利用电网进行传输的点到多点系统中避免产生错误同步指示所需的高度可靠性。

众所周知，由于电网上的不同装置的连接和断开导致线路上的电压峰值和阻抗变化，使信道响应随时间变化，故电网不是理想的传输媒体。

在所知的同步方法中，有必要强调一下美国专利No.5732113中所述的方法，该方法涉及采用两个等同半波中的一个同步符号的时间同步处理方法，其中为了实现同步，采用了比本发明所建议的样点数少的样点，电网中很常见的脉冲噪声会对同步产生程度大得多的影响，因为根据定义，这些是影响少量样点的随机噪声，因此这些脉冲噪声对此方法的影响比对本发明所提出的解决方案大，因此只采用一个同步符号的方法对于使用电网的传输系统并不理想。

还有必要指出的是，由于采用较少数量的样点来实现同步，所以利用一个同步符号意味着在同步的计算或估计方面会有较大的变化。

P.Moose在“用于正交频分复用的频偏校正技术”(IEEE Trans.on comm.，Vol.42，pp2908-2914，October 1994)一文中发表了采用两个相同符号的概念，但从未像本发明一样考虑或采用这些符号来实现时间同步，相反Moose利用这些符号来估计模拟转换的频率误差。

最后，现有技术中周知的还有利用相关的反正切来实现频率同步，以校正模拟转换的频率误差，例如参见美国专利No.5732113或Moose所著文章。为实现频率同步，本发明包括在每个用户接收机中估计模拟/数字转换器中的采样频率误差，这与现有技术中已知的方法有实质上的不同。

发明概述

为了在利用电网进行传输的采用OFDM(正交频分复用调制)的点到多点系统中的多个用户的下行流中实现频率和时间同步，本发明包括：发送插入经下行信道发送的信息中的同步序列符号，下行信道是从前端到多个用户的信道；其特征在于：该方法包括利用由前端设备周期性地发送到所有用户设备的两个完全相同的同步符号来生成同步序列符号，然后用户设备在接收时检测所述同步序列，并估计和校正用户设备内接收机中所包含的模数转换器中的采样频率，或执行对数字信号的再采样(频率同步)，与此同时估计每个OFDM符号的起始时刻(时间同步)。

根据本发明，检测同步序列是利用现有技术中已知的最大似然最大化准则来进行的，但其创新之处在于时间同步从计算所接收序列的两个符号的样点的最大相关开始，其中该最大相关值是相关峰的平缓区的中点，相关峰的以样点数表示的大小等于无符号间干扰ISI时循环前缀的样点数；以及在确定最大相关的时刻通过计算该相关的角度来实现频率同步

最大相关是通过检测超过先前定义的接收信号功率门限的相关峰来计算的，其中，最大相关值取为相关峰中平缓区的中点，相关峰的以样点数表示的大小等于无符号间干扰(ISI)时循环前缀的样点数；循环前缀是通常为避免符号间干扰而添加的前缀；所述门限的值是固定的，以使(通常因影响电网的脉冲噪声所致的)错误告警造成的同步捕获概率最小；相关γ(m)根据如下算法来计算：

$\mathrm{\γ}\left(m\right)=\underset{k=m}{\overset{m+1+1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(k\right)r*(k+n)$

其中m是计算相关的时刻，r(k)是在时刻k接收到的样点，r^*(k+n)是在时刻k+n(1＝N，n＝N+L)接收的样点的共轭复数，其中N是同步序列中的符号之一的样点数，而L是OFDM符号中循环前缀的样点数。此相关算法是相隔N+L个接收信号样点的两个含N个样点的间隔的数学相关。

功率按如下算法来计算：

$\mathrm{\ξ}\left(m\right)=\frac{1}{2}\underset{k=m}{\overset{m+1-1}{\mathrm{\Σ}}}({\left|r\left(k\right)\right|}^2+{\left|r(k+n)\right|}^2)\≅\underset{k=m}{\overset{m+1-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r\left(k\right)\right|}^2$

即，功率可以作为调制解调器中接收到的样点的平方模来计算。

本发明的此方法包括迭代计算相关和功率。在此情况中，迭代计算的相关称为P(d)，而迭代计算的功率称为R(d)，其中d是计算相关的时刻。在此情况中，将接收到的样点存储在接收机中，而且还存储部分积，相关P(d)的迭代计算按如下算法来进行：

      P(d)＝P(d-1)+(r_dr^* _d-(N+L))-(r_d-Nr^* _d-(N+L)-N)

功率P(d)的计算按如下算法来进行：

      R(d)＝R(d-1)+|r_d|²-|r_d-N|²其中r(d)是当前样点，r_d-N是N个样点之前到达接收机的样点；N是同步序列中的符号之一的样点数；r^* _d-(N+L)是N+L个样点之前接收的样点的共轭复数，以及r^* _d-(B+L)-N是于2N+L个样点之前接收的样点的共轭复数，其中L是OFDM符号的循环前缀的样点数。

相关的迭代计算包括将当前样点与于N+L个样点之前接收到的样点的共轭复数的乘积加到对前一个样点计算的相关值中，再从所得结果中减去N个样点之前接收的样点与2N+L个样点之前接收的样点的共轭复数的乘积。

同样地，功率的迭代计算包括将对前一个样点计算的功率值与当前样点的平方相加，再减去当前样点前N个样点处接收的样点的平方。

本发明的方法预见仅采用该相关的实部来简化计算，因为当频率误差小于预定门限时，实部压倒虚部起决定作用。

本发明的方法通过将所述功率值与用于使脉冲噪声所致的同步捕获概率最低的值C的乘积和相关值进行比较来检测同步序列，因此可在相关模大于或等于前面述及的对应所获得的功率值的门限时，检测同步序列和样点的最优时刻。

利用固定和/或伪随机信息有选择地构成两个完全相同的同步符号，所述信息在同步符号的载波中发送且在接收时是已知的。

接收机中的采样频率同步和时间同步都包括捕获阶段和跟踪阶段，其中捕获阶段包括搜索确定数量的同步序列，以便一旦此确定数量的序列足够多，就在进入跟踪阶段之前对这些序列进行验证，并校正频率误差。

时间同步的捕获阶段包括接收机检测同步序列的等待阶段，自此隔确定数量的样点，等待另一确定数量的同步序列的到达，因为发射机周期性地发送同步序列；所有这些均在进入跟踪阶段之前进行，以便降低错误告警所致的同步捕获概率。

在捕获时间同步之后，所述方法包括继续检测经下行信道发送到用户的同步序列的时间同步跟踪阶段，它包括记录未接收到的序列的数量，并且如果超过某个设定的极限值，就使所述方法返回到时间捕获阶段。

每当在时间同步的跟踪阶段有同步序列到达时，本发明的方法包括修改标志OFDM符号起始时刻的阶段。此修改是通过改变应用于所述用户接收机通常包含的信号从时域到频域的转换中的样点组来进行的，这可能导致要利用均衡来校正的解调星座的相位变化或旋转，为此均衡序列最好在同步序列之后发送。

本发明的方法包括在接收机的模数转换器中用于提供主频率的振荡器具有足够精度时，取消频率同步阶段的可能性。

关于频率同步捕获阶段，值得一提的是，频率同步捕获阶段在时间同步捕获阶段之后进行，且所述阶段包括在相关度量为最大时的相关角度估计采样频率的误差，具体为利用相关度量最大值的平稳段中心所对应的时刻，根据如下算法来进行估计：

$\∠\mathrm{\γ}\left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{opt}}\right)=-2\mathrm{\π}{f}_{c}M(N+L)\left(\frac{{\mathrm{\Δf}}_s}{f_s+{\mathrm{\Δf}}_s}\right)$

其中M是通常包含在前端发射机中内插器的内插系数和通常包含在用户接收机中的抽取器的抽取系数，f_c是载波频率，f_s是采样频率以及Δf_s是采样频率误差；从而在最优时刻利用虚部与实部之比的反正切值来计算相关角度，从而从前一个比率Δf_s开始，将位于相关度量的最大值平稳段的中心的时刻作为最优时刻，以迭代方式重复执行这些步骤，直到采样频率误差的估计值小于某个门限为止。

另一方面，频率同步跟踪阶段包括利用转子来补偿各载波中星座的旋转或利用校正器元件来继续校正频率误差，或者同时采用两种跟踪形式。

关于进行频率同步跟踪的这些方法中的第一种方法，必须指出该方法包括将所接收到的信号与转子相乘，转子补偿频域中每个载波的星座旋转，转子的值是通过计算各载波中星座的旋转速度来计算的。

为了计算各载波中星座的旋转速度，所述方法包括在下行信道的传输过程中发送网格，它包括在某些载波中以固定调制方式(最好是具有低信噪比解调要求的调制方式)发送符号。网格载波的位置可以变化，从而在某段时间之后，将强制所有载波在某个时间使用固定的调制方式(即将强制它们成为网格载波)。用户预先不知道他们是否是这些载波中的调制信息的收信方。

从最高频率载波中的旋转角度最大时开始，将对各载波中角度的连续两次测量之间的最大周期固定下来，以便在不会溢出的情况下实现对此角度的测量。N_T是对一个确定载波中角度的连续两次测量之间的最大符号数，于是网格可以分布在系统的N个载波上，从而所有载波在N_T个符号期间属于网格一次且满足如下条件：

$\underset{i=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}{N}_i=N$

即，在N_T个符号期间属于每个符号中网格的载波数量的总和等于所述系统中的载波数量的总和。在上述等式中，N_i是在符号i期间属于所述网格的载波的数量；从而在N_T个符号之后，得到每个载波的旋转速度的新测量值。

前端设备继续利用网格载波发送信息(与其余载波所进行的操作一样)，但其独特之处在于在这些载波中采用固定的调制方式。作为这些网格载波中信息的收信方的用户以及所有其它知道这些载波所用调制方式的用户均可恢复该信息，并利用接收到的信息来估计网格载波的旋转速度。

用户对网格载波所发送的信息进行解调(因为他们知道这些载波所采用的调制方式，而不管该信息是否是以他们为收信方)，并将所接收的星座点与所发送的星座点的估计值作比较来估计角度偏差。计算此角度与N_T个符号之前计算的角度(具体取决于网格的配置参数)之间的差，并除以两次测量之间的符号数量，就得到已计算旋转角度的每个载波的星座旋转速度的估计值。

进行频率跟踪的第二种方法包括通过测量一个符号中每个载波的星座旋转角度来估计频率误差，并在此测量值等效于相关角度时通过频率校正单元来校正此误差。

所述方法可以确保通过电网在下行信道中进行数据传输的过程中实现时间和频率同步。

如下附图有助于更好地理解本发明，同时构成本详细说明书和权利要求书的有机组成部分，它们提供对本发明原理的示意性而非限制性的表示。

附图简述

图1显示按照本发明所述方法发送同步序列和数据的前端发射机的功能块的最后一部分。未包括发射机的其余部分是因为与理解本发明无关。

图2显示检测下行信道中的同步序列以根据本发明的方法来实现接收机同步的用户接收机的起始部分，其中利用VCXO来实现频率校正。

图3显示另一个根据本发明方法实现接收机同步的可能实例，其中采用再采样部件连同滤波器来实现频率校正。

图4显示相关和与接收机所获得的样点门限相乘的功率的典型实例的图示。此图清楚地显示了在各个样点期间接收机中所维持的最大相关。

图5显示下行信道中发送的同步序列的实例，它由两个完全相同的OFDM信号构成，且在下行信道中每隔S个符号周期性地发送一次。

图6显示从通过循环缓冲器到达接收机的样点开始计算相关和功率的方式。

图7显示根据本发明的可能实例的框图，其中，从样点到达接收机起计算相关和功率。

图8显示由于符号起始位置与此时接收机所提取的样点之间的样点差异而在接收时造成的星座QPSK的旋转的图示。

本发明最佳实施例的说明

下文将根据以上所述的图1至8说明本发明。

如上所述，本发明适用于在前端与各种用户之间的电网上进行的双向通信，其目的在于提出一种使在采用正交频分复用(OFDM)调制的点到多点系统中实现同步(如西班牙专利申请No 20003024中所述的)成为可能的方法。

众所周知，在现有技术中，前端发射机利用执行反离散傅立叶变换(IDFT)的模块1将要发送的信号从频域变换到时域。凭借现有模块1在时域中和基带内获取OFDM(正交频分复用)符号。经过IDFT，信号分解成同相I信号(例如输出的实部)和正交信号Q(虚部)，然后将这些信号输入循环前缀生成器2，由其在每个OFDM符号中增加循环前缀，以避免符号间干扰并通过接收多个信道中的符号来吸收可能的回波，采用这种调制通常会发生回波。

之后，信号通过内插因子为M的内插器3后送入调制器IQ4(同相和正交)中。

然后，将经过同相和正交调制的信号输入加法器5，其输出连接到模数转换器6，而模数转换器6又连接到某个将信号送入电网的模拟元件(分离器、放大器和滤波器)，通过电网将该信号发送给各用户，其中接收机(利用分离器和一些模拟滤波器)来从网络接收信号，并将信号发送到与解调器IQ8相连的模数转换器7，解调器IQ8将同相和正交(I和Q)信号通过低通滤波器10传到M阶抽取器9，之后信号(在采用再采样的情况中)经再采样滤波器12传到循环前缀提取器11，随后，由执行离散傅立叶变换(DFT)的模块13将信号从时域变换到频域。

在一个实际的实例中，会因设备振荡器28a和29之间存在的差异而产生采样频率误差，具体视设备的实现方式而定，其中，转换器6中的采样频率f_s与转换器7的采样频率不精确对应。在数学上，接收机的采样频率将为f_s+Δf_s，其中Δf_s是前述的各种设备振荡器之间差异所致的频率偏移。

采样频率的误差导致调制时各载波中的星座按符号旋转。而且采样频率的误差这一问题可能同时引起系统内的衰减和噪声，因此，有必要在接收机中通过同步来校正这些误差，以便用户转换器7中的采样频率等于转换器6中的采样频率。

再者，在一个特定实例中，解调器8中用于执行IQ解调的正弦波中还存在相位误差αo。在此情况中，相位误差在各个载波的星座中造成恒定的旋转，由此可以由均衡器来校正，而不必在同步级对此误差作特殊校正。

另一个存在的问题是，接收机不能精确地知道哪个是OFDM符号的起始样点，这是一个严重的问题，因为没有该信息就无法确切地知道属于一个循环前缀的样点数和应该送入执行时域到频域转换的块13的样点数。如果送入DFT13的样点包含来自不同符号的样点，会造成系统信噪比的显著下降，这又会在载波和符号之间产生干扰，因此用户接收机有必要知道每个样点对应哪个符号。

因此，有必要使用户接收机在时间和频率上同步，从而同步序列由发射机发送，并由同步控制模块15捕获，同步控制模块15估计采样频率误差，以及从抽取器9的输出所获得的样点来估计OFDM符号的起始时刻，所有这些步骤均根据随后描述的方法进行。

本发明的方法包括利用前端向用户接收机周期性发送的两个完全相同的同步符号16来生成同步序列。这两个完全相同的同步符号同时用于在接收时估计采样频率误差和每个符号的起始。

这两个符号中所用的通过载波发送的信息可以是固定序列或伪随机序列，但它在这两个符号中必须总是相同的，且必须为每个接收机已知。

为了在接收机中实现同步，有必要首先检测同步序列，为此，同步控制模块15对从抽取器9的输出处获得的样点应用最大似然准则。这种现有技术中周知的准则可应用于其它应用中，它由如下算法定义：

          Λ(θ，ε)＝|γ(θ)|cos(2πε+＜γ(θ))-ρξ(θ)其中θ是采样时刻，ε＝Δf^*(T_s+T_cp)(其中T_S是符号的发送和接收时间，T_cp是循环前缀的时间)，发送和接收振荡器频率之差乘以两个为找出相似性而作相关运算的时间间隔之间的时间差，以及

$\mathrm{\ρ}=\frac{{\mathrm{\σ}}_s^2}{{\mathrm{\σ}}_s^2+{\mathrm{\σ}}_n^2}=\frac{\mathrm{SNR}}{\mathrm{SNR}+1}\≅1$

$\mathrm{\γ}\left(m\right)=\underset{k=m}{\overset{m+1-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(k\right)r*(k+n)$

$\mathrm{\ξ}\left(m\right)=\frac{1}{2}\underset{k=m}{\overset{m+1-1}{\mathrm{\Σ}}}({\left|r\left(k\right)\right|}^2+{\left|r(k+n)\right|}^2)\≅\underset{k=m}{\overset{m+1-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r\left(k\right)\right|}^2$

其中1是要找出其相似性的时间间隔的样点数，n是发现有相差的样点的数量。在此情况中，1＝N且n＝N+L，其中N是同步序列的符号之一的样点数，L是循环前缀的样点数。因此，γ是间隔N+L个样点的两个N个样点时间间隔的相关，而ξ是N个样点的功率。

最大似然函数在余弦和相关模(γ)最大时达到最大。

对于时间同步，采用最大相关(γ)。通过这种方法有可能得到最佳时刻：θ_opt

对于频率同步，当如下条件满足时，余弦值最大：

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}\left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{opt}}\right)=-\frac{1}{2}\∠\mathrm{\γ}\left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{opt}}\right)+n$

其中ε是转换带内信号时的频偏估计，即对所有谐波(载波)而言均相等的频率误差。在上述等式中令n＝0，其结果是Δf_s＜1/(T_s+T_cp)，将ε代入，得到：

               ∠γ(θ_opt)＝-2πΔf(T_s+T_cp)

此推导过程预先假设变换到模拟频段，因此所有载波中的偏移都是相等的。因为不在带内转换模拟信号，所以本发明不存在此类误差。尽管采用了这种采样方法，但存在频率误差，导致信号中每一谐波(载波)的频偏均不相同。但是，由于此偏移在所有谐波(载波)中的符号均相同，所以ε与此误差的测量值成比例，可以作为估计值。在此情况下，相关角度等效为：

$\∠\mathrm{\γ}\left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{opt}}\right)=-2\mathrm{\π}{f}_{c}M(N+L)\left(\frac{{\mathrm{\Δf}}_s}{f_s+{\mathrm{\Δf}}_s}\right)--\left(A\right)$

其中M分别是发送时用在转换器之前的内插系数和接收时用在转换器之后的抽取系数，f_c是数字载波的频率。

一旦知道上述等式中的所有其它系数，就可以容易地根据该等式得到频率误差Δf_s。

由两个完全相同的同步符号16构成的同步序列相隔固定的时间量以增加稳健性并降低脉冲噪声所致的同步检测概率，从而接收机可以在任意时刻从此序列开始同步。图4显示了每隔“S”个符号周期性地发送两个同步符号16的实例。

为了检测同步序列，本发明采用前述度量，其中，相关(γ的值)和功率(ξ的值)在最佳时刻具有相同的值，因此将信号功率用作确定最大相关的门限。当给定条件|γ|＞C·ξ时对最大相关进行搜索。门限C是固定的，以使因脉冲噪声所致的同步检测概率最小。利用一对相同的同步符号16，从理论上来说，相关不会只有一个最大值，而是涉及含平稳段的相关峰，如图3所示。此平稳段与循环前缀中无符号间干扰(ISI)的样点一样宽。这些样点的任何一个都可以当做同步符号的结尾，因为采用任何另一个样点仅会导致DFT13的输出中对所有符号均相等的相差。此相差容易通过均衡器来校正，而不会在接收时导致劣化。

将平稳段的中心样点作为最佳同步时刻，用于检测峰值。

以迭代方式计算相关，为此同步控制模块15包括长度为N的循环缓冲器17，其中存储当前样点与N+L个样点之前到达的的样点的共轭的乘积，其中当前时刻在图6中用垂线18来表示。将此值加到相关的当前值中，并从中减去从缓冲器输出的值，从而在相关计算过程中得到所有存储位置中内容之和。除缓冲器17之外，还需要将样点存储在长度为n＝N+L的缓冲器18中，以便执行上述的乘积运算。

下列算法以数学方式表示相关运算：

      P(d)＝P(d-1)+(r_nr^* _d-(N+L))-(r_d-Nr^* _d-(N+L)-N)；其中P(d)是相关，r_d是当前样点，r_d-N是N个样点之前到达接收机的样点，r^* _d-(N+L)是N+L样点之前到达接收机的样点的共轭复数，以及r^* _d-(N+L)-N是2N+L个样点之前到达接收机的样点的共轭复数。

也可以按照与计算相关类似的过程以迭代方式计算功率。计算功率所用的算法为：

      R(d)＝R(d-1)+|r_d|²|r_d-N|²；其中R(d)是功率，r_d是当前样点，而r_d-N是N个样点之前到达接收机的样点。

图7显示这些计算的可能实现方法，其中，利用上分支20按照前述算法来计算功率，而在下分支21按照所述算法来计算相关。在分支20和21中均采用了延迟块22，延迟块22对应于z^-N、z^-1、z^-(N+L)，用于使输出延迟指数所示数量的样点，以便获得上述的迭代方程式。

在乘法器23中将如此计算得到的功率乘以门限C，其结果送到比较器24，由其将此结果与所得到的相关的值作比较，从而利用峰值检测器25检测图3所示的同步峰值，并从所检测到的相关峰值开始，继续利用反正切，最好是利用CORDIC电路26来计算相关度量角度。

因此，为了捕获时间同步，接收机最初是根据所讨论的方法来等待检测同步序列，一旦检测到同步序列，它就等待将在确定数量的符号S之后到达的另一个同步序列。

如果另一个同步序列未到达，则同步方法返回到开始状态。

与此相反，当正确地检测到前两个同步序列并等待另一个同步序列的到达，如此检测到一定数量的连续同步序列时，则可以假设所检测到的同步序列是正确的。如果在某些样点区间未能检测到预期的同步序列，则再次返回初始状态。如果在预期间隔外检测到同步符号序列，则将其忽略。

关于频率同步捕获阶段，接收机中有可能包括高质量的用于提供采样频率的振荡器，这种情况下就不需要频率捕获阶段。这时，为了计算最大的度量值，只使用相关的实部，这是因为虚部实际为零，因此无需计算它。

与此相反，如果提供采样频率的振荡器不是非常精确，并且一旦取得时间同步，就要用每个同步序列来估计所产生的频率误差，并利用频率校正单元VCXO28来进行校正，在本发明的一个实施例中，所述频率校正单元可以在接收时用作振荡器，取代固定的振荡器如28a，或者利用随后将作解释的再采样单元27和再采样滤波器12。为了估计频率误差，最好利用CORDIC26或先前所述的计算相关的虚部和实部之比的反正切的类似电路来计算相关角度。一旦已知相关角度，即可根据上述等式(A)来计算Δf_s。

从计算频率误差起，就开始以迭代方式进行频率校正和误差估计，直到估计值小于预定门限为止。

在一个例示实现方案中，利用压控振荡器28来校正模/数转换器7中的采样频率，压控振荡器28由同步控制模块15从计算开始来加以控制，以达到足够的采样频率。

还存在这样的可能性，频率校正单元由应用于IQ解调器8的再采样器27构成。在此情况下，有必要在提取循环前缀之前用再采样滤波器12来调整再采样信号。如果采用另一种粗略校正频率误差的方法，则不必使用这些滤波器，例如在采用压控振荡器VCXO28来产生采样频率的情形中。

时间同步跟踪阶段对应于前端发射机正常工作即发送数据的阶段。由于在跟踪阶段中接收同步序列的位置是已知的，所以如果检测到一个序列丢失，则对丢失同步序列计数的计数器就会递增。当该计数器达到某个极限字时，就再次进入同步捕获阶段。

当同步序列到达时，就修改应该进入模块13的样点的计数，为此同步控制模块15作用于循环前缀提取模块11和模块13，以允许所选择的样点进入。在已经更改符号起始时刻后，有必要利用均衡器再次进行均衡，因为当把符号的起始改到循环前缀的不同样点时，相差也会改变。为此，在同步序列之后包含一系列的均衡符号，并在均衡器中用于执行上述均衡。

关于频率同步跟踪阶段，必须说明，虽然存在频率校正单元，但是采样频率中始终有残余误差，这会导致接收过程中在对星座点解调时星座点的位置产生旋转。此误差是累积性的，就是说如果一个符号之后特定载波的旋转角度为0.3°，则在10个符号之后，旋转角度将为3°。

图8显示以星号标记的无误差的样点位置、以圆圈标记的10个符号之后(带旋转的)星座点和以十字标记的50个符号之后(带旋转的)星座点。

如果残余误差未被校正，则星座点将会移到下一个象限中，从而在接收时将被错误地解释为在另一个象限发送的点。

为了跟踪并校正此残余误差，均衡模块中包括用于频域中的转子。此外，利用转子，可以估计采样频率误差，该估计可用作频率校正单元的输入，而无论频率校正单元是带滤波器的再采样器27还是VCXO28。转子所执行的估计比反正切所得的结果更精确，可以根据前面的内容理解这一点。

要使用转子，必须计算频域中每个载波的星座旋转速度，之后在每个接收到的符号中补偿此旋转。

在二十个符号的持续时间中，电网频率响应的变化意义不大(这是因为系统设计时所选的时间符号)，因而可以假定在一定时间间隔中，载波中所产生的旋转只是因采样频率估计中的残余误差所致，而与信道响应变化无关。因此，根据本发明的一个实施例，假定在16个符号中，与采样频率误差所致的旋转角度相比，信道对旋转角度的影响可以忽略不计。

利用这种近似，采样频率误差所致的基于符号的载波k-esima的相位旋转可以定义为：

${\mathrm{Rotatio}{n}_k=}_{-2\mathrm{\&pi;}\frac{{\mathrm{\&Delta;f}}_s}{f_s+{\mathrm{\&Delta;f}}_s}(\frac{k}{N}-1+f_{c}M)(N+L),\frac{N}{2}\&le;k<N}^{-2\mathrm{\&pi;}\frac{\mathrm{\&Delta;}{f}_s}{f_s+{\mathrm{\&Delta;f}}_s}(\frac{k}{N}+f_{c}M)(N+L),0\&le;K<\frac{N}{2}}$

其中f_s是标称采样频率，Δf_s是采样频率误差，N是符号中的样点数量，f_c是用于IQ调制的频率，M是抽取器9中的抽取系数，以及L是循环前缀的样点数量。

为了校正频率中的残余误差所导致的旋转，接收到的信号必须乘以具有与转子估计相反的角度的复指数。

要计算各载波中星座的旋转速度，所述过程包括在下行信道中发送“网格(grid)”，这包括在同步序列后的符号中以固定调制方式(最好是具有低信噪比解调要求的调制方式)发送某些载波。可以对网格载波的位置加以修改，以便在一定时间之后强制所有载波同时或不同时间采用固定的调制方式(即强制它们成为网格载波)。无论用户是否是这些载波所发送的信息的收信方，他们都不了解这些信息。

由于具有较大频率的各载波中产生的最大旋转由系统设计确定以及采样频率误差Δf_s的值因各种设备中发送和接收振荡器之差而固定，所以对各载波中旋转角度的连续两次测量之间的最大周期是固定的，从而可以在不产生重叠或溢出的情况下估计各载波中的旋转速度。当同一载波中两个连续旋转角度之间的相差小于180°(π弧度)时，此周期在数学上可以按如下公式计算：

                    (θ₂-θ₁)＜π

                  θ₁＝2π_{fmax_error}τ₁

                 θ₂＝2πf_{max_error}(τ₁+T)

于是：

$T_{\max }<\frac{1}{2f_{\max \_\mathrm{error}}}$

f_{max_error}的值可以从基于符号的载波k-esima的旋转角度的方程式得到，于是：

$f_{\max \_\mathrm{error}}=\frac{{\mathrm{\&Delta;f}}_s}{f_s+{\mathrm{\&Delta;f}}_s}(\frac{P_{\max \_\mathrm{error}}}{N}+f_{c}M)$

其中P_{max_error}是对应于最大载波的索引，f_s是各种设备的振荡器的标称采样频率，Δf_s是采样频率的偏差，N是符号样点数，f_c是载波频率，以及M是抽取系数。

取不同载波中两个连续旋转角度之间的最大周期与符号周期之比的整数值，得到：

$N_T=\left[\frac{T_{\max }}{T_{\mathrm{symbol}}}\right]$

其中N_T表示对给定载波中角度的连续两次测量之间的最大符号数，从而网格可以分布在如下系统中的N个载波上，所述系统要求每符号的网格载波数乘以一个测量周期中有网格的符号的数量(该值小于或等于N_T)必须等于系统中载波的数量N。

网格分布的两个可能实施方案包括，强制所有载波为符号中的网格载波或在符号期间内将所有载波分配给最多N/N_T个载波，其目的是，在最多N_T个符号期间，可对所有载波中的旋转角度进行测量，而N_t个符号之后可执行新的测量过程。

前端设备继续使用作为网格发送期望信息的载波(与其它载波中的情形一样)，但独特之处在于它不得不在这些载波中采用固定的调制方式。无论是否是网格载波中信息的收信方，因用户知道这些载波中所采用的调制方式，故可以恢复该信息，并利用接收到的信息来估计网格载波中的旋转速度。

用户设备对网格载波所发送的信息进行解调(因为他们知道这些载波所采用的调制方式，而无论他们是否是这些信息的收信方)，通过将所接收到的星座点与应该发送的星座点作比较来估计角度偏差。计算此角度和若干符号(具体取决于网格的配置参数)之前计算得到的角度之差，并除以两次测量之间的符号数，就得到已计算旋转角度的载波的星座旋转速度。

这种实现方案实例可以假定周期为16个符号，这样所有载波每隔16个符号均将用作网格载波：例如，如果总共有32个载波，则网格的一种形式是将两个载波设置为网格，并继续按符号修改位置。在此情况中，前端将继续利用这些载波发送信息，但是要用具有低信噪比解调要求的调制方式(例如QPSK)来对其进行调制，用户可对该信息进行解调(无论他们是否是该信息的收信方，因为他们知道它是以QPSK调制方式发送的)。一旦该周期结束，即16个符号之后，就对所有载波的旋转角度值进行新的测量，因此将对每个载波的旋转速度进行新的估计。在此情况中，要计算载波的旋转速度，首先对此载波中发送的QPSK符号进行解调。接收到的星座点与坐标轴形成的角度减去发送的星座点的角度，于是得到此载波中所产生的角度偏差。每隔16个符号就计算此载波的新角度，从而将最近计算的角度与16个符号之前计算的角度之差除以16而得到每个符号的旋转速度。可以将此估计值以及早前得到的估计值发送到低通滤波器，以消除因突发的信道变化所致的偏差，并减少噪声对估计的影响。要加速收敛过程，可以对各个载波的结果作频率平均。

用转子进行校正包括在频域让信号与复指数相乘，即在现有模块13，具体说是在均衡器中进行这种运算。为了简化，鉴于此阶段中的误差较小，可以使该复指数的实部接近1，而使虚部为估计的角度(单位为弧度)。

计算所有载波的旋转平均值，结果为：

$-2\mathrm{\&pi;}{f}_{c}M(N+\mathrm{\&Delta;})\frac{{\mathrm{\&Delta;f}}_s}{f_s+{\mathrm{\&Delta;f}}_s}$

此平均值是可用于精确校正所述频率误差的估计值。为此，将该估计值作为频率校正单元(无论此单元是具有再采样滤波器12的再采样器27还是VCXO28)的输入，以实现更高的精度。在本发明的另一个实施例中，可以在此阶段采用从相关角度得到的估计，其中相关角度是利用反正切得到的，而反正切则是利用计算所述反正切的适当电路，最好是如上所述的CORDIC26来计算得到的。

Claims (18)

1.在采用正交频分复用调制的点到多点系统中的多个用户的下行流中实现同步的方法，此过程适用于通过前端设备与各种用户设备之间的电网进行的双向通信，所述设备包括在正交频分复用调制符号中增加和提取循环前缀的装置，其中在所述设备的发送和接收系统和数字频带转换中包括内插器和抽取器，所述方法包括在通过所述前端至所述用户的下行信道来发送的信息中发送同步序列，以在接收时实现频率和时间的同步，所述方法的特征在于：其包括使用由所述前端设备通过所述下行信道向所有所述用户设备周期性发送的两个完全相同的同步符号(16)来生成同步序列，其中所述用户设备在接收时检测所述同步序列，且有选择地估计并校正所述用户设备的接收机所含模数转换器(7)中的采样频率或者对数字信号执行再采样，实现频率同步，同时估计每个正交频分复用调制符号的起始时刻，实现时间同步。

2.如权利要求1所述的、在采用正交频分复用调制的点到多点系统中的多个用户的下行流中实现同步的方法，其特征在于：通过使用最大似然最大化准则来检测同步序列，以便时间同步从计算两个接收符号的样点的最大相关开始，所述最大相关为相关峰的平稳段的中点，所述相关峰的以样点数表示的大小等于无符号间干扰ISI时所述循环前缀的样点数；以及在确定最大相关的时刻通过计算该相关的角度来实现所述频率同步。

3.如权利要求2所述的、在采用正交频分复用调制的点到多点系统中的多个用户的下行流中实现同步的方法，其特征在于：所述最大相关是通过检测超过功率与常量C相乘所对应的门限的相关峰来计算的，其中，所述最大相关的值取所述相关峰的平稳段的中点，所述相关峰的以样点数表示的大小等于无符号间干扰ISI时所述循环前缀的样点数，所述常量C的值是固定的，以使产生错误告警的概率最低，以及所述相关按如下算法来计算：

$\mathrm{\&gamma;}\left(m\right)=\underset{k=m}{\overset{m+l+1}{\mathrm{\&Sigma;}}}r\left(k\right)r*(k+n)$

以及所述功率按如下算法来计算：

$\mathrm{\&xi;}\left(m\right)=\frac{1}{2}\underset{k=m}{\overset{m+l-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}({\left|r\left(k\right)\right|}^2+{\left|r\right|(k+n)|}^2)\&cong;\underset{k=m}{\overset{m+l-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|r\left(k\right)\right|}^2$

其中γ(m)是采样时刻m上的相关，ξ(m)是采样时刻m上的功率；r(k)是时刻k接收到的样点，r^*(k+n)是k+n时接收到的样点的共轭，其中n＝N+L和1＝n，N是所述同步序列中的符号之一的样点数而L是所述循环前缀样点数。

4.如权利要求2和3所述的、在采用正交频分复用调制的点到多点系统中的多个用户的下行流中实现同步的方法，其特征在于：迭代地执行所述相关和功率的计算，保存所述样点且最好还保存当前样点与N+L个样点之前到达的共轭样点的部分乘积，以便按如下算法来计算所述相关和功率：

P(d)＝P(d-1)+(r_dr^* _d-(N+L))-(r_d-Nr^* _d-(N+L)-N)

R(d)＝R(d-1)+|r_d|²-|r_d-N|²其中P(d)是所述相关，R(d)是所述功率，r_d是所述当前样点，r_d-N是N个样点之前到达所述接收机的样点，r^* _d-(N+L)是N+L个样点之前接收到的样点的共轭，以及r^* _d-(B+L)-N是2N+L个样点之前接收到的样点的共轭。

5.如权利要求3所述的、在采用正交频分复用调制的点到多点系统中的多个用户的下行流中实现同步的方法，其特征在于：一旦频率误差小于预定的门限，则只采用所述相关的实部来简化计算。

6.如权利要求3至5所述的、在采用正交频分复用调制的点到多点系统中的多个用户的下行流中实现同步的方法，其特征在于：通过将所述功率值与用于使错误告警概率最低的值C的乘积和所述相关的值进行比较，以执行所述同步序列检测，从而在给定条件|γ|＞Cξ时搜索同步序列和样点的最佳时刻，其中C是与所述功率相乘以便该乘积可以用作门限的系数。

7.如权利要求1所述的、在采用正交频分复用调制的点到多点系统中的多个用户的下行流中实现同步的方法，其特征在于：针对固定信息或伪随机信息，有选择地构造所述两个完全相同的同步符号。

8.如权利要求1至6中任意一项所述的、在采用正交频分复用调制的点到多点系统中的多个用户的下行流中实现同步的方法，其特征在于：所述接收机中所述采样频率的同步和时间的同步包括捕获阶段和跟踪阶段，其中所述捕获阶段包括搜索确定数量的同步序列、粗略地校正频率误差以及进入两种同步的所述跟踪阶段。

9.如权利要求8所述的、在采用正交频分复用调制的点到多点系统中的多个用户的下行流中实现同步的方法，其特征在于：所述时间同步的所述捕获阶段包括等待阶段，用于在进入所述跟踪阶段之前检测确定数量的符号自其开始到达的同步序列或预期的位置、时刻上的同步序列，以降低因错误告警导致同步捕获的概率。

10.如权利要求8和9所述的、在采用正交频分复用调制的点到多点系统中的多个用户的下行流中实现同步的方法，其特征在于：在所述时间同步捕获之后，所述方法包括时间同步的跟踪阶段，此跟踪阶段包括检测通过所述下行信道发送到所述用户的同步序列，记录未接收到的序列的数量，其中，如果超过某个设定的极限值，则使所述方法返回到所述时间捕获阶段。

11.如权利要求8和10所述的、在采用正交频分复用调制的点到多点系统中的多个用户的下行流中实现同步的方法，其特征在于：在所述时间同步跟踪阶段，每次新的同步序列到达时就修改所述正交频分复用调制符号的起始时刻；所述修改是通过改变应用于所述用户接收机所预见的信号从时域到频域的转换中的样点组来进行的，这可能在解调星座中产生可通过均衡来校正的相位变化或旋转，为此要发送均衡序列，并且最好在同步序列之后发送均衡序列。

12.如权利要求8所述的、在采用正交频分复用调制的点到多点系统中的多个用户的下行流中实现同步的方法，其特征在于：如果所述接收机的模数转换器中所用的提供所述采样频率的振荡器的精度足够高，则无需所述频率同步捕获阶段。

13.如权利要求8所述的、在采用正交频分复用调制的点到多点系统中的多个用户的下行流中实现同步的方法，其特征在于：所述频率同步捕获阶段在所述时间同步捕获阶段之后进行，所述频率同步捕获阶段包括根据相关度量为最大时的相关角度来估计采样频率的误差，具体为利用相关度量最大值的平稳段中心所对应的时刻，根据如下算法来进行估计：

$\&angle;\mathrm{\&gamma;}\left({\mathrm{\&theta;}}_{\mathrm{opt}}\right)=-2{\mathrm{\&pi;f}}_{c}M(N+L)\left(\frac{{\mathrm{\&Delta;f}}_s}{f_s+{\mathrm{\&Delta;f}}_s}\right)$ 其中M是内插系数和抽取系数，f_c是载波频率，f_s是采样频率以及Δf_s是采样频率误差；所述频率同步捕获阶段还包括通过频率校正单元来补偿所述误差的阶段，所述频率校正单元选择性地由压控振荡器(28)或含相关滤波器(12)的再采样器(27)构成，所述频率校正单元根据以上算法计算相关度量最大时的相关角度，为此，它计算所述相关的虚部与实部之比的反正切并通过上述算法得到Δf_s，以迭代方式重复执行这些阶段，直到采样频率误差的估计值小于某个门限为止。

14.如权利要求8和13所述的、在采用正交频分复用调制的点到多点系统中的多个用户的下行流中实现同步的方法，其特征在于：所述频率同步跟踪阶段包括将所接收到的信号乘以转子，所述转子在频域补偿每个载波的星座旋转大小，为此计算每个接收到的载波中的星座的旋转速度。

15.如权利要求14所述的、在采用正交频分复用调制的点到多点系统中的多个用户的下行流中实现同步的方法，其特征在于：为了计算接收到的每个载波的星座的旋转速度，在所述下行信道内的传输过程中周期性地发送网格，强制所述前端在称为网格载波的、当用于传送信息时位置随时间变化的一些载波中采用固定的调制方式，最好是具有低信噪比解调要求的调制方式；以便用户知道这些网格载波的位置，并且无论所述用户是否是这些网格载波所传送的信息的收信方，所述用户均可以在已知这些载波所采用的调制方式的情况下对这些载波进行线路质量监测，其特征是所述用户预先不知道他们是否是这些载波上所调制的信息的收信方。

16.如权利要求15所述的、在采用正交频分复用调制的点到多点系统中的多个用户的下行流中实现同步的方法，其特征在于：所述网格的最大周期从最高频率载波中的旋转最大时开始固定下来，以便不会产生溢出，从而N_T是所述网格的以符号表示的周期，即对确定载波中的角度的连续两次测量之间的最大符号数，所述网格分布在系统中的N个载波上，所述系统要求在N_T个符号期间所有载波属于所述网格一次，并且：

$\underset{i=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\&Sigma;}}}{N}_i=N$ 其中在N_T个符号期间属于所述网格的载波数的总和等于所述系统中的载波数的总和，N_i是在符号i期间属于所述网格的载波数量；从而在N_T个符号之后，得到所述载波中每个载波的旋转速度的新测量值。

17.如权利要求15和16所述的、在采用正交频分复用调制的点到多点系统中的多个用户的下行流中实现同步的方法，其特征在于：为了在接收时计算所述旋转速度，用户在预先知道所述网格载波所采用的调制方式的前提下对这些载波所发送的信息进行解调，而不管所述用户是否是所述前端正在发送的信息的收信方；并且计算与所发送的星座有关的旋转角度，以便通过将此角度值与相同载波的以前的计算值作比较，并除以两次角度估计之间的时间，从而计算出这些载波的旋转速度。

18.如权利要求15和17所述的、在采用正交频分复用调制的点到多点系统中的多个用户的下行流中实现同步的方法，其特征在于：在所述跟踪阶段中，通过测量一个符号中各载波的星座旋转角度的平均值来估计频率误差，并且通过频率校正单元(27，28)来校正此误差，其中所述平均值等效于所述相关角度。

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