KR20070117810A - 등화기 및 등화방법 - Google Patents

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KR20070117810A
KR20070117810A KR1020060051917A KR20060051917A KR20070117810A KR 20070117810 A KR20070117810 A KR 20070117810A KR 1020060051917 A KR1020060051917 A KR 1020060051917A KR 20060051917 A KR20060051917 A KR 20060051917A KR 20070117810 A KR20070117810 A KR 20070117810A
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Abstract

본 발명은 등화기 및 등화방법에 관한 것으로서, 채널이송함수(channel transfer function)의 크기를 산출하는 신호크기산출부, 수신신호의 잡음대 신호비(noise to signal ratio)와 상기 신호크기산출부가 출력한 신호의 합을 역산하는 역산출부, 채널이송함수의 켤레 복소수와 수신신호의 주파수 영역 신호를 곱셈하는 제1연산부, 및 상기 제1연산부에서 출력된 신호와 상기 역산출부에서 출력된 신호를 곱셈하는 제2연산부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
따라서, 본 발명에 따르면 하드웨어를 증가시키지 않으면서 고스트로 인한 잡음을 보상함으로써 신호의 수신성능을 높이는 효과가 있다.
DMB-T, TDS-OFDM, PN(Pseudo Noise), 등화기(equalizer), 채널보상

Description

등화기 및 등화방법{Equalizer and Equalizing method}
도 1은 TDS-OFDM 송신부의 일 예를 도시한 구성도
도 2는 TDS-OFDM방식의 전송신호 중 보호구간이 1/9인 신호의 프레임의 구조를 나타낸 도면
도 3은 본 발명에 따른 등화기를 포함할 수 있는 방송 수신 장치의 일실시예의 구성도
도 4는 본 발명에 따른 잡음분산 추정을 위한 PN제거 구간을 나타낸 신호도
도 5는 본 발명에 따른 PN제거구간을 이용한 잡음분산 추정부의 일실시예를 나타낸 구성도
도 6은 본 발명에 따른 등화기의 일실시예를 나타낸 구성도
<도면 주요부분의 부호의 설명>
500 : 프레임타이밍복구부 510 : 채널추정부
520 : PN생성부 530 : PN컨볼루션부
540,560 : 연산부 550 : PN제거구간 탐색부
570 : 잡음파워 평균부 580 : 오버랩부
382,384 : DFT부 590 : 패딩부
600 : 신호크기산출부 610,630,640 : 연산부
620 : 제1역산출부 650 : 제2역산출부
660 : 곱셈부
본 발명은 등화기 및 등화방법에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 고스트로 인한 잡음을 줄이고 채널을 보상할 수 있는 등화기 및 등화방법에 관한 것이다.
중국에서는 중국향 지상파 디지털 텔레비전(이하, 지상파 DTV) 방송을 위한 새로운 표준안이 제안되었다. 상기 제안서는 지상파 디지털 멀티미디어/텔레비전 방송(Terrestrial Digital Multimedia/Television Broadcasting: 이하, DMB-T)이라고 불리는 방송 규격에 관한 것이다. DMB-T에서는 타임 도메인 싱크로너스 OFDM (Time Domain Synchronous OFDM: 이하 TDS-OFDM)이라는 새로운 변조 기법(modulation scheme)이 사용된다.
TDS-OFDM의 송신단에서 변조된 후 전송되는 신호는 사이클릭 프리픽스 OFDM(cyclic prefix OFDM : 이하 CP-OFDM) 방식에서 사용되는 방식처럼 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform : 이하 IDFT)가 적용된다.
하지만, 보호구간(guard interval)에 CP 대신 의사잡음(Pseudo Noise : 이하 PN)을 삽입하여 훈련신호로써 사용한다.
상기와 같은 방식은 방송신호 전송시 오버헤드를 줄일 수 있고, 채널의 사용 효율을 높일 수 있으며, 방송신호 수신단의 동기부와 채널 추정부의 성능을 향샹시 킬 수 있다.
도 1은 DMB-T의 송신장치의 일 예를 나타낸 구성도이다. 도 1을 참조하여 DMB-T의 송신장치의 동작을 설명하면 다음과 같다.
상기 송신장치는 채널부호화부(110), TPS 생성부(120), 변조부(130), IDFT부(140), PN생성부(150), 다중화부(160), SRRC필터부(170), 및 RF전송부(180)를 포함한다.
채널부호화부(110)는 수신단에서 에러를 감지할 수 있도록 하기 위해 데이터를 부호화한 비트스트림(bitstream)을 출력한다.
TPS 생성부(120)는 프레임 그룹의 번호, FEC(Forward Error Correction) 코드 에러비, 타임-디인터리버(time-deinterleaver) 모드 등의 채널부호화 또는 변조정보를 포함하는 TPS(전송변수매개신호 : 이하 TPS) 데이터를 생성하여 출력한다.
변조부(130)는 상기 부호화된 비트스트림과 TPS 생성부(120)에서 출력된 TPS 데이터를 입력받아 이를 4치(4QAM), 16치(16QAM) 또는 64치(64QAM) 등의 직교 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation : 이하 QAM) 방식으로 변조한다.
IDFT부(140)는 주파수 영역에서 OFDM 방식으로 변조된 신호를 시간영역의 OFDM 신호로 변조한다. DMB-T 방식에서 IDFT부(140)는 전송데이터 3780개 포인트에 대한 주파수영역 신호를 동시에 시간영역 신호로 변환시킬 수 있다.
PN생성부(150)는 송신할 방송신호의 훈련신호로 사용할 PN 시퀀스(sequence)를 생성한다.
상기 다중화부(160)는 상기 생성된 PN 시퀀스와 상기 IDFT부(140)에서 변환 된 OFDM 신호를 시간영역에서 분배하고, 이를 다중화하여 출력한다.
그리고 SRRC(Square Root Rasied Cosine : 이하 SRRC)필터부(170)는 상기 다중화된 DMB-T신호의 대역폭을 제한하여 출력한다. 일반적으로 상기 대역폭 제한에 사용되는 롤-오프 팩터(roll-off factor : α)는 0.05이다.
그리고 RF(Radio Frequency) 전송부(180)는 상기 대역폭이 제한되어 출력된 신호를 소정의 캐리어(carrier) 주파수 fc의 RF전송 대역으로 업 컨버전(up conversion)하여 방송신호를 전송한다.
도 2는 TDS-OFDM방식에 의해 전송되는 신호 중 보호구간이 1/9인 신호의 프레임의 구조를 나타낸다. 도 2를 참조하여 보호구간이 1/9인 전송 프레임 구조에 대해 설명하면 다음과 같다.
상기 프레임은 프레임 싱크(frame sync)와 프레임 바디(frame body)를 가진다. 프레임 바디는 전송하려는 데이터가 실린 곳으로서, DFT(discrete fourier transform)이 적용되는 DFT 블럭이고, 상기 DFT 블럭은 일반적으로 3780개의 스트림 데이터를 포함한다. 데이터 구간인 프레임 바디는 4개 구간으로 전송정보매개신호(transmission parameter signals : 이하 TPS)를 포함한다.
프레임 싱크는 PN 시퀀스로 구성되는데, 상기 프레임 싱크에 사용되는 PN 시퀀스는 오더(order) 가 8(m = 8)인 시퀀스를 사용할 수 있다. m = 8일 경우에는 255개의 서로 다른 시퀀스가 생성될 수 있고, 상기 시퀀스는 보호구간(guard interval)에 사용되기 위해서, 프리엠블(preamble)과 포스트엠블(postamble)로 확장될 수 있다.
따라서, 상기 프리엠블(preamble)과 상기 포스트엠블(postamble)은 PN 시퀀스의 사이클릭 익스텐션(cyclic extension : 주기적 확장)을 위한 PN 시퀀스의 반복 구간이 될 수 있다.
프레임 싱크의 255개의 PN 시퀀스 중 상기 PN 시퀀스의 처음 115개의 PN 시퀀스는 포스트엠블로서 상기 255개의 PN 시퀀스의 끝에 부가되고, 상기 PN 시퀀스의 마지막 50개의 PN들은 프리엠블로서 상기 255개의 PN 시퀀스의 앞에 부가되어 확장될 수 있다.
상기 PN 시퀀스의 폴리노미얼(polynomial)은 P(x) = x8 + x6 + x5 + x + 1이고, PN 시퀀스의 초기상태에 따라 생성되는 위상이 0에서 254로 변화한다.
보호구간이 1/9일 경우 255개의 PN 시퀀스들에 상기 프리엠블과 상기 포스트엠블이 전후에 추가되어 420개의 데이터로 이루어진 프레임 싱크가 구성될 수 있다. 환언하면, DFT 블럭의 데이터 3780개의 1/9인 420개의 데이터가 프레임 싱크에 사용될 수 있다. 하나의 OFDM 프레임은 420개의 데이터로 이루어진 프레임 싱크와 3780개의 데이터로 이루어진 프레임 바디로 구성될 수 있다.
상기 데이터 프레임의 구조는 보호구간에 따라 달라질 수도 있으며, 각 프레임 내 분포하는 데이터의 개수도 다르게 분포하도록 할 수도 있다.
또한, 보호구간은 1/4 또는 1/9이 규정될 수 있으며, 그 이외에 1/6 보호구간이 사용될 수도 있고 따라서, 보호구간의 길이도 시스템을 형성하는 규격에 따라 다르게 형성될 수 있다.
이러한, TDS-OFDM 방식으로 변조된 전송신호를 수신하는 경우 수신단에서는 주파수 오차의 보상과 샘플링 오차의 보상 과정을 수행한다. 오차가 보상된 신호에 대해서 주파수 영역에서 채널 보상하고, 보상된 수신 신호를 복호하는 과정을 거친다.
채널 보상을 수행하는 수신기의 등화기(equalizer)는 OFDM 변조 방식을 고려한 제로 포싱(zero forcing) 등화기 또는 널(null)이 생기는 채널에서 생기는 잡음 증가를 억제하기 위해 MMSE(Minimum Mean-Squared Error) 등화기를 사용할 수 있다. 상기 제로 포싱 등화기는 노이즈를 감안하지 않고 산출한 채널 보상을 수행하기 때문에 구현이 쉽다.
그러나, 기존의 제로 포싱 등화기의 경우 특히 널(null) 신호가 많이 나타나는 고스트(ghost) 채널의 보상을 해결할 수 없는 문제점이 있었다. 그리고 기존의 MMSE등화기는 잡음파워에 대한 계산으로 인하여 딜레이가 증가하는데 이는 메모리를 증가시킨다는 문제점이 있었다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 하드웨어를 증가시키지 않으면서 고스트로 인한 잡음을 줄여 신호의 수신성능을 높이는 등화기 및 등화방법을 제공하는 데 그 목적이 있다.
상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명에 따른 등화기의 특징은, 채널의 채널이송함수(channel transfer function)의 크기를 산출하는 신호크기산출부, 수신신호의 잡음대 신호비(noise to signal ratio)와 상기 신호크기산출부가 출력한 신호의 합을 역산하는 역산출부, 채널의 채널이송함수의 켤레 복소수와 수신신호의 주파수 영역 신호를 곱셈하는 제1연산부, 및 상기 제1연산부에서 출력된 신호와 상기 역산출부에서 출력된 신호를 곱셈하는 제2연산부를 포함하는 데에 있다.
본 발명에 따른 등화방법의 특징은, 채널이송함수의 크기를 산출하는 크기산출단계, 수신신호의 잡음대 신호비와 상기 크기산출단계로부터 산출된 값을 가산하는 가산단계, 채널이송함수의 켤레 복소수와 수신신호의 주파수 영역 값을 곱셈하는 제1연산단계, 및 상기 제1연산단계에서 산출된 값으로부터 상기 가산단계에서 산출된 값을 나누는 제2연산단계를 포함하는 데에 있다.
본 발명의 다른 목적, 특성 및 이점들은 첨부한 도면을 참조한 실시 예들의 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.
아울러, 본 발명에서 사용되는 용어는 가능한 한 현재 널리 사용되는 일반적인 용어를 선택하였으나, 특정한 경우는 출원인이 임의로 선정한 용어도 있으며 이 경우 해당되는 발명의 설명 부분에서 상세히 그 의미를 기재하였으므로, 단순한 용어의 명칭이 아닌 용어가 가지는 의미로서 본 발명을 파악하여야 함을 밝혀 두고자 한다.
이와 같이 구성된 본 발명에 따른 등화기 및 등화방법의 동작을 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다.
도 3은 본 발명에 따른 등화기를 포함할 수 있는 방송 수신 장치의 일실시예의 구성도이다.
상기 방송 수신 장치는 튜너(300), 자동이득제어부(310), A/D 컨버터(320), 위상분리부(330), 곱셈기(340), 리샘플러(resampler)(350), SRRC부(360), PN 상관기(correlator)(372), 신호포착(acquisition)부(374), 신호추적(tracking)부(376), 자동주파수제어부(378), 채널 추정 및 PN제거부(380), DFT부(382, 384), 등화부(390)를 포함한다.
튜너(tuner)(300)는 RF(Radio Frequency) 전송 대역의 신호를 기저대역(base band) 신호로 전환하여 자동이득제어부(Automatic Gain Controller : AGC)(310)로 출력한다. 자동이득제어부(310)는 상기 출력된 신호의 파워를 표준화(Power normalization)하여 A/D컨버터(Analog to digital converter)(320)로 출력한다.
A/D 컨버터(320)는 상기 자동이득제어부(310)에서 출력된 신호를 아날로그 신호에서 디지털 신호로 변환하여 출력한다.
위상분리부(phase splitter)(330)는 상기 A/D 컨버터(320)가 출력하는 신호로부터 동위(inphase) 성분신호(이하, I 신호)와 직교(quadrature) 성분신호(이하, Q 신호)를 분리하여 출력한다.
리샘플러(350)가 곱셈기(340)에서 연산된 신호를 다시 샘플링을 하여 출력하면, SRRC부(360)는 리샘플러(350)에서 출력된 신호를 송신장치에서와 같이 신호의 대역폭을 제한하는 필터역할을 수행한다.
프레임동기부는 신호포착(acquisition)부(374), 신호추적(tracking)부(376), 및 AFC부(378)로 크게 3부분으로 구분될 수 있다. 먼저 AFC부(378)는 수신신호에서 분리된 I 신호와 Q 신호의 추정된 주파수 오차를 산출하고, 상기 곱셈기(340)를 통 해 수신신호와 주파수 오차가 산출된 신호의 곱을 산출하게 하여 수신신호의 주파수 오차를 보상할 수 있다.
그리고 신호포착(acquisition)부(374)는 송신장치에서 송신한 PN 시퀀스를 동기화한다. 마지막으로 신호추적(tracking)부(376)는 상기 포착된 PN 시퀀스를 사용하여 심벌 오차를 보상한다.
상기 프레임동기부는 PN 상관기(correlator)(372)에서 수신신호와 PN 시퀀스의 상관한 결과를 사용한다.
채널 추정 및 PN제거부(380)는 수신신호로부터 채널 임펄스 응답과 PN구간을 제거한 데이터 구간의 신호를 산출한다.
DFT부(382,384)는 채널 추정 및 PN제거부(380)의 결과로 출력되는 데이터 신호와 채널 임펄스 응답(channel impulse response : CIR)을 각각 푸리에 연산(fourier transform)을 통해 주파수영역으로 변환하여 출력한다.
그리고 등화부(390)는 주파수 영역에서 채널을 보상하여 출력한다. 채널보상은 추정된 채널을 역필터링하는 것으로, 주파수 영역에서 이루어진다. 프레임 동기부를 거쳐 들어온 데이터는 채널 추정기를 거치면서 채널 임펄스 응답을 만들어 낸다. 그러므로 상기 데이터와 채널 임펄스 응답 신호를 각각 DFT 함으로써 주파수 영역에서 채널을 보상할 수 있다.
이하에서 본 발명에 따른 등화기가 채널을 보상하는 개념을 설명하면 다음과 같다.
채널 추정기 전까지 수신기가 수신한 신호 r(n)은 하기의 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006040572008-PAT00001
상기 수학식 1에서 xk는 전송신호, IFFT(Xk)는 Xk의 시간 영역의 값, SRRCtx 와 SRRCrx는 각각 송신측과 수신측의 SRRC필터(square root raised cosine filter)의 필터값, n'(n)은 채널의 백색 잡음(white noise)성분을 의미한다. h(n)은 채널 임펄스 응답(CIR)이다.
채널 추정기 전까지 수신기가 받은 신호 r(n)은, Xk의 시간 영역의 값, SRRCtx 와 SRRCrx의 필터값, 및 채널 임펄스 응답의 컨볼루션 형태로 이루어져 있고 거기에 n'(n)의 백색 잡음(white noise)성분이 부가되어 있다.
채널 임펄스 응답인 h(n)은 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006040572008-PAT00002
Figure 112006040572008-PAT00003
Figure 112006040572008-PAT00004
Figure 112006040572008-PAT00005
상기 수학식 2에서 전송하기 전 신호에 포함되어 있는 PN 시퀀스의 시간영역의 값은 PN(n)이고, rPN(n)은 채널 추정기 전까지 수신기로부터 받은 신호 r(n)의 PN구간값, hT(n)은 송신단에서 송신할 때의 필터나 오실레이터(oscillator) 등의 영향으로 인한 채널 임펄스 응답값, hR(n)은 수신단에서 수신할 때의 필터나 오실레이터 등의 영향으로 인한 채널 임펄스 응답값, hC(n)은 멀티패스에 의한 채널 임펄스 응답값, nb(n)은 채널에서의 잡음 성분, nh(n)은 컨볼루션의 계산을 통해 정리된 잡음 값을 의미한다.
상기 수학식 2에서와 같이 수신기로부터 알고 있는 PN 시퀀스의 켤레 복소수와 채널 추정기 전까지 수신기로부터 받은 신호 r(n)의 PN구간값 rPN(n)를 상관(correlation)하면, 송신단에서의 채널 임펄스 응답값(hT(n)), 수신단에서의 채널 임펄스 응답값(hR(n)), 멀티패스에 의한 채널 임펄스 응답값(hC(n)), 및 잡음 성분이 들어있는 채널 임펄스 응답값(h(n))을 구할 수 있다.
이렇게 해서 구한 채널 임펄스 응답값과 알고 있는 PN 시퀀스를 컨볼루션하여 송신단에서 수신단까지 채널을 겪은 PN 시퀀스를 구한다. 상기 채널을 겪은 PN 시퀀스로부터 채널 추정기 전까지 수신기로부터 받은 신호 r(n)의 PN구간값 rPN(n)를 빼어 잡음을 포함하고 있는 PN제거구간을 구한다. 이를 식으로 표현하면 수학식 3과 같이 된다.
Figure 112006040572008-PAT00006
도 4는 위의 수학식 3에 의해 보여지는 PN 제거구간을 나타낸 신호도이다. 상기 PN제거 과정을 겪은 신호는 도 4에서 볼 수 있듯이 C/N(Career to Noise)이 좋을 때는 PN 제거구간에 잡음이 거의 없지만, C/N이 20dB일 경우는 잡음이 PN 제거구간에 관찰된다.
잡음 분산(
Figure 112006040572008-PAT00007
)은 하기의 수학식 4와 같이 PN 제거구간에서 구한 잡음 성분의 실수(real)값(Nre(n))과 허수(imaginary)값(Nim(n))을 각각 제곱하여 더한 후 멀티패스 길이(L)만큼을 나누어 주어 구한다.
Figure 112006040572008-PAT00008
NSR(Noise to Signal Ratio)는 수학식 4에서 구한 잡음 분산값을 상기
Figure 112006040572008-PAT00009
으로 나누어 주어 구할 수 있으며, 이를 식으로 표현하면 하기의 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006040572008-PAT00010
Figure 112006040572008-PAT00011
는 수신단에서 이미 계산된 수신신호의 레퍼런스(reference) 데이터의 파워(power)이다.
도 5는 본 발명에 따른 PN 제거구간을 이용한 잡음분산 추정부의 일실시예를 나타낸 구성도이다. 도 5를 참조하여 수신 신호의 PN 제거구간을 이용하는 잡음분산 추정부의 동작을 설명하면 다음과 같다.
상기 잡음분산 추정부는 채널 추정 및 PN제거부(380), PN제거구간 탐색(detection)부(550), 가산부(560), 잡음파워 평균부(570), 및 DFT부(382,384)를 포함한다.
상기 채널 추정 및 PN제거부(380)는 프레임타이밍복구부(500), 채널추정부(510), PN생성부(520), PN 컨볼루션부(530), 연산부(540), 오버랩부(580), 및 패딩부(590)를 포함한다.
프레임타이밍복구부(500)는 동기부로부터 전송된 수신 신호의 프레임타이밍을 복구하여 출력한다.
채널추정부(510)는 동기부로부터 전송된 수신 신호로부터 채널 특성을 산출하여 그 수신 신호의 채널 임펄스 응답을 출력한다.
PN생성부(520)는 소정의 PN 초기값(PN number)를 이용하여 전송 신호의 프레 임 동기에 포함된 PN 시퀀스를 발생시켜 출력한다. PN 컨볼루션부(530)는 상기 PN 생성부(520)가 출력하는 PN 시퀀스에 상기 채널추정부(510)로부터 출력된 채널 임펄스 응답을 컨볼루션 연산하여 출력한다.
연산부(540)는 프레임타이밍복구부(500)로부터 출력된 수신 신호에서 상기 PN컨볼루션부(530)가 출력하는 PN 시퀀스를 제거하여 수신 신호에서 PN 시퀀스 구간이 제거된 신호를 출력한다.
PN 제거구간 탐색(detection)부(550)는 채널추정부(510)로부터 받은 채널 임펄스 응답의 길이 정보(CIR length information)와 상기 연산부(540)로부터 출력된 신호로부터 PN 제거구간을 탐색한다.
멀티패스 채널의 신호가 수신될 경우 잡음 성분을 구할 수 있는 PN 시퀀스 구간이 변하므로 채널 임펄스 응답의 길이를 측정하여 그 길이에 맞게 PN 제거구간을 컨트롤한다.
가산부(560)와 잡음파워 평균부(570)는 과거의 잡음파워와 PN 제거구간 탐색부(550)로부터 출력된 PN 제거구간의 잡음파워의 평균값을 구하는 과정을 수행하는 부분이다.
가산부(560)에서는 PN 제거구간 탐색부(550)에서 출력된 PN 제거구간의 잡음파워와 잡음파워 평균부(570)에서 피드백(feed back)된 잡음파워가 가산된다. 상기 잡음파워 평균부(570)에서는 상기 가산된 값으로부터 잡음파워의 평균값을 구한다. 상기 잡음파워 평균부(570)에서 산출된 평균값은 채널보상을 위해 등화부(390)로 전송된다.
잡음 측정을 할 수 있는 PN 제거구간이 긴 고스트 성분으로 인하여 줄어든다면 잡음 측정이 부정확하게 될 수 있다. 이 경우에는 상기와 같이 과거에 구한 잡음 분산값과 현재의 잡음 분산값을 프레임간 평균을 취함으로써 잡음 측정의 에러를 줄여줄 수 있다.
오버랩부(580)는 상기 연산부(540)에서 출력된 PN 시퀀스를 제거한 프레임 바디 구간에 대해 푸리에 연산을 적용하기 위해 푸리에 연산의 주기적 성질을 이용하여 데이터를 중첩시켜 출력한다. 제1DFT부(382)는 상기 오버랩부(580)에서 출력된 데이터 신호를 주파수 영역의 신호로 변환시킨다. 상기 변환된 주파수 영역의 신호는 등화부(390)로 전송된다.
패딩부(590)는 상기 채널추정부(510)가 출력하는 채널 임펄스 응답에 푸리에 연산을 적용하기 위해 상기 채널 임펄스 응답 이외의 구간을 0으로 패딩하여 출력한다. 그리고 제2DFT부(384)는 상기 패딩부(590)에서 제로 패딩되어 출력된 채널 임펄스 응답을 주파수 영역으로 변환하여 채널이송함수(channel transfer function)를 산출한다. 상기 변환된 채널이송함수는 등화부(390)로 전송된다.
도 6은 본 발명에 따른 등화기의 일실시예를 나타낸 구성도이다. 도 6을 참조하여 본 발명에 따른 등화기의 일실시예의 동작을 설명하면 다음과 같다.
DFT부(382,384)는 채널 추정 및 PN제거부(380)로부터 산출되는 수신된 신호의 데이터와 채널 임펄스 응답을 각각 주파수영역의 신호로 변환한다.
즉, 상기 제1DFT부(382)는 수신된 신호의 데이터를 주파수 영역으로 변환하고, 제2DFT부(384)는 채널 임펄스 응답을 주파수 영역으로 변환하여 채널이송함수 를 산출한다. 상기 주파수 영역으로 변환된 데이터와 채널 이송 함수는 등화부(390)로 송출된다.
상기 등화부(390)는 신호크기산출부(600), 제1역산출부(620) 및 다수의 연산부(610, 630, 640)를 포함한다.
수신 신호의 잡음대 신호비(noise to signal ratio : NSR)를 산출하는 NSR산출부는 제2역산출부(650), 곱셈부(660)를 포함한다. 수신신호의 파워는 제2역산출부(650)에서 역산된다. 곱셈부(660)는 도 5의 잡음분산 추정부에서 산출된 잡음파워와 제2역산출부(650)에서 산출된 신호를 곱셈하여 잡음대 신호비를 산출한다.
등화부(390)에 있어서 신호크기산출부(600)는 상기 제2DFT부(384)가 출력하는 채널 이송 함수의 크기를 산출한다. 제1연산부(610)는 상기 신호크기산출부(600)에서 산출한 채널 이송 함수의 크기와 NSR산출부에서 산출된 잡음대 신호비(NSR)를 가산하여 출력한다. 그리고 상기 제1역산출부(620)는 상기 제1연산부(610)에서 가산되어 출력된 신호를 역산(inverse)한다.
제2연산부(630)는 상기 제1DFT부(382)에서 산출되는 주파수 영역으로 변환된 데이터 신호와 제2DFT부(384)에서 산출되는 채널 이송 함수 신호의 켤레 복소수를 곱셈 연산한다.
제3연산부(640)는 상기 제1역산출부(620)와 상기 제2연산부(630)에서 연산된 결과를 곱셈연산하여 등화된 수신 신호를 산출한다.
FFT(Fast Fourier Transform)나 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)의 경우 빠른 시간에 푸리에 연산을 하기 위한 것이므로 상기 실시예의 DFT부, IDFT부 등은 FFT부, IFFT부로 대체될 수 있다.
이와 같이 상기 등화부(390)는 수신 신호의 잡음대 신호비(noise to signal ratio : NSR)를 사용하여 전송 중에 발생한 채널 왜곡을 보상한다. 노이즈 파워는 널(null) 신호를 이용하거나 전송정보매개신호(transmission parameter signal : TPS), PN 시퀀스 등을 이용하여 산출할 수 있다.
본 발명에 따른 등화기는 정확한 노이즈 파워를 산출하기 위해 바람직하게는 수신 신호의 PN(Pseudo Noise) 제거구간을 사용한다.
이상에서 살펴본 바와 같이 본 발명에 따른 등화기 및 등화방법은, 채널의 잡음을 추정하여 이를 등화시에 반영함으로써 수신기에서 신호의 수신성능을 높일 수 있는 효과가 있다.
특히, 과거에 구한 잡음 분산값과 현재의 잡음 분산값을 평균함으로써, 고스트가 긴 채널을 겪더라도 정확한 채널 보상을 하여 신호의 수신성능을 높일 수 있는 효과가 있다.
또한, 본 발명에 따른 등화기 및 등화방법은 PN제거 구간을 이용함으로써, 수신신호를 주파수 영역으로 전환하기 전에 잡음 분산값을 구하여 프레임의 딜레이에 들어가는 메모리를 줄일 수 있다. 그리고 PN가드 구간이 데이터 구간의 1/4, 1/9 이나 되므로 잡음을 좀더 정확하게 추정할 수 있다.

Claims (10)

  1. 채널이송함수(channel transfer function)의 크기를 산출하는 신호크기산출부;
    수신신호의 잡음대 신호비(noise to signal ratio)와 상기 신호크기산출부가 출력한 신호의 합을 역산하는 역산출부;
    채널이송함수의 켤레 복소수와 수신신호의 주파수 영역 신호를 곱셈하는 제1연산부; 및
    상기 제1연산부에서 출력된 신호와 상기 역산출부에서 출력된 신호를 곱셈하는 제2연산부를 포함하는 것을 특징으로 하는 등화기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신신호의 잡음대 신호비는 수신신호의 PN(Pseudo Noise) 구간으로부터 산출하는 것을 특징으로 하는 등화기.
  3. 제 2 항에 있어서,
    수신신호의 잡음대 신호비는 수신신호의 PN을 제거한 구간에 포함된 잡음으로부터 산출하는 것을 특징으로 하는 등화기.
  4. 제 1 항에 있어서,
    PN을 제거한 구간에 포함된 잡음으로부터 수신신호의 잡음대 신호비를 추정하는 잡음대 신호비 추정부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 등화기.
  5. 제 4 항에 있어서,
    잡음대 신호비 추정부는,
    수신부에서 생성된 PN과 채널의 임펄스응답(channel impulse response)을 컨볼루션(convolution)하는 PN컨볼루션부;
    수신된 신호에서 상기 PN컨볼루션부로부터 출력된 신호를 빼는 연산부;
    상기 연산부에서 출력된 신호로부터 PN제거구간을 찾는 PN제거구간 탐색(detection)부; 및
    상기 PN제거구간 탐색부에서 찾은 PN제거구간의 신호로부터 잡음대 신호비를 추정하는 추정부를 포함하는 것을 특징으로 하는 등화기.
  6. 채널이송함수의 크기를 산출하는 크기산출단계;
    수신신호의 잡음대 신호비와 상기 크기산출단계로부터 산출된 채널이송함수의 크기를 가산하는 가산단계;
    채널이송함수의 켤레 복소수와 수신신호의 주파수 영역 값을 곱셈하는 제1연산단계; 및
    상기 제1연산단계에서 산출된 값을 상기 가산단계에서 산출된 값으로 나누는 제2연산단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 등화방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 수신신호의 잡음대 신호비는 수신신호의 PN(Pseudo Noise) 구간으로부터 산출하는 것을 특징으로 하는 등화방법.
  8. 제 7 항에 있어서,
    수신신호의 잡음대 신호비는 수신신호의 PN을 제거한 구간에 포함된 잡음으로부터 산출하는 것을 특징으로 하는 등화방법.
  9. 제 6 항에 있어서,
    PN을 제거한 구간에 포함된 잡음으로부터 수신신호의 잡음대 신호비를 추정하는 잡음대 신호비 추정단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 등화방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    잡음대 신호비 추정단계는,
    수신부에서 생성된 PN과 채널의 추정된 채널임펄스응답으로부터 채널을 거친 PN을 추정하는 단계;
    수신신호로부터 상기 추정된 PN을 제거하는 단계;
    상기 추정된 PN을 제거한 수신신호로부터 PN제거구간을 찾는 단계; 및
    상기 단계에서 찾은 PN제거구간의 잡음으로부터 잡음대 신호비를 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 등화방법.
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