KR100768835B1 - Ｏｆｄｍ 변조에 의한 포인트 투 멀티포인트 시스템에 있어서의 다중 유저의 하향에서의 동기화 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 헤드엔드와 복수의 유저 간에 전기 통신망을 통한 양방향 통신에 적합한 시스템에 관한 것이다. 본 발명은 OFDM(직교 주파수 분할 다중) 멀티 캐리어 통신 시스템에 있어서 다중 유저의 시간 및 주파수 동기화 모두에 사용될 수 있다. 본 방법은 하향에 의해 헤드엔드 장비로부터 유저로 주기적으로 송신되는 두개의 동일한 동기화 심볼(16)을 사용한 동기화 시퀀스를 생성하는 것을 특징으로 한다. 그때, 샘플링 주파수를 결정하여 정정할 수 있고, 동시에, 각 유저에 의해 수신된 신호의 샘플이 송신시 사용된 샘플과 정합하도록, OFDM 심볼이 시작하는 순간을 결정할 수 있다.

Description

ＯＦＤＭ 변조에 의한 포인트 투 멀티포인트 시스템에 있어서의 다중 유저의 하향에서의 동기화 방법{PROCESS FOR SYNCHRONISATION IN THE DOWNSTREAM OF MULTIPLE USERS IN A POINT-TO-MULTIPOINT SYSTEM WITH OFDM MODULATION}
본 발명은 전기 통신 섹터, 특히 헤드엔드와 유저 간의 링크인 하향 채널에서의 동기화를 수행하기 위해 헤드엔드와 복수의 유저 간의 양방향 통신에 적용할 수 있는 전기 통신 섹터에 관한 것이며, 유저에게 다중 서비스를 제공하기 위한 통신 수단으로서 전기 통신망이 사용된다.
본 발명의 목적은, 일반적으로 전기 통신망을 통한 데이터의 전송시에 존재하는 주파수 선택도 및 높은 잡음레벨에 의한 고유의 문제를 방지함으로써, 하향 채널에서 동기화의 의사지시(false indication)의 생성을 방지하는, 전기 통신망에서 하향 채널에 대해, 높은 안정성을 가진 새로운 시간 및 주파수 동기화 방법을 제공하는 것이다.
본 발명에 따른 방법에 의하면, 하향 채널에서 수신된 신호로부터 시작하여, 복수의 유저 수신기는 헤드엔드 송신기에 의해 사용되는 주파수에 동기한다. 또한, 본 발명에 따른 방법에 의하면, 수신된 신호의 샘플에 따라서, 각 유저 수신기는 수신된 모든 샘플이 동일한 신호에 속하는 것을 인식하고, 즉, 각 유저 수신기는 각 심볼의 시작을 인식한다.
본 발명은 "전기 통신망을 통한 포인트 투 멀티포인트 디지털 데이터 전송 시스템 및 방법"에 관한 스페인 특허출원 제20003024호에 개시된 시스템에 있어서 복수의 유저의 동기화를 수행하는 것에 대해 구체적으로 설명한다.
OFDM 신호에 대한 여러가지 동기화 방법이 종래 기술에 알려져 있지만, 전송 수단이 전기 통신망인 포인트 투 멀티포인트 시스템에 있어서 동기화의 의사지시를 방지하기 위해 필요되는 높은 보안성 수준에 도달한 것은 없었다.
전기 통신망은 통신망 상의 다른 장치의 접속 및 비접속에 의해 라인 상의 전압 피크 및 임피던스 변화를 발생시켜, 채널 응답이 초과 시간으로 변화된다는 사실에 의해 곤란한 전송매체라고 잘 알려져 있다.
공지의 동기화 방법 중에서도, 두개의 동일한 절반을 갖는 하나의 동기화 심볼을 이용한 시간 동기화 방법에 관한 미국특허 제5732113호에 기재된 방법을 강조하여, 여기서, 동기화를 수행하기 위해 본 발명에서 제안되는 개수 보다 작은 개수의 샘플이 사용되고, 전기 통신망에서 매우 흔한 임펄스 잡음은 정의에 의해 소수의 샘플에 영향을 주는 우발적인 잡음(occasional noise)이 있다는 사실 때문에 더욱 크게 동기화에 영향을 끼치므로, 이 방법은 본 발명에서 제안되는 해결책 보다 더 영향을 받으며, 그러므로, 전기 통신망을 이용한 전송 시스템에 있어서 하나의 동기화 심볼만을 이용하는 방법은 바람직하지 않다.
또한, 하나의 동기화 심볼의 사용은 동기화를 수행하는데 더 작은 개수의 샘플의 사용으로 인해 동기화의 계산 또는 추정에 있어서 더 큰 변이(variance)를 의 미한다.
P. Moose는 "직교 주파수 분할 다중 주파수 오프셋 정정에 대한 기술. IEEE Trans. on comm., vol. 42, pp2908-2914, 1994년 10월호"에서 두개의 동일한 심볼을 이용한 개념을 발표하였지만, 본 발명에 나오는 바와 같이, 이들 심볼이 시간 동기화를 수행하기 위해 고려 또는 이용된 적이 없으며, 그 대신에 Moose는 그들 심볼을 아날로그 변환 주파수에 있어서의 에러를 추정하는데 사용하였다.
마지막으로, 아날로그 변환 주파수에 있어서의 에러를 정정하기 위해 아크탄젠트 코릴레이션(correlation)에 의한 주파수 동기화는 종래기술, 예컨대, 미국특허 제5732113호 또는 Moose의 논문에서 알려져 있다. 본 발명에 있어서 주파수 동기화는 유저 수신기 중 각 하나 내의 아날로그/디지털 변환기에서의 샘플링 주파수 에러를 추정함으로써 수행되고, 이는 종래 기술에 알려진 것과 상당히 다르다.
전송 수단으로서 전기 통신망을 사용하여 OFDM 변조에 의해 포인트 투 멀티포인트 전송 시스템에 있어서 다중 유저에 대한 하향 채널에서의 주파수 및 시간 동기화를 수행하기 위해, 본 발명은 헤드엔드로부터 유저로 통하는 채널인 하향 채널을 통해 송신되는 정보에 삽입된 동기화 시퀀스의 송신을 포함하고, 헤드엔드 장비에 의해 모든 유저 장비로 하향 채널에서 주기적으로 송신되는 두개의 동일한 동기화 심볼에 의한 동기화 시퀀스의 생성을 포함하기 때문에, 차례로 수신시 상기 동기화 시퀀스를 검출하고, 유저 장비의 수신기에 포함되는 아날로그/디지털 변환기의 샘플링 주파수를 추정하여 정정하거나, 또는 디지털 신호의 리샘플링(주파수 동기화)을 수행함과 동시에 각 OFDM 심볼이 시작하는 순간을 추정(시간 동기화)하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따르면, 상기 동기화 시퀀스의 검출은 종래기술에 알려진 최대 가능 기준을 최대화함으로써 수행되지만, 새로운 점은 시간 동기화가 수신된 시퀀스의 두 심볼의 샘플의 최대 코릴레이션(correlation)의 계산으로부터 시작하는 것이고, 이 최대치는 코릴레이션 피크에 대해 평평한 구역의 중간 포인트이며, 그 포인트에서의 샘플의 개수는 심볼간 간섭(ISI)이 없는 순환 프리픽스의 샘플의 개수와 동일하고, 최대 코릴레이션으로 판정되는 순간에 이 코릴레이션 각을 계산함으로써 주파수 동기화가 수행된다.
상기 코릴레이션 최대치는 수신된 신호의 전력의 미리 정의된 임계값을 능가하는 코릴레이션 피크를 검출함으로써 계산되고, 여기서 이 최대치는 코릴레이션 피크에서의 평평한 구역의 중간 포인트에서 취해지며, 그 포인트에서의 샘플의 개수는 심볼간 간섭(ISI)이 없는 순환 프리픽스의 샘플의 개수와 동일하고, 상기 순환 프리픽스는 일반적으로 심볼간 간섭을 방지하기 위해 추가되는 프리픽스이고; 여기서 상기 임계값은 오경보(false alarm)에 의한 (통상적으로 전기 통신망에 영향을 끼치는 임펄스 잡음에 의한) 동기화 획득 가능성을 최소화하기 위해 고정되고, 코릴레이션
Figure 112003043981226-pct00001
은 하기 알고리즘에 의해 계산되고:
Figure 112003043981226-pct00002
(여기서, m은 코릴레이션의 계산 순간을 나타내며, r(k)는 순간 k에서 수신 된 샘플이고, r*(k+n)은 순간 k+n에서 수신된 샘플의 공액 복소수이고, l=n, n=N+L이고, 여기서, N은 동기화 시퀀스에서의 하나의 심볼 중의 샘플의 개수이고, L은 OFDM 심볼에서의 순환 프리픽스의 샘플의 개수이다.)
이 코릴레이션 알고리즘은 수신된 신호의 N+L 샘플에 의해 분리된 N 샘플의 두 간격의 수학적인 코릴레이션이다.
전력은 하기 알고리즘에 의해 계산된다:
Figure 112003043981226-pct00003
즉, 전력은 모뎀에서 수신된 샘플의 제곱 모듈로서 계산될 수 있다.
본 발명에 따른 방법은 코릴레이션 및 전력의 반복적인 계산을 포함한다. 이 경우, 반복적으로 계산되는 코릴레이션을 P(d)라 하고, 반복적으로 계산되는 전력을 R(d)라고 하고, 여기서 d는 코릴레이션의 계산 순간을 나타낸다. 이 경우, 수신된 샘플이 수신기에 기억되고, 또한, 부분 곱도 기억되고, 하기 알고리즘에 의해 코릴레이션 P(d)의 반복적인 계산이 수행된다:
P(d)=P(d-1)+(r d r * d-(N+L) )-(r d-N r * d-(N+L)-N )
그리고, 전력 R(d)의 계산은 하기 알고리즘에 의해 수행된다:
R(d)=R(d-1)+|r d | 2 -|r d-N | 2
(여기서, r(d)는 현재 샘플이고, rd-N는 N 샘플 이전에 수신기에 도착되는 샘플이고; N은 동기화 시퀀스에서의 하나의 심볼내의 샘플의 개수이고; r* d-(N+L)는 N+L 샘플 이전에 수신된 샘플의 공액 복소수이고, r* d-(N+L)-N는 2N+L 샘플 이전에 수신된 샘플의 공액 복소수이고, 여기서 L은 OFDM 심볼의 순환 프리픽스 샘플의 개수이다.)
코릴레이션의 반복적인 계산은, 이전의 샘플에 대해 계산된 코릴레이션 값에 더하고, 현재 샘플과 N+L 샘플 이전에 수신된 샘플의 공액 복소수의 곱, 및 이 결과로부터 N 샘플 이전에 수신된 샘플과 2N+L 샘플 이전에 수신된 샘플의 공액 복소수의 곱을 빼는 것으로 이루어진다.
유사한 방식으로, 전력의 반복적인 계산은 현재 샘플의 제곱에 이전의 샘플에 대해 계산된 전력값을 더하고, N 샘플 이전에 수신된 샘플의 제곱을 빼는 것으로 이루어진다.
본 발명에 따른 방법은, 주파수 에러가 소정 임계값 미만인 경우에 실수 부분이 허수 부분 보다 두드러지기 때문에, 계산을 간략화하기 위해 코릴레이션의 실수 부분만을 사용한다.
본 발명에 따른 방법은 임펄스 잡음으로 인한 동기화 획득 가능성을 최소화하기 위해 코릴레이션 값과 값 C에 의해 곱해진 전력값을 비교함으로써 동기화 시퀀스의 검출을 수행하고, 그러므로, 샘플에 대한 동기화 시퀀스와 최적 순간은 코릴레이션 모듈이 얻어진 전력값에 대해 상기에 설명한 임계값 이상일 때 검출된다.
상기 두개의 동일한 동기화 심볼은 선택적으로 고정 및/또는 의사 랜덤 정보로 구성되고, 이들 동기화 심볼내의 캐리어에 송신되는 정보가 수신시 인식된다.
수신기에 있어서 샘플링 주파수 동기화 및 시간 동기화 모두는 획득 단계 및 추적 단계를 포함하고, 획득 단계는 정해진 개수의 동기화 시퀀스의 검색을 포함고, 그리하여 이 정해진 개수의 시퀀스가 정확하다고 입증되면, 그후 추적 단계로 이동하기 전에 주파수 에러의 정정을 수행한다.
시간 동기화에 대한 획득 단계는, 송신기가 주기적으로 동기화 시퀀스를 송신하기 때문에, 수신기에 의해 동기화 시퀀스를 검출하기 위해 정해진 개수의 샘플과 별도로, 또한 정해진 개수의 동기화 시퀀스의 도착을 기다리는 대기 단계를 포함하고; 이것은 모두 오경보에 의한 동기화 획득 가능성을 감소시키기 위해 추적 단계로 이동하기 전에 일어난다.
시간 동기화의 획득에 이어서, 방법은 하향 채널에 의해 유저로 송신된 동기화 시퀀스의 검출로 계속되는 시간 동기화에 대한 추적 단계를 포함하고, 수신되지 않은 시퀀스의 개수를 고려하여, 소정 한계를 능가하는 경우, 시간 획득 단계로 되돌아간다.
시간 동기화 추적 단계에 동기화 시퀀스가 도착할 때 마다, 본 발명에 따른 방법은, OFDM 심볼의 시작을 나타내는 순간을 수정하는 단계를 포함한다. 이 수정은 종래에 유저 수신기에 포함되는, 시간 영역에서 주파수 영역으로의 신호 변환에 적용되는 샘플 군의 변동에 의해 수행되고, 등화기에 의해 정정되는 복조된 컨스털레이션에서의 회전 또는 위상 변화를 발생시킬 수 있고, 또한, 동기화 시퀀스 이후에 등화 시퀀스가 송신되는 것이 바람직하다.
본 발명에 따른 방법은, 수신기의 아날로그/디지털 변환기에 마스터 주파수(master frequency)를 제공하기 위해 사용되는 발진기가 충분히 정밀하면, 주파수 동기화 단계를 억제할 가능성이 있다.
주파수 동기화 획득 단계에 관해, 이것은 시간 동기화 획득 단계 후에 일어나고, 하기 알고리즘에 따라서, 메트릭의 최대 평평한 구역의 중심에 위치하는 순간을 이용하여, 이 매트릭의 최대 순간에 코릴레이션 각으로부터 샘플링 주파수 에러의 추정을 포함한다:
Figure 112003043981226-pct00004
(여기서, M은 통상적으로 헤드엔드 송신기에 포함되는 보간기 디바이스(interpolator device)의 보간법 인수 및 통상적으로 유저 수신기에 포함되는 데서메이터 디바이스(decimator device)의 데서메이터 인수이고, fc는 캐리어 주파수, fs는 샘플링 주파수이고, Δfs는 샘플링 주파수 에러이다.)
코릴레이션 각은 최적 순간에 허수 부분과 실수 부분의 비율의 아크탄젠트에 의해 계산되며, 그리하여 상기 비율 Δfs로부터 시작하여, 메트릭의 최대 평평한 구역의 중간에 위치하는 하나를 최적 순간으로서 취하고, 샘플링 주파수 에러의 추정치가 소정 임계값 미만일 때까지 이들 단계를 반복적으로 되풀이한다.
한편, 주파수 동기화 추적 단계는, 각 캐리어의 컨스털레이션의 회전을 보상하는 로터를 사용하거나, 또는 정정 소자에 의해 주파수 에러를 계속해서 정정하거나, 또는 상기 두가지 형태를 동시에 이용하는 것을 포함한다.
주파수 동기화 추적 단계를 수행하는 이들 방법 중 먼저, 주파수 영역에서 각 캐리어의 컨스털레이션의 회전을 보상하는 로터에 의해 수신 신호를 곱하는 것으로 이루어지고, 각 캐리어에 있어서 컨스털레이션의 회전 속도의 계산에 의해 로터의 값이 계산된다.
각 캐리어에 있어서 컨스털레이션의 회전 속도를 계산하기 위해, 본 발명의 방법은 고정된 변조를 갖는 어떤 캐리어에 있어서의 심볼의 송신을 포함하는 하향 채널에서의 송신시 격자의 송신을 포함한다(바람직하게는 낮은 신호 대 잡음 복조 요구를 갖는 변조). 격자 캐리어의 위치는 변화하여도 좋으며, 그리하여 어떤 시간 주기 이후에 모든 캐리어는 잠시 고정된 변조를 사용하도록 강요된다(즉, 격자 캐리어이기를 강요된다). 유저는 그들이 이들 캐리어의 변조된 정보에 대한 목적지인지의 여부를 사전에 인식하지 못한다.
최상위 주파수를 갖는 캐리어에 있어서의 최대 회전으로부터 시작하여, 각 캐리어에 있어서의 각의 두개의 연속된 측정치 사이의 최대 주기는 고정되어, 이 각의 측정치는 오버플로우 없이 달성된다. NT는 단일의 정해진 캐리어에서의 각의 두개의 연속된 측정치 사이의 심볼의 최대 개수이고, 그리하여 격자는 시스템의 N 캐리어에 분산되어 NT 심볼 동안 모든 캐리어가 격자에 속할 수 있다.
Figure 112003043981226-pct00005
즉, 각 심볼에 있어서 NT 심볼 동안 격자에 속하는 캐리어의 개수의 합은 시 스템내의 캐리어의 총 개수와 동일하다. 상기 방정식에서 Ni는 심볼 i내에 격자에 속하는 캐리어의 개수이며; NT 심볼 다음에, 각 하나의 캐리어에 있어서의 회전 속도의 새로운 측정치가 얻어진다.
헤드엔드 장비는 격자 캐리어를 사용하여 계속해서 정보를 송신하지만(모든 다른 캐리어에 일어나는 바와 같이), 특색에 의해 이들 캐리어에 고정된 변조를 사용한다. 격자 캐리어내의 정보는 정해져 있고, 모든 다른 캐리어는 이들 캐리어에 사용된 변조를 인식하며 그 정보를 회복시킬 수 있고, 유저는 이러한 수신을 이용하여 격자 캐리어의 회전 속도를 추정한다.
유저는 격자 캐리어에 의해 송신된 정보를 복조하고(정보가 그들에게 정해져 있는지의 여부에 상관없이, 이들에 의해 사용된 변조를 인식하기 때문에), 수신된 컨스털레이션의 포인트와 송신된 컨스털레이션의 추정 포인트를 비교함으로써 각 편이(angular deviation)를 추정한다. 이 각과 NT 심볼 이전에 계산된 각의 차이를 (격자의 구성 파라미터에 따라) 계산하고, 두개의 측정치 사이의 심볼의 개수로 나누고, 회전각이 계산되는 각 캐리어에 있어서의 컨스털레이션의 회전 속도의 추정치가 얻어진다.
주파수 추적을 수행하는 제2 수단은, 한 심볼내의 각 하나의 캐리어의 컨스털레이션의 회전각을 측정함으로써 주파수 에러를 추정하고, 주파수 정정 소자에 의해 이 에러를 정정하는 것을 포함하고, 여기서 이 측정치가 코릴레이션 각에 상당한다.
상술한 방법은 전기 통신망을 통해 하향 채널에서의 데이터 전송시 시간 및 주파수 동기화를 안전하게 허용한다.
본 발명의 이해를 돕기 위해 다음 도면을 제공한다. 상세한 설명과 클라임의 전체부분을 구성하는 동안 하나의 실시예를 제공한 것이지, 본 발명의 원리에 대한 표현을 제한한 것은 아니다.
도 1은 본 발명에 기재된 방법에 따라서 동기화 시퀀스 및 데이터가 송신되는 헤드엔드 송신기의 기능 블록의 마지막 부분을 나타낸다. 송신기의 나머지 부분은 본 발명을 이해하는데 관계되지 않기 때문에 생략한다.
도 2는 본 발명의 방법에 따른 수신기의 동기화를 수행하기 위해 하향 채널에서의 동기화 시퀀스를 검출하고, VCXO를 사용하여 주파수 정정을 수행하는 유저 수신기의 시작 부분을 나타낸다.
도 3은 본 발명의 방법에 따른 수신기의 동기화를 수행하기 위해 필터와 리샘플링 소자를 사용하여 주파수 정정을 수행하는 다른 예를 나타낸다.
도 4는 수신기에서 얻어진 샘플의 임계값에 의해 곱해진 전력과 코릴레이션의 일반적인 예를 표시하는 그래프이다. 이 도면은 코릴레이션 최대치가 수신기에서 복수의 샘플 동안 유지되는 것을 명백히 나타낸다.
도 5는 하향 채널에서 S 심볼 마다 주기적으로 송신되고, 두개의 동일한 OFDM 심볼로 이루어지는 하향 채널에서 송신되는 동기화 시퀀스의 예를 나타낸다.
도 6은 원형 버퍼에 의해 수신기에 도착하는 샘플로부터 시작하여, 코릴레이션과 전력의 계산이 수행되는 형태를 나타낸다.
도 7은 본 발명에 따라서, 수신기에 도착하는 샘플로부터 시작하여, 전력과 코릴레이션의 계산이 수행되는 예의 블록도를 나타낸다.
도 8은 수신기에 의해 취해진 샘플과 심볼의 시작의 샘플에서의 차이 때문에, 수신시 생성되는 컨스털레이션 QPSK의 회전에 대한 그래프를 나타낸다.
이하, 본 발명에 대하여 상술한 도 1∼도 8에 기초하여 상세히 설명한다.
상술한 바와 같이, 본 발명은 헤드엔드와 복수의 유저 간에 전기 통신망을 통한 양방향 통신에 적용할 수 있고, 스페인 특허출원 제20003024호에 기재된 방법 등의, 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 변조에 의한 포인트 투 멀티포인트 시스템에 있어서 동기화를 가능하게 하는 방법을 제공하는 것을 그 목적으로 한다.
상기 기술적 현상에서 알 수 있는 바와 같이, 헤드엔드 송신기는 이산 퓨리에 역변환(IDFT; inverse discreet Fourier trnasform)을 수행하는 모듈(1)에 의해, 주파수 영역에서 시간 영역으로 송신될 신호의 변환을 행한다. OFDM(직교 주파수 분할 다중) 심볼은 모듈(1)이 존재하는 시간 영역에서 베이스밴드에 얻어진다. IDFT를 나가면, 신호는 위상(1)(예컨대, 출력의 실수 부분)과 구적(Q)(허수 부분)으로 분리되고, 이들은 각 OFDM 심볼에 순환 프리픽스를 추가하는 순환 프리픽스 발생회로(2)에 인가되어, 종래에 이 변조에 의해 발생하던, 다중 채널에 있어서 심볼의 수신에 의한 반향(echo)을 흡수하고, 심볼간 간섭을 방지한다.
이것에 이어서, 신호(위상 및 구적)는 보간법 인수 M을 갖는 보간기(3)를 통과하여 변조기 IQ(4)에 도입된다.
그후, 위상 및 구적에 있어서 변조된 신호는 덧셈기(5)에 인가되고, 덧셈기 의 출구는 신호가 복수의 유저에게 송신하기 위해 전기 통신망에 도입하도록 하는 어떤 아날로그 구성요소(분리기, 증폭기 및 필터)에 접속되는 아날로그/디지털 변환기(6)에 접속되고, 여기서, 수신기는 통신망으로부터 (분리기 및 어떤 아날로그 필터에 의해) 신호를 취득하여, 그 신호를 복조기 IQ(8)에 접속되는 아날로그/디지털 변환기(7)에 송신하고, 상기 복조기는 위상 및 구적(I 및 Q)의 신호를 저역 필터(10)에 의해 인수 M의 데서메이터(9)로 전달하고, 이것에 이어서, 신호는 리샘플링 필터(12)에 의해 순환 프리픽스 추출기(11)로 전달되고(리샘플링이 사용되는 경우), 그후, 신호는 이산 퓨리에 변환(DFT)을 수행하는 모듈(13)에 의해 시간 영역에서 주파수 영역으로 변환된다.
일예에 있어서, 장비의 구현에 따라서, 장비 발진기(28a, 29) 간에 존재하는 차이 때문에 샘플링 주파수에 있어서의 에러가 발생하여, 변환기(6)의 샘플링 주파수 fs는 변환기(7)의 샘플링 주파수와 정확하게 일치하지 않는다. 수학적으로, 수신기에 대한 샘플링 주파수는 fs + Δfs일 것이며, 여기서, Δfs는 상술한 복수의 장비의 발진기 간의 차이에 의해 생기는 주파수 변이이다.
샘플링 주파수에 있어서의 에러는 변조시 각 캐리어의 컨스털레이션을 심볼 마다 회전시킨다. 이 문제 뿐만 아니라, 샘플링 주파수에 있어서의 에러는 시스템내의 감쇠 및 잡음을 야기시킬 수도 있으며, 그러므로, 유저 변환기(7)의 샘플링 주파수가 변환기(6)의 샘플링 주파수와 일치하도록 수신기에서의 동기화에 의해 이들 에러를 정정할 필요가 있다.
또한, 구체예에 있어서, 복조기(8)에서 복조 IQ를 수행하기 위해 사용되는 사인 곡선에 위상 에러αo가 존재한다. 이 경우, 위상 에러는 각 캐리어의 컨스털레이션에 있어서 일정한 회전을 발생시키고, 그 결과를 등화기에 의해 정정하여도 좋지만, 동기화 레벨에서 이 에러의 특별한 정정이 필요한 것은 아니다.
수신기가 OFDM 심볼의 시작하는 샘플이 있는 것을 정확히 인식하지 못할 때 또한 문제점이 존재하고, 이러한 정보 없이는 순환 프리픽스에 속하는 샘플의 개수, 및 시간 영역에서 주파수 영역으로의 변환을 수행하는 블록(13)에 도입되어야만 하는 개수를 정확하게 인식할 수 없다는 심각한 문제가 있다. DFT(13)에 도입된 샘플이 각종 다른 심볼로부터의 샘플을 포함하면, 캐리어와 심볼 간의 간섭을 발생시켜 시스템에 대해 신호 대 잡음 비에 상당한 성능 저하가 생기고, 유저 수신기는 심볼과 각 샘플이 대응하는 것을 인식할 필요가 있다.
그러므로, 동기화 시퀀스가 송신기로부터 송신되어 동기화 제어 모듈(15)에 의해 획득되도록, 시간과 주파수 둘다에 있어서 유저 수신기를 동기화할 필요가 있고, 데서메이터(9)의 출구에서 얻어진 샘플로부터 샘플링 주파수에 있어서의 에러 및 OFDM 심볼의 시작 순간을 추정하고, 이 모두는 하기에 설명하는 방법에 따라서 일어난다.
본 발명의 방법은 헤드엔드에 의해 유저 수신기로 주기적으로 전송되는 두개의 동일한 동기화 심볼(16)에 의한 동기화 시퀀스의 생성을 포함한다. 두개의 동일한 동기화 심볼은 샘플링 주파수 에러 및 수신시 각 심볼의 시작을 동시에 추정하기 위해 사용된다.
두개의 동기화 심볼에 사용되는 캐리어에 의해 전송되는 정보는 고정 시퀀스이어도 좋고 의사 랜덤 시퀀스이어도 좋지만, 두 심볼에 있어서 항상 동일해야만 하고, 각 수신기에 의해 인식되어야만 한다.
수신기에서 동기화를 수행하기 위해, 제1 위치에서 동기화 시퀀스를 검출할 필요가 있고, 동기화 제어 모듈(15)은 데서메이터(9)로의 출구에서 얻어진 샘플에 최대 가능 기준을 적용한다. 이 기준은 다른 용도에 대한 기술적 현상으로 알려져 있고, 다음 알고리즘에 의해 정의된다.
Figure 112003043981226-pct00006
여기서, θ는 샘플의 순간이고, ε=Δf*(Ts+Tcp)(여기서, Ts는 심볼의 송수신 시간, Tcp는 순환 프리픽스의 시간), 송신 및 수신 발진기 간의 차이는 유사성이 발견되는 두개의 간격 간의 시간차에 의해 곱해진다.
Figure 112003043981226-pct00007
l은 유사성이 찾아지는 간격의 샘플의 개수이고, n은 위상에 있어서 발견되는 샘플의 개수이다. 이 경우, l=N, n=N+L이고, 여기서, N은 동기화 시퀀스 중 하나의 심볼의 샘플 개수이고, L은 순환 프리픽스 샘플의 개수이다. 그러므로, γ는 N 샘플의 N+L 및 ζ전력으로 분리된 N개의 샘플의 두 간격의 코릴레이션이다.
코사인 및 코릴레이션 모듈(γ)이 최대일 때, 최대 가능 기준이 최대이다.
시간 동기화를 위해, 코릴레이션 최대치(γ)가 사용된다. 이것에 의해 최적 순간 θopt을 얻을 수 있다.
주파수 동기화에 있어서, 하기을 만족할 때 코사인이 최대이다.
Figure 112003043981226-pct00008
여기서, ε는 대역에서 신호를 변환할 때 주파수 오프셋의 추정치이며, 즉, 신호에 있어서 모든 톤(캐리어)에 대해 주파수 에러가 동일하다. 상기 방정식에서 n=0을 취하면, 그 결과는 Δfs < 1 / (Ts+Tcp)이고, 그 값 대신에 ε를 치환하면, 하기 식이 얻어진다.
Figure 112003043981226-pct00009
이러한 전개는 아날로그 대역으로의 변환을 전제로 하며, 그러므로, 모든 캐리어에 있어서 치환은 동일하다. 본 발명에 있어서 대역에서 아날로그 신호가 변환되지 않는다는 사실 때문에 이러한 유형의 에러는 존재하지 않는다. 이러한 샘플링에도 불구하고, 주파수 에러는 존재하며, 신호에 있어서 각자 모든 톤(캐리어)에 있어서 다른 주파수에서의 치환이 주어진다. 그러나, 이 치환은 모든 톤(캐리어)에 있어서 동일한 부호라는 사실 때문에, ε는 이 에러의 측정치에 비례하고 추정치로서 기능을 한다. 이 경우, 코릴레이션 각(correlation angle)은 다음 식과 같다.
Figure 112003043981226-pct00010
여기서, M은 송신 및 수신시 변환기 전후에 각각 사용되는 보간법 및 데서메 이터 인수이고, fc는 디지털 캐리어 주파수이다.
주파수 에러 Δfs는 일단 방정식의 모든 다른 인수가 알려지면 상기 방정식으로부터 용이하게 소거되어도 좋다.
두개의 동일한 동기화 심볼(16)로 구성되는 동기화 시퀀스는, 소정 시간에 임펄스 잡음으로 인한 동기화 검출 가능성을 감소시키고 견고성(robustness)을 증가시키기 위해 분리되고, 그리하여 수신기는 이 시퀀스로부터 시작하여 어떤 순간에 그 동기화를 시작하여도 좋다. 도 4는 "S" 심볼 마다 두개의 동기화 심볼(16)이 주기적으로 송신되는 예를 나타낸다.
동기화 시퀀스를 검출하기 위해, 본 발명은 상술한 바와 같은 메트릭을 사용하고, 최적 순간에 코릴레이션(γ값)과 전력(ζ값)은 동일한 값을 가지기 때문에, 코릴레이션 최대치를 결정하기 위해 신호 전력이 임계값으로서 사용된다. 최대 코릴레이션은 조건 |γ|>Cㆍζ을 만족할 때 검색된다. 임펄스 잡음에 의한 동기화를 검출할 가능성을 최소화하기 위해 임계값 C가 고정된다. 동일한 동기화 심볼(16)쌍에 의해, 코릴레이션은 이론적으로 유일한 최대치를 가지지 않으며, 도 3에 나타낸 바와 같이, 오히려 평평한 피크에 관계된다. 이 평평한 피크는 심볼간 간섭(ISI)이 없고 순환 프리픽스에 있는 샘플 만큼 넓다. 이들 샘플 중 다른 어떤 하나를 취하더라도 DFT(13)의 출력에서 모든 심볼에 대해 동일한 위상 출력을 야기시키는 효과를 가지기 때문에, 이들 샘플 중 어느 하나를 동기화 심볼의 끝으로서 취할 수 있다. 이 위상 출력은 등화기에 의해 용이하게 정정되어 수신시 성능 저하를 야기시 키지 않는다.
평평한 피크에서의 중앙 샘플을 최적 시간 동기화 포인트로서 취하고 이것을 사용하여 피크를 검출한다.
코릴레이션을 반복적으로 계산하고, 동기화 제어 모듈(15)은 현재 샘플과 N+L 샘플 이전에 도착되는 공액 샘플의 곱이 기억되는 길이 N의 원형 버퍼(17)를 포함하고, 여기서, 현재 순간은 도 6에서 수직 라인(18)에 의해 표시된다. 이 값을 현재 코릴레이션 값에 더하고, 이것에서부터 버퍼의 출력을 감산하여 코릴레이션에 있어서 모든 메모리 위치의 합이 얻어진다. 버퍼(17)에서와 마찬가지로, 상기에 설명한 곱을 수행하기 위해, 길이 n=N+L의 버퍼(18)내에 샘플을 기억시킬 필요가 있다.
다음 알고리즘은 이것을 수학적으로 표시한다:
코릴레이션에 대해 P(d)=P(d-1)+(r d r * d-(N+L) )-(r d-N r * d-(N+L)-N )
여기서, P(d)는 코릴레이션, rd는 현재 샘플, rd-N는 N 샘플 이전에 수신기에 도착되는 샘플, r* d-(N+L)는 N+L 샘플 이전에 수신기에 도착되는 샘플의 공액 복소수, r* d-(N+L)-N는 2N+L 샘플 이전에 수신기에 도착되는 샘플의 공액 복소수이다.
전력의 계산은 코릴레이션에 대한 계산과 유사한 방법을 따름으로써 반복적으로 수행하여도 좋다. 이 경우, 사용되는 알고리즘은 다음과 같다.
전력에 대해 R(d)=R(d-1)+|r d | 2 -|r d-N | 2
여기서, R(d)는 전력, rd는 현재 샘플, rd-N는 N 샘플 이전에 수신기에 도착되는 샘플이다.
도 7은 상부 분기(20; upper branch)에 의해 상기 알고리즘을 이용하여 전력이 계산되고, 하부 분기(21)에 있어서 상기 알고리즘을 이용하여 코릴레이션이 계산되는, 이들 계산의 가능한 구현을 나타낸다. 두 분기(20, 21)에 있어서, 지연 블록(22)을 사용하여, 그들의 지수를 나타내는 샘플 개수의 출력을 지연시키는 Z-N, Z-1, Z-(N+L)에 대응하여, 상기 반복식을 얻는다.
이와 같이 계산된 전력이 곱셈기(23)에서 임계값 C에 의해 곱해진 결과를, 이 결과와 얻어진 코릴레이션 값을 비교하는 비교기(24)로 진행시키고, 피크 검출기(25)에 의해 도 3에 나타낸 동기화 피크가 검출되고, 검출된 피크 코릴레이션으로부터 시작하여, 바람직하게는 CORDIC 회로(26)에 의해, 아크탄젠트를 이용하여 메트릭의 각의 계산을 수행한다.
그러므로, 시간 동기화의 획득을 수행하기 위해, 초기에 수신기는 상술한 방법에 따라서 동기화 시퀀스의 검출을 기다리고, 일단 검출되면, S 이후에 정해진 개수의 심볼 만큼 다른 동기화 시퀀스의 도착을 기다린다.
다른 동기화 시퀀스가 도착하지 않는 경우, 동기화 처리는 초기 상태로 되돌아간다.
한편, 첫번째 두개의 동기화 시퀀스가 정확하게 검출된 경우, 다른 동기화 시퀀스의 도착을 기다리고, 이와 같이 일정 개수의 연속적인 동기화 시퀀스가 검출되며, 이때 검출된 동기화 시퀀스는 실제로 실수라고 추측된다. 어떤 샘플 간격 동안 기대되는 동기화 시퀀스가 검출되지 않을 경우, 초기 상태가 다시 재현된다. 동기화 심볼의 시퀀스가 기대되는 간격 밖에서 검출되면, 그것은 무시한다.
주파수에 있어서의 동기화 획득 단계에 관해, 샘플링 주파수를 제공하기 위해 수신기내에 고품질 발진기를 포함할 가능성이 존재하고, 이 경우, 주파수 획득 단계는 필요하지 않다. 이 경우, 허수 부분이 사실상 제로이므로 그것을 계산할 필요가 없기 때문에, 계산을 위해 코릴레이션의 실수 부분 만을 최대화하는 메트릭이 사용된다.
한편, 샘플링 주파수를 생성하는 발진기가 매우 정밀하지 않고 일단 시간 동기화가 획득되면, 주파수에 발생되는 에러는 각 동기화 시퀀스에 의해 추정되고, 본 발명의 일실시형태에 있어서 고정된 발진기(28a) 대신에 수신시 발진기로서 사용되어도 좋은, VCXO(28) 등의 주파수 정정 소자에 의해, 또는 후술하는 리샘플링 소자(27)와 리샘플링 필터(12)에 의해 정정된다. 주파수 에러를 추정하기 위해, 코릴레이션의 허수 부분과 실수 부분의 비율의 아크탄젠트를 수행하는 상기에 설명한 CORDIC(26) 또는 그 유사 회로에 의해 코릴레이션 각이 바람직하게 계산된다. 일단 코릴레이션 각이 알려지면, 상술한 바와 같이, 방정식(A)으로부터 Δfs를 계산한다.
주파수 에러의 계산으로부터 시작하여, 그 추정치가 소정 임계값 미만일 때 까지 반복적인 주파수 정정 및 에러 추정 처리가 시작된다.
구현예에 있어서, 아날로그/디지털 변환기(7)에 있어서 샘플링 주파수의 정정은 적절한 샘플링 주파수에 도달하기 위해 행해지는 계산으로부터 동기화 제어 모듈(15)에 의해 조정되는 전압 제어 발진기(28)에 의해 행해진다.
또한, 리샘플링 소자(27)로 구성되는 주파수 정정 소자가 IQ 복조기(8)에 적용될 가능성이 존재한다. 이 경우, 순환 프리픽스를 추출하기 전에 리샘플링 필터(12)는 리샘플링된 신호를 인가할 필요가 있다. 전압으로 제어되는 발진기인 VCXO(28)를 사용하여 수신시 샘플링 주파수를 생성하는 경우, 주파수의 다른 대강의 에러 정정 방법을 적용하면 이들 필터는 필요하지 않다.
시간 동기화 추적 단계는 헤드엔드 송신기가 통상적으로 데이터를 송신하는 기능을 하는 단계에 해당한다. 추적 단계에서 동기화 시퀀스가 수신되는 것을 인식하기 때문에, 하나가 누락(missing)된 것이 검출되면, 동기화 시퀀스 누락을 카운트하는 카운터가 증가된다. 이 카운터가 한계값에 도달하면, 다시 획득 단계가 수행된다.
동기화 시퀀스가 도착하면, 모듈(13)에 입력되는 샘플의 카운트가 수정되고, 동기화 제어 모듈(15)은 순환 프리픽스 추출기 모듈(11)과 모듈(13)에 대해 선택된 샘플이 입력되도록 작용한다. 심볼이 시작하는 순간을 변화시키기 위해, 순환 프리픽스의 다른 샘플에 대해 심볼의 시작을 변화시키면 위상 출력이 변화하기 때문에, 등화기에 의해 다시 등화할 필요가 있다. 이를 위해, 동기화 시퀀스에 일련의 등화 심볼을 포함시킨 후, 등화기를 사용하여 등화를 수행한다.
주파수 동기화 추적 단계에 관하여, 주파수 정정 소자가 존재하더라도, 수신시 복조할 때 컨스털레이션 포인트의 위치에서 회전을 일으키는 샘플링 주파수에서의 잔류 에러가 항상 있다. 이 에러는 누적되며, 즉, 특정 캐리어의 하나의 심볼 다음 회전각이 0.3°이면, 10개의 심볼 다음의 회전각이 3°일 것이다.
도 8은 ＊표로 나타낸 에러가 없는 샘플의 위치, ｏ표로 나타낸 10개의 심볼 다음의 (회전된) 컨스털레이션의 포인트 및 ×표로 나타낸 50개의 심볼 다음의 컨스털레이션의 포인트를 표시한다.
잔류 에러를 정정하지 않으면, 컨스털레이션의 포인트가 다음 사분면으로 나아가서 수신시 잘못 번역될 때 포인트로서 순간이 도착하여, 다른 사분면으로 송신할 것이다.
잔류 에러를 정정하기 위해, 주파수 영역에서 등화 모듈에 포함되는 로터가 사용된다. 또한, 로터를 사용함으로써, 주파수 정정 소자가 그 필터를 갖는 리샘플링 소자(27)이든 VCXO(28)이든 상관없이, 샘플링 주파수 에러를 추정하여 이 추정치를 주파수 정정 소자에 대한 입력으로서 사용하여도 좋다. 상기 관점으로부터 알 수 있는 바와 같이, 로터에 의해 수행되는 추정은 아크탄젠트에 의해 얻어지는 추정 보다 더욱 정밀하다.
로터를 사용하여, 주파수 영역에서 각 캐리어에 대한 컨스털레이션의 회전 속도를 계산해야만 하고, 그후, 이 회전을 수신된 각 심볼에 대해 보상한다.
전기 통신망에 대해 주파수 응답의 변화는 20개의 심볼 시간 동안 현저하지 않으며(시스템의 설계에서 선택된 타임 심볼(time symbol) 덕분에), 그리하여 일정 시간 동안 캐리어 내에 생성된 회전은 채널 응답에서의 변화 때문이 아니라, 샘플링 주파수 추정에서의 잔류 에러 때문이라고 예측할 수 있다. 이러한 이유 때문에, 본 발명의 일실시형태에 따라서, 16개의 심볼에 있어서 회전각에 대한 채널의 영향은 샘플링 주파수 에러에 의한 회전각에도 불구하고 무시하여도 좋다고 예측할 수 있다.
이러한 근사방식에 의해, 샘플링 주파수 에러에 의한 심볼 마다 캐리어 k-esima의 위상 회전은 다음과 같이 정의된다.
Figure 112003043981226-pct00011
여기서, fs는 공칭 샘플링 주파수, Δfs는 샘플링 주파수에 있어서의 에러, N은 심볼내의 샘플의 개수, fc는 IQ 변조에 사용되는 주파수, M은 데서메이터(9)의 데서메이터 인수, L은 순환 프리픽스의 샘플의 개수이다.
주파수에 있어서의 잔류 에러에 의해 야기되는 회전을 정정하기 위해, 수신된 신호는 로터 추정치에 대해 대각(opposite angle)을 갖는 복소 지수와 곱해져야만 한다.
각 캐리어에 있어서 컨스털레이션의 회전 속도를 계산하기 위해, 처리는 하향 채널에 있어서 "격자(grid)"의 송신을 포함하고, 고정된 변조(바람직하게는, 그 복조에 대해 낮은 신호 대 잡음 요구를 갖는 것)에 의해 동기화 시퀀스 다음의 심볼의 어떤 캐리어의 송신으로 이루어진다. 격자 캐리어의 위치는 어떤 시간 다음의 모든 캐리어가 고정된 변조를 사용하도록 강요하기 위해 수정되어도 좋다(즉, 격자 캐리어이어야만 한다). 유저는 정보가 그들에게 예정되어 있는지의 여부에 상관없이, 캐리어에 의해 송신된 정보를 인식하지 못한다.
복수의 장비 내의 송신 및 수신 발진기 간의 차이에 의해 고정된 샘플링 주파수에 있어서의 에러로서 Δfs의 값과 시스템 설계에 의해 고정된 더 큰 주파수를 갖는 각 캐리어에 발생되는 최대 회전에 의하면, 동일한 캐리어에 있어서의 두개의 연속된 회전각 간의 위상차가 180°(π라디안) 미만일 때, 오버래핑 또는 오버플로우를 발생시키지 않고 각 캐리어의 회전 속도를 추정할 수 있도록, 각 캐리어의 회전각의 두개의 연속된 측정치 사이에 최대 주기가 고정된다. 이 주기는 수학적으로 하기 식에 의해 계산될 수 있다.
Figure 112003043981226-pct00012
fmax_error 값은 심볼 마다 캐리어 k-esima의 회전각에 대한 식으로부터 시작하여 얻을 수 있다.
Figure 112003043981226-pct00013
여기서, Pmax_error는 최상위 캐리어에 대응하는 색인(index)이고, fs는 복수의 장비의 발진기의 공칭 샘플링 주파수이고, Δfs는 샘플링 주파수 변이이고, N은 심 볼내의 샘플의 개수이고, fc는 캐리어 주파수이고, M은 데서메이터 인수이다.
다른 캐리어에서의 두개의 연속된 회전각 사이에 이 최대 주기를 심볼 주기로 나누어 전체값을 취하여, 하기 식을 얻는다.
Figure 112003043981226-pct00014
여기서, NT는 주어진 캐리어에서 두개의 연속된 측정각 사이의 심볼의 최대 개수를 나타내고, 그리하여 하나의 측정 주기 내에 격자를 갖는 심볼의 개수(값은 NT 이하)에 의해 곱해진 심볼 당 격자 캐리어의 개수는 시스템내의 캐리어의 개수와 동일해야만 하는 것을 요구하는 시스템 내의 N 캐리어에 격자가 분포되어도 좋다.
격자의 분포에 있어서 두개의 가능한 구현은, 심볼내 모든 캐리어를 격자 캐리어이도록 강요하거나 또는 최대 N/NT 캐리어에 대한 심볼 주기에 그들을 분포하는 것으로 이루어지고, 최대 NT 심볼에 있어서 모든 캐리어에 있어서 회전각의 측정을 수행하고, 다음의 Nt 심볼에 새로운 측정 방법이 수행된다.
헤드엔드 장비는 격자로 사용되는 캐리어를 계속해서 사용하여 소망하는 정보를 전송하지만(모든 다른 캐리어에 일어나는 바와 같이), 특색에 의해 그들에 고정된 변조를 사용하도록 강요된다. 어느 것이 격자 캐리어 안의 정보가 정해지는지와 어느 것이 아닌지를 둘다에 대해, 유저는, 이러한 수신을 이용하여 격자 캐리어 내의 회전 속도의 추정을 수행하기 위해, 캐리어에 사용된 변조를 인식하고 그 정보를 회복하여도 좋다.
유저 장비는 격자 캐리어에 의해 송신된 정보를 복조하고(이들에 사용된 변조를 알고 있고, 정보가 그들에 정해지는지의 여부 때문에), 송신된 컨스털레이션의 포인트와 수신된 컨스털레이션의 포인트를 비교함으로써 각 편이를 추정한다. 이 각과 앞서 심볼의 개수에 의해 계산된 각의 차이를 계산하여(격자의 구성 파라미터에 의해), 두 측정값 사이를 심볼의 개수로 나누어, 회전각이 계산되는 캐리어에 있어서 컨스털레이션의 회전속도의 추정치가 얻어진다. 이러한 구현예는 주기가 16개의 심볼이라고 생각하여도 좋고, 그러므로 16개의 심볼 마다 모든 캐리어는 잠시 격자 캐리어에 사용되고: 예컨대, 전체 32개의 캐리어가 있으면, 두개의 캐리어를 격자로서 두고 심볼 마다 위치를 계속해서 수정하는 격자의 한 형태가 있다. 이 경우, 헤드엔드는 이들 캐리어를 사용하여 계속하여 정보를 송신하고, 낮은 신호 대 잡음 복조 요구를 갖는 변조(예컨대, QPSK)에 의해 변조하지만, 유저는 정보를 복조한다(그들이 QPSK에서 송신되는 것을 인식하기 때문에, 그들이 정보에 대한 목적지인지의 여부에 상관없이). 주기 끝, 즉, 16 심볼 다음에 모든 캐리어 대한 회전각의 새로운 측정치가 취해지므로, 각 캐리어에 있어서의 회전 속도의 새로운 추정치가 취해진다. 이 경우, 캐리어에 있어서의 회전 속도를 계산하기 위해, 이 캐리어내에 송신되는 QPSK 심볼이 제일 먼저 복조된다. 수신된 컨스털레이션의 포인트 및 좌표축에 의해 형성되는 각을 송신된 컨스털레이션의 포인트의 각으로부터 감산하고, 그리하여 이 캐리어내의 생성된 각 편이가 인식된다. 최근 각도의 차이를 계산하기 위해 이 캐리어에 대해 16 심볼 마다 새로운 각이 계산되고, 심볼 마다 회전 속도를 인식하기 위해 가장 일찍 계산된 16 심볼을 16으로 나눈다. 이 추정치는, 추정치에 대해 돌발 채널 변경에 의한 변화를 제거하고 잡음의 영향을 감소시키기 위해 저역 필터로 송신되어도 좋다. 수렴 처리를 가속화시키기 위해, 복수의 캐리어에 대한 결과의 주파수 평균을 수행하여도 좋다.
로터에 의한 코릴레이션은 주파수 영역에서, 즉, 엑시팅 모듈(exiting module)(13), 구체적으로는 등화기에서 복수 지수에 의한 신호를 증가시키는 것으로 이루어진다. 간략화하기 위해, 이 단계에서 에러는 작으므로, 1에 근접한 복소 지수의 실수 부분과 허수 부분을 라디안으로 추정되는 각도로 할 수 있다.
모든 캐리어에 있어서의 이들 회전의 평균을 계산한 결과는 다음과 같다:
Figure 112003043981226-pct00015
이 평균값은 주파수 에러의 추정치이고, 주파수에 있어서의 이 에러를 정확하게 정정하기 위해 사용하여도 좋다. 이를 위해, 리샘플 필터(12)를 가진 리샘플러(27)이든 VCXO(28)이든 상관없이 더 정확하게 달성하기 위해 추정치가 주파수 정정소자에 대한 입력으로서 사용된다. 본 발명의 다른 실시형태에 있어서, 상기 아크탄젠트를 계산하기에 적절한 회로, 바람직하게는 상기한 CORDIC(26)에 의해 아크탄젠트를 위해 얻어진 코릴레이션 각으로부터 시작된 추정은 이 단계에서 사용될 수 있다.

Claims (18)

  1. 디지털 대역 변환 및 장비의 송신 및 수신 시스템에 보간기 및 데서메이터를 포함하는, OFDM 심볼에 순환 프로픽스를 추가 및 추출하는 수단을 포함하고, 헤드엔드와 복수의 유저 간에 전기 통신망을 통해 양방향 통신에 적용할 수 있고, 수신시 주파수 및 시간 동기화를 제공하기 위해, 헤드엔드로부터 유저로 통하는 하향 채널을 통해 송신되는 정보에 동기화 시퀀스의 송신을 포함하는, OFDM 변조에 의한 포인트 투 멀티포인트 시스템에 있어서 다중 유저의 하향에서의 동기화 방법으로서, 하향 채널에 의해 상기 헤드엔드 장비로부터 모든 유저 장비로 주기적으로 송신되는 두개의 동일한 동기화 심볼(16)에 의한 동기화 시퀀스의 생성을 포함하며, 상기 유저 장비는 수신시 상기 동기화 시퀀스를 검출하여 상기 유저 장비의 수신기에 포함되는 아날로그/디지털 변환기(7)에서의 샘플링 주파수를 선택적으로 추정 및 정정하거나, 또는 디지털 신호의 리샘플링인 주파수 동기화와 동시에 각 OFDM 심볼이 시작하는 순간을 추정하는 시간 동기화를 수행하는 것을 특징으로 하는 OFDM 변조에 의한 포인트 투 멀티포인트 시스템에 있어서의 다중 유저의 하향에서의 동기화 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 동기화 시퀀스의 검출은 최대 가능 기준을 사용하여 행해지고, 그리하여 시간 동기화는 두개의 수신된 심볼의 샘플의 최대 코릴레이션의 계산으로부터 시작하고, 이 최대치는 코릴레이션 피크에 대해 평평한 구역의 중간 포인트가 되며, 그 포인트에서의 샘플의 개수는 심볼간 간섭(ISI)이 없는 순환 프리픽스의 샘플의 개수와 동일하고, 최대 코릴레이션으로 판정되는 순간에 이 코릴레이션 각을 계산함으로써 주파수 동기화를 수행하는 것을 특징으로 하는 OFDM 변조에 의한 포인트 투 멀티포인트 시스템에 있어서의 다중 유저의 하향에서의 동기화 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 코릴레이션 최대는 전력에 상수 C를 곱한 것에 대응하는 임계값을 능가하는 코릴레이션 피크를 검출함으로써 계산되고, 이 최대치는 코릴레이션 피크에서의 평평한 구역의 중간 포인트에서 취해지며, 그 포인트에서의 샘플의 개수는 심볼간 간섭(ISI)이 없는 순환 프리픽스의 샘플의 개수와 동일하고; 상기 상수 C의 값은 오경보를 발생시킬 가능성을 최소화하기 위해 고정되고, 상기 코릴레이션은 하기 알고리즘에 의해 계산되고:
    Figure 112005052705918-pct00016
    상기 전력은 하기 알고리즘에 의해 계산되는 것을 특징으로 하는 OFDM 변조에 의한 포인트 투 멀티포인트 시스템에 있어서의 다중 유저의 하향에서의 동기화 방법.
    Figure 112005052705918-pct00017
    (여기서, γ(m)은 샘플의 순간 m에서의 코릴레이션이고, ζ(m)은 샘플의 순간 m에서의 전력이고, r(k)는 순간 k에서 수신된 샘플이고, r*(k+n)은 순간 k+n에서 수신된 샘플의 공액 복소수이고, n=N+L, l=n이고, 여기서, N은 동기화 시퀀스에 있어서 하나의 심볼 중의 샘플의 개수이고, L은 순환 프리픽스의 샘플의 개수이다.)
  4. 제2항 또는 제3항에 있어서,
    상기 코릴레이션 및 전력의 계산은 상기 샘플 및 바람직하게는 현재 샘플과 N+L 샘플 이전에 도착되는 공액 샘플의 부분 곱을 기억하여, 하기 알고리즘에 의해 반복적으로 수행되는 것을 특징으로 하는 OFDM 변조에 의한 포인트 투 멀티포인트 시스템에 있어서의 다중 유저의 하향에서의 동기화 방법.
    P(d)=P(d-1)+(rdr* d-(N+L))-(rd-Nr* d-(N+L)-N)
    R(d)=R(d-1)+|rd|2-|rd-N|2
    (여기서, P(d)는 코릴레이션, R(d)는 전력, rd는 현재 샘플, rd-N는 N 샘플 이전에 수신기에 도착되는 샘플, r* d-(N+L)는 N+L 샘플 이전에 수신기에 도착되는 샘플의 공액 복소수, r* d-(N+L)-N는 2N+L 샘플 이전에 수신기에 도착되는 샘플의 공액 복소수이다.)
  5. 제3항에 있어서,
    주파수 에러가 소정 임계값 미만일 경우, 계산을 간략화하기 위해 코릴레이션의 실수 부분만을 사용하는 것을 특징으로 하는 OFDM 변조에 의한 포인트 투 멀티포인트 시스템에 있어서의 다중 유저의 하향에서의 동기화 방법.
  6. 제3항 또는 제5항에 있어서,
    상기 동기화 시퀀스의 검출은 오경보의 가능성을 최소화하기 위해 코릴레이션 값과 값 C에 의해 곱해진 전력값을 비교하여 수행되고, 상기 샘플에 대한 동기화 시퀀스 및 최적 순간은 조건 |γ|>Cㆍζ을 만족할 때 검색되고, 여기서, C는 이 곱이 임계값으로 사용되도록 전력에 곱해지는 인수인 것을 특징으로 하는 OFDM 변조에 의한 포인트 투 멀티포인트 시스템에 있어서의 다중 유저의 하향에서의 동기화 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 두개의 동일한 동기화 심볼은 선택적으로 고정 또는 의사 랜덤 정보로 구성되는 것을 특징으로 하는 OFDM 변조에 의한 포인트 투 멀티포인트 시스템에 있어서의 다중 유저의 하향에서의 동기화 방법.
  8. 제1항,제2항,제3항 또는 제5항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 수신기에서의 샘플링 주파수 동기화 및 시간 동기화는 획득 단계 및 추적 단계를 포함하고, 상기 획득 단계는 정해진 개수의 동기화 시퀀스의 검색, 대강의 주파수 에러 정정 및 두 동기화에 대해 추적 단계로의 이동을 포함하는 것을 특징으로 하는 OFDM 변조에 의한 포인트 투 멀티포인트 시스템에 있어서의 다중 유저의 하향에서의 동기화 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 시간 동기화에 대한 상기 획득 단계는, 오경보에 의한 동기화 획득 가능성을 감소시키기 위해 추적 단계로 이동하기 전에, 기대되는 위치, 순간의 동기화 시퀀스 또는 정해진 개수의 심볼을 갖는 동기화 시퀀스를 검출하기 위해 대기 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 OFDM 변조에 의한 포인트 투 멀티포인트 시스템에 있어서의 다중 유저의 하향에서의 동기화 방법.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 시간 동기화의 획득에 이어서, 하향 채널에 의해 유저에 송신된 동기화 시퀀스를 수신되지 않은 시퀀스의 개수를 고려하여 검출하는 시간 동기화에 대한 추적 단계를 포함하고, 소정 한계를 능가하는 경우, 상기 시간 획득 단계로 되돌아가는 것을 특징으로 하는 OFDM 변조에 의한 포인트 투 멀티포인트 시스템에 있어서의 다중 유저의 하향에서의 동기화 방법.
  11. 제8항에 있어서,
    상기 시간 동기화 추적 단계에 있어서, 새로운 동기화 시퀀스가 도착할 때 마다 OFDM 심볼이 시작하는 순간의 수정이 일어나고; 이 수정은, 유저 수신기에 의해 예측되는 바와 같이, 시간 영역에서 유저 주파수 영역으로의 신호의 변환 단계에 적용되는 샘플 군의 변동에 의해 수행되고, 등화기에 의해 정정되는 복조된 컨스털레이션에서의 회전 또는 위상 변화를 발생시킬 수 있고, 바람직하게는 동기화 시퀀스 이후에 등화 시퀀스가 송신되는 것을 특징으로 하는 OFDM 변조에 의한 포인트 투 멀티포인트 시스템에 있어서의 다중 유저의 하향에서의 동기화 방법.
  12. 제8항에 있어서,
    상기 주파수 동기화 획득 단계는 샘플링 주파수를 수신기의 아날로그/디지털 변환기에 제공하기 위해 사용되는 발진기가 충분히 정밀한 경우에 억제되는 것을 특징으로 하는 OFDM 변조에 의한 포인트 투 멀티포인트 시스템에 있어서의 다중 유저의 하향에서의 동기화 방법.
  13. 제8항에 있어서,
    상기 주파수 동기화 획득 단계는 상기 시간 동기화 획득 단계 후에 일어나고, 상기 단계는 하기 알고리즘에 따라서 메트릭의 최대 평평한 구역의 중심에 위치하는 순간을 이용하여, 이 매트릭의 최대 순간에 코릴레이션 각으로부터 시작하여 샘플링 주파수 에러의 추정을 포함하고:
    Figure 112005052705918-pct00018
    여기서, M은 보간법 및 데서메이터 인수, fc는 캐리어 주파수, fs는 샘플링 주파수, Δfs는 샘플링 주파수 에러이고; 전압으로 제어되는 발진기(28) 또는 리샘플러(27)와 그 관련된 필터(12)로 선택적으로 구성된 주파수 정정 소자에 의해 이 에러에 대한 보상 단계를 더 포함하고, 상기 알고리즘으로부터 시작하여, 이 메트릭이 최대인 순간에 코릴레이션 각을 계산하고, 상기 코릴레이션의 허수 부분과 실수 부분의 비율의 아크탄젠트를 계산하여 상기 알고리즘에 의해 Δfs를 얻고, 이들 단계는 상기 샘플링 주파수 에러의 추정치가 소정 임계값 미만일 때까지 반복적으로 되풀이되는 것을 특징으로 하는 OFDM 변조에 의한 포인트 투 멀티포인트 시스템에 있어서의 다중 유저의 하향에서의 동기화 방법.
  14. 제8항에 있어서,
    상기 주파수 동기화 추적 단계는 주파수 영역에서 각 캐리어의 컨스털레이션의 회전을 보상하는 로터에 의해 수신 신호를 곱하는 것으로 이루어지고, 상기 컨스털레이션의 회전 속도는 수신된 각 캐리어에서 계산되는 것을 특징으로 하는 OFDM 변조에 의한 포인트 투 멀티포인트 시스템에 있어서의 다중 유저의 하향에서의 동기화 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    수신시 각 캐리어의 컨스털레이션의 회전 속도를 계산하기 위해, 상기 헤드엔드가 고정된 변조, 바람직하게는 낮은 신호 대 잡음 복조 요구를 갖는 변조를 사용하도록 강요하는 하향 채널에서의 송신시 격자가 주기적으로 송신되고, 제때 위치가 변화하는 격자 캐리어로서 알려진 어떤 캐리어에 있어서, 이들 캐리어를 사용하여 정보를 송신할 때; 유저는 격자 캐리어의 위치를 인식하고, 이들에 의해 사용된 변조를 인식하는 이들 캐리어에 있어서 라인 품질 감시 처리를 수행할 수 있고, 유저가 이들 격자 캐리어에 의해 송신된 정보의 목적지이든, 아니든 상관없이; 유저는 그들이 이들 캐리어 내에 변조된 정보에 대한 목적지인지를 사전에 인식하지 못하는 것을 특징으로 하는 OFDM 변조에 의한 포인트 투 멀티포인트 시스템에 있어서의 다중 유저의 하향에서의 동기화 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 격자의 최대 주기는 오버플로우를 발생시키기 않기 위해 최상위 주파수를 갖는 캐리어에서 최대 회전으로부터 시작하여 고정되고, NT는 심볼내의 격자의 주기, 즉, 정해진 캐리어에 있어서의 각의 두개의 연속된 측정치 사이의 심볼의 최대 개수이고, 상기 격자는 모든 캐리어가 NT 심볼 동안 격자에 속하는 것을 요구하는 시스템내의 N 캐리어에 분산되고:
    Figure 112005052705918-pct00019
    여기서, NT 심볼 동안 격자에 속하는 캐리어의 개수의 합은 시스템내의 캐리어의 총 개수와 동일하고, Ni는 심볼 i내의 격자에 속하는 캐리어의 개수이고; NT 심볼 다음에, 각 하나의 캐리어의 회전 속도의 새로운 측정치가 얻어지는 것을 특징으로 하는 OFDM 변조에 의한 포인트 투 멀티포인트 시스템에 있어서의 다중 유저의 하향에서의 동기화 방법.
  17. 제15항에 있어서,
    수신시 회전 속도를 계산하기 위해, 유저는 이들에 의해 사용된 변조, 상기 유저가 헤드엔드에 의해 송신된 정보의 목적지인지의 여부를 사전에 인식하는 격자 캐리어에 의해 송신된 정보를 복조하고, 송신된 컨스털레이션에 관한 회전각을 계산하며, 그리하여 이들 각을 동일한 캐리어에 대한 상기 계산치와 비교하고 두 각 사이의 시간으로 나누어 추정하고, 이들 캐리어에 대한 회전 속도가 계산되는 것을 특징으로 하는 OFDM 변조에 의한 포인트 투 멀티포인트 시스템에 있어서의 다중 유저의 하향에서의 동기화 방법.
  18. 제15항에 있어서,
    상기 추적 단계에 있어서, 주파수 에러는 하나의 심볼내의 각 하나의 캐리어의 컨스털레이션의 회전각의 평균값을 측정함으로써 추정되고, 이 에러는 주파수 정정 소자(27, 28)에 의해 정정되며, 이 평균값은 상기 코릴레이션 각에 상당하는 것을 특징으로 하는 OFDM 변조에 의한 포인트 투 멀티포인트 시스템에 있어서의 다중 유저의 하향에서의 동기화 방법.
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