ES2296929T3 - Procedimiento par ala sincronizacion en el enlace descendente de multiples usuarios en un sistema de transmision punto amultipunto con modulacion ofdm. - Google Patents
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Abstract
Aplicable en la comunicación bidireccional a través de la red eléctrica entre una cabecera y una pluralidad de usuarios y permite la sincronización tanto en tiempo como en frecuencia de los múltiples usuarios en un sistema de comunicación multiportadora OFDM (modulación de multiplexación por división ortogonal en frecuencia). Se caracteriza porque comprende generar secuencias de sincronismo mediante dos símbolos de sincronismo idénticos (16), que se transmiten periódicamente desde el equipo de cabecera por el enlace descendente a los usuarios, para estimar y corregir la frecuencia de muestreo y simultáneamente estimar el momento en que comienza cada símbolo OFDM de forma que las muestras de la señal recibida por cada uno de los usuarios coinciden con las utilizadas en la transmisión.
Description
Procedimiento para la sincronización en el
enlace descendente de múltiples usuarios en un sistema de
transmisión punto a multipunto con modulación OFDM.
La presente invención pertenece al sector de las
telecomunicaciones, y más concretamente es aplicable en la
comunicación bidireccional entre una cabecera y una pluralidad de
usuarios para realizar la sincronización del canal descendente, es
decir, el enlace desde la cabecera con los usuarios, donde se emplea
como medio de transmisión la red eléctrica para ofrecer múltiples
servicios a los usuarios.
La presente invención tiene por objeto
proporcionar un nuevo procedimiento altamente seguro de
sincronización en tiempo y frecuencia para el canal descendente a
través de la red eléctrica de forma que evita los problemas
inherentes a la gran cantidad de ruido y a la selectividad en
frecuencia que son problemas típicos que se producen en la
transmisión de datos a través de la red eléctrica, y por tanto se
evita que se provoquen falsas indicaciones de sincronismo en el
canal descendente.
Mediante el procedimiento de la invención los
receptores de los múltiples usuarios se sincronizan a la frecuencia
utilizada en el emisor de cabecera, a partir de la señal recibida
por el enlace descendente. Además, mediante el procedimiento que
nos ocupa, el receptor de cada usuario sabe de entre todas las
muestras obtenidas, tras el muestreo de la señal recibida, cuales
pertenecen a un mismo símbolo, es decir, cada receptor
de usuario conoce el comienzo de cada símbolo.
La invención ha sido especialmente concebida
para realizar la sincronización de los múltiples usuarios del
sistema especificado en la solicitud de patente española publicada
ES 2 184 587 referente a "un sistema y procedimiento de
transmisión digital de datos punto a multipunto sobre red
eléctrica".
En el estado de la técnica son conocidos
múltiples métodos de sincronización de señales OFDM, pero ninguno
de ellos resulta ser altamente seguro para evitar falsas
indicaciones de sincronismo en sistemas punto a multipunto en los
que el medio de transmisión empleado es la red eléctrica.
Como es sabido el empleo de la red eléctrica
como medio de transmisión es problemático, ya que la
conexión-desconexión de diferentes aparatos en la
red producen picos de tensión y variaciones de impedancia en la
línea, de manera que la respuesta del canal varía en el tiempo.
Entre los métodos de sincronización conocidos
cabe destacar el descrito en la patente USA 5732113 en la que se
especifica un procedimiento de sincronización temporal que utiliza
un sólo símbolo de sincronismo con dos mitades iguales, de manera
que para realizar la sincronización se utiliza un número menor de
muestras que en la solución propuesta en la presente invención, por
lo que los ruidos impulsivos, tan usuales en la red eléctrica,
afectan en mayor medida a la sincronización, ya que por definición
son ruidos puntuales que afectan a un pequeño número de muestras, y
por tanto afectarán más a este proceso que a la solución propuesta
mediante la presente invención, por lo que el método del empleo de
un sólo símbolo de sincronismo no es deseable en un sistema de
transmisión a través de la red eléctrica.
También cabe señalar que el empleo un único
símbolo de sincronismo, determina que en el cálculo o estimación
del sincronismo, exista una mayor varianza al emplearse un número
menor de muestras para realizar la sincronización.
El concepto de utilizar dos símbolos iguales es
publicado por P. Moose en "A technique for orthogonal frequency
division multiplexing frequency offset correction". IEEE Trans.
on Comm., vol. 42, pp. 2908-2914, October 1994,
pero estos símbolos jamás han sido utilizados para realizar el
sincronismo temporal, tal y como sucede en la invención que nos
ocupa, sino que los utiliza Moose para estimar el error en
frecuencia de traslación analógica.
Por último, es conocido realizar la
sincronización en frecuencia mediante el arcotangente de la
correlación para corregir el error en frecuencia de traslación
analógica, tal y como por ejemplo se describe en la patente USA
5732113 con el propio artículo de Moose. En el caso de la invención
que nos ocupa, la sincronización en frecuencia se efectúa mediante
la estimación del error en la frecuencia de muestreo de los
convertidores analógico/digitales previstos en cada uno de los
receptores de los usuarios, lo que difiere sustancialmente respecto
a lo conocido en el estado de la técnica.
Para conseguir realizar la sincronización en
frecuencia y tiempo a través del canal descendente de múltiples
usuarios en un sistema de transmisión punto a multipunto con
modulación OFDM a través de la red eléctrica, la invención
comprende el envío de secuencias de sincronismo intercaladas en el
resto de la información que se envían a través del canal
descendente, el cual está determinado por un enlace desde la
cabecera con los usuarios; y se caracteriza porque el procedimiento
comprende generar las secuencias de sincronismo mediante dos
símbolos de sincronismo idénticos, que se transmiten periódicamente
desde el equipo de cabecera por el enlace descendente a todos los
equipos de usuario, los cuales detectan en recepción dichas
secuencias de sincronismo, y a partir de ellas estiman y corrigen
la frecuencia de muestreo de los convertidores analógico/digitales
previstos en los receptores de los usuarios o bien realizan un
proceso de remuestreo de la señal digital (sincronización en
frecuencia) y simultáneamente estiman el momento en que comienza
cada símbolo OFDM (sincronismo temporal).
La detección de las secuencias de sincronismo,
según la presente invención, se efectúa mediante el maximizado del
criterio de máxima verosimilitud que es conocido convencionalmente,
pero con la particularidad de que la sincronización temporal se
efectúa a partir del cálculo del máximo de la correlación de las
muestras de dos símbolos de la secuencia recibida, siendo este
máximo determinado como el punto medio de la zona plana del pico de
correlación, cuyo tamaño en número de muestras es igual al número
de muestras de prefijo cíclico (prefijo que se añade
convencionalmente para evitar interferencias entre símbolos) sin
interferencia entre símbolos (ISI) y la sincronización de
frecuencia se realiza a partir del cálculo del ángulo de esa
correlación en el instante determinado como máximo de
correlación.
El máximo de la correlación se calcula mediante
la detección de los picos de correlación que sobrepasan un umbral
previamente definido sobre la potencia de la señal recibida, tomando
como valor de este máximo el punto medio de la zona plana del pico
de la correlación cuyo tamaño en número de muestras es igual al
número de muestras de prefijo cíclico sin ISI, donde el prefijo
cíclico es un prefijo que se suele añadir para evitar interferencia
entre símbolos; donde el valor de dicho umbral se fija en un valor
que minimiza la probabilidad de adquisición de sincronismo debida a
una falsa alarma (normalmente por los ruidos impulsivos que afectan
la transmisión por la red eléctrica); y calculándose la correlación
\gamma(m) mediante el siguiente algoritmo:
siendo m el instante de cálculo de
la correlación, r (k) la muestra recibida en el instante k, r* (k+n)
la compleja conjugada de la muestra recibida en el instante k+n,
1=N y n=N+L, siendo N el número de muestras de uno de los símbolos
de la secuencia de sincronismo y L el número de muestras de prefijo
cíclico en un símbolo OFDM. Este algoritmo de la correlación es la
correlación matemática de dos intervalos de N muestras separados
N+L muestras de la señal
recibida.
La potencia se calcula mediante el algoritmo
siguiente:
esto es, la potencia puede
calcularse como el módulo al cuadrado de las muestras recibidas en
el
módem.
El procedimiento de la invención comprende la
realización del cálculo de la correlación y potencia de forma
iterativa. En este caso la correlación calculada de forma iterativa
se referencia mediante P(d), y la potencia calculada en
forma iterativa se referencia mediante R(d), donde d es el
instante de cálculo de la correlación. En este caso se almacenan
las muestras obtenidas en el receptor y además se almacenan
preferentemente los productos parciales; realizándose el cálculo
iterativo de la correlación P(d) mediante el
algoritmo siguiente:
\vskip1.000000\baselineskip
Y el cálculo de la potencia R(d) mediante
el algoritmo siguiente:
en donde r_{d} es la muestra
actual, r_{d+N} la muestra que llegó al receptor N muestras antes,
N es el número de muestras de uno de los símbolos de la secuencia
de sincronismo; r*_{d-(N+L)} la compleja conjugada de la muestra
que llegó hace N+L muestras, y r*_{d-(N+L)} la compleja conjugada
de la muestra que llegó hace 2N+L muestras, donde L es el número de
muestras de prefijo cíclico de un símbolo
OFDM.
Por tanto el cálculo de la correlación de forma
iterativa consiste en sumar al valor de correlación calculado para
la muestra anterior el producto de la muestra actual y la compleja
conjugada de la muestra recibida N+L muestras antes, y restarle a
su resultado el producto de la muestra recibida N muestras
antes y la compleja conjuga de la muestra recibida 2N+L muestras
antes.
De forma similar, el cálculo iterativo de la
potencia consiste en sumar al valor de la potencia calculado para
la muestra anterior el cuadrado de la muestra actual, al que
se resta el cuadrado de la muestra recibida N muestras antes.
El procedimiento de la invención prevé la
utilización únicamente de la parte real de la correlación para
simplificar su cálculo, puesto que la parte real es predominante
sobre la imaginaria, siempre y cuando el error en frecuencia sea
menor que un cierto umbral.
El procedimiento de la invención realiza la
detección de la secuencia de sincronismo mediante la comparación
del valor de correlación con el valor de potencia multiplicada por
un valor umbral C, para minimizar la probabilidad de la adquisición
de sincronismo debido a ruidos impulsivos; de manera que se detecta
la secuencia de sincronismo y el momento óptimo de muestreo cuando
se da la condición de que el módulo de la correlación sea mayor o
igual que el umbral anteriormente comentado por el valor de la
potencia obtenido.
Los dos símbolos idénticos de la secuencia de
sincronismo están constituidos por información fija y/o
pseudoaleatoria, información que se envía en las portadoras de
estos símbolos de sincronismo y que es conocida en recepción.
Tanto la sincronización de la frecuencia de
muestreo como la sincronización en el tiempo y en los receptores,
comprende una etapa de adquisición y una etapa de seguimiento;
incluyendo la etapa de adquisición la búsqueda de un número
determinado de secuencias de sincronismo, de manera que una vez
detectadas adecuadamente este número determinado de secuencias, se
validan y se realiza una corrección gruesa del error de frecuencia,
pasando a continuación el procedimiento a la etapa de
seguimiento.
Referente a la adquisición del sincronismo
temporal, el procedimiento comprende una fase en la que se espera
la detección de una secuencia de sincronismo por parte del receptor,
y a partir de ella se espera a que llegue un determinado número de
secuencias de sincronismo más, espaciadas un determinado número de
muestras, puesto que el emisor está periódicamente transmitiendo
secuencias de sincronismo; todo ello antes de pasar a la etapa de
seguimiento, para reducir la probabilidad de adquisición de
sincronismo debido a una falsa alarma.
Tras la adquisición del sincronismo temporal, el
procedimiento comprende una fase de seguimiento del sincronismo
temporal, en la que se siguen detectando las secuencias de
sincronismo transmitidas por el enlace descendente hacia los
usuarios, y en la que se realiza una cuenta del número de secuencias
no recibidas, que en el caso de superar un cierto límite
establecido provoca la vuelta a la fase de adquisición temporal.
Cada vez que llega una secuencia de sincronismo
en la fase de seguimiento del sincronismo temporal, el procedimiento
de la invención comprende una fase en la que se modifica el
instante en que comienza el símbolo OFDM. Esta modificación se
realiza mediante la variación del conjunto de muestras que se
aplican a una etapa de transformación al dominio de la frecuencia
que convencionalmente está prevista en los receptores de los
usuarios, lo que puede producir un desfase o rotación en las
constelaciones demoduladas por los usuarios, por lo que el
procedimiento comprende una etapa de corrección de dicho desfase.
Esta corrección se efectúa en la ecualización que convencionalmente
se realiza en los receptores, para lo que preferentemente, se
transmiten secuencias de ecualización tras las secuencias de
sincronismo.
El procedimiento de la invención prevé la
posibilidad de suprimir la fase de adquisición del sincronismo de
frecuencia para el caso en el que el oscilador empleado en el
convertidor análogico/digital del receptor sea suficientemente
preciso.
Referente a la etapa de adquisición del
sincronismo de frecuencia, cabe señalar que ésta se realiza tras la
etapa de adquisición del sincronismo temporal, y comprende la
estimación del error en la frecuencia de muestreo, a partir del
ángulo de la correlación en el momento máximo de esta métrica,
utilizando el momento situado en el centro de la zona plana de los
máximos de la métrica, según el siguiente algoritmo:
siendo M el factor de interpolación
del módulo interpolador que convencionalmente incluye el transmisor
de cabecera y el factor de diezmado del módulo de diezmado que
convencionalmente incluyen los receptores de los usuarios, f_{c}
la frecuencia de la portadora, f_{s} la frecuencia de muestreo y
\Deltaf_{s} el error de dicha frecuencia; y todo ello d manera
que el ángulo de correlación se calcula en el instante óptimo
mediante el arcotangente de la razón de la parte imaginaria y la
parte real, con lo que a partir de la relación anterior se obtiene
\Deltaf_{s} tomando como el instante óptimo el situado en medio
de la zona plana de máximos de la métrica, y repitiéndose estos
pasos iterativamente hasta que la estimación del error de frecuencia
de muestreo sea menor que un cierto
umbral.
Por otro lado la etapa de seguimiento del
sincronismo de frecuencia comprende utilizar un rotor para compensar
la rotación de la constelación en cada portadora, o seguir
corrigiendo el error en frecuencia con un elemento corrector, o
bien utilizar ambas forma de seguimiento simultáneamente.
Respecto a la primera forma de realizar el
seguimiento del sincronismo de frecuencia, cabe señalar que ésta
consiste en multiplicar la señal recibida por un rotor que compensa
la rotación de la constelación en cada portadora en el dominio de
la frecuencia, calculándose el valor del rotor mediante el cálculo
de la velocidad de giro de la constelación en cada portadora.
Para realizar el cálculo de la velocidad de giro
de la constelación en cada portadora, el procedimiento comprende la
transmisión por enlace descendente de una "rejilla", la cual
consiste en que ciertas portadoras de símbolos tras la secuencia de
sincronización se envían con una modulación fija (preferentemente
una con bajas necesidades de relación señal a ruido para su
demodulación). La posición de las portadoras de la rejilla puede
modificarse de forma que tras cierto período de tiempo todas las
portadoras han sido obligadas alguna vez a utilizar la modulación
fijada (es decir, habrán sido obligadas a ser rejilla). La
información que se envía por las portadoras no es conocida a
priori por los usuarios, sean o no estos usuarios los
destinatarios de la información enviada.
A partir de la rotación máxima de la portadora
con mayor frecuencia se fija el período máximo entre medidas
consecutivas del ángulo girado en cada portadora, de forma que la
medida de este ángulo se consigue sin desbordamientos. Denominado
N_{T} al número máximo de símbolos entre dos medidas consecutivas
del ángulo en una determinada portadora, la rejilla puede
distribuirse sobre la N portadoras del sistema. Exigiendo que todas
las portadoras pertenezcan a la rejilla una vez durante los N_{T}
símbolos y que:
es decir, que el sumatorio durante
N_{T} símbolos del número de portadores pertenecientes a la
rejilla en cada símbolo sea igual al número total de portadoras del
sistema. En la ecuación anterior N_{i} es el número de portadoras
que pertenece a la rejilla en el símbolo i de forma que tras
N_{T} se obtenga una nueva medida de la velocidad de giro en cada
una de las portadoras del
sistema.
El equipo de cabecera sigue utilizando las
portadoras que están siendo utilizadas como rejilla para transmitir
la información que desea (tal y como ocurre en el resto de las
portadoras), pero con la particularidad que utiliza la modulación
fijada en ellas. Los usuarios, tanto el que es destino de la
información enviada en las portadoras de la rejilla como el resto,
conocen la modulación empleada en las portadoras y pueden recuperar
la información, utilizando esta recepción para realizar la
estimación de la velocidad de giro en las portadoras de la
rejilla.
El equipo de usuario demodula la información
enviada por las portadoras de la rejilla (puesto que conoce la
modulación que se usó en ellas, tanto si él es el destino como si
no) y estima la desviación angular comparando el punto de la
constelación recibida con el punto de la constelación que estima que
se transmitió. Realizando la diferencia entre este ángulo y el
calculado N_{T} símbolos antes (dependiendo de los parámetros de
configuración de la rejilla) y dividiendo por el número de símbolos
entre ambas medidas, se obtiene una estimación de la velocidad de
giro de la constelación en la portadora donde se calcularon los
ángulos rotados.
La segunda forma de realizar el seguimiento en
frecuencia comprende estimar el error en frecuencia mediante la
medida del ángulo girado por la constelación de cada una de las
portadoras en un símbolo, y corregir este error mediante el
elemento corrector de frecuencia, siendo esta medida equivalente al
ángulo de la correlación.
El procedimiento descrito permite realizar el
sincronismo en tiempo y frecuencia del enlace descendente de forma
segura en la transmisión de datos por la red eléctrica.
A continuación para facilitar una mejor
comprensión de esta memoria descriptiva y formando parte integrante
de la misma, se acompañan una serie de figuras en las que con
carácter ilustrativo y no limitativo se ha representado el objeto
de la invención.
\vskip1.000000\baselineskip
La figura 1 muestra la parte final del diagrama
o bloque funcional del transmisor de cabecera, mediante el cual se
envían las secuencias de sincronismo y los datos según el
procedimiento de la invención. Se ha omitido el resto del
transmisor por no ser necesario para la comprensión de la
invención.
La figura 2 muestra la parte inicial de los
receptores de los usuarios que detectan las secuencias de
sincronismo por el canal descendente, para realizar la
sincronización de los receptores según el procedimiento de la
invención, utilizando un VCXO para realizar la corrección de
frecuencia.
La figura 3 muestra otro posible ejemplo de
realización para efectuar la sincronización de los receptores según
el procedimiento de la invención utilizando un elemento remuestrador
junto con sus filtros para realizar la corrección en
frecuencia.
La figura 4 muestra una representación gráfica
de un ejemplo típico de la correlación y la potencia multiplicada
por un umbral de las muestras obtenidas en los receptores. En esta
figura se aprecia claramente que el máximo de la correlación se
mantiene durante varias muestras obtenidas en el receptor.
La figura 5 muestra ejemplos de la secuencia de
sincronismo enviada por el enlace descendente, que se compone de
dos símbolos OFDM idénticos, y que se envían periódicamente cada S
símbolos por el enlace descendente.
La figura 6 muestra la forma en que se realiza
el cálculo de la correlación y la potencia a partir de las muestras
que llegan al receptor mediante buffers circulares.
La figura 7 muestra un diagrama de bloques de un
posible ejemplo de realización mediante el cual se efectúa el
cálculo de la potencia y la correlación a partir de las muestras que
llegan en ese momento al receptor; según el procedimiento de la
invención.
La figura 8 muestra una gráfica del giro que se
produce en la recepción de una constelación QPSK debido a la
diferencia de muestras entre el comienzo del símbolo y la muestra
tomada entre el comienzo del símbolo y la muestra tomada como tal
por el receptor.
A continuación se realiza una descripción de la
invención basada en las figuras anteriores y las figuras numeradas
de 1 a 8.
Tal y como ha sido comentado anteriormente, la
invención es aplicable en la comunicación bidireccional a través de
la red eléctrica entre una cabecera y una pluralidad de usuarios, y
tiene por objeto proporcionar un procedimiento que posibilite la
sincronización en un sistema punto a multipunto con modulación de
multiplexación por división ortogonal en frecuencia (OFDM), tal
como el descrito en la solicitud de patente española número
200003024.
Tal y como es conocido en el estado de la
técnica, el transmisor de cabecera realiza una traslación de las
señales a enviar del dominio de la frecuencia al dominio del tiempo,
lo cual se efectúa mediante un módulo 1 que realiza la inversa de
la transformada discreta de Fourier (IDFT). A la salida del módulo 1
se obtienen los símbolos OFDM (modulación de multiplexación por
división ortogonal en frecuencia) en banda base y en el dominio del
tiempo. La salida de la IDTF se separa en señal en fase I (por
ejemplo la parte real de la salida) y señal en cuadratura Q (la
parte imaginaria), las cuales se aplican a un generador de prefijo
cíclico 2 que añade un prefijo cíclico a cada símbolo OFDM para
evitar la interferencia entre símbolos y para absorber los posibles
ecos por la recepción de la señal por múltiples caminos, tal y como
se efectúa convencionalmente con esta modulación.
Seguidamente la señal se introduce en un
modulador IQ 4 (en fase y cuadratura) previo paso por un
interpolador 3 con factor de interpolación M.
A continuación la señal modulada en fase y
cuadratura se aplica a un sumador 5 cuya salida se entrega a un
convertidor digital analógico 6 que se conecta con ciertos
componentes analógicos (separador, amplificadores y filtros) que
permiten introducir la señal en la red eléctrica, a través de la
cual se envían las señales a los diferentes usuarios, cuyos
receptores toman la señal de la red (gracias a un separador y a unos
filtros analógicos) y pasan esta señal a un convertidor
analógico/digital 7 cuya salida se aplica a un demodulador IQ 8 que
entrega las señales en fase y cuadratura (I y Q) a un diezmador 9 de
orden M a través de un filtro paso bajo 10, y a continuación se
entrega a un extractor de prefijo cíclico 11 a través de un filtro
de remuestreo 12 (en caso de utilizar la implementación con
remuestreador), realizándose a continuación la traslación del
dominio del tiempo al dominio de la frecuencia mediante el módulo 13
que efectúa la transformada discreta de Fourier (DFT).
En una implimentación real existirá un error en
frecuencia de muestreo debido a las diferencias existentes entre
los osciladores de los equipos 28a y 29, dependiendo de la
implementación de los equipos, por lo que la frecuencia de muestreo
f_{s} del convertidor 6 no se corresponde exactamente con la
frecuencia de muestreo del convertidor 7. Matemáticamente la
frecuencia de muestreo del receptor será f_{s}+\Deltaf_{s},
siendo \Deltaf_{s} la variación de frecuencia provocada por
dicha diferencia entre los osciladores de los distintos equipos.
El error de la frecuencia de muestreo provoca
que la constelación de cada una de las portadoras de la modulación
rote símbolo a símbolo. Además de este problema, los errores en la
frecuencia de muestreo pueden provocar a su vez atenuación y ruido
en el sistema, por lo que es necesario corregir este error mediante
la sincronización de los receptores, para conseguir que la
frecuencia de muestreo de los convertidores 7 de los usuarios sea
igual a la del convertidor 6.
Además de una implementación real también
existirá un error de fase \alpha_{0} en las senoides utilizadas
para realizar la demodulación IQ efectuada en los demoduladores 8.
En este caso el error de fase da lugar a un giro constante en la
constelación de cada portadora y en consecuencia puede ser corregido
por un ecualizador, por lo que no es necesaria ninguna corrección
específica de este error a nivel de sincronización.
También existe el problema de que los receptores
no saben exactamente cuál es la muestra de comienzo de un símbolo
OFDM, lo cual representa un problema grave, ya que sin esta
información no se conoce exactamente cuántas muestras pertenecen al
prefijo cíclico y cuántas deberían introducirse en el bloque 13 que
realiza la conversión del dominio del tiempo al dominio de la
frecuencia. Si las muestras que se introducen en la DTF 13 contienen
muestras de varios símbolos distintos, se produce una degradación
significativa de la relación señal a ruido del sistema, lo que
genera interferencia entre las portadoras y los símbolos, por lo que
es necesario que los receptores de los usuarios conozcan a qué
símbolo corresponde cada muestra.
Por tanto, es necesario sincronizar en tiempo y
frecuencia los receptores de los usuarios, para lo que se envían
secuencias de sincronismo desde el transmisor, que son captadas por
un módulo de control de sincronización 15, que estima el error en
la frecuencia de muestreo y el instante de inicio de los símbolos
OFDM a partir de las muestras obtenidas en la salida del diezmador
9, y todo ello según el procedimiento que a continuación se
describe.
El procedimiento de la invención comprende la
generación de las secuencias de sincronismo mediante dos símbolos
de sincronismo idénticos 16 que se transmiten periódicamente desde
el transmisor de cabecera hasta los receptores de los usuarios. Los
dos símbolos de sincronismo idénticos se utilizan para hacer la
estimación simultánea del error en la frecuencia de muestreo y del
comienzo de cada símbolo.
La información transmitida en las portadoras,
utilizadas en ambos símbolos de sincronismo, puede ser fija o bien
una secuencia pseudoaleatoria, pero siempre ha de ser la misma en
ambos símbolos y conocida por el receptor.
Para realizar la sincronización de los
receptores, es necesario, en primer lugar, detectar la secuencia de
sincronismo, para lo que el módulo de control de sincronización 15
aplica el criterio de máxima verosimilitud en las muestras
obtenidas a la salida del diezmador 9. Este criterio es conocido en
el estado de la técnica en otras aplicaciones, y viene definido por
el siguiente algoritmo:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde \theta es el instante de
muestreo, \epsilon =\Deltaf*(T_{S}+T_{cp}) (siendo T_{s}
el tiempo de transmisión y recepción símbolo y T_{cp} el tiempo
del prefijo cíclico) la diferencia entre los osciladores de
transmisión y recepción multiplicada por la diferencia temporal
entre los dos intervalos que se correlacionan para buscar su
similitud,
y
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde 1 es el número de muestras de
los intervalos cuya similitud buscamos, n es el número
de muestras que se encuentran desfasados. En nuestro caso 1=N y
n=N+L, siendo N el número de muestras de uno de los símbolos de la
secuencia de sincronismo, y L el número de muestras de prefijo
cíclico. De esta forma \gamma es la correlación de dos
intervalos de N muestras separadas, N+L y \xi es la potencia de N
muestras.
La función de máxima verosimilitud tiene el
máximo cuando lo es el coseno y el módulo de la correlación
(\gamma).
Para la sincronización temporal se utiliza el
máximo de la correlación (\gamma). De esta forma es posible
obtener el instante óptimo: \theta_{opt}.
Para la sincronización en frecuencia, el coseno
es máximo cuando:
Donde \epsilon no es más que un estimador de
la frecuencia de offset al trasladar en banda la señal, es decir,
un error en frecuencia igual para todos los tonos (portadoras) de la
señal. Tomado n=0 en la actuación anterior se obtiene que
\Deltaf_{s}<1/(T_{s}+T_{cp}), y sustituyendo \epsilon
por su valor, obtendremos
Este desarrollo presupone que hay traslado en
banda analógico y por tanto el desplazamiento es igual en todas las
portadoras. Este tipo de error no existe en la invención al no haber
traslado en banda de la señal analógica. Sin embargo, existe error
en la frecuencia de muestreo, lo que conlleva un desplazamiento en
frecuencia distinto en cada uno de los tonos (portadoras) de la
señal. Pero, dado que ese desplazamiento es en el mismo sentido en
todos los tonos (portadoras), \epsilon sí que sirve como
estimador, siendo proporcional a la media de este error. Y en este
caso el ángulo de la correlación equivale a:
Siendo M el factor de interpolación y diezmado
utilizados antes y después de los conversores en transmisión y
recepción, respectivamente, y f_{c} la frecuencia de la portadora
digital.
El error en frecuencia \Deltaf_{S} puede
despejarse fácilmente de la anterior ecuación una vez conocidos los
demás factores de la ecuación.
Las secuencias de sincronismo compuestas por dos
símbolos de sincronismo idénticos 16, están espaciadas una cantidad
de tiempo fija para aumentar la robustez y reducir la probabilidad
de detección de sincronismo debido a ruidos impulsivos, de manera
que el receptor puede iniciar su sincronización en cualquier momento
a partir de esta secuencia. En la figura 4 puede observarse un
ejemplo en el que se representa el envío periódico de dos símbolos
de sincronismo iguales 16 enviados cada "S" símbolos.
Para realizar la detección de la secuencia de
sincronismo, la invención utiliza la métrica comentada anteriormente
en la que en el momento óptimo, la correlación (valor de \gamma)
y la potencia (valor de \xi), tienen el mismo valor, y en
consecuencia se utiliza la potencia de la señal como umbral para
determinar el máximo de la correlación. Cuando se dé la condición
|\gamma|>C.\xi se busca el máximo de la correlación. El
umbral C se ha fijado tratando de minimizar la probabilidad
de detección de sincronismos debida a ruidos impulsivos. Con la
pareja de símbolos de sincronismo iguales 16, la correlación
teóricamente no tiene un único máximo, sino que se trata de un pico
con una meseta, tal y como se muestra en la figura 3. Esta meseta es
tan ancha como muestras libres de interferencia entre símbolos
(ISI) haya en el prefijo cíclico. Cualquiera de estas muestras es
válida para tomarla como final del símbolo de sincronismo, pues
tomar una u otra únicamente afecta provocando un desfase igual para
todos los símbolos tras la salida de la DFT 13. Este desfase es
fácilmente corregible por el ecualizador y no produce degradación
en la recepción.
La forma utilizada para la detección de los
picos consiste en tomar de la muestra central de la meseta como
punto óptimo de sincronización temporal.
La correlación se calcula de forma iterativa,
para lo que el módulo de control de sincronización 15 cuenta con un
buffer circular 17 de longitud N en el que se almacena el producto
de la muestra actual, por la muestra que llegó N+L muestra antes
conjugada, estando el instante actual representado en la figura 6
como la línea vertical 18. Al valor actual de la correlación se le
suma este valor y se le resta el que sale del buffer, de manera que
se obtiene en la correlación de la suma de todas las posiciones de
memoria. Aparte del buffer 17, para poder realizar el producto
anterior, sería necesario almacenar las muestras en un buffer 19 de
longitud n=N+L.
La representación matemática de este algoritmo
sería:
para la correlación siendo
P(d) la correlación r_{d} la muestra actual,
r_{d-N} la muestra que llegó al receptor N
muestras antes y r*_{d-(N+L)} la compleja conjugada de la muestra
que llegó al receptor hace N+L muestras,
r*_{d-(N+L)-N} la compleja conjugada de la muestra
que llegó al receptor hace 2N+L
muestras.
El cálculo de la potencia también puede
realizarse de forma iterativa siguiendo un proceso equivalente al
presentado para la correlación. En este caso el algoritmo utilizado
sería
Para la potencia; siendo R(d) la
potencia, r_{d} la muestra actual, y r_{d-N} la
muestra que llegó al receptor N muestras antes.
Una posible implementación de estos cálculos se
muestra en la figura 7, en la que mediante la rama superior 20 se
calcula la potencia según el algoritmo indicado, y en la rama
inferior 21 se calcula la correlación según el algoritmo señalado.
Para lo que tanto en la rama 20 como en la 21 se incluyen bloques de
retardo 22 correspondientes a Z^{-N}, Z^{-1}, Z^{(N+L)}, que
retrasan su salida del número de muestras necesario para obtener
las fórmulas iterativas anteriores.
La potencia calculada se multiplica por el
umbral C en el multiplicador 23 y el resultado de esta
multiplicación pasa a un comparador 24 que compara este resultado
con el valor de la correlación obtenido, de modo que mediante un
detector de pico 25 se detectan los picos del sincronismo
representados en la figura 3, y a partir de la correlación del pico
detectado se calcula el ángulo de la métrica consistente en el
cálculo de la arcotangente preferentemente mediante un circuito
CORDIC 26.
Por tanto, para realizar la adquisición del
sincronismo temporal, inicialmente el receptor espera la detección
de una secuencia de sincronismo según el procedimiento señalado, y
una vez detectada espera que un número determinado de símbolos
después, S, llegue otra secuencia de sincronismo.
En el caso que nos se produjese la llegada de
esta otra secuencia de sincronismo, se vuelve al estado inicial.
Por el contrario, cuando se han detectado las
primeras secuencias de sincronismo correctamente, se vuelve a
esperar otra secuencia de sincronismo, y así sucesivamente se
detectan un cierto número de secuencias de sincronización, momento
a partir del cual se asume que los símbolos de sincronismo
detectados realmente lo son. Si en algún intervalo de muestras en
el que espera detectar una secuencia de símbolos de sincronismo
ésta no se detecta, se vuelve al estado inicial. Si se detecta
alguna secuencia de símbolos de sincronismo fuera del intervalo
esperado, ésta es
ignorada.
ignorada.
Respecto a la etapa de adquisición del
sincronismo en frecuencia, cabe la posibilidad de que los receptores
cuenten con un oscilador de alta calidad, y por tanto preciso, para
proporcionar la frecuencia de muestreo, en cuyo caso no es
necesaria la etapa de adquisición en frecuencia. En este caso para
calcular las métricas a maximizar se utiliza únicamente la parte
real de la correlación, ya que prácticamente la parte imaginaria es
nula, por lo que no es necesario su cálculo.
Por el contrario, cuando el oscilador que
proporciona la frecuencia de muestreo no sea muy preciso, y una vez
adquirido el sincronismo temporal, con cada secuencia de sincronismo
se estima el error en la frecuencia producido y se corrige mediante
un elemento corrector de frecuencia consistente en un VCXO 28, que
en una implementación puede utilizarse como oscilador de recepción
en lugar de un oscilador fijo como el 28ª, o bien en un elemento
remuestreador 27 y los filtros de remuestreo 12 que se explican más
adelante. Para estimar el error en frecuencia se calcula el ángulo
de la correlación preferentemente mediante un CORDIC 26 o circuito
similar comentado con anterioridad, que realice el arcotangente del
cociente de la parte imaginaria y real de la correlación. Una vez
conocido el ángulo de la correlación, se calcula
\Deltaf_{s} despejándolo de la ecuación (A), tal y como
fue comentado.
A partir del cálculo del error de frecuencia se
inicia un proceso iterativo de corrección de la frecuencia y
estimación del error hasta que la estimación sea menor que un umbral
predefinido.
En un ejemplo de realización de la corrección de
frecuencia de muestreo del convertidor analógico/digital 7 se
efectúa mediante un oscilador controlado por tensión 28 el cual es
gobernado por el módulo de control de sincronización 15 a partir de
los cálculos realizados, para conseguir la frecuencia de muestreo
adecuada.
También cabe la posibilidad de que el elemento
corrector de frecuencia, esté constituido por un remuestreador 17
que se aplica al demodulador IQ 8. En este caso son necesarios
filtros de remuestreo 12 para adaptar la señal remuestreada antes
de extraer el prefijo cíclico. Estos filtros no son necesarios si se
aplica otro método de corrección gruesa del error en frecuencia,
como es el caso del empleo del VCXO 28, esto es, el oscilador
controlado por tensión para generar la frecuencia de muestreo en
recepción.
Respecto a la etapa de seguimiento del
sincronismo temporal, ésta se corresponde con la fase en la que el
transmisor de cabecera se encuentra en funcionamiento normal
transmitiendo datos. Dado que en la etapa de seguimiento ya se
conoce dónde se deben recibir las secuencias de sincronismo, si se
detecta falta alguna se aumenta un contador que lleva la cuenta de
las secuencias de sincronismo que faltan. Cuando este contador
llega a un número límite se vuelve a realizar la adquisición.
Cuando llega la secuencia de sincronismo, se
modifica la cuenta de qué muestras deben entrar en el módulo 13,
para lo que el módulo de control de sincronización 15 actúa sobre el
extractor de prefijo cíclico 11 y sobre el propio módulo 13, para
permitir la entrada en éste de las muestras elegidas. Tras cambiar
el instante en que comienza el símbolo es necesario volver a
ecualizar mediante el ecualizador, pues cambia el desfase al
cambiase el comienzo del símbolo a otra muestra distinta del prefijo
cíclico. Por ello tras la secuencia de sincronización se incluyen
una serie de símbolos de ecualización que se emplean en el
ecualizador para realizar dicha ecualización.
Respecto a la etapa de seguimiento de
sincronización en frecuencia, cabe señalar que aún existiendo el
elemento corrector en frecuencia, siempre existirá un error
residual en la frecuencia de muestreo que produce una rotación en
la posición de los puntos de la constelación al demodularla en
recepción. Este error es acumulativo, lo cual quiere decir que si
después de un símbolo el ángulo girado de una determinada portadora
es de 0'3º, al cabo de diez símbolos el ángulo girado será de
3º.
En la figura 8 se muestra con una estrella la
posición de la muestra sin error, mediante un círculo el punto de
la constelación (rotado) tras diez símbolos, y mediante una cruz el
observable tras cincuenta símbolos.
Por tanto, si el error residual no se corrige
llegará un momento en el que los puntos de la constelación pasen al
siguiente cuadrante y sean interpretados erróneamente en recepción
como un punto enviado en otro cuadrante.
Para seguir y corregir el error residual, se
utiliza un rotor en el dominio frecuencial incluido en el módulo de
ecualización. Adicionalmente, a partir del rotor se puede estimar el
error en frecuencia de muestreo y esta estimación se puede utilizar
como entrada al elemento corrector de frecuencia, sea éste un
remuestreador 27 más sus filtros 12 o bien un VCXO 28. La
estimación realizada mediante el rotor es más precisa que la
obtenida mediante el arcotangente, tal y como aparece en los puntos
anteriores.
Para utilizar el rotor, se debe calcular la
velocidad de giro de la constelación de cada portadora en el dominio
frecuencial, y una vez calculada se compensa esta rotación en cada
símbolo recibido.
La variación de la respuesta en frecuencia de la
red eléctrica no es significativa durante el tiempo de una veintena
de símbolos (gracias al tiempo de símbolo elegido en el diseño del
sistema), por lo que se puede suponer que durante cierto tiempo la
rotación que se produce en las portadoras es debida únicamente al
error residual en estimación de la frecuencia de muestreo, y no a
los cambios en la respuesta del canal. Es por ello que, según una
realización de la invención, se ha supuesto que en dieciséis
símbolos el efecto del canal sobre el ángulo girado es despreciable
frente al ángulo girado debido al error de frecuencia de
muestreo.
Con esta aproximación, se puede demostrar que la
rotación de la fase de la portadora k-ésima de símbolo a símbolo
debida al error de frecuencia de muestreo viene definida por:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde f_{s} es la frecuencia de
muestreo nominal, \Deltaf_{s} el error en la frecuencia de
muestreo, N el número de muestras del símbolo, f_{c} la
frecuencia utilizada para la modulación IQ, M el factor de diezmado
de los diezmadores 9 y L el número de muestras del prefijo
cíclico.
Para corregir la rotación causada por el error
residual de frecuencia simplemente hay que multiplicar la señal
recibida por una exponencial compleja con el ángulo opuesto a la
estimación de rotado.
Para realizar el cálculo de la velocidad de giro
de la constelación en cada portadora, el procedimiento comprende la
transmisión por el enlace descendente de una "rejilla", la cual
consiste en que ciertas portadoras de los símbolos tras la
secuencia de sincronización se envían con una modulación fija
(preferentemente una con bajas necesidades de señal a ruido para su
demodulación). La posición de las portadoras de la rejilla puede
modificarse, de forma que tras cierto período de tiempo todas las
portadoras habrán sido obligadas alguna vez a utilizar la
modulación fijada (es decir, habrán sido obligadas a ser rejilla).
La información que se envía por las portadoras no es conocida por
los usuario, sean o no estos usuarios los destinatarios de la
información enviada.
Fijada la rotación máxima producida en la
portadora con la mayor frecuencia por diseño del sistema y fijado
el valor de \Deltaf_{s} como el error de la frecuencia de
muestreo debido a la diferencia entre los osciladores de
transmisión y recepción de los distintos equipos, se fija el período
máximo entre dos medidas consecutivas del ángulo girado en cada
portadora de forma que se puede estimar la velocidad de giro en cada
portadora sin producirse solapamientos ni desbordamientos, lo cual
se consigue cuando la diferencia de fase entre dos medidas
consecutivas del ángulo rotado en la misma portadora es menor que
180º (\pi radianes). De forma matemática este período se puede
calcular
como:
como:
El valor de f_{max\_error} puede ser obtenido
a partir de la fórmula del ángulo rotado de la portadora k-ésima de
símbolo a símbolo, de forma que:
donde P_{max\_error} es el índice
correspondiente a la portadora más alta f_{s} es la frecuencia de
muestreo nominal de los osciladores de los distintos equipos,
\Deltaf_{s} la variación de la frecuencia de muestreo, N el
número de muestras del símbolo, f_{c} la frecuencia de portadora,
y M el factor de
diezmado.
Tomando el valor entero de la división de este
período máximo entre dos medidas consecutivas del ángulo girado de
las distintas portadoras y el período de símbolo se obtiene
siendo N_{T} el número máximo de
símbolos entre dos medidas consecutivas del ángulo en una
determinada portadora, de forma que se puede distribuir la rejilla
sobre la N portadoras del sistema exigiendo que se cumpla que el
número de portadoras de rejilla por símbolo multiplicado por el
número de símbolos con rejilla en un período de medida (cuyo valor
será menor o igual a N_{T}) deba ser igual al número de portadoras
del sistema,
N.
Dos posibles implementaciones de la distribución
de la rejilla consisten en forzar todas las portadoras a ser
portadoras de la rejilla en un símbolo o distribuirlas en los
símbolos del período hasta un máximo de N/N_{T} portadoras; con
objeto de que en un máximo de N_{T} símbolos se haya realizado la
medida del ángulo girado en todas las portadoras y para que tras
N_{T} símbolos se vuelva a realizar un nuevo proceso de
medida.
El equipo de cabecera sigue utilizando las
portadoras que están siendo utilizadas como rejilla para transmitir
la información que desea (tal y como ocurre en el resto de las
portadoras), pero con la particularidad de que está obligado a
utilizar la modulación fijada en ellas. Los usuarios, tanto el que
es destino de la información enviada en las portadoras de la
rejilla como el resto, conocen la modulación empleada en las
portadoras y pueden recuperar la información, utilizando esta
recepción para realizar la estimación de la velocidad de giro en
las portadoras de la rejilla.
El equipo de usuario demodula la información
enviada por las portadoras de la rejilla (puesto que conoce la
modulación que se usó en ellas, tanto si él es el destino como si
no) y estima la desviación angular comparando el punto de la
constelación recibida con el punto de la constelación que debió
enviarse. Realizando la diferencia entre este ángulo y el calculado
anteriormente un número de símbolos antes (dependiendo de los
parámetros de configuración de la rejilla) y dividiendo por el
número de símbolos entre ambas medidas, se obtiene una estimación
de la velocidad de giro de la constelación en la portadora donde se
calcularon los ángulos rotados.
En un ejemplo de implementación se puede
disponer que el período es de 16 símbolos, de forma que cada 16
símbolos todas las portadoras habrán sido alguna vez utilizadas
como rejilla; si, por ejemplo, hubiesen en total 32 portadoras, una
forma de rejilla sería colocar dos portadoras como rejilla e ir
modificando la posición símbolo a símbolo. En este caso la cabecera
sigue utilizando esas portadoras para enviar la información, pero
modulada con una modulación con bajas necesidades de señal a ruido
(por ejemplo QPSK), y los usuarios demodulan la información (siendo
indiferente que ellos sean el destino o no, puesto que conocen que
se envió en QPSK). Al acabar el período, esto es, tras 16 símbolos
se tiene una nueva medida de la cantidad angular girada por todas
las portadoras y por tanto una nueva estimación de la velocidad de
giro en una portadora. En este caso, para calcular la velocidad de
giro en una portadora, primero se demodulan los símbolos QPSK
enviados en esta portadora. El ángulo formado por el punto de la
constelación recibido y los ejes coordenados se resta del ángulo
del punto de la constelación enviado, con lo que se conoce la
desviación angular producida en esa portadora. Cada 16 símbolos se
calcula un nuevo ángulo para esa portadora, de manera que la
diferencia del ángulo recién calculado y el calculado hace 16
símbolos se divide por 16 para conocer la velocidad de rotación por
símbolo. Esta estimación, junto con las anteriores, puede pasar por
un filtro paso bajo para eliminar las variaciones debidas a cambios
bruscos de canal y reducir el efecto de ruidos sobre la estimación.
Para acelerar el proceso de convergencia se pueden realizar
promedios en frecuencia de los resultados de varias portadoras.
La corrección mediante el rotor consiste en
multiplicar la señal por una exponencial compleja en el dominio
frecuencial), es decir a la salida del módulo 13, y más
concretamente en el ecualizador. Para simplificar, y puesto que el
error en esta fase es pequeño se puede aproximar la parte real de la
exponencial compleja a 1 y la parte imaginaria al ángulo estimado
en radianes.
El resultado de sacar la media de estas
rotaciones de todas las portadoras es
Esta media es una estimación del error en
frecuencia que puede utilizarse para la corrección fina de este
error en frecuencia. Para ello se usaría esta estimación como
entrada del elemento corrector de frecuencia, sea éste el
remuestreador 27 con su filtro de remuestreo 12 o el VCXO 28, para
conseguir una mayor precisión. En otra realización de la invención,
se utiliza, en esta etapa, la estimación a partir del ángulo de la
correlación obtenida por la arcotangente mediante un circuito
adecuado para calcular dicha arcotangente, preferentemente un
CORDIC 26 tal y como fue comentado con anterioridad.
Claims (18)
1. Procedimiento para la sincronización en el
enlace descendente de múltiples usuarios en un sistema de
transmisión punto a multipunto con modulación OFDM, aplicable en la
comunicación bidireccional a través de la red eléctrica entre una
cabecera y una pluralidad de usuarios; con medios para añadir y
extraer un prefijo cíclico a los símbolos OFDM, la inclusión de
interpoladores y diezmadores en los sistemas de transmisión y
recepción de los equipos, y traslado en una banda digital; y que
comprende el envío de secuencias de sincronismo que están
intercaladas en el resto de la información que se envía a través de
un canal descendente, determinado por un enlace desde la cabecera
con los usuarios, para proporcionar en recepción una sincronización
en frecuencia y tiempo; y se caracteriza porque el
procedimiento comprende generar las secuencias de sincronismo
mediante dos símbolos de sincronismo idénticos (16), que se
transmiten periódicamente desde el equipo de cabecera por el enlace
descendente a todos los equipos de usuario, los cuales detectan en
recepción dichas secuencias de sincronismo, y a partir de ellas
selectivamente estiman y corrigen la frecuencia de muestreo de los
convertidores analógicos/digitales (7) previstos en los receptores
de los usuarios, o realizan un proceso de remuestreo de la señal
digital (sincronización en frecuencia) y simultáneamente estiman el
momento en que comienza cada símbolo OFDM, sincronismo
temporal.
2. Procedimiento para la sincronización en el
enlace descendente de múltiples usuarios en un sistema de
transmisión punto a multipunto con modulación OFDM, según la
reivindicación 1, caracterizado porque la detección de las
secuencias de sincronismo se efectúa mediante el maximizado del
criterio de máxima verosimilitud, de manera que la sincronización
temporal se efectúa a partir del cálculo del máximo de la
correlación de las muestras de dos símbolos recibidos, siendo este
máximo determinado como el punto medio de la zona plana del pico de
correlación, cuyo tamaño en número de muestras es igual al número de
muestras de prefijo cíclico sin interferencia entre símbolos (ISI),
realizándose posteriormente la sincronización en frecuencia mediante
el cálculo del ángulo de la correlación en el instante determinado
como máximo de correlación.
3. Procedimiento para la sincronización en el
enlace descendente de múltiples usuarios en un sistema de
transmisión punto a multipunto con modulación OFDM, según la
reivindicación 2, caracterizado porque el máximo de la
correlación se calcula mediante la detección de los picos de
correlación que sobrepasen un umbral correspondiente a multiplicar
la potencia por una constante C, tomando como valor de este máximo
el punto medio de la zona plana del pico de la correlación cuyo
tamaño en número de muestras es igual al número de muestras de
prefijo cíclico sin ISI; fijándose el valor de la constante C para
minimizar la probabilidad de que se produzca una falsa alarma,
calculándose la correlación mediante el siguiente algoritmo:
y la potencia mediante el siguiente
algoritmo;
donde \gamma(m) es la
correlación en el instante de la muestra m,, \xi(m) la
potencia en el instante de la muestra m, r(k) es la muestra
recibida en el instante k, r*(k+n) es la conjugada de la muestra
recibida en k+n, n=N+L y 1=N, siendo N el número de las muestras de
uno de los símbolos de la secuencia de sincronismo y L el número de
muestras del prefijo
cíclico.
4. Procedimiento para la sincronización en el
enlace descendente de múltiples usuarios en un sistema de
transmisión punto a multipunto con modulación OFDM, según las
reivindicaciones 2 y 3, caracterizado porque el cálculo de
la correlación y la potencia se realiza de forma iterativa,
almacenando las muestras y preferentemente los productos parciales
de la muestra actual por la muestra conjugada que llegó N+L muestras
antes, para el cálculo de la correlación y la potencia mediante los
siguientes algoritmos:
siendo P(d) la correlación,
R(d) la potencia, r_{d} la muestra actual,
r_{d-N} la muestra que llegó al receptor hace N
muestras, r*_{d-(N+L)} la compleja conjugada de la muestra
recibida hace N+L muestras y r*_{d-(N+L)-N} la
compleja conjugada de la muestra recibida hace 2N+L
muestras.
5. Procedimiento para la sincronización en el
enlace descendente de múltiples usuarios en un sistema de
transmisión punto a multipunto con modulación OFDM, según la
reivindicación 3, caracterizado porque se utiliza únicamente
la parte real de la correlación para simplificar su cálculo; una vez
que el error en frecuencia es menor que un umbral
preestablecido.
6. Procedimiento para la sincronización en el
enlace descendente de múltiples usuarios en un sistema de
transmisión punto a multipunto con modulación OFDM, según las
reivindicaciones 3 a 5, caracterizado porque la detección de
la secuencia de sincronismo se realiza comparando el valor de la
correlación con el valor de potencial multiplicado por el valor C
para minimizar la probabilidad de falsa alarma, de manera que se
busca la secuencia de sincronismo y el momento óptimo de muestreo
cuando se da la condición |\gamma| >C\xi, siendo C un
factor que multiplica la potencia para que este producto sea
utilizado como umbral.
7. Procedimiento para la sincronización en el
enlace descendente de múltiples usuarios en un sistema de
transmisión punto a multipunto con modulación OFDM, según la
reivindicación 1, caracterizado porque los dos símbolos
idénticos de sincronismo están constituidos selectivamente por
información fija o pseudoaleatoria.
8. Procedimiento para la sincronización en el
enlace descendente de múltiples usuarios en un sistema de
transmisión punto a multipunto con modulación OFDM, según las
reivindicaciones 1 a 6, caracterizado porque la
sincronización de la frecuencia de muestreo y la sincronización en
el tiempo de los receptores comprenden una etapa de adquisición y
una etapa de seguimiento, comprendiendo la etapa de adquisición la
búsqueda de un número determinado de secuencias de sincronismo, la
corrección gruesa del error en frecuencia, y el paso a la etapa de
seguimiento de ambas sincronizaciones.
9. Procedimiento para la sincronización en el
enlace descendente de múltiples usuarios en un sistema de
transmisión punto a multipunto con modulación OFDM, según la
reivindicación 8, caracterizado porque la etapa de
adquisición de sincronismo temporal comprende una fase de espera de
la detección de una secuencia de sincronismo, y a partir de ella se
espera la llegada de un determinado número de símbolos o secuencias
de sincronismo más en las posiciones (instantes) esperadas antes de
pasar a la etapa de seguimiento, para reducir la probabilidad de
adquisición de sincronismo debida a una falsa alarma.
10. Procedimiento para la sincronización en el
enlace descendente de múltiples usuarios en un sistema de
transmisión punto a multipunto con modulación OFDM, según cualquiera
de las reivindicaciones 8 y 9, caracterizado porque después
de la adquisición del sincronismo temporal el procedimiento incluye
una fase de seguimiento del sincronismo temporal que consiste en
detectar las secuencias de sincronismo enviadas por el enlace
descendente hacia los usuarios, realizándose una cuenta del número
de secuencias no recibidas, que en el caso de superar cierto límite
establecido provoca la vuelta a la fase de adquisición temporal.
11. Procedimiento para la sincronización en el
enlace descendente de múltiples usuarios en un sistema de
transmisión punto a multipunto con modulación OFDM, según las
reivindicaciones 8 y 10, caracterizado porque en la fase de
seguimiento del sincronismo temporal se realiza la modificación del
instante en que comienza el símbolo OFDM cada vez que llega a una
secuencia de sincronismo; efectuándose esta modificación mediante
la variación del conjunto de muestras que se aplican a una etapa de
transformación de las señales del dominio del tiempo al dominio de
la frecuencia prevista en los receptores de los usuarios, lo que
puede producir un desfase o rotación en las constelaciones
demoduladas que se corrige mediante una ecualización, para lo que
además, preferentemente, se transmiten secuencias de ecualización
tras las secuencias de sincronización.
12. Procedimiento para la sincronización en el
enlace descendente de múltiples usuarios en un sistema de
transmisión punto a multipunto con modulación OFDM, según la
reivindicación 8, caracterizado porque se suprime la fase de
adquisición del sincronismo de frecuencia en el caso en el que el
oscilador, que es utilizado para proporcionar la frecuencia de
muestreo en el convertidor analógico/digital (7) del receptor, sea
suficientemente preciso.
13. Procedimiento para la sincronización en el
enlace descendente de múltiples usuarios en un sistema de
transmisión punto a multipunto con modulación OFDM, según la
reivindicación 8, caracterizado porque la etapa de
adquisición del sincronismo de frecuencia se realiza tras la etapa
de adquisición del sincronismo temporal, y dicha etapa comprende la
estimación del error de la frecuencia de muestreo a partir del
ángulo de la correlación en el instante máximo de esta métrica,
tomado como el instante situado en medio de la zona plana de máximos
de la métrica, según el siguiente algoritmo:
siendo M el factor de interpolación
y diezmado, f_{c} la frecuencia de las portadoras, f_{s} es la
frecuencia de muestreo y \Deltaf_{s} el error en la frecuencia
de muestreo; comprendiendo además una fase de compensación de este
error mediante un elemento corrector de frecuencia, consistente
selectivamente en un oscilador controlado por tensión (28) o un
remuestreador (27) con sus filtros asociados (12), a partir del
anterior algoritmo, calculándose el ángulo de la correlación en el
instante en el que esta métrica es máxima, para lo que se calcula
el arcotangente de la razón de la parte imaginaria y la parte real
de la correlación y obteniéndose \Deltaf_{s} a partir del
algoritmo anteriormente enunciado; repitiéndose estos pasos
iterativamente hasta que la estimación de error en frecuencia de
muestreo sea menor que cierto
umbral.
14. Procedimiento para la sincronización en el
enlace descendente de múltiples usuarios en un sistema de
transmisión punto a multipunto con modulación OFDM, según las
reivindicaciones 8 y 13, caracterizado porque la etapa de
seguimiento del sincronismo de frecuencia consiste en multiplicar la
señal recibida por un rotor que compensa la rotación de la
constelación en cada portadora en el dominio de la frecuencia, para
lo que se calcula la velocidad de giro de la constelación en cada
portadora recibida.
15. Procedimiento para la sincronización en el
enlace descendente de múltiples usuarios en un sistema de
transmisión punto a multipunto con modulación OFDM, según la
reivindicación 14, caracterizado porque para realizar el
cálculo de la velocidad de giro de la constelación de cada portadora
en recepción, en la transmisión por el enlace descendente se envía
una rejilla, de forma periódica, consistente en que se obliga a la
cabecera a utilizar una modulación fija, preferentemente una
modulación con bajas necesidades de señal a ruido para su
demodulación, en ciertas portadoras denominadas portadoras de la
rejilla, cuya posición varía en el tiempo, cuando utiliza estas
portadoras para transmitir la información; de forma que los usuarios
conozcan la posición de las portadoras de la rejilla para realizar
el proceso de monitorización de la calidad de la línea en estas
portadoras, al conocer la modulación utilizada en ellas, tanto si el
usuario es el destino de la información enviada en estas portadoras
de la rejilla como si no lo es; con la particularidad de que los
usuarios desconocen a priori la información modulada en las
portadoras sean o no estos usuarios el destino de la
información.
16. Procedimiento para la sincronización en el
enlace descendente de múltiples usuarios en un sistema de
transmisión punto a multipunto con modulación OFDM, según la
reivindicación 15, caracterizado porque se fija el período
máximo de la rejilla a partir de la rotación máxima en la portadora
con mayor frecuencia, para no producir desbordamientos, de forma
que si N_{T} es el período de la rejilla en símbolos, esto es, el
número máximo de símbolos entre dos medidas consecutivas del ángulo
en una determinada portadora, se distribuye la rejilla sobre las N
portadoras del sistema exigiendo que todas las portadoras
pertenezcan a la rejilla una vez durante los N_{T} símbolos y
que:
en donde el sumatorio durante
N_{T} símbolos del número de portadoras pertenecientes a la
rejilla en cada símbolo es igual al número total de portadoras del
sistema, siendo N_{i} el número de portadoras que pertenecen a la
rejilla en el símbolo i; para que tras N_{t} símbolos se obtenga
una nueva medida de la velocidad de giro en cada una de las
portadoras.
17. Procedimiento para la sincronización en el
enlace descendente de múltiples usuarios en un sistema de
transmisión punto a multipunto con modulación OFDM, según las
reivindicaciones 15 y 16, caracterizado porque para realizar
el cálculo de la velocidad de giro en recepción el usuario demodula
la información enviada por las portadoras de la rejilla al conocer
a priori la modulación utilizada en las mismas, siendo o no
este usuario el destino de la información enviada por la cabecera,
y calcula el ángulo de giro respecto a la constelación transmitida;
de forma que al comparar este ángulo con el cálculo anterior para
las mismas portadoras y dividir por el tiempo transcurrido entre la
estimación de ambos ángulos, determina la velocidad de rotación en
esas portadoras.
18. Procedimiento para la sincronización en el
enlace descendente de múltiples usuarios en un sistema de
transmisión punto a multipunto con modulación OFDM, según las
reivindicaciones 15 y 17, caracterizado porque en la etapa
de seguimiento se estima el error en frecuencia mediante la media
del ángulo girado por la constelación de cada una de las portadoras
en un símbolo y se corrige este error mediante el elemento corrector
de frecuencia 27, 28), siendo esta media equivalente al ángulo de
la correlación.
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